JP4204103B2 - Integration circuit - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、フィルタ回路などに用いるのに好適な積分回路に関し、特に半導体集積回路上の占有面積を低減し、かつ高い直流利得を得られるように構成したものである。
【0002】
【従来の技術】
従来、フィルタ回路の一つとして、電圧電流変換回路と容量による積分回路を組み合わせ、所望のフィルタ特性を得るようにしたものがある。この種のフィルタ回路において、特にQ値の高いフィルタ特性を実現する場合、積分回路の振幅・位相特性の理想特性からのズレがフィルタ特性を劣化させてしまうという問題がある。
【0003】
積分回路の振幅・位相特性のズレを改善し理想特性に近づける方法として、積分回路の入出力ともに差動である全差動形式とする構成がある。この場合、積分回路出力の動作電位を決めるための同相帰還回路が必要となる。このような同相帰還回路を有した積分回路の例として、特開平5-14119号に記載されたものが知られている。
【0004】
図5に示す従来の積分回路において、トランジスタQ1、Q2からなる相互コンダクタンス回路は、ベースを入力端とし共通接続したエミッタが電流源I1と接続されている。電流出力端であるトランジスタQ1、Q2のコレクタに、可変電流源を構成するトランジスタQ3、Q4のコレクタと、トランジスタQ6、Q7のベースを接続し、電流出力端と電源Vccとの間にそれぞれ積分容量C1a、C1bを接続している。トランジスタQ6、Q7は各エミッタに電流源I2、I3を接続した、いわゆるエミッタフォロワ回路であり、そのエミッタ間に等しい抵抗R1、R2を直列接続することで、2つの抵抗間の接続点から中点電圧を得ている。
【0005】
中点電圧は共通エミッタに電流源I4を接続したトランジスタ対Q8、Q9からなる比較回路で基準電圧Vrefと比較する。比較した出力は、トランジスタQ9のコレククから電流としてダイオード接続されたトランジスタQ5に出力される。ダイオード接続されたトランジスタQ5はトランジスタQ3、Q4のベースと電源Vcc間に接続され、カレントミラー回路を構成し、中点電圧と基準電圧Vrefが等しくなるようにトランジスタQ3、Q4の電流が制御され、積分回路の動作電位が決められる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の積分回路においては、相互コンダクタンス回路の電流出力端に接続されたエミッタフォロワ回路のエミッタ間に、中点電圧を得るために抵抗が直列接続されているので、積分回路の直流利得を高くするためには抵抗値が大きくなり、半導体集積回路上で構成した場合に占有面積が増すという問題を有していた。
【0007】
また、図6に示すように、より低い電源電圧で積分回路を動作させるために、電流出力端に接続されたエミッタフォロワ回路がない構成とした場合、中点電圧を得るための抵抗が電流出力端に直接接続されるので、より抵抗値を大きくする必要が生じ、さらに半導体集積回路上での占有面積が増すという問題を有していた。
【0008】
本発明は、上記従来の問題を解決するもので、半導体集積回路上の占有面積を低減し、かつ高い直流利得の積分回路を提供することを目的とする。
【0009】
【課題を解決するための手段】
上記問題を解決するために本発明は、電圧電流変換回路の差動出力端の一方の電位と基準電位の電位差を電流として出力する第1の比較手段と、他方の電位と前記基準電位の電位差を電流として出力する第2の比較手段とを設けて、2つ比較手段の出力電流を加算し、差動出力端の同相電位と基準電位が等しくなるよう制御している。
【0010】
これにより、差動出力端の中点電位を検出するための抵抗が不用となるので、半導体集積回路上の占有面積を低減し、かつ高い直流利得の積分回路が得られる。
【0011】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項1に記載の発明は、差動出力端にそれぞれ可変電流源を接続した電圧電流変換回路と、前記差動出力端の一方の電位と基準電位の電位差を電流として出力する第1の比較手段と、前記差動出力端の他方の電位と前記基準電位の電位差を電流として出力する第2の比較手段と、前記第1の比較手段と前記第2の比較手段の出力電流を加算し、前記差動出力端の同相電位と前記基準電位が等しくなるように前記可変電流源の電流量を制御する電流制御手段と、少なくとも前記差動出力端と接地間に接続した容量とを備えた積分回路としたものであり、半導体集積回路上の占有面積を低減し、かつ高い直流利得が得られるという作用を有する。
【0012】
また、請求項2に記載の発明は、前記第1の比較手段および前記第2の比較手段は、エミッタが共通に接続された第1の差動対と第2の差動対からなり、前記可変電流源と前記電流制御手段がカレントミラー回路を構成するトランジスタからなり、前記差動出力端の両方の電位と前記基準電位は、それぞれエミッタフォロワを介して第1と第2の差動対に入力されること特徴とする請求項1記載の積分回路としたものであり、半導体集積回路上の占有面積を低減し、かつ高い直流利得が得られるという作用を有する。
【0013】
また、請求項3に記載の発明は、前記差動出力端の両方の電位と前記基準電位は、前記第1と第2の差動対のベースに入力されること特徴とする請求項2記載の積分回路としたものであり、より低い電源電圧での動作においても、半導体集積回路上の占有面積を低減し、かつ高い直流利得が得られるという作用を有する。
【0014】
また、請求項4に記載の発明は、前記電圧電流変換回路の入力にエミッタフォロワを接続し、前記電圧電流変換回路の出力と前記可変電流源の間にトランジスタを挿入してカスケード接続としたことを特徴とする請求項2記載の積分回路としたものであり、半導体集積回路上の占有面積を低減し、かつ高い直流利得が得られる。また、積分回路の入出力インピーダンスをより高くできるという作用を有する。
【0016】
また、請求項5に記載の発明は、請求項1乃至請求項4のいずれかに記載の積分回路を用いてフィルタ回路を構成したものであり、半導体集積回路上の占有面積を低減できるという作用を有する。
【0017】
また、請求項6に記載の発明は、請求項5に記載のフィルタ回路を無線通信装置の送信部、あるいは受信部に設けたものであり、装置を小型化することができるという作用を有する。
【0018】
以下、本発明の実施の形態について、図1から図4を用いて説明する。
【0019】
(第1の実施の形態)
図1に示す本発明の第1の実施の形態の積分回路において、電圧電流変換回路1は、正側入力端子2と負側入力端子3に入力電圧信号が入力され、電流出力端である正側出力端子4と負側出力端子5から電流が出力される。正側出力端子4と負側出力端子5に、それぞれ可変電流源を構成するトランジスタ6、7のコレクタ、トランジスタ8、9のベース、電源Vccとの間に積分容量10、11が接続されている。トランジスタ8、9は各エミッタに電流源12、13を接続した、いわゆるエミッタフォロワ回路である。
【0020】
正側出力端子4の電位は、トランジスタ8のエミッタから出力され、共通エミッタに電流源14を接続したトランジスタ対15、16からなる比較回路のトランジスタ15のベースに入力される。
【0021】
負側出力端子5の電位は、トランジスタ9のエミッタから出力され、共通エミッタに電流源19を接続したトランジスタ対17、18からなる比較回路のトランジスタ18のベースに入力される。
【0022】
基準電圧Vrefはエミッタに電流源20を接続しエミッタフォロワを構成するトランジスタ21のベースに入力され、さらにトランジスタ21のエミッタはトランジスタ16、17のベースに接続される。
【0023】
正側出力端子4と基準電圧Vrefの電位差に応じて、トランジスタ対15、16のそれぞれのコレクタから電流が出力され、負側出力端子5と基準電圧Vrefの電位差に応じて、トランジスタ対17、18のそれぞれのコレクタから電流が出力される。
【0024】
トランジスタ15、18のコレクタは電源Vccに接続される。トランジスタ16、17のコレクタは、ダイオード接続されたトランジスタ22に接続される。ダイオード接続されたトランジスタ22はトランジスタ6、7のベースと電源Vccとの間に接続され、カレントミラー回路を構成する。
【0025】
電圧電流変換回路1には、一例として、共通エミッタに電流源を接続したトランジスタ対を用いてもよいが、その他の電圧電流変換回路を用いてもよい。
【0026】
ここで、トランジスタ対15、16とトランジスタ対17、18は同一の回路であり、電流源14と電流源19は同一の電流値であるとき、正側出力端子4と負側出力端子5との差動電位に対しては、トランジスタ16、17のコレクタ電流の増減は相殺し、トランジスタ22に流れる電流は変化しない。
【0027】
一方、正側出力端子4と負側出力端子5の同相電位に対しては、基準電圧Vrefとの電位差に応じてトランジスタ22に流れる電流が変化して負帰還がかかり、正側出力端子4と負側出力端子5の同相電位と基準電圧Vrefが等しくなるようにトランジスタ6、7の電流が制御され、積分回路の動作電位が決められる。
【0028】
図5に示す従来例との違いは、電圧電流変換回路1の差動出力端に接続されたエミッタフォロワ回路のエミッタ間に、中点電圧を得るための直列接続された抵抗がない点である。各エミッタフォロワ回路の出力には、トランジスタ対で構成された比較回路のベースが接続されており、入力インピーダンスが高いため、積分回路の直流利得を高くすることができるという効果が得られる。
【0029】
(第2の実施の形態)
図2は本発明の第2の実施の形態の積分回路の構成を示したものである。図1の積分回路と異なる点は、トランジスタ8、9、21と電流源12、13、20から構成されるエミッタフォロワ回路がない点であり、正側出力端子4の電位は、共通エミッタに電流源14を接続したトランジスタ対15、16からなる比較回路のトランジスタ15のベースに入力される。負側出力端子5の電位は、共通エミッタに電流源19を接続したトランジスタ対17、18からなる比較回路のトランジスタ18のベースに入力される。基準電圧Vrefはトランジスタ16、17のベースに接続される。
【0030】
図6に示す従来例との違いは、電圧電流変換回路の差動出力端の間に、中点電圧を得るための直列接続された抵抗がない点である。電圧電流変換回路1の出力には、トランジスタ対で構成された比較回路のベースが接続されており、入力インピーダンスが高いため、積分回路の直流利得を高くすることができるという効果が得られる。また、エミッタフォロワがない分、より低い電源電圧においても積分回路が動作可能であるという効果が得られる。
【0031】
(第3の実施の形態)
図3は本発明の第3の実施の形態の積分回路の構成を示したものである。図1の積分回路と異なる点は、電圧電流変換回路1の入力にトランジスタ31、32の各エミッタに電流源33、34を接続したエミッタフォロワ回路を接続し、さらに電圧電流変換回路1の各出力と可変電流源を構成するトランジスタ6、7のコレクタとの間にトランジスタ35、36を挿入してカスケード接続とし、トランジスタ35、36のベースに接続された電圧源37を設けた点である。これにより、積分回路の入出力インピーダンスをより高くできるという効果が得られる。
【0032】
(第4の実施の形態)
図4は本発明の第4の実施の形態の積分回路を用いて構成したフィルタ回路の一例としてのバンドパスフィルタ回路である。バンドパスフィルタ回路は、電圧電流変換回路101、102、103、104、容量105、106、107、108から構成される。
【0033】
電圧電流変換回路101〜104の相互コンダクタンスをそれぞれgm1〜gm4とし、電圧電流変換回路102、104の出力に接続された容量105、106の平衡線路間相当の容量値をCa、電圧電流変換回路103の出力に接続された容量107、108の平衡線路間相当の容量値をCbとすると、このフィルタの伝達関数H(s)は、次の式(1)により表わすことができる。
H(s)=(s・gm1/Ca)÷
(s^2+s・gm4/Ca+gm2・gm3/(Ca・Cb)) … (1)
【0034】
このようなフィルタ回路を、直流利得が高い積分回路を用いて構成すれば、半導体集積回路上の占有面積を増すことなく、高いQ値のフィルタ特性が得られる。このフィルタ回路は、送受信部を有する無線通信装置において、送信部、あるいは受信部のフィルタ回路に適用することにより、無線通信装置を小型化することが可能となる。従って、無線通信装置を性能良くかつ安価に提供することができる。
【0035】
なお、以上の説明では、積分容量を電圧電流変換回路の差動出力端と電源Vccとの間に積分容量を接続した例で説明したが、電圧電流変換回路の差動出力端の間に積分容量を接続してもよい。
【0036】
また、以上の説明では、トランジスタをバイポーラトランジスタで構成した例で説明したが、MOSトランジスタ等のその他の半導体プロセスによるトランジスタついても同様に実施可能である。
【0037】
また、以上の説明では、フィルタ回路の一例としての図4に示すバンドパスフィルタ回路で説明したが、これに限定されるものではなく、電圧電流変換回路と容量による積分回路を組み合わせ、所望のフィルタ特性を得るようにしたものであればよい。
【0038】
【発明の効果】
以上のように本発明は、積分回路の差動出力端の差動電位は相殺し、同相電位のみを電流として出力する比較手段を設け、差動出力端の中点電位を検出するための抵抗が不用な構成とすることで、半導体集積回路上の占有面積を低減し、かつ積分回路の直流利得の高利得化が図られる。
【0039】
また、このような積分回路を用いてフィルタ回路を構成すれば、半導体集積回路上の占有面積を増すことなく、高いQ値のフィルタ特性が得られる。
【0040】
さらに、このフィルタ回路を無線通信装置の送信部、あるいは受信部に組み込むことにより、無線通信装置を小型化することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態における積分回路の構成を示すブロック図、
【図2】本発明の第2の実施の形態における積分回路の構成を示すブロック図、
【図3】本発明の第3の実施の形態における積分回路の構成を示すブロック図、
【図4】本発明の第4の実施の形態における積分回路を用いたバンドパスフィルタ回路の構成を示すブロック図、
【図5】従来の積分回路の構成を示すブロック図、
【図6】従来の他の積分回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
1 電圧電流変換回路
6、7、22、35、36 PNPトランジスタ
8、9、15〜18、21 NPNトランジスタ
31、32 NPNトランジスタ
10、11 容量
12〜14、19、20、33、34 電流源
101〜104 電圧電流変換回路
R1、R2 抵抗
C1a、C1b 容量
Vref 基準電圧
Vcc 電源
I1〜I4 電流源[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an integration circuit suitable for use in a filter circuit or the like, and is particularly configured to reduce an occupied area on a semiconductor integrated circuit and obtain a high DC gain.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as one of the filter circuits, there is one in which a desired current characteristic is obtained by combining a voltage-current conversion circuit and an integrating circuit using a capacitor. In this type of filter circuit, particularly when realizing a filter characteristic with a high Q value, there is a problem that a deviation from the ideal characteristic of the amplitude / phase characteristic of the integrating circuit deteriorates the filter characteristic.
[0003]
As a method of improving the deviation of the amplitude / phase characteristics of the integrating circuit and bringing it closer to the ideal characteristic, there is a configuration in which the input / output of the integrating circuit is a differential type that is differential. In this case, a common-mode feedback circuit for determining the operating potential of the integrator circuit output is required. As an example of an integrating circuit having such an in-phase feedback circuit, one disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 5-14119 is known.
[0004]
In the conventional integrating circuit shown in FIG. 5, the mutual conductance circuit including the transistors Q1 and Q2 has a base as an input terminal and a commonly connected emitter connected to the current source I1. The collectors of the transistors Q1 and Q2, which are current output terminals, are connected to the collectors of the transistors Q3 and Q4 constituting the variable current source and the bases of the transistors Q6 and Q7, and the integration capacitors are respectively connected between the current output terminal and the power source Vcc. C1a and C1b are connected. The transistors Q6 and Q7 are so-called emitter follower circuits in which current sources I2 and I3 are connected to the respective emitters. By connecting equal resistors R1 and R2 in series between the emitters, the midpoint from the connection point between the two resistors Getting voltage.
[0005]
The midpoint voltage is compared with the reference voltage Vref by a comparison circuit comprising a transistor pair Q8, Q9 having a current source I4 connected to a common emitter. The compared output is output as a current from the collector of the transistor Q9 to the diode-connected transistor Q5. The diode-connected transistor Q5 is connected between the bases of the transistors Q3 and Q4 and the power source Vcc to form a current mirror circuit, and the currents of the transistors Q3 and Q4 are controlled so that the midpoint voltage and the reference voltage Vref are equal. The operating potential of the integrating circuit is determined.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above-described conventional integrating circuit, a resistor is connected in series to obtain the midpoint voltage between the emitters of the emitter follower circuit connected to the current output terminal of the mutual conductance circuit. In order to increase the resistance, there is a problem that the resistance value increases, and the occupied area increases when the semiconductor integrated circuit is configured.
[0007]
Further, as shown in FIG. 6, in order to operate the integration circuit with a lower power supply voltage, when there is no emitter follower circuit connected to the current output terminal, a resistor for obtaining the midpoint voltage is a current output. Since it is directly connected to the end, it is necessary to increase the resistance value, and there is a problem that the occupied area on the semiconductor integrated circuit increases.
[0008]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to solve the above-described conventional problems, and to provide an integration circuit having a high DC gain while reducing the occupied area on a semiconductor integrated circuit.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problem, the present invention provides a first comparison unit that outputs a potential difference between one potential of a differential output terminal of a voltage-current conversion circuit and a reference potential as a current, and a potential difference between the other potential and the reference potential. The second comparison means for outputting the current as a current is provided, the output currents of the two comparison means are added, and the in-phase potential at the differential output terminal is controlled to be equal to the reference potential.
[0010]
This eliminates the need for a resistor for detecting the midpoint potential of the differential output terminal, thereby reducing the occupied area on the semiconductor integrated circuit and providing an integration circuit with a high DC gain.
[0011]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
According to a first aspect of the present invention, there is provided a voltage-current conversion circuit in which a variable current source is connected to each of differential output terminals, and a potential difference between one potential of the differential output terminals and a reference potential is output as a current. 1 comparison means, second comparison means for outputting a potential difference between the other potential of the differential output terminal and the reference potential as a current, and output currents of the first comparison means and the second comparison means. And a current control means for controlling the amount of current of the variable current source so that the in-phase potential of the differential output terminal is equal to the reference potential, and at least a capacitor connected between the differential output terminal and the ground. The integrating circuit is provided, and has the effects of reducing the occupied area on the semiconductor integrated circuit and obtaining a high DC gain.
[0012]
According to a second aspect of the present invention, the first comparison unit and the second comparison unit include a first differential pair and a second differential pair having emitters connected in common. The variable current source and the current control means comprise transistors constituting a current mirror circuit, and both the potential at the differential output terminal and the reference potential are respectively sent to the first and second differential pairs via an emitter follower. The integration circuit according to claim 1, wherein the integration circuit is inputted, and has an effect of reducing an occupied area on the semiconductor integrated circuit and obtaining a high DC gain.
[0013]
The invention according to
[0014]
According to a fourth aspect of the present invention, an emitter follower is connected to the input of the voltage / current converter, and a transistor is inserted between the output of the voltage / current converter and the variable current source to form a cascade connection. The integration circuit according to
[0016]
According to a fifth aspect of the present invention, a filter circuit is configured using the integrating circuit according to any one of the first to fourth aspects, and the area occupied on the semiconductor integrated circuit can be reduced. Have
[0017]
The invention according to claim 6 is the one in which the filter circuit according to claim 5 is provided in the transmission unit or the reception unit of the wireless communication apparatus, and has an effect that the apparatus can be miniaturized.
[0018]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS.
[0019]
(First embodiment)
In the integrating circuit according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1, the voltage-current converter circuit 1 has a
[0020]
The potential of the positive output terminal 4 is output from the emitter of the transistor 8 and input to the base of the transistor 15 of the comparison circuit including the transistor pairs 15 and 16 in which the
[0021]
The potential of the negative output terminal 5 is output from the emitter of the transistor 9 and input to the base of the
[0022]
The reference voltage Vref is input to the base of a
[0023]
Current is output from the respective collectors of the transistor pairs 15 and 16 according to the potential difference between the positive output terminal 4 and the reference voltage Vref, and the transistor pairs 17 and 18 according to the potential difference between the negative output terminal 5 and the reference voltage Vref. Current is output from each of the collectors.
[0024]
The collectors of the
[0025]
As an example, the voltage-current conversion circuit 1 may be a transistor pair in which a current source is connected to a common emitter, but other voltage-current conversion circuits may be used.
[0026]
Here, when the
[0027]
On the other hand, with respect to the common-mode potential of the positive output terminal 4 and the negative output terminal 5, the current flowing through the
[0028]
The difference from the conventional example shown in FIG. 5 is that there is no series-connected resistance for obtaining a midpoint voltage between the emitters of the emitter follower circuit connected to the differential output terminal of the voltage-current converter circuit 1. . The output of each emitter follower circuit is connected to the base of a comparison circuit composed of a transistor pair, and since the input impedance is high, the DC gain of the integration circuit can be increased.
[0029]
(Second Embodiment)
FIG. 2 shows a configuration of an integration circuit according to the second embodiment of the present invention. The difference from the integration circuit of FIG. 1 is that there is no emitter follower circuit composed of
[0030]
The difference from the conventional example shown in FIG. 6 is that there is no series-connected resistor for obtaining a midpoint voltage between the differential output terminals of the voltage-current converter circuit. The output of the voltage-current conversion circuit 1 is connected to the base of a comparison circuit composed of a transistor pair, and since the input impedance is high, the effect that the DC gain of the integration circuit can be increased is obtained. Further, since there is no emitter follower, an effect is obtained that the integration circuit can operate even at a lower power supply voltage.
[0031]
(Third embodiment)
FIG. 3 shows the configuration of the integrating circuit according to the third embodiment of the present invention. 1 differs from the integration circuit of FIG. 1 in that an emitter follower circuit in which
[0032]
(Fourth embodiment)
FIG. 4 shows a band-pass filter circuit as an example of a filter circuit configured by using the integrating circuit according to the fourth embodiment of the present invention. The band-pass filter circuit includes voltage-
[0033]
The transconductances of the voltage-
H (s) = (s · gm1 / Ca) ÷
(s ^ 2 + s · gm4 / Ca + gm2 · gm3 / (Ca · Cb)) (1)
[0034]
If such a filter circuit is configured using an integrating circuit with a high DC gain, a high Q value filter characteristic can be obtained without increasing the occupied area on the semiconductor integrated circuit. When this filter circuit is applied to a filter circuit of a transmission unit or a reception unit in a wireless communication device having a transmission / reception unit, the wireless communication device can be reduced in size. Therefore, the wireless communication device can be provided with high performance and low cost.
[0035]
In the above description, the integration capacitor is described as an example in which the integration capacitor is connected between the differential output terminal of the voltage-current converter circuit and the power source Vcc. However, the integration capacitor is integrated between the differential output terminal of the voltage-current converter circuit. A capacity may be connected.
[0036]
In the above description, an example in which the transistor is a bipolar transistor has been described. However, the present invention can be similarly applied to a transistor using another semiconductor process such as a MOS transistor.
[0037]
In the above description, the band-pass filter circuit shown in FIG. 4 is described as an example of the filter circuit. However, the present invention is not limited to this. Any device can be used as long as it has characteristics.
[0038]
【The invention's effect】
As described above, the present invention provides a comparing means for canceling the differential potential at the differential output end of the integrating circuit and outputting only the common-mode potential as a current, and a resistor for detecting the midpoint potential of the differential output end. Therefore, the area occupied on the semiconductor integrated circuit can be reduced, and the DC gain of the integrating circuit can be increased.
[0039]
Further, if a filter circuit is configured using such an integration circuit, a high Q value filter characteristic can be obtained without increasing the occupied area on the semiconductor integrated circuit.
[0040]
Furthermore, by incorporating this filter circuit in the transmitter or receiver of the wireless communication device, the wireless communication device can be reduced in size.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an integrating circuit according to a first embodiment of the present invention;
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of an integration circuit in the second embodiment of the present invention;
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an integrating circuit according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a bandpass filter circuit using an integration circuit according to a fourth embodiment of the present invention;
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a conventional integrating circuit;
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of another conventional integration circuit.
[Explanation of symbols]
1 Voltage-
31, 32 NPN transistor
10, 11 capacity
12-14, 19, 20, 33, 34 Current source
101-104 Voltage-current converter R1, R2 Resistors C1a, C1b Capacitance Vref Reference voltage Vcc Power supply I1-I4 Current source
Claims (6)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP21477198A JP4204103B2 (en) | 1998-07-15 | 1998-07-15 | Integration circuit |
Applications Claiming Priority (1)
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JP21477198A JP4204103B2 (en) | 1998-07-15 | 1998-07-15 | Integration circuit |
Publications (2)
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