JP4200800B2 - 測定器の保護回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電圧測定器や電流測定器などの測定器において、回路入力に静電気のようなピーク電圧が非常に高いノイズが入力されることが予想される場合の保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】
特開平１１−１８３２８９号公報
従来、圧電体を分極するため、図１８に要部を示すような分極装置が用いられている。高圧電源Ｅ（例えば最大２０ｋＶ）の電圧は、例えば１０ＭΩ程度の大きな保護抵抗Ｒｐを介して圧電素子Ｗに印加される。この電圧によって圧電素子Ｗは分極され、圧電体としての性質を発現する。ＳＷはスイッチである。圧電素子Ｗを流れた電流Ｉは、シャント抵抗Ｒｓを介して接地へ流れ込み、シャント抵抗値Ｒｓ（例えば１００ｋΩ）と電流Ｉの積の電圧Ｒｓ×Ｉが検出アンプＯＰＡを介してＡ／Ｄ変換器（図示せず）へ入力され、デジタル化された測定値はコンピュータ等に入力される。シャント抵抗値Ｒｓは何段階かに切り替え可能になっている。また、過電圧を防ぐための保護素子としてツェナーダイオードＤ１がシャント接続されている。
【０００３】
分極中には、まれに圧電素子Ｗの位置で放電が生じる場合がある。回路には１０ＭΩもの保護抵抗Ｒｐが挿入されており、２０ｋＶという高電圧が印加されても、最大限流れる電流は高々２ｍＡ程度にすぎない。この程度の電流はツェナーダイオードＤ１で接地に連続して逃がされうる。したがって、たとえ圧電素子Ｗが短絡したり放電したりしても、直流的には回路故障につながることはない。
【０００４】
ところが、現実には回路破壊が生じる。その原因は、例えば保護抵抗Ｒｐから圧電素子Ｗまでの引き回しその他に生じている浮遊容量Ｃｓである。浮遊容量Ｃｓの値は回路や配線によりばらつきが大きく一定しないが、多くの場合最大２００ｐＦ程度と見積もっておけば安全である。また、放電現象とは、開放状態に近い状態であった圧電素子Ｗの電極間が突然短絡状態に陥ることと捕らえれば良いので、回路図を書き直すと図１９のようになる。
【０００５】
ここで注意すべきは、直流的には１０ＭΩの保護抵抗Ｒｐが過電流を阻止しているが、保護抵抗Ｒｐを介して浮遊容量Ｃｓに時間をかけて充電された２０ｋＶ×２００ｐＦもの電荷には、保護抵抗Ｒｐは全く無力である点である。ここで放電が生じる。つまり、回路中のスイッチＳＷが突然閉じると、浮遊容量Ｃｓから検出アンプＯＰＡまでが無保護短絡状態になる。検出アンプＯＰＡの入力容量その他を無視すれば２０ｋＶがそのまま印加されるのであるから、当然検出アンプは破壊される。シャント抵抗Ｒｓを通じて放電されるが、瞬間的には全電圧が検出アンプＯＰＡに印加される。
【０００６】
途中にツェナーダイオードＤ１が挿入されているため、検出アンプＯＰＡには最大でもツェナー電圧（例えば９Ｖ）しかかからないように見える。しかし、一般的に、ツェナー電圧が高い（数Ｖ以上）ツェナーダイオードの動作原理は二次降伏現象であり、動作は高速でない。つまり、非常に早い電圧の立ち上がりに対して、ツェナーダイオードが降伏するまでの短い時間に検出アンプＯＰＡの半導体が電圧破壊されてしまう。
【０００７】
特許文献１には、電源入力端子と電源グランド端子との間に、ツェナーダイオードと並列にコンデンサを挿入することによって、静電容量型圧力センサユニット内のＣＭＯＳ−ＩＣをノイズ電圧から保護することができる保護回路が提案されている。コンデンサはツェナーダイオードが降伏するまでの間、ノイズのピーク電圧を降下させる働きを有する。
特許文献１に開示された保護回路を、圧電分極装置に適用した例が図２０である。Ｃ１がツェナーダイオードＤ１と並列に挿入されたコンデンサである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
図２０の場合、ノイズのピーク電圧を十分に降下させるためには大容量のコンデンサＣ１を取り付ける必要があるが、大容量コンデンサは被測定信号源の出力インピーダンスとでローパスフィルタを形成する。変化が遅い信号を対象とする場合には、このローパスフィルタが検出アンプＯＰＡの破壊を防ぐだけでなく、測定対象の信号に含まれる小さなノイズ成分を減衰させる働きをも有することから、良好な効果を奏する。しかしながら、早い電圧変化をする入力信号もしくは数ｋＨｚ以上などの比較的高い周波数の入力信号を観察する際には、信号の減衰や歪が大きくなり、測定が不可能になってしまうという欠点がある。
【０００９】
そこで、本発明の目的は、ピーク電圧の高いノイズから測定器を確実に保護するとともに、高い周波数の入力信号に対しても、信号の減衰や歪が少なく検出が可能な測定器の保護回路を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に係る発明は、被測定電圧信号を非反転増幅する電圧検出用測定器において、上記被測定電圧信号を検出する検出信号線と接地間に、第１コンデンサと第２コンデンサとの直列回路が接続されており、上記被測定電圧信号を非反転増幅する非反転増幅器の入力に上記検出信号線が接続されており、上記非反転増幅器によって非反転増幅された信号を減衰して被測定電圧信号に対する増幅度が１未満になるように設定された減衰器の入力が、上記非反転増幅器の出力に接続されており、上記減衰器の出力が上記第１コンデンサと第２コンデンサとの中点に接続されていることを特徴とする測定器の保護回路を提供する。
【００１１】
請求項９に係る発明は、被測定電圧信号を反転増幅する電圧検出用測定器、あるいは被測定電流信号を電圧に変換する電流検出用測定器において、上記被測定信号を検出する検出信号線と接地間に、第１コンデンサと第２コンデンサとの直列回路が接続されており、上記被測定電圧信号を反転増幅し、あるいは被測定電流信号を電圧に変換する第１の反転増幅器の入力に上記検出信号線が接続されており、上記第１の反転増幅器の出力信号を減衰する減衰器の入力が上記第１の反転増幅器の出力に接続されており、上記減衰器の出力が、その出力信号を反転増幅する第２の反転増幅器の入力に接続されており、上記第１の反転増幅器の増幅度と減衰器の減衰度と第２の反転増幅器の増幅度との積が１未満になるように設定され、上記第２の反転増幅器の出力が上記第１コンデンサと第２コンデンサとの中点に接続されていることを特徴とする測定器の保護回路を提供する。
【００１２】
請求項１０に係る発明は、被測定電圧信号を反転増幅する電圧検出用測定器、あるいは被測定電流信号を電圧に変換する電流検出用測定器において、上記被測定信号を検出する検出信号線と接地間に、第１コンデンサと第２コンデンサとの直列回路が接続されており、上記被測定電圧信号を反転増幅し、あるいは被測定電流信号を電圧に変換する第１の反転増幅器の入力に上記検出信号線が接続されており、上記第１の反転増幅器の出力信号を反転しかつ減衰して被測定信号に対する増幅度が１未満になるように設定された第２の反転増幅器の入力が、上記第１の反転増幅器の出力に接続されており、上記第２の反転増幅器の出力が上記第１コンデンサと第２コンデンサとの中点に接続されていることを特徴とする測定器の保護回路を提供する。
【００１３】
請求項１に係る発明では、非反転増幅器の出力が減衰器を介して第１コンデンサと第２コンデンサとの中点に接続されている。そのため、非反転増幅器の周波数帯域内の信号については、非反転増幅器の出力で入力部に設けられた第１コンデンサの容量をキャンセルしてしまうために、早い電圧変化をする入力信号もしくは数ｋＨｚ以上などの比較的高い周波数の入力信号であっても、減衰や歪みを防止でき、精度よく検出することができる。なお、直流成分については、当然ながらコンデンサに影響されずに非反転増幅器で検出できる。また、非反転増幅器の周波数帯域外の信号については、第１コンデンサと第２コンデンサとの直列回路を介してグランドに逃がされるので、過電圧が非反転増幅器に入力されるのを阻止することができる。
つまり、本保護回路は検出可能な速さの信号に対しては通常の非反転増幅回路として働き、検出不可能な速さの信号（ノイズも含む）に対しては大きな入力容量によって過電圧が入力されないように保護するという動作をする。
本発明では、非反転増幅器（増幅度Ａ倍）によって非反転増幅された信号を減衰する減衰器（減衰度１／Ａ倍未満）が設けられている。非反転増幅器の非反転入力端子に入力された信号がその非反転入力端子に第１コンデンサを通じて正帰還されることになるので、減衰器の減衰度が１／Ａ倍以上であると、正帰還ループの増幅度が１を超え、発振してしまう。しかし、減衰器の減衰度は１／Ａ倍未満であるから、正帰還ループの増幅度を１未満にでき、発振を回避することができる。
【００１４】
請求項２に係る発明では、請求項１における第１コンデンサに代えて、ダイオードの逆並列回路を用いたものである。
ダイオードは、掛かる電圧が小さい間は非常に流れる電流が小さく、請求項１の場合と比較して、検出される信号の歪をより小さくすることができる。また、非反転増幅器が追随できない速さの信号がダイオードの順方向電圧降下を超えると、ダイオードは短絡状態になるので、コンデンサを通じて過電圧はグランドに逃がされ、回路が保護される。
請求項１と同様に、入力される信号の変化の早さ（周波数）や大きさ（振幅）によって、ダイオードが無視し得る状態（周波数が低い場合や振幅が小さい場合）とダイオードが接続された状態（周波数が高い場合や振幅が大きい場合）とに回路動作が自然に切り替わる。
【００１５】
請求項３のように、減衰器を非反転増幅器の出力と接地間に接続された第１抵抗と第２抵抗との直列回路で構成し、第１抵抗は上記非反転増幅器の出力側に接続されており、第１抵抗は第２抵抗より十分小さい抵抗値を持ち、第１抵抗と第２抵抗との中点を減衰器の出力とするのがよい。
すなわち、減衰器の減衰度を１／Ａ倍未満でかつ１／Ａ倍にできるだけ近い値とすることで、発振を回避し、かつコンデンサの影響を殆ど受けずに入力信号を検出できる。
具体的には、第１抵抗の抵抗値を第２抵抗の抵抗値の１／１０〜１／１０００程度とするのがよい。
【００１６】
請求項４のように、減衰器を非反転増幅器の出力と接地間に接続された第１抵抗と第２抵抗との直列回路とし、第１抵抗と第２抵抗との中点に第２の非反転増幅器の非反転入力を接続し、第２の非反転増幅器の出力を第１コンデンサおよび第２コンデンサの中点に接続し、被測定電圧信号を非反転増幅する非反転増幅器の増幅度と、減衰器の減衰度と、第２の非反転増幅器の増幅度との積が１未満となるように設定してもよい。
第２コンデンサは第１の非反転増幅器によって第１抵抗を介して充電されるので、その充電に時間がかかり、実際には第１の非反転増幅器の周波数帯域幅内の信号であっても第１，第２のコンデンサの影響が出始めて、検出信号に歪が生じ出す場合がある。そこで、請求項４では第１，第２抵抗の中点と第１，第２コンデンサの中点との間に第２の非反転増幅器を接続することによって、第２コンデンサの充電を高速に行ない、高い周波数まで信号歪みを回避することができる。
【００１７】
請求項５のように、減衰器を非反転増幅器の出力と接地間に接続された第１抵抗と第２抵抗との直列回路で構成し、第１抵抗と第２抵抗との中点を第１コンデンサと第２コンデンサとの中点に接続し、非反転増幅器の出力と第１コンデンサおよび第２コンデンサの中点との間に、アノードを非反転増幅器の出力側に向けてダイオードを接続してもよい。
ダイオードを非反転増幅器の出力と直列コンデンサの中点との間に接続した場合には、過大電圧はダイオードを介して第２コンデンサに即座に流れるので、第２コンデンサの充電が高速に行われ、放電は時間が掛かるようにすることができる。これにより、過大電圧が消滅しても、第２コンデンサの放電が完了するまで出力電圧は元に戻らないので、瞬間的な信号の入力を見逃さずに検出できる。
【００１８】
請求項６のように、減衰器を非反転増幅器の出力と接地間に接続された第１抵抗と第２抵抗との直列回路とし、第１抵抗と第２抵抗との中点と、第１コンデンサと第２コンデンサとの中点との間に、アノードを非反転増幅器の出力側に向けたダイオードと抵抗との並列回路を接続してもよい。
この場合も、請求項５と同様に、第２コンデンサの放電を充電に比べて低速とすることで、過大電圧が入力された場合に、瞬間的な信号の入力を見逃さずに検出できる。
【００１９】
請求項７のように、第２の非反転増幅器の出力と第１コンデンサおよび第２コンデンサの中点との間に、アノードを第２の非反転増幅器の出力側に向けたダイオードと抵抗との並列回路を接続してもよい。
これは請求項４と請求項６とを組み合わせたものであり、高い周波数まで信号歪みを回避するため、第２コンデンサの充電を高速で行うと同時に、瞬間的な信号の入力を見逃さずに検出するため、第２コンデンサの放電を低速で行うことができる。
【００２０】
請求項８では、減衰器として、請求項３における第１，第２の抵抗に代えて第３，第４のコンデンサを用いたものである。この場合には、大きな容量を持つ第３コンデンサを非反転増幅器の出力側に接続する。
この場合は、ＤＣ成分は分圧しないが、ＡＣ成分は第３，第４のコンデンサで分圧できるので、請求項３と同様の効果を達成できる。また、ノイズのような高すぎる周波数信号は速やかにグランドに逃がされるので、非反転増幅器の出力信号からノイズ成分を排除できる。なお、第１〜第４のコンデンサの容量を設定することで、周波数特性を可変できるという利点がある。
【００２１】
請求項９は、被測定電圧信号を反転増幅する電圧検出用測定器、あるいは被測定電流信号を電圧に変換する電流検出用測定器に適用した保護回路に関するものである。
すなわち、被測定電圧信号を反転増幅し、あるいは被測定電流信号を電圧に変換する第１反転増幅器の入力部に第１，第２コンデンサを設け、第１反転増幅器の出力部が減衰器および第２反転増幅器を介して第１コンデンサと第２コンデンサとの中点に接続された構成としたものである。
この場合の動作は、請求項１と同様であり、第１の増幅器が反転増幅器であり、第２コンデンサを信号電圧で充電する為に極性を反転する必要があるので、第２の増幅器として反転増幅器が用いられる。
なお、被測定電圧信号を反転増幅する電圧検出用測定器も、被測定電流信号を電圧に変換する電流検出用測定器も構成上は同様である。
【００２２】
請求項１０は、請求項９における減衰器の機能を、第２の反転増幅器が兼ねるように構成したものである。
つまり、第１の反転増幅器の出力に、第１の反転増幅器の出力信号を反転しかつ減衰して被測定信号に対する増幅度が１未満になるように設定された第２の反転増幅器の入力を接続し、第２の反転増幅器の出力を第１コンデンサと第２コンデンサとの中点に接続している。
この場合には、抵抗の直列回路などからなる減衰器を省略でき、回路を簡素化できる。
【００２３】
請求項１１，１２は、請求項９，１０における第１コンデンサに代えてダイオードの逆並列回路を用いたものである。
この場合は、請求項２と同様に、コンデンサを用いた場合に比べてノイズ電圧の立ち上がりは鋭くはないが、測定信号への歪がより少なくなければならない場合に用いることができる。
【００２４】
請求項１３は請求項６，７と対応するものであり、これら請求項６，７と同様な作用効果を有する。
また、請求項１４は請求項３と、請求項１５は請求項８と対応するものである。
【００２５】
【発明の実施の形態】
図１は本発明にかかる保護回路の第１実施例であり、被測定電圧信号を非反転増幅する電圧検出用測定器の例を示す。
左側の端子Ｔ１が被測定信号の入力部、右側の端子Ｔ２が検出した信号の出力部、線Ｌ１が検出信号線である。この回路の例では入力信号と同じ電圧が出力信号として出力されるが、出力信号の出力インピーダンスが低くなっているので、これをＡ／Ｄコンバータなどに入力することができる。
【００２６】
図１において、Ｒｓは入力信号が電流性の場合に電流をグランドＧＮＤに流すことで抵抗値×電流値の電圧を発生するシャント抵抗である。これは、入力信号が電圧性の場合には省略してもよい。Ｄ１はツェナーダイオードであり、通常は電流が流れないが、入力信号がツェナーダイオードＤ１のツェナー電圧よりも高くなると電流が流れ出し（ブレークダウン）、これによって入力電圧が過大にならないようにする働きがある。ただし、電圧がかかってから電流が流れ出すまでに多少の時間がかかるので、これだけでは過大な電圧を確実に防ぐことはできない。ＯＰＡは非反転増幅器（演算増幅器）であり、この実施例では非反転入力端子に印加された電圧をそのまま出力する働き（増幅度Ａ＝１）をする。Ｒ１，Ｒ２は非反転増幅器ＯＰＡの出力電圧を分圧して、入力信号電圧よりも少しだけ低い（例えば１０％〜０．１％程度）電圧を作り出す働きをする抵抗であり、本発明の減衰器ＡＴＴの一例である。例えば、Ｒ１，Ｒ２の抵抗値は、Ｒ１/(Ｒ１＋Ｒ２) が１／Ａよりも多少小さくなるように設定される。Ｃ１，Ｃ２はコンデンサであり、瞬間的に高い電圧のノイズ信号が入った場合に、これをグランドＧＮＤに逃がす働きをする。
【００２７】
図１では、ツェナーダイオードＤ１を信号線側がカソードになるように挿入したが、これは信号が正電圧の場合を想定したからである。信号が正負の両符号の電圧になり得る場合には、ツェナーダイオードを２つ対向接続し、Ｄ１の代わりに用いれば良い。
【００２８】
第１実施例は、図２のような機能構成となっている。信号が入力されると、これは非反転増幅回路でＡ倍（図１ではＡ＝１）に増幅される。これを抵抗Ｒ１，Ｒ２によって減衰した信号でコンデンサＣ２が充電される。仮に減衰度が１／Ａとすれば、結局コンデンサＣ２は入力信号電圧に充電されることになる。このとき、コンデンサＣ１の下端の電圧は入力信号電圧になっているのであるから、コンデンサＣ１の両端の電圧は等しく、コンデンサＣ１には全く電流は流れないことになる。つまり、コンデンサＣ１は接続されていないのと同じであるから、コンデンサの影響で入力信号が歪むことなく正しく検出が行える。
【００２９】
ところで、上記働きは見方を変えると、非反転増幅器ＯＰＡの非反転入力端子に入力された信号が、その非反転入力端子にコンデンサＣ１を通じて正帰還されることになるので、減衰度が１／Ａ倍以上であるとすると、正帰還ループの増幅度が１を超えるので発振してしまう。そこで、１／Ａ倍よりも多少（１０％〜０．１％程度）余分に減衰させることで、正帰還ループの増幅度を１未満として発振を回避している。この場合、コンデンサＣ１は容量がＲ１/(Ｒ１＋Ｒ２) に小さくなったように振舞うことになる。これを十分に小さく設定すれば、入力信号への影響が回避される。結局、非反転増幅器ＯＰＡによって増幅が可能な周波数（周波数帯域内）の信号であれば、コンデンサＣ１やＣ２の影響をほとんど受けずに入力信号を検出できる。
【００３０】
一方、非反転増幅器ＯＰＡが追随できないような高い周波数の信号（ノイズ等）については、前述のような働きが生じない。これは、コンデンサＣ１とＣ２がその合成容量Ｃ１・Ｃ２/(Ｃ１＋Ｃ２）でグランドＧＮＤにつながっている状態であるから、ノイズ信号はこの容量を通じてグランドＧＮＤに逃げてしまい、過大電圧により回路が破壊されることが回避される。
【００３１】
図３は第２実施例であり、第１実施例で検出電圧を増幅する機能を持たせた変形例である。
図１は入力信号の増幅度Ａ＝１の非反転増幅回路の例であるが、入力信号を増幅したい場合は、一般的に知られているような非反転増幅回路とすれば良い。すなわち、図３のように、非反転増幅器ＯＰＡの出力を２つの抵抗Ｒｆ，Ｒｅの直列回路を介して接地するとともに、両抵抗Ｒｆ，Ｒｅで分圧した電圧をＯＰＡの反転入力端子に入力すれば良い。
この場合には、増幅度Ａに応じて、正帰還ループの増幅度が１未満となるように抵抗Ｒ１，Ｒ２の値を設定すればよい。
【００３２】
図４は第３実施例であり、第１実施例で高い周波数まで信号歪を回避する変形例である。
コンデンサＣ２は第１の非反転増幅器ＯＰＡ１によって抵抗Ｒ１を介して充電されるので、その充電に時間がかかり、実際には第１の非反転増幅器ＯＰＡ１の周波数帯域幅内の信号であってもコンデンサＣ１やＣ２の影響が出始めて、検出信号に歪が生じ出す場合がある。特に、コンデンサＣ２や抵抗Ｒ１が大きい場合に、この影響が顕著になる。この場合には、図４のように、抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点とコンデンサＣ１，Ｃ２の中点との間に第２の非反転増幅器ＯＰＡ２を接続することによって、コンデンサＣ２の充電を高速に行えば、問題は解消する。図４のように構成することで、高い周波数まで信号歪みを回避することができる。
この実施例では、第２の非反転増幅器ＯＰＡ２がバッファ（増幅度＝１）の例を示したが、第１の非反転増幅器ＯＰＡ１の増幅度と、減衰器ＡＴＴ（Ｒ１，Ｒ２）の減衰度との関係によって、第２の非反転増幅器ＯＰＡ２の増幅度も変更可能である。つまり、第１の非反転増幅器ＯＰＡ１の増幅度と、減衰器ＡＴＴの減衰度と、第２の非反転増幅器ＯＰＡ２の増幅度との積が１未満になるように設定すればよい。
【００３３】
図５は第４実施例であり、第１実施例における出力電圧の立ち上がり特性および立下り特性を設定した変形例である。
第１実施例の保護回路を例えば圧電分極装置における分極電流検出回路に適用した場合、静電気によるノイズに対する保護ではなく、分極中（例えば約１６ｋＶ）に放電が生じた時に、回路に入力されるノイズに対する保護を行うことができる。ここで、放電時に回路を保護することは勿論必要であるが、放電が生じたこと自体を検出する必要がある。しかし、放電は短時間（例えば数μ秒）で完了するため、検出が困難である。
このような場合には、図５のようにダイオードＤ２を非反転増幅器ＯＰＡの出力とコンデンサＣ１，Ｃ２の中点との間に接続するのがよい。すなわち、過大電圧はダイオードＤ２を介してコンデンサＣ２に即座に流れるので、コンデンサＣ２の充電が高速に行われ、放電は時間が掛かるようにすることができる。これにより、放電のような過大電圧が回路に入力された場合に、速やかに検出電圧が回路が破壊しない範囲で立ちあがり、その後、放電が完了した後は徐々に電圧が下がるという動作をする。つまり、立ち上がりは素早く、立下りはゆっくりと反応することもできる。そのため、過大電圧が消滅しても、コンデンサＣ２の放電が完了するまでは、検出電圧は元に戻らないので、瞬間的に完了する放電を見逃すことなく検出することができるという効果を有する。
なお、非反転増幅器ＯＰＡが出力できる電圧は、これに与えている電源電圧以内であるので、これを超える部分の過大電圧に対しては、非反転増幅器ＯＰＡはコンデンサの働きを消去することができない。それゆえ、非反転増幅器ＯＰＡの電源電圧を超えるような過大電圧については、コンデンサによってグランドＧＮＤに逃げてしまい、回路が破壊されることは無い。
【００３４】
図６は第５実施例であり、第１実施例のさらに別の変形例を示す。
この実施例では、抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点とコンデンサＣ１，Ｃ２の中点との間に、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ３との並列回路を接続したものである。
コンデンサＣ２の充電速度に比べて、放電速度を遅くすることにより、瞬間的な信号の入力を見逃さずに検出することができる。
【００３５】
図７は第６実施例であり、図４と図６の実施例を組み合わせたものである。
この場合には、抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点に第２の非反転増幅器ＯＰＡ２の非反転入力を接続するとともに、非反転増幅器ＯＰＡ２の出力とコンデンサＣ１，Ｃ２の中点との間に、ダイオードＤ３と抵抗Ｒ３との並列回路を接続したものである。
高い周波数まで信号歪みを回避するため、コンデンサＣ２の充電を高速で行うと同時に、瞬間的な信号の入力を見逃さずに検出するため、コンデンサＣ２の放電を低速で行うことができる。
【００３６】
図８は第７実施例である。これは、第１実施例におけるコンデンサＣ１に代えてダイオードＤ２，Ｄ３を逆並列接続したものである。
ダイオードは、掛かる電圧が小さい間は非常に流れる電流が小さく、第１実施例の場合と比較して、検出される信号の歪をより小さくすることができる。また、ＯＰＡ１が追随できない速さの信号がダイオードの順方向電圧降下（シリコンダイオードでは約０．６〜０．８Ｖ）を超えると、ダイオードは事実上短絡状態になるので、コンデンサＣ２を通じて過電圧はグランドＧＮＤに逃がされ、回路が保護される。
【００３７】
入力される信号の変化の早さ（周波数）や大きさ（振幅）によって、ダイオードが無視し得る状態（周波数が低い場合や振幅が小さい場合）とダイオードが接続された状態（周波数が高い場合や振幅が大きい場合）とに回路動作が自然に切り替わる点は、第１実施例と同様である。
この実施例では、コンデンサほどの高速性は期待し得ないので、第１実施例の場合よりもノイズ電圧の立ち上がりは鋭くはないが、測定信号への歪がより少なくなければならない場合に用いることができる。
【００３８】
図９は本発明の第８実施例を示す。
この実施例は、減衰器ＡＴＴとしてコンデンサＣ３，Ｃ４を用いたものである。減衰器の減衰度を設定するため、非反転増幅器ＯＰＡの出力側に接続されるコンデンサＣ３の容量をコンデンサＣ４より十分に大きくするのがよく、例えばＣ４／Ｃ３を０．１〜０．００１程度に設定するのがよい。
この場合は、ＤＣ成分は分圧しないが、ＡＣ成分はコンデンサＣ３，Ｃ４で分圧できるので、抵抗Ｒ１，Ｒ２を用いた場合と同様の効果を達成できる。また、ノイズのような高すぎる周波数信号は速やかに接地できるので、非反転増幅器の出力信号からノイズ成分を排除できる。なお、コンデンサＣ３，Ｃ４の容量を設定することで、周波数特性を可変できるという利点がある。
【００３９】
図１０は本発明の第９実施例を示し、第１実施例（図１）を反転増幅回路に応用したものである。図１１は図１０の機能構成を表したものである。
機能および効果は第１実施例と同じである。ただし、反転増幅回路であるので、コンデンサＣ２を信号電圧で充電するために極性を反転する必要があるため、抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点とコンデンサＣ１，Ｃ２の中点との間に、反転増幅するための第２の反転増幅器ＯＰＡ２が接続されている。この実施例に特有の効果ではないが、反転増幅回路とすることで、第１反転増幅器ＯＰＡ１の仮想接地点が常にＧＮＤレベルを維持するよう動作するので、演算増幅器のオフセット電圧などの誤差のドリフトの影響を受けにくい等、通常の反転増幅回路が有する利点を享受できる。
この場合には、第２の反転増幅器ＯＰＡ２の反転入力と抵抗Ｒ１，Ｒ２との間の抵抗Ｒ３が並列接続になるので、厳密にはＲ１と、Ｒ２，Ｒ３の並列接続回路とで電圧が分圧される。Ｒ３≫Ｒ２であれば、第１実施例と同様にＲ１／Ｒ２を１０％〜０．１％とすることで、被測定電圧信号に対する増幅度が１未満になる。要するに、第１の反転増幅器ＯＰＡ１の増幅度と、減衰器ＡＴＴの減衰度と、第２の反転増幅器ＯＰＡ２の増幅度との積が１未満になるように設定すればよい。
【００４０】
図１２は本発明の第１０実施例を示す。
図１０における入力抵抗Ｒinを０Ωにする（Ｒinを設けない）ことによって、いわゆる電流−電圧変換回路として構成したものである。
この実施例では、抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点とコンデンサＣ１，Ｃ２の中点との間に、極性を反転させる反転増幅器ＯＰＡ２（増幅度＝１）が接続されている。
この場合も、第１実施例と同様、瞬間的な過電圧ノイズに対する保護効果はそのまま有する。
【００４１】
図１３は本発明の第１１実施例を示す。この実施例は、図１０に示す反転増幅回路に図６に示す回路を適用したものである。
抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点に第２の反転増幅器ＯＰＡ２の反転入力を接続し、この反転増幅器ＯＰＡ２の出力とコンデンサＣ１，Ｃ２の中点との間に、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ３との並列回路を接続してある。
この場合には、図６と同様な作用効果を有する。
【００４２】
図１４は本発明の第１２実施例を示す。この実施例は、減衰器として反転増幅器を用いたものである。
この場合には、反転増幅器ＯＰＡ２の増幅度を１未満とすることで、図１０に示す抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる減衰器ＡＴＴを省略したものである。例えば、抵抗Ｒ１＝１ｋΩ、Ｒ２＝１０ｋΩ、Ｒ３＝１０ｋΩ、Ｒ４＝９００Ωとした場合、反転増幅器ＯＰＡ１の増幅度は−１０倍、反転増幅器ＯＰＡ２による増幅度は−０．０９倍となるので、入力容量の中和信号は９０％のゲインとなる。
【００４３】
図１５は本発明の第１３実施例を示す。この実施例は、図１４に図１３を組み合わせたものである。
すなわち、増幅度が１未満の反転増幅器ＯＰＡ２の出力と、コンデンサＣ１，Ｃ２の中点との間に、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ３との並列回路を接続したものである。この場合には、直列抵抗からなる減衰器を省略できるとともに、図６と同様な効果を得ることができる。
【００４４】
図１６は第１４実施例を示す。この実施例は、図８を反転増幅回路に応用したものである。
コンデンサＣ１に代えて逆並列ダイオードＤ２，Ｄ３を用いることにより、第７実施例と同様の作用効果を有する。また、反転増幅器としての利点を享受できる点では第９実施例と同じである。
【００４５】
図１７は第１５実施例を示す。この実施例は、図１６における減衰器ＡＴＴを、増幅度が１未満の反転増幅器ＯＰＡ２で兼用したものである。
この場合の抵抗Ｒ１〜Ｒ４の設定は図１４と同様であり、図１４と同様の作用効果を有する。
【００４６】
本発明は上記実施例に限定されるものではない。
図９に示したコンデンサＣ３，Ｃ４よりなる減衰器は、非反転増幅回路だけでなく、反転増幅回路にも適用可能であることは言うまでもない。
上記実施例では、減衰器として直列の抵抗Ｒ１，Ｒ２や直列のコンデンサＣ３，Ｃ４を用いたが、これ以外に、コンデンサと抵抗とを直列接続したものでもよい。この場合には、コンデンサを増幅器の出力側に、抵抗を接地側に接続すればよい。
上記実施例では、過電圧を防ぐための保護素子としてツェナーダイオードＤ１を設けたが、このツェナーダイオードＤ１は必須のものではなく、省略することも可能である。
【００４７】
本発明の保護回路は、基本的には汎用的であり、図１８に示すような圧電分極装置の測定器のほか、電圧あるいは電流を測定する測定器に対象を選ばずに適用できるものである。
本発明は前述の圧電分極装置の例のように、これを単体として実施することもできるが、ＤＭＭ（デジタルマルチメータ）等に組み込んで実施することもできる。
【００４８】
【発明の効果】
以上の説明で明らかなように、請求項１に記載の発明によれば、非反転増幅器の入力側に第１コンデンサと第２コンデンサとの直列回路が接続され、出力側に減衰器が接続され、減衰器の出力が第１コンデンサと第２コンデンサとの中点に接続されているため、ピーク電圧の高いノイズのような非反転増幅器の周波数帯域外の信号については、第１コンデンサと第２コンデンサとの直列回路を介して接地し、非反転増幅器を確実に保護することができる。
また、ピーク電圧を十分に降下させるために大容量のコンデンサを接続した場合には、ローパスフィルタを形成し、早い電圧変化をする信号の減衰や歪が大きくなるが、非反転増幅器の周波数帯域内の信号については、非反転増幅器の出力で入力部に設けられた第１コンデンサの容量をキャンセルするので、検出信号の減衰や歪みを防止でき、信号を精度よく検出することができる。
【００４９】
請求項２のように、第１コンデンサに代えてダイオードの逆並列回路を用いた場合には、請求項１に比べて検出される信号の歪を更に小さくすることができる。なお、非反転増幅器の保護効果は請求項１と同様である。
【００５０】
請求項９では、請求項１の保護回路を、被測定電圧信号を反転増幅する電圧検出用測定器あるいは被測定電流信号を電圧に変換する電流検出用測定器に適用したものであり、請求項１と同様の効果を有する。
【００５１】
請求項１０では、請求項２の保護回路を、被測定電圧信号を反転増幅する電圧検出用測定器あるいは被測定電流信号を電圧に変換する電流検出用測定器に適用したものであり、請求項２と同様の効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る保護回路の第１実施例の回路図である。
【図２】図１に示す保護回路の各機能を表した回路図である。
【図３】本発明に係る保護回路の第２実施例の回路図である。
【図４】本発明に係る保護回路の第３実施例の回路図である。
【図５】本発明に係る保護回路の第４実施例の回路図である。
【図６】本発明に係る保護回路の第５実施例の回路図である。
【図７】本発明に係る保護回路の第６実施例の回路図である。
【図８】本発明に係る保護回路の第７実施例の回路図である。
【図９】本発明に係る保護回路の第８実施例の回路図である。
【図１０】本発明に係る保護回路の第９実施例の回路図である。
【図１１】図１０に示す保護回路の各機能を表した回路図である。
【図１２】本発明に係る保護回路の第１０実施例の回路図である。
【図１３】本発明に係る保護回路の第１１実施例の回路図である。
【図１４】本発明に係る保護回路の第１２実施例の回路図である。
【図１５】本発明に係る保護回路の第１３実施例の回路図である。
【図１６】本発明に係る保護回路の第１４実施例の回路図である。
【図１７】本発明に係る保護回路の第１５実施例の回路図である。
【図１８】従来の圧電体の分極装置の回路図である。
【図１９】図１３における回路破壊のモデル回路図である。
【図２０】特許文献１に開示された保護回路を圧電分極装置に適用した例の回路図である。
【符号の説明】
ＯＰＡ１ 第１の非反転増幅器または反転増幅器
ＯＰＡ２ 第２の非反転増幅器または反転増幅器
Ｌ１ 検出信号線
Ｃ１ 第１コンデンサ
Ｃ２ 第２コンデンサ
ＡＴＴ 減衰器
Ｒ１ 第１抵抗
Ｒ２ 第２抵抗
Ｄ１ ツェナーダイオード
【発明の属する技術分野】
本発明は電圧測定器や電流測定器などの測定器において、回路入力に静電気のようなピーク電圧が非常に高いノイズが入力されることが予想される場合の保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】
特開平１１−１８３２８９号公報
従来、圧電体を分極するため、図１８に要部を示すような分極装置が用いられている。高圧電源Ｅ（例えば最大２０ｋＶ）の電圧は、例えば１０ＭΩ程度の大きな保護抵抗Ｒｐを介して圧電素子Ｗに印加される。この電圧によって圧電素子Ｗは分極され、圧電体としての性質を発現する。ＳＷはスイッチである。圧電素子Ｗを流れた電流Ｉは、シャント抵抗Ｒｓを介して接地へ流れ込み、シャント抵抗値Ｒｓ（例えば１００ｋΩ）と電流Ｉの積の電圧Ｒｓ×Ｉが検出アンプＯＰＡを介してＡ／Ｄ変換器（図示せず）へ入力され、デジタル化された測定値はコンピュータ等に入力される。シャント抵抗値Ｒｓは何段階かに切り替え可能になっている。また、過電圧を防ぐための保護素子としてツェナーダイオードＤ１がシャント接続されている。
【０００３】
分極中には、まれに圧電素子Ｗの位置で放電が生じる場合がある。回路には１０ＭΩもの保護抵抗Ｒｐが挿入されており、２０ｋＶという高電圧が印加されても、最大限流れる電流は高々２ｍＡ程度にすぎない。この程度の電流はツェナーダイオードＤ１で接地に連続して逃がされうる。したがって、たとえ圧電素子Ｗが短絡したり放電したりしても、直流的には回路故障につながることはない。
【０００４】
ところが、現実には回路破壊が生じる。その原因は、例えば保護抵抗Ｒｐから圧電素子Ｗまでの引き回しその他に生じている浮遊容量Ｃｓである。浮遊容量Ｃｓの値は回路や配線によりばらつきが大きく一定しないが、多くの場合最大２００ｐＦ程度と見積もっておけば安全である。また、放電現象とは、開放状態に近い状態であった圧電素子Ｗの電極間が突然短絡状態に陥ることと捕らえれば良いので、回路図を書き直すと図１９のようになる。
【０００５】
ここで注意すべきは、直流的には１０ＭΩの保護抵抗Ｒｐが過電流を阻止しているが、保護抵抗Ｒｐを介して浮遊容量Ｃｓに時間をかけて充電された２０ｋＶ×２００ｐＦもの電荷には、保護抵抗Ｒｐは全く無力である点である。ここで放電が生じる。つまり、回路中のスイッチＳＷが突然閉じると、浮遊容量Ｃｓから検出アンプＯＰＡまでが無保護短絡状態になる。検出アンプＯＰＡの入力容量その他を無視すれば２０ｋＶがそのまま印加されるのであるから、当然検出アンプは破壊される。シャント抵抗Ｒｓを通じて放電されるが、瞬間的には全電圧が検出アンプＯＰＡに印加される。
【０００６】
途中にツェナーダイオードＤ１が挿入されているため、検出アンプＯＰＡには最大でもツェナー電圧（例えば９Ｖ）しかかからないように見える。しかし、一般的に、ツェナー電圧が高い（数Ｖ以上）ツェナーダイオードの動作原理は二次降伏現象であり、動作は高速でない。つまり、非常に早い電圧の立ち上がりに対して、ツェナーダイオードが降伏するまでの短い時間に検出アンプＯＰＡの半導体が電圧破壊されてしまう。
【０００７】
特許文献１には、電源入力端子と電源グランド端子との間に、ツェナーダイオードと並列にコンデンサを挿入することによって、静電容量型圧力センサユニット内のＣＭＯＳ−ＩＣをノイズ電圧から保護することができる保護回路が提案されている。コンデンサはツェナーダイオードが降伏するまでの間、ノイズのピーク電圧を降下させる働きを有する。
特許文献１に開示された保護回路を、圧電分極装置に適用した例が図２０である。Ｃ１がツェナーダイオードＤ１と並列に挿入されたコンデンサである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
図２０の場合、ノイズのピーク電圧を十分に降下させるためには大容量のコンデンサＣ１を取り付ける必要があるが、大容量コンデンサは被測定信号源の出力インピーダンスとでローパスフィルタを形成する。変化が遅い信号を対象とする場合には、このローパスフィルタが検出アンプＯＰＡの破壊を防ぐだけでなく、測定対象の信号に含まれる小さなノイズ成分を減衰させる働きをも有することから、良好な効果を奏する。しかしながら、早い電圧変化をする入力信号もしくは数ｋＨｚ以上などの比較的高い周波数の入力信号を観察する際には、信号の減衰や歪が大きくなり、測定が不可能になってしまうという欠点がある。
【０００９】
そこで、本発明の目的は、ピーク電圧の高いノイズから測定器を確実に保護するとともに、高い周波数の入力信号に対しても、信号の減衰や歪が少なく検出が可能な測定器の保護回路を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に係る発明は、被測定電圧信号を非反転増幅する電圧検出用測定器において、上記被測定電圧信号を検出する検出信号線と接地間に、第１コンデンサと第２コンデンサとの直列回路が接続されており、上記被測定電圧信号を非反転増幅する非反転増幅器の入力に上記検出信号線が接続されており、上記非反転増幅器によって非反転増幅された信号を減衰して被測定電圧信号に対する増幅度が１未満になるように設定された減衰器の入力が、上記非反転増幅器の出力に接続されており、上記減衰器の出力が上記第１コンデンサと第２コンデンサとの中点に接続されていることを特徴とする測定器の保護回路を提供する。
【００１１】
請求項９に係る発明は、被測定電圧信号を反転増幅する電圧検出用測定器、あるいは被測定電流信号を電圧に変換する電流検出用測定器において、上記被測定信号を検出する検出信号線と接地間に、第１コンデンサと第２コンデンサとの直列回路が接続されており、上記被測定電圧信号を反転増幅し、あるいは被測定電流信号を電圧に変換する第１の反転増幅器の入力に上記検出信号線が接続されており、上記第１の反転増幅器の出力信号を減衰する減衰器の入力が上記第１の反転増幅器の出力に接続されており、上記減衰器の出力が、その出力信号を反転増幅する第２の反転増幅器の入力に接続されており、上記第１の反転増幅器の増幅度と減衰器の減衰度と第２の反転増幅器の増幅度との積が１未満になるように設定され、上記第２の反転増幅器の出力が上記第１コンデンサと第２コンデンサとの中点に接続されていることを特徴とする測定器の保護回路を提供する。
【００１２】
請求項１０に係る発明は、被測定電圧信号を反転増幅する電圧検出用測定器、あるいは被測定電流信号を電圧に変換する電流検出用測定器において、上記被測定信号を検出する検出信号線と接地間に、第１コンデンサと第２コンデンサとの直列回路が接続されており、上記被測定電圧信号を反転増幅し、あるいは被測定電流信号を電圧に変換する第１の反転増幅器の入力に上記検出信号線が接続されており、上記第１の反転増幅器の出力信号を反転しかつ減衰して被測定信号に対する増幅度が１未満になるように設定された第２の反転増幅器の入力が、上記第１の反転増幅器の出力に接続されており、上記第２の反転増幅器の出力が上記第１コンデンサと第２コンデンサとの中点に接続されていることを特徴とする測定器の保護回路を提供する。
【００１３】
請求項１に係る発明では、非反転増幅器の出力が減衰器を介して第１コンデンサと第２コンデンサとの中点に接続されている。そのため、非反転増幅器の周波数帯域内の信号については、非反転増幅器の出力で入力部に設けられた第１コンデンサの容量をキャンセルしてしまうために、早い電圧変化をする入力信号もしくは数ｋＨｚ以上などの比較的高い周波数の入力信号であっても、減衰や歪みを防止でき、精度よく検出することができる。なお、直流成分については、当然ながらコンデンサに影響されずに非反転増幅器で検出できる。また、非反転増幅器の周波数帯域外の信号については、第１コンデンサと第２コンデンサとの直列回路を介してグランドに逃がされるので、過電圧が非反転増幅器に入力されるのを阻止することができる。
つまり、本保護回路は検出可能な速さの信号に対しては通常の非反転増幅回路として働き、検出不可能な速さの信号（ノイズも含む）に対しては大きな入力容量によって過電圧が入力されないように保護するという動作をする。
本発明では、非反転増幅器（増幅度Ａ倍）によって非反転増幅された信号を減衰する減衰器（減衰度１／Ａ倍未満）が設けられている。非反転増幅器の非反転入力端子に入力された信号がその非反転入力端子に第１コンデンサを通じて正帰還されることになるので、減衰器の減衰度が１／Ａ倍以上であると、正帰還ループの増幅度が１を超え、発振してしまう。しかし、減衰器の減衰度は１／Ａ倍未満であるから、正帰還ループの増幅度を１未満にでき、発振を回避することができる。
【００１４】
請求項２に係る発明では、請求項１における第１コンデンサに代えて、ダイオードの逆並列回路を用いたものである。
ダイオードは、掛かる電圧が小さい間は非常に流れる電流が小さく、請求項１の場合と比較して、検出される信号の歪をより小さくすることができる。また、非反転増幅器が追随できない速さの信号がダイオードの順方向電圧降下を超えると、ダイオードは短絡状態になるので、コンデンサを通じて過電圧はグランドに逃がされ、回路が保護される。
請求項１と同様に、入力される信号の変化の早さ（周波数）や大きさ（振幅）によって、ダイオードが無視し得る状態（周波数が低い場合や振幅が小さい場合）とダイオードが接続された状態（周波数が高い場合や振幅が大きい場合）とに回路動作が自然に切り替わる。
【００１５】
請求項３のように、減衰器を非反転増幅器の出力と接地間に接続された第１抵抗と第２抵抗との直列回路で構成し、第１抵抗は上記非反転増幅器の出力側に接続されており、第１抵抗は第２抵抗より十分小さい抵抗値を持ち、第１抵抗と第２抵抗との中点を減衰器の出力とするのがよい。
すなわち、減衰器の減衰度を１／Ａ倍未満でかつ１／Ａ倍にできるだけ近い値とすることで、発振を回避し、かつコンデンサの影響を殆ど受けずに入力信号を検出できる。
具体的には、第１抵抗の抵抗値を第２抵抗の抵抗値の１／１０〜１／１０００程度とするのがよい。
【００１６】
請求項４のように、減衰器を非反転増幅器の出力と接地間に接続された第１抵抗と第２抵抗との直列回路とし、第１抵抗と第２抵抗との中点に第２の非反転増幅器の非反転入力を接続し、第２の非反転増幅器の出力を第１コンデンサおよび第２コンデンサの中点に接続し、被測定電圧信号を非反転増幅する非反転増幅器の増幅度と、減衰器の減衰度と、第２の非反転増幅器の増幅度との積が１未満となるように設定してもよい。
第２コンデンサは第１の非反転増幅器によって第１抵抗を介して充電されるので、その充電に時間がかかり、実際には第１の非反転増幅器の周波数帯域幅内の信号であっても第１，第２のコンデンサの影響が出始めて、検出信号に歪が生じ出す場合がある。そこで、請求項４では第１，第２抵抗の中点と第１，第２コンデンサの中点との間に第２の非反転増幅器を接続することによって、第２コンデンサの充電を高速に行ない、高い周波数まで信号歪みを回避することができる。
【００１７】
請求項５のように、減衰器を非反転増幅器の出力と接地間に接続された第１抵抗と第２抵抗との直列回路で構成し、第１抵抗と第２抵抗との中点を第１コンデンサと第２コンデンサとの中点に接続し、非反転増幅器の出力と第１コンデンサおよび第２コンデンサの中点との間に、アノードを非反転増幅器の出力側に向けてダイオードを接続してもよい。
ダイオードを非反転増幅器の出力と直列コンデンサの中点との間に接続した場合には、過大電圧はダイオードを介して第２コンデンサに即座に流れるので、第２コンデンサの充電が高速に行われ、放電は時間が掛かるようにすることができる。これにより、過大電圧が消滅しても、第２コンデンサの放電が完了するまで出力電圧は元に戻らないので、瞬間的な信号の入力を見逃さずに検出できる。
【００１８】
請求項６のように、減衰器を非反転増幅器の出力と接地間に接続された第１抵抗と第２抵抗との直列回路とし、第１抵抗と第２抵抗との中点と、第１コンデンサと第２コンデンサとの中点との間に、アノードを非反転増幅器の出力側に向けたダイオードと抵抗との並列回路を接続してもよい。
この場合も、請求項５と同様に、第２コンデンサの放電を充電に比べて低速とすることで、過大電圧が入力された場合に、瞬間的な信号の入力を見逃さずに検出できる。
【００１９】
請求項７のように、第２の非反転増幅器の出力と第１コンデンサおよび第２コンデンサの中点との間に、アノードを第２の非反転増幅器の出力側に向けたダイオードと抵抗との並列回路を接続してもよい。
これは請求項４と請求項６とを組み合わせたものであり、高い周波数まで信号歪みを回避するため、第２コンデンサの充電を高速で行うと同時に、瞬間的な信号の入力を見逃さずに検出するため、第２コンデンサの放電を低速で行うことができる。
【００２０】
請求項８では、減衰器として、請求項３における第１，第２の抵抗に代えて第３，第４のコンデンサを用いたものである。この場合には、大きな容量を持つ第３コンデンサを非反転増幅器の出力側に接続する。
この場合は、ＤＣ成分は分圧しないが、ＡＣ成分は第３，第４のコンデンサで分圧できるので、請求項３と同様の効果を達成できる。また、ノイズのような高すぎる周波数信号は速やかにグランドに逃がされるので、非反転増幅器の出力信号からノイズ成分を排除できる。なお、第１〜第４のコンデンサの容量を設定することで、周波数特性を可変できるという利点がある。
【００２１】
請求項９は、被測定電圧信号を反転増幅する電圧検出用測定器、あるいは被測定電流信号を電圧に変換する電流検出用測定器に適用した保護回路に関するものである。
すなわち、被測定電圧信号を反転増幅し、あるいは被測定電流信号を電圧に変換する第１反転増幅器の入力部に第１，第２コンデンサを設け、第１反転増幅器の出力部が減衰器および第２反転増幅器を介して第１コンデンサと第２コンデンサとの中点に接続された構成としたものである。
この場合の動作は、請求項１と同様であり、第１の増幅器が反転増幅器であり、第２コンデンサを信号電圧で充電する為に極性を反転する必要があるので、第２の増幅器として反転増幅器が用いられる。
なお、被測定電圧信号を反転増幅する電圧検出用測定器も、被測定電流信号を電圧に変換する電流検出用測定器も構成上は同様である。
【００２２】
請求項１０は、請求項９における減衰器の機能を、第２の反転増幅器が兼ねるように構成したものである。
つまり、第１の反転増幅器の出力に、第１の反転増幅器の出力信号を反転しかつ減衰して被測定信号に対する増幅度が１未満になるように設定された第２の反転増幅器の入力を接続し、第２の反転増幅器の出力を第１コンデンサと第２コンデンサとの中点に接続している。
この場合には、抵抗の直列回路などからなる減衰器を省略でき、回路を簡素化できる。
【００２３】
請求項１１，１２は、請求項９，１０における第１コンデンサに代えてダイオードの逆並列回路を用いたものである。
この場合は、請求項２と同様に、コンデンサを用いた場合に比べてノイズ電圧の立ち上がりは鋭くはないが、測定信号への歪がより少なくなければならない場合に用いることができる。
【００２４】
請求項１３は請求項６，７と対応するものであり、これら請求項６，７と同様な作用効果を有する。
また、請求項１４は請求項３と、請求項１５は請求項８と対応するものである。
【００２５】
【発明の実施の形態】
図１は本発明にかかる保護回路の第１実施例であり、被測定電圧信号を非反転増幅する電圧検出用測定器の例を示す。
左側の端子Ｔ１が被測定信号の入力部、右側の端子Ｔ２が検出した信号の出力部、線Ｌ１が検出信号線である。この回路の例では入力信号と同じ電圧が出力信号として出力されるが、出力信号の出力インピーダンスが低くなっているので、これをＡ／Ｄコンバータなどに入力することができる。
【００２６】
図１において、Ｒｓは入力信号が電流性の場合に電流をグランドＧＮＤに流すことで抵抗値×電流値の電圧を発生するシャント抵抗である。これは、入力信号が電圧性の場合には省略してもよい。Ｄ１はツェナーダイオードであり、通常は電流が流れないが、入力信号がツェナーダイオードＤ１のツェナー電圧よりも高くなると電流が流れ出し（ブレークダウン）、これによって入力電圧が過大にならないようにする働きがある。ただし、電圧がかかってから電流が流れ出すまでに多少の時間がかかるので、これだけでは過大な電圧を確実に防ぐことはできない。ＯＰＡは非反転増幅器（演算増幅器）であり、この実施例では非反転入力端子に印加された電圧をそのまま出力する働き（増幅度Ａ＝１）をする。Ｒ１，Ｒ２は非反転増幅器ＯＰＡの出力電圧を分圧して、入力信号電圧よりも少しだけ低い（例えば１０％〜０．１％程度）電圧を作り出す働きをする抵抗であり、本発明の減衰器ＡＴＴの一例である。例えば、Ｒ１，Ｒ２の抵抗値は、Ｒ１/(Ｒ１＋Ｒ２) が１／Ａよりも多少小さくなるように設定される。Ｃ１，Ｃ２はコンデンサであり、瞬間的に高い電圧のノイズ信号が入った場合に、これをグランドＧＮＤに逃がす働きをする。
【００２７】
図１では、ツェナーダイオードＤ１を信号線側がカソードになるように挿入したが、これは信号が正電圧の場合を想定したからである。信号が正負の両符号の電圧になり得る場合には、ツェナーダイオードを２つ対向接続し、Ｄ１の代わりに用いれば良い。
【００２８】
第１実施例は、図２のような機能構成となっている。信号が入力されると、これは非反転増幅回路でＡ倍（図１ではＡ＝１）に増幅される。これを抵抗Ｒ１，Ｒ２によって減衰した信号でコンデンサＣ２が充電される。仮に減衰度が１／Ａとすれば、結局コンデンサＣ２は入力信号電圧に充電されることになる。このとき、コンデンサＣ１の下端の電圧は入力信号電圧になっているのであるから、コンデンサＣ１の両端の電圧は等しく、コンデンサＣ１には全く電流は流れないことになる。つまり、コンデンサＣ１は接続されていないのと同じであるから、コンデンサの影響で入力信号が歪むことなく正しく検出が行える。
【００２９】
ところで、上記働きは見方を変えると、非反転増幅器ＯＰＡの非反転入力端子に入力された信号が、その非反転入力端子にコンデンサＣ１を通じて正帰還されることになるので、減衰度が１／Ａ倍以上であるとすると、正帰還ループの増幅度が１を超えるので発振してしまう。そこで、１／Ａ倍よりも多少（１０％〜０．１％程度）余分に減衰させることで、正帰還ループの増幅度を１未満として発振を回避している。この場合、コンデンサＣ１は容量がＲ１/(Ｒ１＋Ｒ２) に小さくなったように振舞うことになる。これを十分に小さく設定すれば、入力信号への影響が回避される。結局、非反転増幅器ＯＰＡによって増幅が可能な周波数（周波数帯域内）の信号であれば、コンデンサＣ１やＣ２の影響をほとんど受けずに入力信号を検出できる。
【００３０】
一方、非反転増幅器ＯＰＡが追随できないような高い周波数の信号（ノイズ等）については、前述のような働きが生じない。これは、コンデンサＣ１とＣ２がその合成容量Ｃ１・Ｃ２/(Ｃ１＋Ｃ２）でグランドＧＮＤにつながっている状態であるから、ノイズ信号はこの容量を通じてグランドＧＮＤに逃げてしまい、過大電圧により回路が破壊されることが回避される。
【００３１】
図３は第２実施例であり、第１実施例で検出電圧を増幅する機能を持たせた変形例である。
図１は入力信号の増幅度Ａ＝１の非反転増幅回路の例であるが、入力信号を増幅したい場合は、一般的に知られているような非反転増幅回路とすれば良い。すなわち、図３のように、非反転増幅器ＯＰＡの出力を２つの抵抗Ｒｆ，Ｒｅの直列回路を介して接地するとともに、両抵抗Ｒｆ，Ｒｅで分圧した電圧をＯＰＡの反転入力端子に入力すれば良い。
この場合には、増幅度Ａに応じて、正帰還ループの増幅度が１未満となるように抵抗Ｒ１，Ｒ２の値を設定すればよい。
【００３２】
図４は第３実施例であり、第１実施例で高い周波数まで信号歪を回避する変形例である。
コンデンサＣ２は第１の非反転増幅器ＯＰＡ１によって抵抗Ｒ１を介して充電されるので、その充電に時間がかかり、実際には第１の非反転増幅器ＯＰＡ１の周波数帯域幅内の信号であってもコンデンサＣ１やＣ２の影響が出始めて、検出信号に歪が生じ出す場合がある。特に、コンデンサＣ２や抵抗Ｒ１が大きい場合に、この影響が顕著になる。この場合には、図４のように、抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点とコンデンサＣ１，Ｃ２の中点との間に第２の非反転増幅器ＯＰＡ２を接続することによって、コンデンサＣ２の充電を高速に行えば、問題は解消する。図４のように構成することで、高い周波数まで信号歪みを回避することができる。
この実施例では、第２の非反転増幅器ＯＰＡ２がバッファ（増幅度＝１）の例を示したが、第１の非反転増幅器ＯＰＡ１の増幅度と、減衰器ＡＴＴ（Ｒ１，Ｒ２）の減衰度との関係によって、第２の非反転増幅器ＯＰＡ２の増幅度も変更可能である。つまり、第１の非反転増幅器ＯＰＡ１の増幅度と、減衰器ＡＴＴの減衰度と、第２の非反転増幅器ＯＰＡ２の増幅度との積が１未満になるように設定すればよい。
【００３３】
図５は第４実施例であり、第１実施例における出力電圧の立ち上がり特性および立下り特性を設定した変形例である。
第１実施例の保護回路を例えば圧電分極装置における分極電流検出回路に適用した場合、静電気によるノイズに対する保護ではなく、分極中（例えば約１６ｋＶ）に放電が生じた時に、回路に入力されるノイズに対する保護を行うことができる。ここで、放電時に回路を保護することは勿論必要であるが、放電が生じたこと自体を検出する必要がある。しかし、放電は短時間（例えば数μ秒）で完了するため、検出が困難である。
このような場合には、図５のようにダイオードＤ２を非反転増幅器ＯＰＡの出力とコンデンサＣ１，Ｃ２の中点との間に接続するのがよい。すなわち、過大電圧はダイオードＤ２を介してコンデンサＣ２に即座に流れるので、コンデンサＣ２の充電が高速に行われ、放電は時間が掛かるようにすることができる。これにより、放電のような過大電圧が回路に入力された場合に、速やかに検出電圧が回路が破壊しない範囲で立ちあがり、その後、放電が完了した後は徐々に電圧が下がるという動作をする。つまり、立ち上がりは素早く、立下りはゆっくりと反応することもできる。そのため、過大電圧が消滅しても、コンデンサＣ２の放電が完了するまでは、検出電圧は元に戻らないので、瞬間的に完了する放電を見逃すことなく検出することができるという効果を有する。
なお、非反転増幅器ＯＰＡが出力できる電圧は、これに与えている電源電圧以内であるので、これを超える部分の過大電圧に対しては、非反転増幅器ＯＰＡはコンデンサの働きを消去することができない。それゆえ、非反転増幅器ＯＰＡの電源電圧を超えるような過大電圧については、コンデンサによってグランドＧＮＤに逃げてしまい、回路が破壊されることは無い。
【００３４】
図６は第５実施例であり、第１実施例のさらに別の変形例を示す。
この実施例では、抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点とコンデンサＣ１，Ｃ２の中点との間に、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ３との並列回路を接続したものである。
コンデンサＣ２の充電速度に比べて、放電速度を遅くすることにより、瞬間的な信号の入力を見逃さずに検出することができる。
【００３５】
図７は第６実施例であり、図４と図６の実施例を組み合わせたものである。
この場合には、抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点に第２の非反転増幅器ＯＰＡ２の非反転入力を接続するとともに、非反転増幅器ＯＰＡ２の出力とコンデンサＣ１，Ｃ２の中点との間に、ダイオードＤ３と抵抗Ｒ３との並列回路を接続したものである。
高い周波数まで信号歪みを回避するため、コンデンサＣ２の充電を高速で行うと同時に、瞬間的な信号の入力を見逃さずに検出するため、コンデンサＣ２の放電を低速で行うことができる。
【００３６】
図８は第７実施例である。これは、第１実施例におけるコンデンサＣ１に代えてダイオードＤ２，Ｄ３を逆並列接続したものである。
ダイオードは、掛かる電圧が小さい間は非常に流れる電流が小さく、第１実施例の場合と比較して、検出される信号の歪をより小さくすることができる。また、ＯＰＡ１が追随できない速さの信号がダイオードの順方向電圧降下（シリコンダイオードでは約０．６〜０．８Ｖ）を超えると、ダイオードは事実上短絡状態になるので、コンデンサＣ２を通じて過電圧はグランドＧＮＤに逃がされ、回路が保護される。
【００３７】
入力される信号の変化の早さ（周波数）や大きさ（振幅）によって、ダイオードが無視し得る状態（周波数が低い場合や振幅が小さい場合）とダイオードが接続された状態（周波数が高い場合や振幅が大きい場合）とに回路動作が自然に切り替わる点は、第１実施例と同様である。
この実施例では、コンデンサほどの高速性は期待し得ないので、第１実施例の場合よりもノイズ電圧の立ち上がりは鋭くはないが、測定信号への歪がより少なくなければならない場合に用いることができる。
【００３８】
図９は本発明の第８実施例を示す。
この実施例は、減衰器ＡＴＴとしてコンデンサＣ３，Ｃ４を用いたものである。減衰器の減衰度を設定するため、非反転増幅器ＯＰＡの出力側に接続されるコンデンサＣ３の容量をコンデンサＣ４より十分に大きくするのがよく、例えばＣ４／Ｃ３を０．１〜０．００１程度に設定するのがよい。
この場合は、ＤＣ成分は分圧しないが、ＡＣ成分はコンデンサＣ３，Ｃ４で分圧できるので、抵抗Ｒ１，Ｒ２を用いた場合と同様の効果を達成できる。また、ノイズのような高すぎる周波数信号は速やかに接地できるので、非反転増幅器の出力信号からノイズ成分を排除できる。なお、コンデンサＣ３，Ｃ４の容量を設定することで、周波数特性を可変できるという利点がある。
【００３９】
図１０は本発明の第９実施例を示し、第１実施例（図１）を反転増幅回路に応用したものである。図１１は図１０の機能構成を表したものである。
機能および効果は第１実施例と同じである。ただし、反転増幅回路であるので、コンデンサＣ２を信号電圧で充電するために極性を反転する必要があるため、抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点とコンデンサＣ１，Ｃ２の中点との間に、反転増幅するための第２の反転増幅器ＯＰＡ２が接続されている。この実施例に特有の効果ではないが、反転増幅回路とすることで、第１反転増幅器ＯＰＡ１の仮想接地点が常にＧＮＤレベルを維持するよう動作するので、演算増幅器のオフセット電圧などの誤差のドリフトの影響を受けにくい等、通常の反転増幅回路が有する利点を享受できる。
この場合には、第２の反転増幅器ＯＰＡ２の反転入力と抵抗Ｒ１，Ｒ２との間の抵抗Ｒ３が並列接続になるので、厳密にはＲ１と、Ｒ２，Ｒ３の並列接続回路とで電圧が分圧される。Ｒ３≫Ｒ２であれば、第１実施例と同様にＲ１／Ｒ２を１０％〜０．１％とすることで、被測定電圧信号に対する増幅度が１未満になる。要するに、第１の反転増幅器ＯＰＡ１の増幅度と、減衰器ＡＴＴの減衰度と、第２の反転増幅器ＯＰＡ２の増幅度との積が１未満になるように設定すればよい。
【００４０】
図１２は本発明の第１０実施例を示す。
図１０における入力抵抗Ｒinを０Ωにする（Ｒinを設けない）ことによって、いわゆる電流−電圧変換回路として構成したものである。
この実施例では、抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点とコンデンサＣ１，Ｃ２の中点との間に、極性を反転させる反転増幅器ＯＰＡ２（増幅度＝１）が接続されている。
この場合も、第１実施例と同様、瞬間的な過電圧ノイズに対する保護効果はそのまま有する。
【００４１】
図１３は本発明の第１１実施例を示す。この実施例は、図１０に示す反転増幅回路に図６に示す回路を適用したものである。
抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点に第２の反転増幅器ＯＰＡ２の反転入力を接続し、この反転増幅器ＯＰＡ２の出力とコンデンサＣ１，Ｃ２の中点との間に、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ３との並列回路を接続してある。
この場合には、図６と同様な作用効果を有する。
【００４２】
図１４は本発明の第１２実施例を示す。この実施例は、減衰器として反転増幅器を用いたものである。
この場合には、反転増幅器ＯＰＡ２の増幅度を１未満とすることで、図１０に示す抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる減衰器ＡＴＴを省略したものである。例えば、抵抗Ｒ１＝１ｋΩ、Ｒ２＝１０ｋΩ、Ｒ３＝１０ｋΩ、Ｒ４＝９００Ωとした場合、反転増幅器ＯＰＡ１の増幅度は−１０倍、反転増幅器ＯＰＡ２による増幅度は−０．０９倍となるので、入力容量の中和信号は９０％のゲインとなる。
【００４３】
図１５は本発明の第１３実施例を示す。この実施例は、図１４に図１３を組み合わせたものである。
すなわち、増幅度が１未満の反転増幅器ＯＰＡ２の出力と、コンデンサＣ１，Ｃ２の中点との間に、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ３との並列回路を接続したものである。この場合には、直列抵抗からなる減衰器を省略できるとともに、図６と同様な効果を得ることができる。
【００４４】
図１６は第１４実施例を示す。この実施例は、図８を反転増幅回路に応用したものである。
コンデンサＣ１に代えて逆並列ダイオードＤ２，Ｄ３を用いることにより、第７実施例と同様の作用効果を有する。また、反転増幅器としての利点を享受できる点では第９実施例と同じである。
【００４５】
図１７は第１５実施例を示す。この実施例は、図１６における減衰器ＡＴＴを、増幅度が１未満の反転増幅器ＯＰＡ２で兼用したものである。
この場合の抵抗Ｒ１〜Ｒ４の設定は図１４と同様であり、図１４と同様の作用効果を有する。
【００４６】
本発明は上記実施例に限定されるものではない。
図９に示したコンデンサＣ３，Ｃ４よりなる減衰器は、非反転増幅回路だけでなく、反転増幅回路にも適用可能であることは言うまでもない。
上記実施例では、減衰器として直列の抵抗Ｒ１，Ｒ２や直列のコンデンサＣ３，Ｃ４を用いたが、これ以外に、コンデンサと抵抗とを直列接続したものでもよい。この場合には、コンデンサを増幅器の出力側に、抵抗を接地側に接続すればよい。
上記実施例では、過電圧を防ぐための保護素子としてツェナーダイオードＤ１を設けたが、このツェナーダイオードＤ１は必須のものではなく、省略することも可能である。
【００４７】
本発明の保護回路は、基本的には汎用的であり、図１８に示すような圧電分極装置の測定器のほか、電圧あるいは電流を測定する測定器に対象を選ばずに適用できるものである。
本発明は前述の圧電分極装置の例のように、これを単体として実施することもできるが、ＤＭＭ（デジタルマルチメータ）等に組み込んで実施することもできる。
【００４８】
【発明の効果】
以上の説明で明らかなように、請求項１に記載の発明によれば、非反転増幅器の入力側に第１コンデンサと第２コンデンサとの直列回路が接続され、出力側に減衰器が接続され、減衰器の出力が第１コンデンサと第２コンデンサとの中点に接続されているため、ピーク電圧の高いノイズのような非反転増幅器の周波数帯域外の信号については、第１コンデンサと第２コンデンサとの直列回路を介して接地し、非反転増幅器を確実に保護することができる。
また、ピーク電圧を十分に降下させるために大容量のコンデンサを接続した場合には、ローパスフィルタを形成し、早い電圧変化をする信号の減衰や歪が大きくなるが、非反転増幅器の周波数帯域内の信号については、非反転増幅器の出力で入力部に設けられた第１コンデンサの容量をキャンセルするので、検出信号の減衰や歪みを防止でき、信号を精度よく検出することができる。
【００４９】
請求項２のように、第１コンデンサに代えてダイオードの逆並列回路を用いた場合には、請求項１に比べて検出される信号の歪を更に小さくすることができる。なお、非反転増幅器の保護効果は請求項１と同様である。
【００５０】
請求項９では、請求項１の保護回路を、被測定電圧信号を反転増幅する電圧検出用測定器あるいは被測定電流信号を電圧に変換する電流検出用測定器に適用したものであり、請求項１と同様の効果を有する。
【００５１】
請求項１０では、請求項２の保護回路を、被測定電圧信号を反転増幅する電圧検出用測定器あるいは被測定電流信号を電圧に変換する電流検出用測定器に適用したものであり、請求項２と同様の効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る保護回路の第１実施例の回路図である。
【図２】図１に示す保護回路の各機能を表した回路図である。
【図３】本発明に係る保護回路の第２実施例の回路図である。
【図４】本発明に係る保護回路の第３実施例の回路図である。
【図５】本発明に係る保護回路の第４実施例の回路図である。
【図６】本発明に係る保護回路の第５実施例の回路図である。
【図７】本発明に係る保護回路の第６実施例の回路図である。
【図８】本発明に係る保護回路の第７実施例の回路図である。
【図９】本発明に係る保護回路の第８実施例の回路図である。
【図１０】本発明に係る保護回路の第９実施例の回路図である。
【図１１】図１０に示す保護回路の各機能を表した回路図である。
【図１２】本発明に係る保護回路の第１０実施例の回路図である。
【図１３】本発明に係る保護回路の第１１実施例の回路図である。
【図１４】本発明に係る保護回路の第１２実施例の回路図である。
【図１５】本発明に係る保護回路の第１３実施例の回路図である。
【図１６】本発明に係る保護回路の第１４実施例の回路図である。
【図１７】本発明に係る保護回路の第１５実施例の回路図である。
【図１８】従来の圧電体の分極装置の回路図である。
【図１９】図１３における回路破壊のモデル回路図である。
【図２０】特許文献１に開示された保護回路を圧電分極装置に適用した例の回路図である。
【符号の説明】
ＯＰＡ１ 第１の非反転増幅器または反転増幅器
ＯＰＡ２ 第２の非反転増幅器または反転増幅器
Ｌ１ 検出信号線
Ｃ１ 第１コンデンサ
Ｃ２ 第２コンデンサ
ＡＴＴ 減衰器
Ｒ１ 第１抵抗
Ｒ２ 第２抵抗
Ｄ１ ツェナーダイオード
Claims (15)
- 被測定電圧信号を非反転増幅する電圧検出用測定器において、
上記被測定電圧信号を検出する検出信号線と接地間に、第１コンデンサと第２コンデンサとの直列回路が接続されており、
上記被測定電圧信号を非反転増幅する非反転増幅器の入力に上記検出信号線が接続されており、
上記非反転増幅器によって非反転増幅された信号を減衰して被測定電圧信号に対する増幅度が１未満になるように設定された減衰器の入力が、上記非反転増幅器の出力に接続されており、
上記減衰器の出力が上記第１コンデンサと第２コンデンサとの中点に接続されていることを特徴とする測定器の保護回路。 - 被測定電圧信号を非反転増幅する電圧検出用測定器において、
上記被測定電圧信号を検出する検出信号線と接地間に、ダイオードの逆並列回路とコンデンサとの直列回路が、上記検出信号線側に上記ダイオードの逆並列回路が位置するように接続されており、
上記被測定電圧信号を非反転増幅する非反転増幅器の入力に上記検出信号線が接続されており、
上記非反転増幅器によって非反転増幅された信号を減衰して被測定電圧信号に対する増幅度が１未満になるように設定された減衰器の入力が、上記非反転増幅器の出力に接続されており、
上記減衰器の出力が上記ダイオードの逆並列回路とコンデンサとの中点に接続されていることを特徴とする測定器の保護回路。 - 上記減衰器は、上記非反転増幅器の出力と接地間に接続された第１抵抗と第２抵抗との直列回路よりなり、
上記第１抵抗は上記非反転増幅器の出力側に接続されており、
上記第１抵抗は第２抵抗より十分小さい抵抗値を持ち、
上記第１抵抗と第２抵抗との中点が上記減衰器の出力であることを特徴とする請求項１または２に記載の測定器の保護回路。 - 上記減衰器は、上記非反転増幅器の出力と接地間に接続された第１抵抗と第２抵抗との直列回路よりなり、
上記第１抵抗と第２抵抗との中点に第２の非反転増幅器の非反転入力が接続され、
上記第２の非反転増幅器の出力が第１コンデンサおよび第２コンデンサの中点に接続され、
上記被測定電圧信号を非反転増幅する非反転増幅器の増幅度と、上記減衰器の減衰度と、上記第２の非反転増幅器の増幅度との積が１未満に設定されていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の測定器の保護回路。 - 上記減衰器は、上記非反転増幅器の出力と接地間に接続された第１抵抗と第２抵抗との直列回路よりなり、
上記第１抵抗と第２抵抗との中点が上記第１コンデンサと第２コンデンサとの中点に接続されており、
上記非反転増幅器の出力と第１コンデンサおよび第２コンデンサの中点との間に、アノードを非反転増幅器の出力側に向けてダイオードが接続されていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の測定器の保護回路。 - 上記減衰器は、上記非反転増幅器の出力と接地間に接続された第１抵抗と第２抵抗との直列回路よりなり、
上記第１抵抗と第２抵抗との中点と、第１コンデンサと第２コンデンサとの中点との間に、アノードを上記非反転増幅器の出力側に向けたダイオードと抵抗との並列回路が接続されていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の測定器の保護回路。 - 上記第２の非反転増幅器の出力と第１コンデンサおよび第２コンデンサの中点との間に、アノードを第２の非反転増幅器の出力側に向けたダイオードと抵抗との並列回路が接続されていることを特徴とする請求項４に記載の測定器の保護回路。
- 上記減衰器は、上記非反転増幅器の出力と接地間に接続された第３コンデンサと第４コンデンサとの直列回路よりなり、
上記第３コンデンサは上記非反転増幅器の出力側に接続されており、
上記第３コンデンサは第４コンデンサより十分大きな容量を持ち、
上記第３コンデンサと第４コンデンサとの中点が上記減衰器の出力であることを特徴とする請求項１または２に記載の測定器の保護回路。 - 被測定電圧信号を反転増幅する電圧検出用測定器、あるいは被測定電流信号を電圧に変換する電流検出用測定器において、
上記被測定信号を検出する検出信号線と接地間に、第１コンデンサと第２コンデンサとの直列回路が接続されており、
上記被測定電圧信号を反転増幅し、あるいは被測定電流信号を電圧に変換する第１の反転増幅器の入力に上記検出信号線が接続されており、
上記第１の反転増幅器の出力信号を減衰する減衰器の入力が上記第１の反転増幅器の出力に接続されており、
上記減衰器の出力が、その出力信号を反転増幅する第２の反転増幅器の入力に接続されており、
上記第１の反転増幅器の増幅度と減衰器の減衰度と第２の反転増幅器の増幅度との積が１未満になるように設定され、
上記第２の反転増幅器の出力が上記第１コンデンサと第２コンデンサとの中点に接続されていることを特徴とする測定器の保護回路。 - 被測定電圧信号を反転増幅する電圧検出用測定器、あるいは被測定電流信号を電圧に変換する電流検出用測定器において、
上記被測定信号を検出する検出信号線と接地間に、第１コンデンサと第２コンデンサとの直列回路が接続されており、
上記被測定電圧信号を反転増幅し、あるいは被測定電流信号を電圧に変換する第１の反転増幅器の入力に上記検出信号線が接続されており、
上記第１の反転増幅器の出力信号を反転しかつ減衰して被測定信号に対する増幅度が１未満になるように設定された第２の反転増幅器の入力が、上記第１の反転増幅器の出力に接続されており、
上記第２の反転増幅器の出力が上記第１コンデンサと第２コンデンサとの中点に接続されていることを特徴とする測定器の保護回路。 - 被測定電圧信号を反転増幅する電圧検出用測定器、あるいは被測定電流信号を電圧に変換する電流検出用測定器において、
上記被測定信号を検出する検出信号線と接地間に、ダイオードの逆並列回路とコンデンサとの直列回路が、上記検出信号線側に上記ダイオードの逆並列回路が位置するように、接続されており、
上記被測定電圧信号を反転増幅し、あるいは被測定電流信号を電圧に変換する第１の反転増幅器の入力に上記検出信号線が接続されており、
上記第１の反転増幅器の出力信号を減衰する減衰器の入力が、上記第１の反転増幅器の出力に接続されており、
上記減衰器の出力が、その出力信号を反転増幅する第２の反転増幅器の入力に接続されており、
上記第１の反転増幅器の増幅度と減衰器の減衰度と第２の反転増幅器の増幅度との積が１未満になるように設定され、
上記第２の反転増幅器の出力が上記ダイオードの逆並列回路とコンデンサとの中点に接続されていることを特徴とする測定器の保護回路。 - 被測定電圧信号を反転増幅する電圧検出用測定器、あるいは被測定電流信号を電圧に変換する電流検出用測定器において、
上記被測定信号を検出する検出信号線と接地間に、ダイオードの逆並列回路とコンデンサとの直列回路が、上記検出信号線側に上記ダイオードの逆並列回路が位置するように、接続されており、
上記被測定電圧信号を反転増幅し、あるいは被測定電流信号を電圧に変換する第１の反転増幅器の入力に上記検出信号線が接続されており、
上記第１の反転増幅器の出力信号を反転しかつ減衰して被測定信号に対する増幅度が１未満になるように設定された第２の反転増幅器の入力が、上記第１の反転増幅器の出力に接続されており、
上記第２の反転増幅器の出力が上記ダイオードの逆並列回路とコンデンサとの中点に接続されていることを特徴とする測定器の保護回路。 - 上記第２の反転増幅器の出力と、第１コンデンサと第２コンデンサとの中点との間に、アノードを第２の反転増幅器の出力側に向けたダイオードと抵抗との並列回路が接続されていることを特徴とする請求項９または１０に記載の測定器の保護回路。
- 上記減衰器は、上記第１の反転増幅器の出力と接地間に接続された第１抵抗と第２抵抗との直列回路よりなり、
上記第１抵抗は上記第１の反転増幅器の出力側に接続されており、
上記第１抵抗は第２抵抗より十分小さい抵抗値を持ち、
上記第１抵抗と第２抵抗との中点が上記減衰器の出力であることを特徴とする請求項９または１１に記載の測定器の保護回路。 - 上記減衰器は、上記第１の反転増幅器の出力と接地間に接続された第３コンデンサと第４コンデンサとの直列回路よりなり、
上記第３コンデンサは上記第１の反転増幅器の出力側に接続されており、
上記第３コンデンサは第４コンデンサより十分大きな容量を持ち、
上記第３コンデンサと第４コンデンサとの中点が上記減衰器の出力であることを特徴とする請求項９または１１に記載の測定器の保護回路。
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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Families Citing this family (3)
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-
2003
- 2003-04-03 JP JP2003099857A patent/JP4200800B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
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| WO2012150700A1 (ja) * | 2011-05-02 | 2012-11-08 | 花王株式会社 | アルカリセルロースの製造方法 |
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