JP4289003B2

JP4289003B2 - Method and apparatus for driving brushless DC motor

Info

Publication number: JP4289003B2
Application number: JP2003121202A
Authority: JP
Inventors: 智則大内山; 孝二浜岡; 秀尚田中
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-04-25
Filing date: 2003-04-25
Publication date: 2009-07-01
Anticipated expiration: 2023-04-25
Also published as: JP2004328912A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータを、三相巻線に電力を供給するインバータにより駆動するための方法及びその装置に関するものである。特に冷蔵庫やエアコンなどの圧縮機を駆動するのに最適なブラシレスＤＣモータの駆動方法及びその装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年の冷蔵庫は３５０Ｌ以上の大型機種が主力となり、それらの冷蔵庫は、高効率な圧縮機回転数可変のインバータ制御冷蔵庫が大半を占めている。これらの冷蔵庫用圧縮機では、高効率化のために、永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータを一般的には採用している。
【０００３】
また、圧縮機の中という高温、高圧、冷媒雰囲気、オイル雰囲気という環境下にブラシレスＤＣモータを設置するため、ブラシレスＤＣモータで通常使われるようなホール素子などの位置検出センサは使用できない。そのために一般的にはモータの逆起電圧から回転子の回転位置を検出する方法がよく用いられている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
上記従来の技術を図面に従って説明する。図８は従来のブラシレスＤＣモータの駆動装置のブロック図である。
【０００５】
図８において、商用電源１０１は、日本の場合周波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ、電圧１００Ｖの交流電源である。
【０００６】
整流回路１０２は商用電源１０１の交流電圧を直流電圧に変換するである。整流回路１０２は、ブリッジ接続された整流用ダイオード１０２ａ〜１０２ｄと平滑用の電解コンデンサ１０２ｅ、１０２ｆとからなり、図８に示す回路では、倍電圧整流回路となり、商用電源１０１のＡＣ１００Ｖ入力から直流電圧２８０Ｖを得ることができる。
【０００７】
インバータ回路１０３は、６個のスイッチ素子１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ、１０３ｄ、１０３ｅ、１０３ｆを３相ブリッジ構成されている。また、各々のスイッチ素子には各スイッチ素子の逆方向に還流電流用のダイオードが入っているが本図では省略している。
【０００８】
ブラシレスＤＣモータ１０４は、永久磁石を有する回転子１０４ａと３相巻線を有した固定子１０４ｂとからなる。インバータ１０３により作られた３相交流電流が固定子１０４ｂの３相巻線に流れることにより、回転子１０４ａを回転させることができる。
【０００９】
回転子１０４ａの回転運動は、クランクシャフト（図示せず）により、往復運動に変更され、ピストン（図示せず）がシリンダ（図示せず）内を往復運動することにより、冷媒を圧縮する圧縮機の駆動を行う。
【００１０】
逆起電圧検出回路１０５は、ブラシレスＤＣモータ１０４の永久磁石を有する回転子１０４ａが回転することにより発生する逆起電圧から、回転子１０４ａの回転相対位置を検出する。
【００１１】
ロータ回転数演算部１０６は、逆起電圧検出回路１０５の出力信号によりロジカルな信号変換を行い、インバータ１０３のスイッチ素子１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ、１０３ｄ、１０３ｅ、１０３ｆを順次切り換えるタイミングを演算する。
【００１２】
電圧検出部１０７は、整流回路２の出力電圧（直流電圧）を検出する。回転数制御部１０８は、ロータ回転数演算部１０６、及び、電圧検出部１０７の出力を受けて、所望の目標回転数となるようにＤｕｔｙ比を調整する。ここで、Ｄｕｔｙ比とはオン時間とキャリア周期の比を示し、Ｄｕｔｙ比が大きいほど出力される電圧は高くなる。
【００１３】
ＰＷＭキャリア周波数制御部１０９は、ロータ回転数演算部１０６で演算された回転数が所定の回転数を超えた場合に、キヤリア周波数を切り替えるものである。ここでＰＷＭとはパルス幅変調のことを意味し、モータの駆動周波数に対して十分大きな周波数であるキャリア周波数を選定する。一般的に、キャリア周波数は２ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ程度が使用される。
【００１４】
スイッチ素子切換部１１０は、ロータ回転数演算部１０６によって決定された周期と回転数制御部１０８で調整されたＤｕｔｙ比をもとに、インバータ１０３のスイッチ素子１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ、１０３ｄ、１０３ｅ、１０３ｆを駆動するための信号を出力する。
【００１５】
ドライブ回路１１１は、スイッチ素子切換部１１０からの出力信号により、インバータ１０３のスイッチ素子１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ、１０３ｄ、１０３ｅ、１０３ｆを駆動する。
【００１６】
以上の構成において、次に動作の説明を行う。
【００１７】
電圧検出部１０７で検出されたインバータへの供給電圧に応じて、回転数制御部１０８によりＤｕｔｙ比を変更する。
【００１８】
ロータ回転数演算部１０６で演算された回転数が所定の回転数を超えた時に、ＰＷＭキャリア周波数制御部１０９により、キヤリア周波数を高くする。また、ロータ回転数演算部１０６で演算された回転数が所定の回転数と等しいか、或いは下回った時に、ＰＷＭキャリア周波数制御部１０９により、キヤリア周波数を低くする。
【００１９】
このように駆動することにより、インバータへの供給電圧が変動しても、モ−タの起動をスム−ズにし、回転数が安定に制御される。さらには、回転数が所定の回転数を超えた時でも、安定した起動と静かな運転の両立を実現するものである。
【００２０】
【特許文献１】
特開平１１−３５６０８１号公報
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の構成では、次のような課題があった。
【００２２】
高回転時にキャリア周波数を高くすることにより静かな運転を実現しているものの、回転数演算部１０６の演算結果である実回転数をベースにしているため、インバータへの供給電圧が高くなる場合やモータの負荷トルクが小さくなる場合に、回転数制御部１０８によって回転数を一定に保持しようとしてＤｕｔｙ比は小さくなり、騒音や振動を十分に低減できないという課題があった。
【００２３】
本発明は、従来の課題を解決するものであり、インバータへの供給電圧や負荷の状態によって、高回転／小Ｄｕｔｙ比の運転状態になった時でも、騒音や振動を十分に抑制できるブラシレスＤＣモータの駆動方法及びその装置を提供することを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法の発明は、永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータと、前記三相巻線に接続される複数個の駆動用スイッチング素子により電力を供給するインバータと、前記スイッチング素子群の切り換え周波数を生成するキャリア周波数生成部と、前記キャリア周波数生成部によって決定されるキャリア周期内におけるオン時間の割合であるＤｕｔｙ比を調整する回転数制御部と、前記回転子の位置を検出する回転子位置検出部と、前記回転子位置検出部により検出された位置情報をもとに回転数を演算する回転数演算部と、前記スイッチング素子群を順次切り換えるスイッチング素子切換部とを備えたブラシレスＤＣモータの駆動装置におけるブラシレスＤＣモータの駆動方法であって、前記インバータから出力される波形の状態によって前記キャリア周波数を２種類以上切り替え、前記インバータに供給する電圧が低電圧領域では前記キャリア周波数を小さくし、前記電圧が大きくなるに従って前記キャリア周波数を大きく設定するものであり、入力電圧（商用電源の電圧）やインバータへの供給電圧（直流電圧）、負荷状態（Ｄｕｔｙ比）に応じてキャリア周波数を切り替えることで騒音や振動を抑えることが出来る。
【００２５】
また請求項２に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置の発明は、永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータと、前記三相巻線に接続される複数個の駆動用スイッチング素子により電力を供給するインバータと、前記スイッチング素子群の切り換え周波数を生成するキャリア周波数生成部と、前記キャリア周波数生成部によって決定されるキャリア周期内におけるオン時間の割合であるＤｕｔｙ比を調整する回転数制御部と、前記回転子の位置を検出する回転子位置検出部と、前記回転子位置検出部により検出された位置情報をもとに回転数を演算する回転数演算部と、前記スイッチング素子群を順次切り換えるスイッチング素子切換部と、前記インバータに供給される電源電圧を検出する電圧検出部と、前記電圧検出部によって検出された電圧に応じて前記キャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有するものであり、インバータに供給される電源電圧を検出する電圧検出部と、電圧検出部によって検出された電圧に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有し、前記インバータに供給する電圧が低電圧領域では前記キャリア周波数を小さくし、前記電圧が大きくなるに従って前記キャリア周波数を大きく切替えることにより、瞬時電圧低下・停電や急峻な電源電圧の上昇が生じたり、異なる商用電源電圧環境下での使用などインバータへの供給電圧が変化した場合に発生する騒音や振動を速やかに回避することが出来る。
【００２６】
また請求項３に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置の発明は、永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータと、前記三相巻線に接続される複数個の駆動用スイッチング素子により電力を供給するインバータと、前記スイッチング素子群の切り換え周波数を生成するキャリア周波数生成部と、前記キャリア周波数生成部によって決定されるキャリア周期内におけるオン時間の割合であるＤｕｔｙ比を調整する回転数制御部と、前記回転子の位置を検出する回転子位置検出部と、前記回転子位置検出部により検出された位置情報をもとに回転数を演算する回転数演算部と、前記スイッチング素子群を順次切り換えるスイッチング素子切換部と、前記インバータに供給される電源電圧を調整する電圧調整部と、前記電圧調整部に出力される電圧調整信号を制御する電圧制御部と、前記電圧調整部に出力される電圧調整信号に応じて前記キャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有するものであり、インバータに供給される電源電圧を調整する電圧調整部と、電圧調整部に出力される電圧調整信号を制御する電圧制御部と、電圧調整信号に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有し、前記インバータに供給する電圧が低電圧領域では前記キャリア周波数を小さくし、前記電圧が大きくなるに従って前記キャリア周波数を大きく切替えることにより、モータの回転数などに応じて最適な電源電圧をインバータに供給できるとともに、電源電圧の変化による騒音や振動の発生を速やかに回避することが出来る。また、電圧調整信号の変化によりキャリア周波数を切り替えるため、インバータへの供給電圧の変化により切り替える手段よりも、より速やかに騒音や振動を回避できる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による冷蔵庫の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００３１】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１によるブラシレスＤＣモータの駆動装置のブロック図である。
【００３２】
図１において、商用電源１は、日本の場合周波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ、電圧１００Ｖの交流電源である。
【００３３】
整流回路２は商用電源１の交流電圧を直流電圧に変換する。整流回路２はブリッジ接続された整流用ダイオード２ａ〜２ｄと平滑用の電解コンデンサ２ｅ、２ｆと電圧調整回路２ｇからなり、図１に示す回路は倍電圧整流回路の場合、商用電源１のＡＣ１００Ｖ入力から直流電圧２８０Ｖを得ることができる。ここでは倍電圧整流としたが、電圧調整回路２ｇは直流電圧可変式のチョッパ回路や倍電圧整流／全波整流の切替方式回路に相当する。
【００３４】
インバータ回路３は、６個のスイッチ素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを３相ブリッジ構成されている。また、各々のスイッチ素子には各スイッチ素子の逆方向に還流電流用のダイオードが入っているが本図では省略している。
【００３５】
ブラシレスＤＣモータ４は、永久磁石を有する回転子４ａと３相巻線を有した固定子４ｂとからなる。インバータ３により作られた３相交流電流が固定子４ｂの３相巻線に流れることにより、回転子４ａを回転させることができる。回転子４ａの回転運動はクランクシャフト（図示せず）により、往復運動に変更され、ピストン（図示せず）がシリンダ（図示せず）内を往復運動することにより、冷媒を圧縮する圧縮機の駆動を行う。
【００３６】
逆起電圧検出回路５は、ブラシレスＤＣモータ４の永久磁石を有する回転子４ａが回転することにより発生する逆起電圧から、回転子４ａの回転相対位置を検出する。
【００３７】
ロータ回転数演算部６は、逆起電圧検出回路５の出力信号によりロジカルな信号変換を行い、インバータ３のスイッチ素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを順次切り換えるタイミングを演算する。
【００３８】
なお、ここではロータ回転数演算部６への出力信号を逆起電圧検出回路５が出力する構成としたが、ロータの位置検出を行う手段であれば電流検出などの手段を用いた構成でも良い。
【００３９】
電圧検出部７は、整流回路２の出力電圧（直流電圧）を検出する。回転数制御部８は、ロータ回転数演算部６、及び、電圧検出部７の出力を受けて、所望の目標回転数となるようにＤｕｔｙ比を調整する。ここで、Ｄｕｔｙ比とはオン時間とキャリア周期の比を示し、Ｄｕｔｙ比が大きいほど出力される電圧は高くなる。
【００４０】
ＰＷＭキャリア周波数制御部９は、ＰＷＭ制御におけるＰＷＭキャリア周波数を生成する機能と、電圧検出部７の出力信号や電圧調整部１３の電圧調整信号および回転数制御部８が決定するＤｕｔｙ比などからモータ４に出力される波形の状態を判断しキヤリア周波数を切り替える機能とを備えるものである。ここでＰＷＭとはパルス幅変調のことを意味し、モータの駆動周波数に対して十分大きな周波数であるキャリア周波数を選定する。一般的に、キャリア周波数は２ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ程度が使用される。
【００４１】
スイッチ素子切換部１０は、ロータ回転数演算部６によって決定された周期と回転数制御部８で調整されたＤｕｔｙ比をもとに、インバータ３のスイッチ素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを駆動するための信号を出力する。
【００４２】
ドライブ回路１１は、スイッチ素子切換部１０から出力される駆動信号により、インバータ３のスイッチ素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを駆動する。
【００４３】
マイクロコンピュータ１２は前述の機能を実現する。これらの機能はマイクロコンピュータのプログラムによって実現可能である。
【００４４】
電圧制御部１３は、電圧調整回路２ｇに電圧調整信号を出力し、インバータ３に供給する電圧を制御する機能を実現する。
【００４５】
次に図１における動作について、図１〜図６を用いて説明する。
【００４６】
図２は本実施の形態を表すキャリア周波数の制御パターンの一例を表す特性図である。図において、横軸は電圧検出部７が検出する供給電圧、縦軸はキャリア周波数を表す。図より、低電圧領域ではキャリア周波数を小さくし、電圧が大きくなるに従ってキャリア周波数を大きく設定している。この例の場合、電圧に応じて３種類のキャリア周波数を切り替えた例を示している。
【００４７】
従って、比較的高電圧な領域でキャリア周波数を大きくしているので、１周期中の通電ＯＦＦ時間が短くなり電流の落ち込みも低減でき、電流リップルによる振動、騒音を低減できる。
【００４８】
電流の落ち込みの低減について図３，図４を用いて説明する。
【００４９】
図３は、１２０度矩形波通電におけるスイッチングパターンと各相の電流波形を示したタイミングチャートである。図において横軸は電気角である。電気角は回転子４ａが２極の場合３６０度で１回転し、４極の場合は７２０度で１回転し、６極の場合は１０８０度で１回転することを表す。縦軸はスイッチ素子切換部１０がドライバ部１２に出力しているインバータ３の各スイッチ素子駆動用の信号と固定子４ｂにおける３相巻線のそれぞれに流れる電流波形を示している。
【００５０】
記号は上から順に、スイッチ素子３ａの駆動信号Ｕ、スイッチ素子３ｂの駆動信号Ｘ、スイッチ素子３ｃの駆動信号Ｖ、スイッチ素子３ｄの駆動信号Ｙ、スイッチ素子３ｅの駆動信号Ｗ、スイッチ素子３ｆの駆動信号Ｚ、固定子４ｂにおけるＵ相の巻線電流Ｉｕ、固定子４ｂにおけるＶ相の巻線電流Ｉｖ、固定子４ｂにおけるＷ相の巻線電流Ｉｗである。
【００５１】
図３の動作について概略を説明する。逆起電圧検出回路５の信号に従って、１２０度ずつの区間で順次、インバータ３を構成しているスイッチ素子の切換（転流）を行っている。また上アームの駆動信号Ｕ、Ｖ、ＷではＰＷＭ制御によるデューティ制御を行っている。なお、この図においてはＰＷＭキャリア周波数が３ｋＨｚの場合について例示している。
【００５２】
図４はキャリア周波数を図３に対して２倍にした場合の１２０度矩形波通電におけるスイッチングパターンと各相の電流波形を示したタイミングチャートである。図４における記号、動作については図３と同一であるため、説明は省略する。
【００５３】
図３と図４の巻線電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを比較しても明確なように、キャリア周波数を２倍にすることにより通電ＯＦＦによるの電流の落ち込みを小さくすることができ、ＰＷＭキャリアのＯＮ／ＯＦＦに伴う電流リップルを大幅に低減できるのが分かる。
【００５４】
この電流リップルの低減は、Ｄｕｔｙ比の小さい領域、即ちインバータ３への供給電圧の大きい領域ほど有効に作用する。逆に、供給電圧が小さい領域では、ＰＷＭ制御により平均電圧を大きくする必要があるため、Ｄｕｔｙ比を大きくしてキャリアのＯＮ時間に対してＯＦＦ時間が短かくなり、必然的に電流リップルも抑制することができる。
【００５５】
図８に示すような従来の駆動装置では、電圧が変化した際に回転数を一定に保持しようとする機能があるため、電圧が大きくなっても回転数演算部６が出力する回転数データは変化せず、キャリア周波数が切り替えられない。
【００５６】
また、電圧が変化した時、モータ４に与えられる電力が増加し、回転速度が速くなり、回転数制御部８が所望の回転数となるようにＤｕｔｙ比を小さくするが、モータ４は一般的に、慣性力（モータの回転速度を保持するように働く力）を有するために、電圧が上昇してから回転速度が速くなるまでに時間がかかる。
【００５７】
そこで、回転数制御部８が調整するＤｕｔｙ比に応じてキャリア周波数を切り替えるのではなく、電圧検出部７が検出した供給電圧に応じてキャリア周波数を切り替える方法にすると、Ｄｕｔｙ比が小さくなる前にキャリア周波数を切り替えることが可能となり、リプル電流が大きくなる前にキャリア周波数を切り替えることができる。
【００５８】
その結果、Ｄｕｔｙ比の変化によりモータ４に出力される波形の状態を検出する手段よりも供給電圧の変化によりモータ４に出力される波形の状態を検出する手段の方が騒音・振動の低減効果は大きなものとなる。
【００５９】
図５は本実施の形態を表すキャリア周波数の制御パターンの一例を表すタイミングチャートである。図において、横軸は時間を表す。縦軸は上から順に、ＰＷＭキャリア周波数制御部９が切り替えるキャリア周波数、インバータ３への供給電圧（直流電圧）、そして、電圧制御部１３が電圧調整回路２ｇに出力される電圧調整信号である。
【００６０】
なお、図中の電圧調整信号内に描かれている１から３の数字は電圧調整信号の内容を示しており、数字が大きいほど電圧調整回路２ｇにインバータ３に供給する電圧を大きいことを示している。
【００６１】
図より、電圧制御部１３が、比較的低電圧になるような電圧調整信号を出力している時にはキャリア周波数を小さくし、より高電圧になるような電圧調整信号を出力している時ほどキャリア周波数を大きく設定している。この例の場合、電圧調整信号に応じて３種類のキャリア周波数を切り替えた例を示している。
【００６２】
従って、比較的高電圧な領域でキャリア周波数を大きくしているので、１周期中の通電ＯＦＦ時間が短くなり電流の落ち込みも低減でき、電流リップルによる振動、騒音を低減できる。電流の落ち込みの低減について図３，図４を用いて既に説明しているので、ここでは説明を省略する。
【００６３】
図８に示すような従来の駆動装置では、電圧が変化した際に回転数を一定に保持しようとする機能があるため、電圧が大きくなっても回転数演算部６が出力する回転数データは変化せず、キャリア周波数が切り替えられない。
【００６４】
また、電圧制御部１３によって電圧を変化させた時、平滑用の電解コンデンサ２ｅ、２ｆにより時定数遅れが発生し、電圧制御部１３がより大きな電圧をインバータ３に供給するための電圧調整信号を出力してから、電圧検出部７が検出した電圧の値が実際に上昇するまでに時間がかかる。
【００６５】
一般的に電圧検出部７には、ノイズ低減用のコンデンサが含まれるので更に遅れが発生することも推測される。そこで、電圧検出部７が検出する供給電圧に応じてキャリア周波数を切り替えるのではなく、電圧制御部１３が出力した供給電圧調整信号の変化毎にキャリア周波数を切り替える方法にすると、インバータ３に供給される電圧が昇圧される前にキャリア周波数を切り替えることが可能となり、リプル電流増大に対してより速やかにキャリア周波数を切り替えることができる。
【００６６】
その結果、供給電圧の変化によりモータ４に出力される波形の状態を検出する手段よりも電圧調整信号の変化によりモータ４に出力される波形の状態を検出する手段の方が騒音・振動の低減効果は大きなものとなる。
【００６７】
図６は本実施の形態を表すキャリア周波数の制御パターンの一例を表す特性図である。図において、横軸は回転数制御部８が調整するＤｕｔｙ比、縦軸はキャリア周波数を表す。
【００６８】
図より、小さなＤｕｔｙ比の領域ではキャリア周波数を大きくし、Ｄｕｔｙ比が大きくなるに従ってキャリア周波数を小さく設定している。この例の場合、Ｄｕｔｙ比に応じて３種類のキャリア周波数を切り替えた例を示している。
【００６９】
従って、比較的低いＤｕｔｙ比の領域でキャリア周波数を大きくしているので、１周期中の通電ＯＦＦ時間が短くなり電流の落ち込みも低減でき、電流リップルによる振動、騒音を低減できる。電流の落ち込みの低減について図３，図４を用いて既に説明しているので、ここでは説明を省略する。
【００７０】
図８に示すような従来の駆動装置では、負荷状態が変化した際に回転数を一定に保持しようとする機能があるため、負荷トルクが小さくなっても回転数演算部６が出力する回転数データは変化せず、キャリア周波数が切り替えられない。
【００７１】
また、負荷トルクが小さくなった場合には、電圧検出部７が検出する供給電圧においても、電圧制御部１３から出力される電圧調整信号においても、変化点が存在しないので、図５、図６のような駆動方法を用いてもキャリア周波数を切り替えることができない。
【００７２】
そこで、回転数制御部８が調整するＤｕｔｙ比に応じてキャリア周波数を切り替える方法にすると、負荷トルクが小さくなり回転数制御部８が調整するＤｕｔｙ比が小さくなった場合にキャリア周波数を切り替えることが可能となり、リプル電流増大に対して速やかにキャリア周波数を切り替えることができる。
【００７３】
その結果、モータ４に出力される波形の状態を検出するための他の手段よりもＤｕｔｙ比の変化によりモータ４に出力される波形の状態を検出する手段の方が騒音・振動の低減効果は大きなものとなる。
【００７４】
次に、ブラシレスＤＣモータ４の構造について説明を行う。図７は、本発明の実施の形態１によるブラシレスＤＣモータの回転子の横断面図である。
【００７５】
回転子コア２０は、０．３５ｍｍから０．５ｍｍ程度の薄い珪素鋼板を打ち抜いたものを、積み重ねたものである。
【００７６】
４枚のマグネット２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄは、駆動軸２２に対して逆円弧状に回転子コア２０に埋め込まれている。このマグネットは通常フェライト系がよく用いられるが、ネオジなどの希土類の磁石が使われる場合は平板構造のものが使われることもある。
【００７７】
図７に示したような構造の回転子において、回転子中央からマグネットの中央に向かう軸をｄ軸、回転子中央からマグネットの間に向かう軸をｑ軸とすると、それぞれの軸方向のインダクタンスＬｄ、Ｌｑは逆突極性を有し、異なるものとなる。
【００７８】
電機子巻線に流れる電流の作る磁束と、永久磁石の発する磁束の作用によって発生するフレミングの左手の法則に従うトルク（マグネットトルク）の他に、電機子巻線に流れる電流の作る磁束と、埋め込むことによって磁石の埋め込まれた部分と埋め込まれていない部分の鉄部の形状が変化すること（逆突極性）による回転子表面の鉄部が引きつけ合う力（リラクタンストルク）が作用し、磁石表面配置形回転子と比べてトルクリップルが増大するので、本実施例の制御を用いて、低負荷、高電圧領域においてトルクリップルに伴う回転子軸共振を大幅に低減することができ、騒音も抑制することができる。
【００７９】
以上の様に本実施の形態１のブラシレスＤＣモータの駆動方法は、永久磁石を有する回転子４ａと三相巻線を有する固定子４ｂからなるブラシレスＤＣモータ４と、前記三相巻線に接続される複数個の駆動用スイッチング素子３ａ〜３ｆにより電力を供給するインバータ３と、前記スイッチング素子群３ａ〜３ｆの切り換え周波数を生成するキャリア周波数生成部９と、前記キャリア周波数生成部９によって決定されるキャリア周期内におけるオン時間の割合であるＤｕｔｙ比を調整する回転数制御部８と、前記回転子４ａの位置を検出する回転子位置検出部５と、前記回転子位置検出部５により検出された位置情報をもとに回転数を演算する回転数演算部６と、前記スイッチング素子群３ａ〜３ｆを順次切り換えるスイッチング素子切換部１０とを備え、前記インバータ３から出力される波形の状態によってキャリア周波数を２種類以上切り替えることを可能にしたものであるので、入力電圧（商用電源の電圧）やインバータへの供給電圧（直流電圧）、負荷状態（Ｄｕｔｙ比）に応じてキャリア周波数を切り替えることで騒音や振動を抑えることが出来る。
【００８０】
またロータの回転数によってキャリア周波数を切り替えるのではなく、インバータの出力波形の状態によってキャリア周波数を切り替えることで、回転数が変化しない場合でも電流リプルの低減を行うことができ、騒音や振動の抑制効果としては本実施の形態によるものが良くなる。
【００８１】
またインバータ３に供給される電源電圧を検出する電圧検出部７と、前記電圧検出部７によって検出された電圧に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部９とを有することにより、瞬時電圧低下・停電や急峻な電源電圧の上昇が生じたり、異なる商用電源電圧環境下での使用などインバータへの供給電圧が変化した場合に発生する騒音や振動を速やかに回避することが出来る。
【００８２】
またロータの回転数によってキャリア周波数を切り替えるのではなく、インバータへの供給電圧によってキャリア周波数を切り替えることで、入力電圧が変動した場合のように回転数が変化しない場合でも電流リプルの低減を行うことができ、騒音や振動の抑制効果としては本実施の形態によるものが良くなる。
【００８３】
またインバータ３に供給される電源電圧を調整する電圧調整部２ｇと、前記電圧調整部２ｇに出力される電圧調整信号を制御する電圧制御部１３と、電圧調整信号に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部９とを有することにより、モータの回転数などに応じて最適な電源電圧をインバータに供給できるとともに、電源電圧の変化による騒音や振動の発生を速やかに回避することが出来る。また、電圧調整信号の変化によりキャリア周波数を切り替えるため、インバータへの供給電圧の変化により切り替える手段よりも、より速やかに騒音や振動を回避できるという効果もある。
【００８４】
またロータの回転数などに応じて、インバータへ供給する電圧を最適になるように制御する機能を有する装置においては、一般的に、供給電圧が変化しても回転数を一定に保つような機能を伴う場合が多い。そのため、回転数によってキャリア周波数を変更する場合は、電流リプルを低減できない。よって、ロータの回転数によってキャリア周波数を切り替えるのではなく、インバータへの供給電圧を制御するための信号によってキャリア周波数を切り替えることで、回転数が変化しない場合でも電流リプルの低減を行うことができる本実施例によるものの方が、騒音や振動の抑制効果としては良くなる。
【００８５】
またＤｕｔｙ比を調整する回転数制御部８と、回転数制御部によって調整されたＤｕｔｙ比に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部９とを有することにより、負荷状態が変化した場合に発生する騒音や振動を速やかに回避することが出来る。また、Ｄｕｔｙ比の変化によりキャリア周波数を切り替えるため、負荷変動が生じた場合のような、入力電圧（商用電源の電圧）やインバータの供給電圧（直流電圧）、電圧調整信号に変化が生じないような場合も、騒音や振動を回避できるという効果もある。
【００８６】
またロータの回転数によってキャリア周波数を切り替えるのではなく、Ｄｕｔｙ比によってキャリア周波数を切り替えることで、負荷変動が生じたときのような回転数が変化しない場合でも電流リプルの低減を行うことができ、騒音や振動の抑制効果としては本実施の形態によるものが良くなる。
【００８７】
また、ブラシレスＤＣモータ４が、回転子４ａの鉄心に永久磁石２１ａ〜２１ｄを埋め込んでなる回転子４ａであり、かつ突極性を有する回転子４ａを有したものであり、永久磁石のマグネットトルクの他に突極性によるリラクタンストルクが作用し、磁石表面配置形回転子と比べてトルクリップルが増大するので、騒音や振動が発生しやすい特性を有しているため、さらに効果が現れることになる。
【００８８】
また、ブラシレスＤＣモータ４が圧縮機を駆動するものであり、圧縮機において低騒音を実現できる極めて重要な用途のひとつである。特に、圧縮機を用いた製品の一つである冷蔵庫においては、様々な国々で利用されており、言い換えれば様々な入力電圧の環境下で使用されるということになる。インバータへ供給される電圧によってキャリア周波数を切り替えるので、電流リプルが大きくなりやすい入力電圧が高い環境下において、本実施例によるものがさらに効果を現すことになる。
【００８９】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の請求項１に記載の発明は、モータに出力される波形の状態によってキャリア周波数を２種類以上切り替え、インバータに供給する電圧が低電圧領域ではキャリア周波数を小さくし、電圧が大きくなるに従ってキャリア周波数を大きく設定するものであり、入力電圧（商用電源の電圧）やインバータへの供給電圧（直流電圧）、負荷状態（Ｄｕｔｙ比）に応じてキャリア周波数を切り替えることで騒音や振動を抑えることが出来る。
【００９０】
また請求項２に記載の発明は、インバータに供給される電源電圧を検出する電圧検出部と、電圧検出部によって検出された電圧に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有し、インバータに供給する電圧が低電圧領域ではキャリア周波数を小さくし、電圧が大きくなるに従ってキャリア周波数を大きく切替えることにより、瞬時電圧低下・停電や急峻な電源電圧の上昇が生じたり、異なる商用電源電圧環境下での使用などインバータへの供給電圧が変化した場合に発生する騒音や振動を速やかに回避することが出来る。
【００９１】
また請求項３に記載の発明は、インバータに供給される電源電圧を調整する電圧調整部と、電圧調整部に出力される電圧調整信号を制御する電圧制御部と、電圧調整信号に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有し、インバータに供給する電圧が低電圧領域ではキャリア周波数を小さくし、電圧が大きくなるに従ってキャリア周波数を大きく切替えることにより、モータの回転数などに応じて最適な電源電圧をインバータに供給できるとともに、電源電圧の変化による騒音や振動の発生を速やかに回避することが出来る。また、電圧調整信号の変化によりキャリア周波数を切り替えるため、インバータへの供給電圧の変化により切り替える手段よりも、より速やかに騒音や振動を回避できるという効果もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１によるブラシレスＤＣモータの駆動装置のブロック図
【図２】同実施の形態のブラシレスＤＣモータの駆動装置における横軸に供給電圧をとった場合のキャリア周波数の制御パターンの一例を表す特性図
【図３】同実施の形態のブラシレスＤＣモータの駆動装置における１２０度矩形波通電におけるキャリア周波数３ｋＨｚスイッチングパターンと各相の電流波形を示したタイミングチャート
【図４】同実施の形態のブラシレスＤＣモータの駆動装置における１２０度矩形波通電におけるキャリア周波数６ｋＨｚのスイッチングパターンと各相の電流波形を示したタイミングチャート
【図５】同実施の形態のブラシレスＤＣモータの駆動装置におけるキャリア周波数の制御パターンの一例を表すタイミングチャート
【図６】同実施の形態のブラシレスＤＣモータの駆動装置における横軸にＤｕｔｙ比をとった場合のキャリア周波数の制御パターンの一例を表す特性図
【図７】同実施の形態のブラシレスＤＣモータの駆動装置におけるブラシレスＤＣモータの回転子の横断面図
【図８】従来のブラシレスＤＣモータの駆動装置のブロック図
【符号の説明】
１商用電源
２整流回路
３インバータ
３ａ〜３ｆスイッチング素子
４ブラシレスＤＣモータ
５位置検出部
６回転数演算部
８回転数制御部
９キャリア周波数生成部
１０スイッチング素子切換部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a method and apparatus for driving a brushless DC motor including a rotor having a permanent magnet and a stator having a three-phase winding by an inverter that supplies power to the three-phase winding. In particular, the present invention relates to a brushless DC motor driving method and apparatus optimal for driving a compressor such as a refrigerator or an air conditioner.
[0002]
[Prior art]
In recent years, large-scale models of 350L or more have become mainstay refrigerators, and most of these refrigerators are inverter-controlled refrigerators with highly efficient variable compressor rotation speed. These refrigerator compressors generally employ a brushless DC motor including a rotor having a permanent magnet and a stator having a three-phase winding in order to increase efficiency.
[0003]
In addition, since the brushless DC motor is installed in an environment of high temperature, high pressure, refrigerant atmosphere, and oil atmosphere in the compressor, a position detection sensor such as a hall element normally used in a brushless DC motor cannot be used. Therefore, generally, a method of detecting the rotational position of the rotor from the counter electromotive voltage of the motor is often used (see, for example, Patent Document 1).
[0004]
The prior art will be described with reference to the drawings. FIG. 8 is a block diagram of a conventional brushless DC motor driving apparatus.
[0005]
In FIG. 8, a commercial power source 101 is an AC power source having a frequency of 50 Hz or 60 Hz and a voltage of 100 V in Japan.
[0006]
The rectifier circuit 102 converts the AC voltage of the commercial power supply 101 into a DC voltage. The rectifier circuit 102 includes bridge-connected rectifier diodes 102a to 102d and smoothing electrolytic capacitors 102e and 102f. In the circuit shown in FIG. 8, the rectifier circuit 102 is a voltage doubler rectifier circuit. 280V can be obtained.
[0007]
The inverter circuit 103 has a three-phase bridge configuration including six switch elements 103a, 103b, 103c, 103d, 103e, and 103f. Each switch element includes a diode for return current in the reverse direction of each switch element, but this is omitted in the figure.
[0008]
The brushless DC motor 104 includes a rotor 104a having a permanent magnet and a stator 104b having a three-phase winding. When the three-phase alternating current generated by the inverter 103 flows through the three-phase winding of the stator 104b, the rotor 104a can be rotated.
[0009]
The rotary motion of the rotor 104a is changed to a reciprocating motion by a crankshaft (not shown), and a piston (not shown) reciprocates in a cylinder (not shown) to compress the refrigerant. Drive.
[0010]
The counter electromotive voltage detection circuit 105 detects the rotational relative position of the rotor 104a from the counter electromotive voltage generated by the rotation of the rotor 104a having the permanent magnet of the brushless DC motor 104.
[0011]
The rotor rotation speed calculation unit 106 performs logical signal conversion based on the output signal of the back electromotive voltage detection circuit 105, and calculates the timing for sequentially switching the switch elements 103a, 103b, 103c, 103d, 103e, and 103f of the inverter 103.
[0012]
The voltage detection unit 107 detects the output voltage (DC voltage) of the rectifier circuit 2. The rotation speed control unit 108 receives the outputs of the rotor rotation number calculation unit 106 and the voltage detection unit 107, and adjusts the duty ratio so that a desired target rotation number is obtained. Here, the duty ratio indicates a ratio between the on-time and the carrier period. The larger the duty ratio, the higher the output voltage.
[0013]
The PWM carrier frequency control unit 109 switches the carrier frequency when the rotation number calculated by the rotor rotation number calculation unit 106 exceeds a predetermined rotation number. Here, PWM means pulse width modulation, and a carrier frequency that is sufficiently larger than the driving frequency of the motor is selected. Generally, a carrier frequency of about 2 kHz to 20 kHz is used.
[0014]
Based on the cycle determined by the rotor rotational speed calculation unit 106 and the duty ratio adjusted by the rotational speed control unit 108, the switch element switching unit 110 switches the switch elements 103a, 103b, 103c, 103d, 103e, A signal for driving 103f is output.
[0015]
The drive circuit 111 drives the switch elements 103a, 103b, 103c, 103d, 103e, and 103f of the inverter 103 by the output signal from the switch element switching unit 110.
[0016]
Next, the operation of the above configuration will be described.
[0017]
The rotation speed control unit 108 changes the duty ratio according to the voltage supplied to the inverter detected by the voltage detection unit 107.
[0018]
When the rotation number calculated by the rotor rotation number calculation unit 106 exceeds a predetermined rotation number, the carrier frequency is increased by the PWM carrier frequency control unit 109. Further, when the rotation number calculated by the rotor rotation number calculation unit 106 is equal to or less than the predetermined rotation number, the carrier frequency is lowered by the PWM carrier frequency control unit 109.
[0019]
By driving in this way, even if the supply voltage to the inverter fluctuates, the motor can be started smoothly and the rotational speed can be controlled stably. Furthermore, even when the rotational speed exceeds a predetermined rotational speed, both stable start-up and quiet operation are realized.
[0020]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Laid-Open No. 11-356081
[0021]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional configuration has the following problems.
[0022]
Although quiet operation is achieved by increasing the carrier frequency at high rotation, the actual rotation speed, which is the calculation result of the rotation speed calculation unit 106, is used as a base. When the load torque of the motor becomes small, the duty ratio becomes small in an attempt to keep the rotational speed constant by the rotational speed control unit 108, and there is a problem that noise and vibration cannot be sufficiently reduced.
[0023]
The present invention solves the conventional problems, and a brushless DC that can sufficiently suppress noise and vibration even when an operation state of a high rotation / small duty ratio is obtained depending on a supply voltage to an inverter and a load state. It is an object of the present invention to provide a motor driving method and apparatus.
[0024]
[Means for Solving the Problems]
A brushless DC motor driving method according to claim 1 of the present invention is connected to a brushless DC motor including a rotor having a permanent magnet and a stator having a three-phase winding, and the three-phase winding. It is the ratio of the on-time within the carrier period determined by the inverter that supplies power by a plurality of driving switching elements, the carrier frequency generation unit that generates the switching frequency of the switching element group, and the carrier frequency generation unit A rotational speed control unit that adjusts the duty ratio, a rotor position detection unit that detects the position of the rotor, and a rotational speed calculation that calculates the rotational speed based on position information detected by the rotor position detection unit. And a brush in a brushless DC motor driving device comprising a switching element switching unit that sequentially switches the switching element group A scan DC motor driving method, the switching of two or more of the carrier frequency by the state of the waveform output from the inverter When the voltage supplied to the inverter is in a low voltage range, the carrier frequency is decreased, and the carrier frequency is increased as the voltage increases. Noise and vibration can be suppressed by switching the carrier frequency according to the input voltage (commercial power supply voltage), the supply voltage to the inverter (DC voltage), and the load state (Duty ratio).
[0025]
According to a second aspect of the present invention, there is provided a brushless DC motor driving device comprising a rotor having a permanent magnet and a stator having a three-phase winding, and a plurality of brushless DC motors connected to the three-phase winding. An inverter that supplies power by the driving switching element, a carrier frequency generation unit that generates a switching frequency of the switching element group, and a duty ratio that is a ratio of on-time within a carrier period determined by the carrier frequency generation unit A rotation speed control unit that adjusts the rotor position, a rotor position detection unit that detects the position of the rotor, and a rotation speed calculation unit that calculates the rotation speed based on position information detected by the rotor position detection unit; A switching element switching unit that sequentially switches the switching element group, and a voltage detection unit that detects a power supply voltage supplied to the inverter A carrier frequency switching unit that switches the carrier frequency according to the voltage detected by the voltage detection unit, and a voltage detection unit that detects a power supply voltage supplied to the inverter, and a voltage detection unit A carrier frequency switching unit that switches the carrier frequency according to the voltage When the voltage supplied to the inverter is in a low voltage range, the carrier frequency is decreased, and the carrier frequency is largely switched as the voltage increases. As a result, it is possible to quickly avoid the noise and vibration that occur when the supply voltage to the inverter changes, such as when there is a momentary voltage drop, power outage, or a sharp rise in power supply voltage, or when the power supply voltage to the inverter changes, such as when used in different commercial power supply voltage environments. I can do it.
[0026]
According to a third aspect of the present invention, there is provided a brushless DC motor driving apparatus including a brushless DC motor including a rotor having a permanent magnet and a stator having a three-phase winding, and a plurality of brushless DC motors connected to the three-phase winding. An inverter that supplies power by the driving switching element, a carrier frequency generation unit that generates a switching frequency of the switching element group, and a duty ratio that is a ratio of on-time within a carrier period determined by the carrier frequency generation unit A rotation speed control unit that adjusts the rotor position, a rotor position detection unit that detects the position of the rotor, and a rotation speed calculation unit that calculates the rotation speed based on position information detected by the rotor position detection unit; A switching element switching section for sequentially switching the switching element group, and a voltage adjusting section for adjusting a power supply voltage supplied to the inverter A voltage control unit that controls a voltage adjustment signal output to the voltage adjustment unit; and a carrier frequency switching unit that switches the carrier frequency in accordance with the voltage adjustment signal output to the voltage adjustment unit, A voltage adjustment unit that adjusts the power supply voltage supplied to the inverter, a voltage control unit that controls a voltage adjustment signal output to the voltage adjustment unit, and a carrier frequency switching unit that switches the carrier frequency according to the voltage adjustment signal. When the voltage supplied to the inverter is in a low voltage range, the carrier frequency is decreased, and the carrier frequency is largely switched as the voltage increases. As a result, an optimal power supply voltage can be supplied to the inverter according to the number of rotations of the motor, and noise and vibration due to a change in the power supply voltage can be quickly avoided. Further, since the carrier frequency is switched by the change of the voltage adjustment signal, noise and vibration can be avoided more quickly than the means for switching by the change of the supply voltage to the inverter.
[0030]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of a refrigerator according to the present invention will be described with reference to the drawings.
[0031]
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram of a brushless DC motor driving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
[0032]
In FIG. 1, a commercial power source 1 is an AC power source having a frequency of 50 Hz or 60 Hz and a voltage of 100 V in Japan.
[0033]
The rectifier circuit 2 converts the AC voltage of the commercial power source 1 into a DC voltage. The rectifier circuit 2 comprises bridge-connected rectifier diodes 2a to 2d, smoothing electrolytic capacitors 2e and 2f, and a voltage regulator circuit 2g. When the circuit shown in FIG. From this, a DC voltage of 280V can be obtained. Although voltage doubler rectification is used here, the voltage adjustment circuit 2g corresponds to a DC voltage variable chopper circuit or voltage doubler rectification / full wave rectification switching type circuit.
[0034]
The inverter circuit 3 has a three-phase bridge configuration including six switch elements 3a, 3b, 3c, 3d, 3e, and 3f. Each switch element includes a diode for return current in the reverse direction of each switch element, but this is omitted in the figure.
[0035]
The brushless DC motor 4 includes a rotor 4a having a permanent magnet and a stator 4b having a three-phase winding. When the three-phase alternating current generated by the inverter 3 flows in the three-phase winding of the stator 4b, the rotor 4a can be rotated. The rotary motion of the rotor 4a is changed to a reciprocating motion by a crankshaft (not shown), and a piston (not shown) reciprocates in a cylinder (not shown) to compress the refrigerant. Drive.
[0036]
The counter electromotive voltage detection circuit 5 detects the rotational relative position of the rotor 4a from the counter electromotive voltage generated when the rotor 4a having the permanent magnet of the brushless DC motor 4 rotates.
[0037]
The rotor rotation speed calculation unit 6 performs logical signal conversion based on the output signal of the back electromotive voltage detection circuit 5 and calculates the timing for sequentially switching the switch elements 3a, 3b, 3c, 3d, 3e, and 3f of the inverter 3.
[0038]
Here, the output signal to the rotor rotational speed calculation unit 6 is configured to be output by the counter electromotive voltage detection circuit 5, but a configuration using means such as current detection may be used as long as it is a means for detecting the rotor position. .
[0039]
The voltage detector 7 detects the output voltage (DC voltage) of the rectifier circuit 2. The rotation speed control unit 8 receives the outputs of the rotor rotation number calculation unit 6 and the voltage detection unit 7 and adjusts the duty ratio so that a desired target rotation number is obtained. Here, the duty ratio indicates a ratio between the on-time and the carrier period. The larger the duty ratio, the higher the output voltage.
[0040]
The PWM carrier frequency control unit 9 is a motor that generates a PWM carrier frequency in PWM control, an output signal from the voltage detection unit 7, a voltage adjustment signal from the voltage adjustment unit 13, a duty ratio determined by the rotation speed control unit 8, and the like. 4 has a function of judging the state of the waveform output to 4 and switching the carrier frequency. Here, PWM means pulse width modulation, and a carrier frequency that is sufficiently larger than the driving frequency of the motor is selected. Generally, a carrier frequency of about 2 kHz to 20 kHz is used.
[0041]
Based on the cycle determined by the rotor rotational speed calculation unit 6 and the duty ratio adjusted by the rotational speed control unit 8, the switch element switching unit 10 switches the switch elements 3a, 3b, 3c, 3d, 3e, A signal for driving 3f is output.
[0042]
The drive circuit 11 drives the switch elements 3 a, 3 b, 3 c, 3 d, 3 e, 3 f of the inverter 3 by the drive signal output from the switch element switching unit 10.
[0043]
The microcomputer 12 realizes the aforementioned functions. These functions can be realized by a microcomputer program.
[0044]
The voltage control unit 13 outputs a voltage adjustment signal to the voltage adjustment circuit 2g, and realizes a function of controlling the voltage supplied to the inverter 3.
[0045]
Next, the operation in FIG. 1 will be described with reference to FIGS.
[0046]
FIG. 2 is a characteristic diagram illustrating an example of a carrier frequency control pattern representing the present embodiment. In the figure, the horizontal axis represents the supply voltage detected by the voltage detector 7, and the vertical axis represents the carrier frequency. From the figure, the carrier frequency is reduced in the low voltage region, and the carrier frequency is set higher as the voltage increases. In this example, three types of carrier frequencies are switched according to the voltage.
[0047]
Therefore, since the carrier frequency is increased in a relatively high voltage region, the energization OFF time in one cycle can be shortened, current drop can be reduced, and vibration and noise due to current ripple can be reduced.
[0048]
The reduction in current drop will be described with reference to FIGS.
[0049]
FIG. 3 is a timing chart showing a switching pattern and a current waveform of each phase in 120-degree rectangular wave energization. In the figure, the horizontal axis represents the electrical angle. The electrical angle represents one rotation at 360 degrees when the rotor 4a has two poles, one rotation at 720 degrees when the rotor 4a has four poles, and one rotation at 1080 degrees when the rotor 4a has six poles. The vertical axis indicates the signal for driving each switch element of the inverter 3 output from the switch element switching unit 10 to the driver unit 12 and the current waveform flowing through each of the three-phase windings in the stator 4b.
[0050]
Symbols in order from the top are the drive signal U of the switch element 3a, the drive signal X of the switch element 3b, the drive signal V of the switch element 3c, the drive signal Y of the switch element 3d, the drive signal W of the switch element 3e, and the switch element 3f. The driving signal Z, the U-phase winding current Iu in the stator 4b, the V-phase winding current Iv in the stator 4b, and the W-phase winding current Iw in the stator 4b.
[0051]
An outline of the operation of FIG. 3 will be described. In accordance with a signal from the back electromotive voltage detection circuit 5, switching (commutation) of the switch elements constituting the inverter 3 is sequentially performed at intervals of 120 degrees. The upper arm drive signals U, V, W perform duty control by PWM control. In this figure, the case where the PWM carrier frequency is 3 kHz is illustrated.
[0052]
FIG. 4 is a timing chart showing a switching pattern and a current waveform of each phase in 120-degree rectangular wave energization when the carrier frequency is doubled with respect to FIG. The symbols and operations in FIG. 4 are the same as those in FIG.
[0053]
As is clear from the comparison of the winding currents Iu, Iv, and Iw in FIGS. 3 and 4, the current drop due to energization OFF can be reduced by doubling the carrier frequency. It turns out that the current ripple accompanying ON / OFF can be reduced significantly.
[0054]
The reduction of the current ripple works more effectively in a region where the duty ratio is small, that is, a region where the supply voltage to the inverter 3 is large. Conversely, in the region where the supply voltage is small, it is necessary to increase the average voltage by PWM control, so the duty ratio is increased to shorten the OFF time relative to the carrier ON time, and inevitably suppress current ripple. can do.
[0055]
Since the conventional drive device as shown in FIG. 8 has a function to keep the rotation speed constant when the voltage changes, the rotation speed data output from the rotation speed calculation unit 6 even when the voltage increases is It does not change and the carrier frequency cannot be switched.
[0056]
Further, when the voltage changes, the electric power applied to the motor 4 increases, the rotation speed increases, and the duty ratio is reduced so that the rotation speed control unit 8 has a desired rotation speed. In addition, since it has an inertial force (a force that works to maintain the rotation speed of the motor), it takes time until the rotation speed increases after the voltage increases.
[0057]
Therefore, when the carrier frequency is switched according to the supply voltage detected by the voltage detection unit 7 instead of switching the carrier frequency according to the duty ratio adjusted by the rotation speed control unit 8, before the duty ratio becomes small. The carrier frequency can be switched, and the carrier frequency can be switched before the ripple current increases.
[0058]
As a result, the means for detecting the state of the waveform output to the motor 4 due to the change in the supply voltage is more effective in reducing noise and vibration than the means for detecting the state of the waveform output to the motor 4 due to the change in the duty ratio. Will be big.
[0059]
FIG. 5 is a timing chart illustrating an example of a carrier frequency control pattern representing the present embodiment. In the figure, the horizontal axis represents time. The vertical axis indicates, in order from the top, the carrier frequency switched by the PWM carrier frequency control unit 9, the supply voltage (DC voltage) to the inverter 3, and the voltage adjustment signal output from the voltage control unit 13 to the voltage adjustment circuit 2g.
[0060]
The numbers 1 to 3 drawn in the voltage adjustment signal in the figure indicate the contents of the voltage adjustment signal. The larger the number, the larger the voltage supplied to the inverter 3 to the voltage adjustment circuit 2g. ing.
[0061]
From the figure, the carrier frequency is decreased when the voltage control unit 13 is outputting a voltage adjustment signal that makes the voltage relatively low, and the carrier is more output when the voltage adjustment signal that makes the voltage higher is outputted. The frequency is set large. In the case of this example, an example in which three types of carrier frequencies are switched according to the voltage adjustment signal is shown.
[0062]
Therefore, since the carrier frequency is increased in a relatively high voltage region, the energization OFF time in one cycle can be shortened, current drop can be reduced, and vibration and noise due to current ripple can be reduced. Since reduction of current drop has already been described with reference to FIGS. 3 and 4, description thereof is omitted here.
[0063]
Since the conventional drive device as shown in FIG. 8 has a function to keep the rotation speed constant when the voltage changes, the rotation speed data output from the rotation speed calculation unit 6 even when the voltage increases is It does not change and the carrier frequency cannot be switched.
[0064]
Further, when the voltage is changed by the voltage control unit 13, a time constant delay occurs due to the electrolytic capacitors 2e and 2f for smoothing, and a voltage adjustment signal for the voltage control unit 13 to supply a larger voltage to the inverter 3 is provided. It takes time until the value of the voltage detected by the voltage detector 7 actually increases after the output.
[0065]
In general, the voltage detection unit 7 includes a noise reduction capacitor, so it is estimated that further delay occurs. Therefore, if the carrier frequency is switched every time the supply voltage adjustment signal output from the voltage control unit 13 is switched instead of switching the carrier frequency according to the supply voltage detected by the voltage detection unit 7, the carrier frequency is supplied to the inverter 3. The carrier frequency can be switched before the voltage to be boosted is increased, and the carrier frequency can be switched more quickly in response to an increase in ripple current.
[0066]
As a result, the means for detecting the state of the waveform output to the motor 4 by the change of the voltage adjustment signal is less in the noise and vibration than the means for detecting the state of the waveform output to the motor 4 by the change of the supply voltage. The effect is significant.
[0067]
FIG. 6 is a characteristic diagram illustrating an example of a carrier frequency control pattern representing the present embodiment. In the figure, the horizontal axis represents the duty ratio adjusted by the rotation speed control unit 8, and the vertical axis represents the carrier frequency.
[0068]
From the figure, the carrier frequency is increased in the region with a small duty ratio, and the carrier frequency is set smaller as the duty ratio increases. In this example, three types of carrier frequencies are switched according to the duty ratio.
[0069]
Therefore, since the carrier frequency is increased in the region of a relatively low duty ratio, the energization OFF time in one cycle is shortened, and the current drop can be reduced, and vibration and noise due to current ripple can be reduced. Since reduction of current drop has already been described with reference to FIGS. 3 and 4, description thereof is omitted here.
[0070]
Since the conventional drive device as shown in FIG. 8 has a function to keep the rotational speed constant when the load state changes, the rotational speed output by the rotational speed calculation unit 6 even when the load torque decreases. Data does not change and the carrier frequency cannot be switched.
[0071]
Further, when the load torque becomes small, there is no change point in the supply voltage detected by the voltage detection unit 7 or in the voltage adjustment signal output from the voltage control unit 13, so FIGS. Even if such a driving method is used, the carrier frequency cannot be switched.
[0072]
Therefore, if the carrier frequency is switched in accordance with the duty ratio adjusted by the rotation speed control unit 8, the carrier frequency is switched when the load torque becomes small and the duty ratio adjusted by the rotation speed control unit 8 becomes small. Thus, the carrier frequency can be switched quickly in response to an increase in ripple current.
[0073]
As a result, the noise / vibration reduction effect of the means for detecting the state of the waveform output to the motor 4 due to the change in the duty ratio is less than the other means for detecting the state of the waveform output to the motor 4. It will be big.
[0074]
Next, the structure of the brushless DC motor 4 will be described. FIG. 7 is a cross-sectional view of the rotor of the brushless DC motor according to the first embodiment of the present invention.
[0075]
The rotor core 20 is formed by stacking punched thin steel sheets of about 0.35 mm to 0.5 mm.
[0076]
The four magnets 21 a, 21 b, 21 c, 21 d are embedded in the rotor core 20 in a reverse arc shape with respect to the drive shaft 22. This magnet is usually a ferrite type, but if a rare earth magnet such as neodymium is used, a plate structure may be used.
[0077]
In the rotor having the structure as shown in FIG. 7, assuming that the axis from the rotor center to the magnet center is the d-axis and the axis from the rotor center to the magnet is the q-axis, the inductance Ld in each axial direction. , Lq have opposite saliency and are different.
[0078]
In addition to the magnetic flux generated by the current flowing through the armature winding and the torque (magnet torque) that follows Fleming's left-hand rule generated by the action of the magnetic flux generated by the permanent magnet, the magnetic flux generated by the current flowing through the armature winding is embedded. As a result, the force (reluctance torque) that attracts the iron part of the rotor surface due to the change in the shape of the iron part between the part where the magnet is embedded and the part where it is not embedded (reverse saliency) acts. Since the torque ripple is increased compared to the type rotor, the control of the present embodiment can be used to significantly reduce the rotor shaft resonance associated with the torque ripple in a low load, high voltage region, and to suppress noise. be able to.
[0079]
As described above, the driving method of the brushless DC motor according to the first embodiment is connected to the brushless DC motor 4 including the rotor 4a having a permanent magnet and the stator 4b having a three-phase winding, and the three-phase winding. Inverter 3 for supplying power by a plurality of drive switching elements 3a to 3f, a carrier frequency generation unit 9 for generating a switching frequency of the switching element groups 3a to 3f, and the carrier frequency generation unit 9 Rotation speed control unit 8 that adjusts the duty ratio that is the ratio of on-time within a carrier cycle, rotor position detection unit 5 that detects the position of rotor 4a, and rotor position detection unit 5 And a switching element switching unit for sequentially switching the switching element groups 3a to 3f. 0, and two or more types of carrier frequencies can be switched depending on the state of the waveform output from the inverter 3, so that the input voltage (commercial power supply voltage) and the supply voltage (DC voltage) to the inverter ), Noise and vibration can be suppressed by switching the carrier frequency according to the load state (Duty ratio).
[0080]
In addition, switching the carrier frequency according to the state of the output waveform of the inverter, instead of switching the carrier frequency according to the rotation speed of the rotor, can reduce current ripple even when the rotation speed does not change, and suppress noise and vibration. As an effect, the effect of this embodiment is improved.
[0081]
Further, by having a voltage detection unit 7 for detecting the power supply voltage supplied to the inverter 3 and a carrier frequency switching unit 9 for switching the carrier frequency according to the voltage detected by the voltage detection unit 7, an instantaneous voltage drop / It is possible to quickly avoid noise and vibration that occur when the power supply voltage to the inverter changes, such as when a power failure or a sharp increase in power supply voltage occurs, or when the power supply voltage to the inverter changes.
[0082]
Also, instead of switching the carrier frequency depending on the rotor speed, switching the carrier frequency based on the supply voltage to the inverter reduces the current ripple even when the rotational speed does not change, such as when the input voltage fluctuates. As a noise and vibration suppression effect, the effect of this embodiment is improved.
[0083]
The voltage adjustment unit 2g for adjusting the power supply voltage supplied to the inverter 3, the voltage control unit 13 for controlling the voltage adjustment signal output to the voltage adjustment unit 2g, and the carrier for switching the carrier frequency according to the voltage adjustment signal. By having the frequency switching unit 9, an optimal power supply voltage can be supplied to the inverter according to the number of revolutions of the motor, and noise and vibration due to a change in the power supply voltage can be quickly avoided. Further, since the carrier frequency is switched by the change of the voltage adjustment signal, there is an effect that noise and vibration can be avoided more quickly than the means for switching by the change of the supply voltage to the inverter.
[0084]
In addition, in a device having a function of controlling the voltage supplied to the inverter to be optimal in accordance with the rotational speed of the rotor, etc., in general, a function that keeps the rotational speed constant even when the supply voltage changes. Is often accompanied. Therefore, current ripple cannot be reduced when the carrier frequency is changed depending on the rotation speed. Therefore, the current ripple can be reduced even when the rotation speed does not change by switching the carrier frequency according to a signal for controlling the supply voltage to the inverter, instead of switching the carrier frequency according to the rotation speed of the rotor. The effect of this embodiment is better as a noise and vibration suppression effect.
[0085]
Moreover, it occurs when the load state changes by having the rotation speed control unit 8 for adjusting the duty ratio and the carrier frequency switching unit 9 for switching the carrier frequency according to the duty ratio adjusted by the rotation speed control unit. Noise and vibration can be avoided quickly. In addition, since the carrier frequency is switched by changing the duty ratio, the input voltage (commercial power supply voltage), the inverter supply voltage (DC voltage), and the voltage adjustment signal do not change as in the case of load fluctuation. In this case, there is an effect that noise and vibration can be avoided.
[0086]
In addition, by switching the carrier frequency according to the duty ratio instead of switching the carrier frequency according to the rotation speed of the rotor, even when the rotation speed does not change as when a load change occurs, the current ripple can be reduced, As an effect of suppressing noise and vibration, the effect of this embodiment is improved.
[0087]
Further, the brushless DC motor 4 is a rotor 4a in which permanent magnets 21a to 21d are embedded in an iron core of the rotor 4a, and has a rotor 4a having saliency, and the magnet torque of the permanent magnet is In addition, reluctance torque due to saliency acts and torque ripple increases as compared with a magnet surface-arranged rotor, so that noise and vibration are easily generated.
[0088]
The brushless DC motor 4 drives the compressor, and is one of the extremely important applications that can realize low noise in the compressor. In particular, a refrigerator, which is one of products using a compressor, is used in various countries, in other words, used under various input voltage environments. Since the carrier frequency is switched according to the voltage supplied to the inverter, the effect according to this embodiment is more effective in an environment where the input voltage is likely to increase and the input voltage is high.
[0089]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, two or more types of carrier frequencies are switched depending on the state of the waveform output to the motor. When the voltage supplied to the inverter is low, the carrier frequency is reduced and the carrier frequency is increased as the voltage increases. Noise and vibration can be suppressed by switching the carrier frequency according to the input voltage (commercial power supply voltage), the supply voltage to the inverter (DC voltage), and the load state (Duty ratio).
[0090]
The invention described in claim 2 includes a voltage detection unit that detects a power supply voltage supplied to the inverter, and a carrier frequency switching unit that switches the carrier frequency in accordance with the voltage detected by the voltage detection unit. When the voltage supplied to the inverter is in the low voltage range, the carrier frequency is reduced, and the carrier frequency is switched greatly as the voltage increases. As a result, it is possible to quickly avoid the noise and vibration that occur when the supply voltage to the inverter changes, such as when there is a momentary voltage drop, power outage, or a sharp rise in power supply voltage, or when the power supply voltage to the inverter changes, such as when used in different commercial power supply voltage environments. I can do it.
[0091]
According to a third aspect of the present invention, there is provided a voltage adjustment unit for adjusting a power supply voltage supplied to the inverter, a voltage control unit for controlling a voltage adjustment signal output to the voltage adjustment unit, and a carrier in accordance with the voltage adjustment signal. With carrier frequency switching section to switch frequency When the voltage supplied to the inverter is in the low voltage range, the carrier frequency is reduced, and the carrier frequency is switched greatly as the voltage increases. As a result, an optimal power supply voltage can be supplied to the inverter according to the number of rotations of the motor, and noise and vibration due to a change in the power supply voltage can be quickly avoided. Further, since the carrier frequency is switched by the change of the voltage adjustment signal, there is an effect that noise and vibration can be avoided more quickly than the means for switching by the change of the supply voltage to the inverter.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a brushless DC motor driving apparatus according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a characteristic diagram showing an example of a control pattern of a carrier frequency when a supply voltage is taken on the horizontal axis in the brushless DC motor driving apparatus according to the embodiment;
FIG. 3 is a timing chart showing a carrier frequency 3 kHz switching pattern and a current waveform of each phase when a 120-degree rectangular wave is energized in the brushless DC motor driving apparatus according to the embodiment;
FIG. 4 is a timing chart showing a switching pattern of a carrier frequency of 6 kHz and a current waveform of each phase when a 120-degree rectangular wave is energized in the brushless DC motor driving apparatus according to the embodiment;
FIG. 5 is a timing chart showing an example of a carrier frequency control pattern in the brushless DC motor driving apparatus according to the embodiment;
FIG. 6 is a characteristic diagram showing an example of a control pattern of a carrier frequency when the duty ratio is taken on the horizontal axis in the brushless DC motor driving apparatus according to the embodiment;
FIG. 7 is a cross-sectional view of the rotor of the brushless DC motor in the brushless DC motor driving apparatus according to the embodiment;
FIG. 8 is a block diagram of a conventional brushless DC motor driving apparatus.
[Explanation of symbols]
1 Commercial power supply
2 Rectifier circuit
3 Inverter
3a-3f switching element
4 Brushless DC motor
5 Position detector
6 Rotation speed calculator
8 Rotational speed control unit
9 Carrier frequency generator
10 Switching element switching part

Claims

A brushless DC motor including a rotor having a permanent magnet and a stator having a three-phase winding; an inverter for supplying power by a plurality of driving switching elements connected to the three-phase winding; and the switching element group A carrier frequency generation unit that generates a switching frequency, a rotation number control unit that adjusts a duty ratio that is a ratio of an on time within a carrier period determined by the carrier frequency generation unit, and a position of the rotor A brushless comprising: a rotor position detection unit; a rotation number calculation unit that calculates a rotation number based on position information detected by the rotor position detection unit; and a switching element switching unit that sequentially switches the switching element group. A method of driving a brushless DC motor in a DC motor driving apparatus, wherein the wave output from the inverter Two or more types of the carrier frequency are switched depending on the state of the brushless DC, wherein the carrier frequency is decreased when the voltage supplied to the inverter is in a low voltage region, and the carrier frequency is set larger as the voltage increases. How to drive the motor.

A brushless DC motor including a rotor having a permanent magnet and a stator having a three-phase winding; an inverter for supplying power by a plurality of driving switching elements connected to the three-phase winding; and the switching element group A carrier frequency generation unit that generates a switching frequency, a rotation number control unit that adjusts a duty ratio that is a ratio of an on time within a carrier period determined by the carrier frequency generation unit, and a position of the rotor A rotor position detection unit, a rotation number calculation unit that calculates a rotation number based on position information detected by the rotor position detection unit, a switching element switching unit that sequentially switches the switching element group, and the inverter A voltage detector for detecting a power supply voltage to be supplied; and the carrier according to the voltage detected by the voltage detector. And a carrier frequency switching unit for switching the wave number, voltage supplied to the inverter reduces the said carrier frequency in a low voltage region, the brushless DC motor driving device for switching large the carrier frequency according to the voltage increases.

A brushless DC motor including a rotor having a permanent magnet and a stator having a three-phase winding; an inverter for supplying power by a plurality of driving switching elements connected to the three-phase winding; and the switching element group A carrier frequency generation unit that generates a switching frequency, a rotation number control unit that adjusts a duty ratio that is a ratio of an on time within a carrier period determined by the carrier frequency generation unit, and a position of the rotor A rotor position detection unit, a rotation number calculation unit that calculates a rotation number based on position information detected by the rotor position detection unit, a switching element switching unit that sequentially switches the switching element group, and the inverter A voltage adjustment unit that adjusts a power supply voltage to be supplied, and a voltage control that controls a voltage adjustment signal output to the voltage adjustment unit And a carrier frequency switching unit that switches the carrier frequency in accordance with a voltage adjustment signal output to the voltage adjustment unit, and the voltage supplied to the inverter decreases the carrier frequency in a low voltage region, and the voltage A brushless DC motor drive device that switches the carrier frequency to a greater value as the value increases.