JP3461197B2 - 静電破壊防止回路 - Google Patents
静電破壊防止回路Info
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/52—Circuit arrangements for protecting such amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G11/00—Limiting amplitude; Limiting rate of change of amplitude ; Clipping in general
- H03G11/02—Limiting amplitude; Limiting rate of change of amplitude ; Clipping in general by means of diodes
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- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、落雷や静電気により受
信機に入力される高圧サージ電圧から、入力段のプリア
ンプ等を保護する静電破壊防止回路に係り、特にＶＨＦ
信号が中波帯等の受信機に引き起こすノイズの影響を少
なくする静電破壊防止回路に関する。
信機に入力される高圧サージ電圧から、入力段のプリア
ンプ等を保護する静電破壊防止回路に係り、特にＶＨＦ
信号が中波帯等の受信機に引き起こすノイズの影響を少
なくする静電破壊防止回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】アンテナより電波を受信する受信機で
は、落雷、静電気等の外来ノイズによって高圧のサージ
電圧が入力される場合がある。通常、この高圧のサージ
電圧により入力段の増幅器が破壊されるのを防止するた
めに、静電破壊防止回路を設けることが多い。
は、落雷、静電気等の外来ノイズによって高圧のサージ
電圧が入力される場合がある。通常、この高圧のサージ
電圧により入力段の増幅器が破壊されるのを防止するた
めに、静電破壊防止回路を設けることが多い。
【０００３】従来の静電破壊防止回路としては、図４
（Ａ）に示すように、受信機１１の入力端子Ｒに放電素
子（サージプロテクタ）３を接続して、アンテナ１に高
圧サージ電圧が印加された場合に、電流を接地側に逃す
という構成のものが知られている。この静電破壊防止回
路は、静電破壊に対する応答が確実で静電破壊防止回路
を設けたことによる弊害も少ない。
（Ａ）に示すように、受信機１１の入力端子Ｒに放電素
子（サージプロテクタ）３を接続して、アンテナ１に高
圧サージ電圧が印加された場合に、電流を接地側に逃す
という構成のものが知られている。この静電破壊防止回
路は、静電破壊に対する応答が確実で静電破壊防止回路
を設けたことによる弊害も少ない。
【０００４】また、図４（Ｂ）に示すように、受信機１
２の入力端子Ｒ−接地間にツェナーダイオードＺＤ3 及
びＺＤ4 を互いに逆極性に接続したものを接続し、アン
テナ１より入力する過電圧から初段増幅器２を保護する
というものが実開平５−６８１４１号公報に開示されて
いる。この静電破壊防止回路では、安価であってサージ
吸収時のレスポンス特性がよいという特徴があった。
２の入力端子Ｒ−接地間にツェナーダイオードＺＤ3 及
びＺＤ4 を互いに逆極性に接続したものを接続し、アン
テナ１より入力する過電圧から初段増幅器２を保護する
というものが実開平５−６８１４１号公報に開示されて
いる。この静電破壊防止回路では、安価であってサージ
吸収時のレスポンス特性がよいという特徴があった。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図４
（Ａ）に示すサージプロテクタを利用した静電破壊防止
回路は、コストがかかり過ぎる、という欠点があった。
（Ａ）に示すサージプロテクタを利用した静電破壊防止
回路は、コストがかかり過ぎる、という欠点があった。
【０００６】また、図４（Ｂ）に示す静電破壊防止回路
では、回路が簡単でコストが少なく強電界下でも受信信
号に歪を生じないという長所を有する一方、この回路を
中波帯を受信するＭＷ受信機等に使用する場合に、他の
周波数帯からの妨害が生じ易い、という問題があった。
では、回路が簡単でコストが少なく強電界下でも受信信
号に歪を生じないという長所を有する一方、この回路を
中波帯を受信するＭＷ受信機等に使用する場合に、他の
周波数帯からの妨害が生じ易い、という問題があった。
【０００７】図３はこの影響を示したものである。図３
は、ＭＷ帯の電波を受信するＡＭ受信機（受信周波数８
０１〔kHz 〕）において、ＶＨＦ帯の二つの信号（８２
〔MHz 〕と８２．８〔MHz 〕）を共にアンテナに印加し
た場合に生ずる混信の影響を示してある。８２〔MHz 〕
と８２．８〔MHz 〕のＶＨＦ信号のいずれか一方には、
４００〔Hz〕、３０％の振幅変調をかけてある。また、
８０１〔kHz 〕、７４〔dBμ〕のＡＭ変調信号を入力し
たときの出力信号レベルを０〔dB〕（符号２８）とす
る。これに対して、印加する妨害信号たるＶＨＦ信号強
度の増加に対する受信信号（８０１〔kHz 〕）のノイズ
レベルの変化を計測してある。
は、ＭＷ帯の電波を受信するＡＭ受信機（受信周波数８
０１〔kHz 〕）において、ＶＨＦ帯の二つの信号（８２
〔MHz 〕と８２．８〔MHz 〕）を共にアンテナに印加し
た場合に生ずる混信の影響を示してある。８２〔MHz 〕
と８２．８〔MHz 〕のＶＨＦ信号のいずれか一方には、
４００〔Hz〕、３０％の振幅変調をかけてある。また、
８０１〔kHz 〕、７４〔dBμ〕のＡＭ変調信号を入力し
たときの出力信号レベルを０〔dB〕（符号２８）とす
る。これに対して、印加する妨害信号たるＶＨＦ信号強
度の増加に対する受信信号（８０１〔kHz 〕）のノイズ
レベルの変化を計測してある。
【０００８】図３に示すように、静電破壊防止回路を設
けない場合の混信入力レベル（符号２０）は、１０５
〔dBμ〕程度まではノイズレベルが増加していない。し
かし、ツェナーダイオードによる静電破壊防止回路を設
けた場合（符号２２）のノイズレベルは、８０〔dBμ〕
付近からの増加が著しい。すなわち、これはＳ／Ｎ比が
悪化していることを示している。
けない場合の混信入力レベル（符号２０）は、１０５
〔dBμ〕程度まではノイズレベルが増加していない。し
かし、ツェナーダイオードによる静電破壊防止回路を設
けた場合（符号２２）のノイズレベルは、８０〔dBμ〕
付近からの増加が著しい。すなわち、これはＳ／Ｎ比が
悪化していることを示している。
【０００９】そこで、本発明の目的は、他の受信電波に
よる耐妨害特性に優れ、経済的な静電破壊防止回路を提
供することにある。
よる耐妨害特性に優れ、経済的な静電破壊防止回路を提
供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】図４（Ｂ）の回路に生ず
る混信の原因は、以下のように考えられる。通常、アン
テナからはあらゆる周波数帯域の受信電波が入力されて
くる。理想的には、静電破壊防止回路を構成するツェナ
ーダイオードは、素子固有のツェナ電圧以上の電圧が印
加されない限り内部に電流は流れない（図４（Ｂ）のア
ンテナ１からツェナーダイオードＺＤ3 及びＺＤ4 を介
して接地側に流れる電流のこと）。それゆえ、ツェナー
ダイオードの順方向電圧Ｖf より高い受信信号の入力電
圧レベルとなっても、信号波形に歪を生ずることがない
はずである。
る混信の原因は、以下のように考えられる。通常、アン
テナからはあらゆる周波数帯域の受信電波が入力されて
くる。理想的には、静電破壊防止回路を構成するツェナ
ーダイオードは、素子固有のツェナ電圧以上の電圧が印
加されない限り内部に電流は流れない（図４（Ｂ）のア
ンテナ１からツェナーダイオードＺＤ3 及びＺＤ4 を介
して接地側に流れる電流のこと）。それゆえ、ツェナー
ダイオードの順方向電圧Ｖf より高い受信信号の入力電
圧レベルとなっても、信号波形に歪を生ずることがない
はずである。
【００１１】ところが、ツェナーダイオードは、一般に
ツェナ電圧以下の電圧でも漏れ電流が存在する。このた
め、異常な電圧が印加されない通常の受信状態であって
も、逆電圧方向（カソード端子が高電位側）に設けられ
たツェナーダイオードは一種の抵抗成分として働く。一
方、順方向電圧（アノード端子が高電位側）に対するツ
ェナーダイオードの抵抗は、順方向電圧の上昇により次
第に低くなる非直線性を示す。これにより、図４（Ｂ）
の回路では、逆電圧方向の漏れ電流による等価抵抗と、
順方向に接続されたダイオードが存在するのと等価とな
る。
ツェナ電圧以下の電圧でも漏れ電流が存在する。このた
め、異常な電圧が印加されない通常の受信状態であって
も、逆電圧方向（カソード端子が高電位側）に設けられ
たツェナーダイオードは一種の抵抗成分として働く。一
方、順方向電圧（アノード端子が高電位側）に対するツ
ェナーダイオードの抵抗は、順方向電圧の上昇により次
第に低くなる非直線性を示す。これにより、図４（Ｂ）
の回路では、逆電圧方向の漏れ電流による等価抵抗と、
順方向に接続されたダイオードが存在するのと等価とな
る。
【００１２】受信信号の電圧がゼロから上昇し、ツェナ
ーダイオードの順方向電圧Ｖf に近づくに従い、受信信
号に対して弱いリミッタ作用が働き、信号波形に歪を生
ずる。
ーダイオードの順方向電圧Ｖf に近づくに従い、受信信
号に対して弱いリミッタ作用が働き、信号波形に歪を生
ずる。
【００１３】更に、他の周波数帯域に複数の受信信号が
存在する場合、この受信信号の入力レベルが増加するに
伴いそれぞれの受信信号の波形に歪が生ずる。更に、複
数の受信信号の周波数の和、差の周波数にも別の周波数
成分が生じる、と考えられる。特に、ＡＭのように妨害
に弱い変調方式の電波を受信する受信機に対し、この波
形の歪によって生じたノイズの影響が大きいといえる。
存在する場合、この受信信号の入力レベルが増加するに
伴いそれぞれの受信信号の波形に歪が生ずる。更に、複
数の受信信号の周波数の和、差の周波数にも別の周波数
成分が生じる、と考えられる。特に、ＡＭのように妨害
に弱い変調方式の電波を受信する受信機に対し、この波
形の歪によって生じたノイズの影響が大きいといえる。
【００１４】従って、上記問題を解決するためには、通
常の使用状態におけるツェナーダイオードの漏れ電流を
極力低減するか、又は、順方向に接続されたツェナーダ
イオードの順方向電流を減らせばよい。
常の使用状態におけるツェナーダイオードの漏れ電流を
極力低減するか、又は、順方向に接続されたツェナーダ
イオードの順方向電流を減らせばよい。
【００１５】そこで、請求項１記載の発明は、少なくと
も２個のツェナーダイオード手段を受信端と接地端との
間に直列に且つ互いに逆極性に接続すると共に、当該各
ツェナーダイオード手段を抵抗成分として機能させる電
流を前記受信端又は前記接地端のいずれか一方に流すた
めの抵抗器を前記ツェナーダイオード手段のそれぞれに
並列に接続したことを特徴とする。
も２個のツェナーダイオード手段を受信端と接地端との
間に直列に且つ互いに逆極性に接続すると共に、当該各
ツェナーダイオード手段を抵抗成分として機能させる電
流を前記受信端又は前記接地端のいずれか一方に流すた
めの抵抗器を前記ツェナーダイオード手段のそれぞれに
並列に接続したことを特徴とする。
【００１６】また、請求項２記載の発明は、請求項１記
載の静電破壊防止回路において、抵抗器のそれぞれは、
受信端に接続されるアンテナ手段の入力インピーダンス
より高く、且つ、並列に接続されているツェナーダイオ
ード手段の有する逆電圧阻止時の漏れ電流により規定さ
れるインピーダンスより低い抵抗値を有すること、を特
徴とする。
載の静電破壊防止回路において、抵抗器のそれぞれは、
受信端に接続されるアンテナ手段の入力インピーダンス
より高く、且つ、並列に接続されているツェナーダイオ
ード手段の有する逆電圧阻止時の漏れ電流により規定さ
れるインピーダンスより低い抵抗値を有すること、を特
徴とする。
【００１７】
【作用】請求項１記載の発明によれば、ツェナーダイオ
ード手段の順方向電圧の２倍程度以下の振幅を有する受
信信号電圧（正極性）が受信端に印加された場合、逆電
圧方向に接続された一方のツェナーダイオード手段は、
その漏れ電流により抵抗成分として働く。しかし、並列
に抵抗器が接続されているので、ほとんどの電流は、こ
の抵抗器を介して順電圧方向に接続されている他方のツ
ェナーダイオード手段に並列に接続された抵抗器経由で
接地側に流れる。
ード手段の順方向電圧の２倍程度以下の振幅を有する受
信信号電圧（正極性）が受信端に印加された場合、逆電
圧方向に接続された一方のツェナーダイオード手段は、
その漏れ電流により抵抗成分として働く。しかし、並列
に抵抗器が接続されているので、ほとんどの電流は、こ
の抵抗器を介して順電圧方向に接続されている他方のツ
ェナーダイオード手段に並列に接続された抵抗器経由で
接地側に流れる。
【００１８】また、ツェナーダイオード手段の順方向電
圧の２倍程度以下の振幅を有する受信信号電圧（負極
性）が受信端に印加された場合も、逆電圧方向に接続さ
れた他方のツェナーダイオード手段は抵抗成分として働
く。しかし、並列に抵抗器が接続されているので、ほと
んどの電流は、この抵抗器を介して前記一方のツェナー
ダイオード手段に並列に接続された抵抗器経由で受信端
からアンテナ側に流れる。
圧の２倍程度以下の振幅を有する受信信号電圧（負極
性）が受信端に印加された場合も、逆電圧方向に接続さ
れた他方のツェナーダイオード手段は抵抗成分として働
く。しかし、並列に抵抗器が接続されているので、ほと
んどの電流は、この抵抗器を介して前記一方のツェナー
ダイオード手段に並列に接続された抵抗器経由で受信端
からアンテナ側に流れる。
【００１９】従って、一方のツェナーダイオード手段の
有する逆電圧方向の漏れ電流が、他方のツェナーダイオ
ード手段の順方向電流とはならず、抵抗器により打ち消
される。よって、整流作用が働かないので、信号波形に
歪を生ずる状態が解消され、受信信号に対しノイズを生
ずることがない。
有する逆電圧方向の漏れ電流が、他方のツェナーダイオ
ード手段の順方向電流とはならず、抵抗器により打ち消
される。よって、整流作用が働かないので、信号波形に
歪を生ずる状態が解消され、受信信号に対しノイズを生
ずることがない。
【００２０】請求項２記載の発明によれば、それぞれの
抵抗器は、アンテナインピーダンスより高い抵抗値を有
するため、これら抵抗器による入力電圧の分電圧値は十
分に高く、入力感度を落とすことがない。
抵抗器は、アンテナインピーダンスより高い抵抗値を有
するため、これら抵抗器による入力電圧の分電圧値は十
分に高く、入力感度を落とすことがない。
【００２１】また、これら抵抗値は、ツェナーダイオー
ド手段の漏れ電流による等価な抵抗成分より低く、ツェ
ナーダイオード手段の電流をバイパスさせるので、順方
向電圧となるツェナーダイオード手段による整流作用が
働かない。よって、受信信号に波形の歪を起こすことが
ないので、ノイズが生じない。
ド手段の漏れ電流による等価な抵抗成分より低く、ツェ
ナーダイオード手段の電流をバイパスさせるので、順方
向電圧となるツェナーダイオード手段による整流作用が
働かない。よって、受信信号に波形の歪を起こすことが
ないので、ノイズが生じない。
【００２２】
【実施例】本発明の静電破壊防止回路に係る好適な実施
例を図面を参照して説明する。特に、本実施例では車載
用のＡＭ受信機において、妨害信号として入力するＶＨ
Ｆ信号に対して好適な特性を示す静電破壊防止回路につ
いて述べる。
例を図面を参照して説明する。特に、本実施例では車載
用のＡＭ受信機において、妨害信号として入力するＶＨ
Ｆ信号に対して好適な特性を示す静電破壊防止回路につ
いて述べる。
【００２３】図１に本発明の実施例の構成を示す。図１
に示すように、本実施例の静電破壊防止回路は、アンテ
ナ１から入力された受信信号の高圧サージ電圧から初段
増幅器２を保護するため、受信機１０の受信端Ｒとグラ
ンドとの間に設けられている。正極性の高圧サージ電圧
を検出する第１の過電圧防止回路は、カソード端子が受
信端Ｒ側に接続されたツェナーダイオードＺＤ1 と、ツ
ェナーダイオードＺＤ1 に並列に接続された抵抗器Ｒ1
と、により構成される。負極性の高圧サージ電圧を検出
する第２の過電圧防止回路は、カソード端子が接地され
たツェナーダイオードＺＤ2 と、ツェナーダイオードＺ
Ｄ2 に並列に接続された抵抗器Ｒ2 と、により構成され
る。双方の静電破壊防止回路のツェナーダイオードＺＤ
1 及びＺＤ2 は、互いにアノード端子が接続されてい
る。
に示すように、本実施例の静電破壊防止回路は、アンテ
ナ１から入力された受信信号の高圧サージ電圧から初段
増幅器２を保護するため、受信機１０の受信端Ｒとグラ
ンドとの間に設けられている。正極性の高圧サージ電圧
を検出する第１の過電圧防止回路は、カソード端子が受
信端Ｒ側に接続されたツェナーダイオードＺＤ1 と、ツ
ェナーダイオードＺＤ1 に並列に接続された抵抗器Ｒ1
と、により構成される。負極性の高圧サージ電圧を検出
する第２の過電圧防止回路は、カソード端子が接地され
たツェナーダイオードＺＤ2 と、ツェナーダイオードＺ
Ｄ2 に並列に接続された抵抗器Ｒ2 と、により構成され
る。双方の静電破壊防止回路のツェナーダイオードＺＤ
1 及びＺＤ2 は、互いにアノード端子が接続されてい
る。
【００２４】次に動作を説明する。第１の過電圧防止回
路及び第２の過電圧防止回路は、アンテナ１から入力さ
れる受信信号の電圧レベルを検出する。そして、受信信
号の電圧レベルが所定の電圧範囲から逸脱した場合に、
接地側に電流を流すことで初段増幅器２を静電破壊から
保護する。
路及び第２の過電圧防止回路は、アンテナ１から入力さ
れる受信信号の電圧レベルを検出する。そして、受信信
号の電圧レベルが所定の電圧範囲から逸脱した場合に、
接地側に電流を流すことで初段増幅器２を静電破壊から
保護する。
【００２５】受信信号が正極性の電圧値を有するとき、
高電位側において高圧サージ電圧に対する保護動作が始
まる電圧は、ツェナーダイオードＺＤ1 のツェナ電圧Ｖ
ZD1と、ツェナーダイオードＺＤ2 の順方向電圧Ｖ
f （約０．６〔Ｖ〕）とにより規定される。また、受信
信号が負極性の電圧値を有するとき、低電位側において
保護動作が始まる電圧は、ツェナーダイオードＺＤ2 の
ツェナ電圧ＶZD2 と、ツェナーダイオードＺＤ1 の順方
向電圧Ｖf とにより規定される。ツェナーダイオードＺ
Ｄ1 及びＺＤ2 のツェナ電圧を、初段増幅器２の入力許
容電圧を越えない範囲で設定すれば、妥当な保護動作が
保証される。
高電位側において高圧サージ電圧に対する保護動作が始
まる電圧は、ツェナーダイオードＺＤ1 のツェナ電圧Ｖ
ZD1と、ツェナーダイオードＺＤ2 の順方向電圧Ｖ
f （約０．６〔Ｖ〕）とにより規定される。また、受信
信号が負極性の電圧値を有するとき、低電位側において
保護動作が始まる電圧は、ツェナーダイオードＺＤ2 の
ツェナ電圧ＶZD2 と、ツェナーダイオードＺＤ1 の順方
向電圧Ｖf とにより規定される。ツェナーダイオードＺ
Ｄ1 及びＺＤ2 のツェナ電圧を、初段増幅器２の入力許
容電圧を越えない範囲で設定すれば、妥当な保護動作が
保証される。
【００２６】通常動作状態において、入力される受信信
号の電圧は、一方のツェナーダイオードのツェナ電圧と
他方のツェナーダイオードの順方向電圧との和に満たな
い。この場合、課題を解決するための手段の項で述べた
ように、ツェナーダイオードは微弱ながらも一定の漏れ
電流を流す。
号の電圧は、一方のツェナーダイオードのツェナ電圧と
他方のツェナーダイオードの順方向電圧との和に満たな
い。この場合、課題を解決するための手段の項で述べた
ように、ツェナーダイオードは微弱ながらも一定の漏れ
電流を流す。
【００２７】例えば、ツェナーダイオードＺＤ1 及びＺ
Ｄ2 の漏れ電流を１０〔μＡ〕とすると、受信信号の電
圧値が正極性である場合（２４．６〔Ｖ〕とする。）、
ツェナーダイオードＺＤ1 の両端に印加される電圧は、
２４〔Ｖ〕（＝２４．６−０．６）となる。よって、こ
のツェナーダイオードＺＤ1 は、２４〔Ｖ〕／１０〔μ
Ａ〕＝２．４〔ＭΩ〕の抵抗値を有することと等価とな
る。一方、順電圧方向に接続されたツェナーダイオード
ＺＤ2 の抵抗値は、順方向電圧Ｖf がゼロのときは非常
に大きな値を有する。このとき、図１の等価回路は図２
（Ａ）の回路となる。更に、電圧が上昇すると、抵抗値
がゼロ〔Ω〕に次第に近づき、図２（Ａ）の等価回路の
抵抗器Ｒ2 にダイオード成分ＺＤ2 （破線）が並列に加
わったのと等価の状態となる。
Ｄ2 の漏れ電流を１０〔μＡ〕とすると、受信信号の電
圧値が正極性である場合（２４．６〔Ｖ〕とする。）、
ツェナーダイオードＺＤ1 の両端に印加される電圧は、
２４〔Ｖ〕（＝２４．６−０．６）となる。よって、こ
のツェナーダイオードＺＤ1 は、２４〔Ｖ〕／１０〔μ
Ａ〕＝２．４〔ＭΩ〕の抵抗値を有することと等価とな
る。一方、順電圧方向に接続されたツェナーダイオード
ＺＤ2 の抵抗値は、順方向電圧Ｖf がゼロのときは非常
に大きな値を有する。このとき、図１の等価回路は図２
（Ａ）の回路となる。更に、電圧が上昇すると、抵抗値
がゼロ〔Ω〕に次第に近づき、図２（Ａ）の等価回路の
抵抗器Ｒ2 にダイオード成分ＺＤ2 （破線）が並列に加
わったのと等価の状態となる。
【００２８】図２（Ａ）によれば、電流Ｉ+ がアンテナ
１から接地側に流れる（実線の電流）。ここで、ツェナ
ーダイオードＺＤ1 及びＺＤ2 の順方向電圧Ｖf の２倍
程度以下の電圧（ＶR ＜２Ｖf ：正極性）がアンテナ１
に生じた場合を想定すると、抵抗器Ｒ1 の抵抗値は、ツ
ェナーダイオードＺＤ1 の漏れ電流による抵抗値より小
さく、抵抗器Ｒ2 の抵抗値は、ツェナーダイオードＺＤ
2 の順方向電流のリーク電流による抵抗値より小さい。
これにより、ツェナーダイオードＺＤ2 の順方向電流の
影響は無視できる。また、このときの抵抗器Ｒ1 及びＲ
2 の抵抗値は、アンテナ１の入力インピーダンスより大
きく設定されている。これにより、受信端Ｒにおける受
信信号の振幅の減衰は少なく、十分な信号電圧を初段増
幅器２に供給できる。
１から接地側に流れる（実線の電流）。ここで、ツェナ
ーダイオードＺＤ1 及びＺＤ2 の順方向電圧Ｖf の２倍
程度以下の電圧（ＶR ＜２Ｖf ：正極性）がアンテナ１
に生じた場合を想定すると、抵抗器Ｒ1 の抵抗値は、ツ
ェナーダイオードＺＤ1 の漏れ電流による抵抗値より小
さく、抵抗器Ｒ2 の抵抗値は、ツェナーダイオードＺＤ
2 の順方向電流のリーク電流による抵抗値より小さい。
これにより、ツェナーダイオードＺＤ2 の順方向電流の
影響は無視できる。また、このときの抵抗器Ｒ1 及びＲ
2 の抵抗値は、アンテナ１の入力インピーダンスより大
きく設定されている。これにより、受信端Ｒにおける受
信信号の振幅の減衰は少なく、十分な信号電圧を初段増
幅器２に供給できる。
【００２９】同じように、ツェナーダイオードＺＤ1 及
びＺＤ2 の順方向電圧Ｖf の２倍程度以下の電圧（ＶR
＞−２Ｖf ：負極性）がアンテナ１に生じた場合を想定
すると、等価回路は図２（Ｂ）のようになる。
びＺＤ2 の順方向電圧Ｖf の２倍程度以下の電圧（ＶR
＞−２Ｖf ：負極性）がアンテナ１に生じた場合を想定
すると、等価回路は図２（Ｂ）のようになる。
【００３０】図２（Ｂ）によれば、接地側から抵抗器Ｒ
2 、ツェナーダイオードＺＤ1 に並列に接続された抵抗
器Ｒ1 を介してアンテナ１側に電流Ｉ- が流れる（破線
の電流）。よって、ツェナーダイオードＺＤ1 の順方向
電流による影響は無視し得る。また、受信端Ｒにおける
受信信号の減衰も少なく、十分な信号を初段増幅器２に
供給できる。
2 、ツェナーダイオードＺＤ1 に並列に接続された抵抗
器Ｒ1 を介してアンテナ１側に電流Ｉ- が流れる（破線
の電流）。よって、ツェナーダイオードＺＤ1 の順方向
電流による影響は無視し得る。また、受信端Ｒにおける
受信信号の減衰も少なく、十分な信号を初段増幅器２に
供給できる。
【００３１】次に、並列に接続する抵抗器の抵抗値につ
いて検証する。図３の符号２４及び符号２６が、本実施
例による静電破壊防止回路のＶＨＦ信号による妨害の影
響を示したものである。測定条件は、発明が解決すべき
課題の欄で示したものと同じ条件である。符号２４は抵
抗器Ｒ1 及びＲ2 を共に４７０〔ｋΩ〕としたもの、符
号２６は、共に１００〔ｋΩ〕としたものである。
いて検証する。図３の符号２４及び符号２６が、本実施
例による静電破壊防止回路のＶＨＦ信号による妨害の影
響を示したものである。測定条件は、発明が解決すべき
課題の欄で示したものと同じ条件である。符号２４は抵
抗器Ｒ1 及びＲ2 を共に４７０〔ｋΩ〕としたもの、符
号２６は、共に１００〔ｋΩ〕としたものである。
【００３２】図３から判るように、抵抗器が一切ない状
態（符号２２の妨害特性）から抵抗値を小さくしていく
に従って（符号２２→符号２４→符号２６）、静電破壊
防止回路の悪影響がない理想状態（符号２０）の特性に
近づいていく。
態（符号２２の妨害特性）から抵抗値を小さくしていく
に従って（符号２２→符号２４→符号２６）、静電破壊
防止回路の悪影響がない理想状態（符号２０）の特性に
近づいていく。
【００３３】しかし、抵抗値を下げることにより特性改
善が図れる一方、低い抵抗値では受信機自体の感度が悪
くなる傾向がある。測定では、符号２４の４７０〔ｋ
Ω〕では殆ど感度の劣化がなかったが、符号２２の１０
０〔ｋΩ〕では０．５〔dB〕程実用感度が低下するのが
観察された。
善が図れる一方、低い抵抗値では受信機自体の感度が悪
くなる傾向がある。測定では、符号２４の４７０〔ｋ
Ω〕では殆ど感度の劣化がなかったが、符号２２の１０
０〔ｋΩ〕では０．５〔dB〕程実用感度が低下するのが
観察された。
【００３４】この原因は、アンテナインピーダンスと静
電破壊防止回路の抵抗器との抵抗成分の分圧により受信
信号の信号レベルが低下するためと考えられる。そのた
め、この抵抗器の最小値は、受信機のアンテナインピー
ダンスが無視できる程度の大きい値に選ぶ必要がある。
この値は、実用感度に影響を与えない程度、好ましくは
アンテナインピーダンスの１０倍〜５０倍以上の抵抗値
になるよう設定する。
電破壊防止回路の抵抗器との抵抗成分の分圧により受信
信号の信号レベルが低下するためと考えられる。そのた
め、この抵抗器の最小値は、受信機のアンテナインピー
ダンスが無視できる程度の大きい値に選ぶ必要がある。
この値は、実用感度に影響を与えない程度、好ましくは
アンテナインピーダンスの１０倍〜５０倍以上の抵抗値
になるよう設定する。
【００３５】本実施例において、車載用のＡＭ受信機の
アンテナは容量性で約１５〔ｐＦ〕である。この容量に
おける中波帯の周波数（例えば、１０００〔KHz 〕とす
る。）でのインピーダンスは約１０〔ｋΩ〕である。よ
って、本実施例で好ましい抵抗器Ｒ1 及びＲ2 に対する
抵抗値は、約１００〔ｋΩ〕以上が必要であることが判
る。
アンテナは容量性で約１５〔ｐＦ〕である。この容量に
おける中波帯の周波数（例えば、１０００〔KHz 〕とす
る。）でのインピーダンスは約１０〔ｋΩ〕である。よ
って、本実施例で好ましい抵抗器Ｒ1 及びＲ2 に対する
抵抗値は、約１００〔ｋΩ〕以上が必要であることが判
る。
【００３６】また、抵抗値の最大値に対する制限として
は、ツェナーダイオードの漏れ電流による等価な抵抗値
の影響を少なくすることができる値とする。例えば、２
４〔Ｖ〕用のツェナーダイオードであって漏れ電流が１
０〔μＡ〕のものの場合、等価抵抗は２．４〔ＭΩ〕で
ある。この等価抵抗の値よりは抵抗器Ｒ1 及びＲ2 の値
が小さい必要がある。
は、ツェナーダイオードの漏れ電流による等価な抵抗値
の影響を少なくすることができる値とする。例えば、２
４〔Ｖ〕用のツェナーダイオードであって漏れ電流が１
０〔μＡ〕のものの場合、等価抵抗は２．４〔ＭΩ〕で
ある。この等価抵抗の値よりは抵抗器Ｒ1 及びＲ2 の値
が小さい必要がある。
【００３７】上述したように本実施例によれば、抵抗器
Ｒ1 及びＲ2 の値を１００〔ｋΩ〕以上に設定すること
で、受信感度に影響を殆ど与えず、また、ＶＨＦ信号に
よるノイズレベルも低い静電破壊防止回路を提供でき
る。 その他の変形例 本発明の上記実施例に限らず種々の変形が可能である。
Ｒ1 及びＲ2 の値を１００〔ｋΩ〕以上に設定すること
で、受信感度に影響を殆ど与えず、また、ＶＨＦ信号に
よるノイズレベルも低い静電破壊防止回路を提供でき
る。 その他の変形例 本発明の上記実施例に限らず種々の変形が可能である。
【００３８】例えば、本実施例では、正極性の過電圧を
防止するツェナーダイオードを受信端側に、負極性の過
電圧を防止するツェナーダイオードを接地端側に設けた
が、順序は逆であってもよい。この場合、等価回路の抵
抗成分とツェナーダイオードとの上下関係が反対になる
のみで、特性上は同じである。
防止するツェナーダイオードを受信端側に、負極性の過
電圧を防止するツェナーダイオードを接地端側に設けた
が、順序は逆であってもよい。この場合、等価回路の抵
抗成分とツェナーダイオードとの上下関係が反対になる
のみで、特性上は同じである。
【００３９】また、本実施例では、過電圧を検出する素
子としてツェナーダイオードを適用したが、トランジス
タによるスイッチによりこれを行ってもよい。更に、本
実施例では、中波帯のＡＭ受信機を想定したが、ＶＨＦ
信号等の高周波による混信が考えられる短波等の受信機
に適用しても好適である。
子としてツェナーダイオードを適用したが、トランジス
タによるスイッチによりこれを行ってもよい。更に、本
実施例では、中波帯のＡＭ受信機を想定したが、ＶＨＦ
信号等の高周波による混信が考えられる短波等の受信機
に適用しても好適である。
【００４０】
【発明の効果】以上の通り、請求項１記載の発明によれ
ば、ツェナーダイオードの整流作用をツェナーダイオー
ドに並列に設けた抵抗により打ち消したので、受信信号
の波形に歪を生じない。これにより、混信が生じ始める
他の周波数帯域の妨害信号に対する許容度を増大させる
ことができる。
ば、ツェナーダイオードの整流作用をツェナーダイオー
ドに並列に設けた抵抗により打ち消したので、受信信号
の波形に歪を生じない。これにより、混信が生じ始める
他の周波数帯域の妨害信号に対する許容度を増大させる
ことができる。
【００４１】更に、請求項２記載の発明によれば、ツェ
ナーダイオードに並列に接続する抵抗値を、アンテナイ
ンピーダンスの影響を無視し得る程度の高い値とするこ
とにより、受信感度を劣化させることなく、耐妨害信号
特性に優れる静電破壊防止回路を提供できる。
ナーダイオードに並列に接続する抵抗値を、アンテナイ
ンピーダンスの影響を無視し得る程度の高い値とするこ
とにより、受信感度を劣化させることなく、耐妨害信号
特性に優れる静電破壊防止回路を提供できる。
【図１】本発明の実施例による静電破壊防止回路を示す
回路図である。
回路図である。
【図２】静電破壊防止回路の印加電圧の極性による等価
回路図であり、（Ａ）は正極性の印加電圧の場合、
（Ｂ）は負極性の印加電圧の場合である。
回路図であり、（Ａ）は正極性の印加電圧の場合、
（Ｂ）は負極性の印加電圧の場合である。
【図３】ＶＨＦ信号の中波受信機に対する妨害特性図で
ある。
ある。
【図４】従来の静電破壊防止回路を示す説明図であり、
（Ａ）は従来のサージプロテクタによる静電破壊防止回
路、（Ｂ）は従来のツェナーダイオードによる静電破壊
防止回路である。
（Ａ）は従来のサージプロテクタによる静電破壊防止回
路、（Ｂ）は従来のツェナーダイオードによる静電破壊
防止回路である。
１…アンテナ
２…初段増幅器
３…サージプロテクタ
１０…本実施例の受信機
１１、１２…従来の受信機
ＺＤ1 〜ＺＤ4 …ツェナーダイオード
Ｒ…受信端
Claims (2)
- 【請求項１】 少なくとも２個のツェナーダイオード手
段を受信端と接地端との間に直列に且つ互いに逆極性に
接続すると共に、当該各ツェナーダイオード手段を抵抗
成分として機能させる電流を前記受信端又は前記接地端
のいずれか一方に流すための抵抗器を前記ツェナーダイ
オード手段のそれぞれに並列に接続したことを特徴とす
る静電破壊防止回路。 - 【請求項２】 請求項１記載の静電破壊防止回路におい
て、 前記抵抗器のそれぞれは、前記受信端に接続されるアン
テナ手段の入力インピーダンスより高く、且つ、並列に
接続されている前記ツェナーダイオード手段の有する逆
電圧阻止時の漏れ電流により規定されるインピーダンス
より低い抵抗値を有すること、 を特徴とする静電破壊防止回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09329594A JP3461197B2 (ja) | 1994-05-02 | 1994-05-02 | 静電破壊防止回路 |
| EP95302997A EP0681365A1 (en) | 1994-05-02 | 1995-05-02 | Electrostatic destruction preventing circuit and receiving apparatus having the same |
| US08/433,525 US5576920A (en) | 1994-05-02 | 1995-05-02 | Electrostatic destruction preventing circuit and receiving apparatus having the same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09329594A JP3461197B2 (ja) | 1994-05-02 | 1994-05-02 | 静電破壊防止回路 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07303055A JPH07303055A (ja) | 1995-11-14 |
| JP3461197B2 true JP3461197B2 (ja) | 2003-10-27 |
Family
ID=14078386
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09329594A Expired - Fee Related JP3461197B2 (ja) | 1994-05-02 | 1994-05-02 | 静電破壊防止回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5576920A (ja) |
| EP (1) | EP0681365A1 (ja) |
| JP (1) | JP3461197B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| ATE255782T1 (de) * | 1998-03-18 | 2003-12-15 | Em Microelectronic Marin Sa | Schutzstruktur einer schaltung gegen elektrostatische entladung |
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| DE10102201C2 (de) * | 2001-01-18 | 2003-05-08 | Epcos Ag | Elektrisches Schaltmodul, Schaltmodulanordnung und verwendung des Schaltmoduls und der Schaltmodulanordnung |
| WO2003030385A1 (de) * | 2001-09-28 | 2003-04-10 | Epcos Ag | Schaltungsanordnung, schaltmodul mit der schaltungsanordnung und verwendung des schaltmoduls |
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| DE10201436B4 (de) * | 2002-01-16 | 2011-05-26 | Epcos Ag | Schaltungsanordnung mit einem Antenneneingang und deren Verwendung |
| DE10201433B4 (de) * | 2002-01-16 | 2010-04-15 | Epcos Ag | Schaltungsanordnung, Schaltmodul mit der Schaltungsanordnung und Verwendung des Schaltmoduls |
| US20040257740A1 (en) * | 2001-09-28 | 2004-12-23 | Christian Block | Circuit arrangement, switching module comprising said circuit arrangement and use of switching module |
| WO2003030382A1 (de) * | 2001-09-28 | 2003-04-10 | Epcos Ag | Schaltungsanordnung, schaltmodul mit der schaltungsanordnung und verwendung des schaltmoduls |
| US7343137B2 (en) | 2001-09-28 | 2008-03-11 | Epcos Ag | Circuit, switching module comprising the same, and use of said switching module |
| US7492565B2 (en) | 2001-09-28 | 2009-02-17 | Epcos Ag | Bandpass filter electrostatic discharge protection device |
| DE10246098A1 (de) * | 2002-10-02 | 2004-04-22 | Epcos Ag | Schaltungsanordnung |
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| WO2008085166A1 (en) * | 2007-01-10 | 2008-07-17 | Tte Technology, Inc. | System and method for providing electrostatic discharge (esd) protection and electromagnetic interference (emi) protection |
| US8699983B2 (en) * | 2007-03-26 | 2014-04-15 | Thomson Licensing | Six port linear network single wire multi switch transceiver |
| US8050634B2 (en) * | 2008-04-18 | 2011-11-01 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Transceiver with isolated receiver |
| US9124354B2 (en) * | 2011-05-12 | 2015-09-01 | St-Ericsson Sa | Isolation and protection circuit for a receiver in a wireless communication device |
| US9124089B2 (en) | 2012-12-20 | 2015-09-01 | Intermountain Electronics, Inc. | Ground monitor accessory connection |
| US9547032B2 (en) | 2013-08-29 | 2017-01-17 | Intermountain Electronics, Inc. | Frequency hopping ground monitor current sensing |
| US9541596B2 (en) | 2013-08-29 | 2017-01-10 | Intermountain Electronics, Inc. | Multi-frequency ground monitor current sensing without a DC component |
| US9541595B2 (en) | 2013-08-29 | 2017-01-10 | Intermountain Electronics, Inc. | Multi-frequency ground monitor current sensing |
| US9541594B2 (en) | 2013-08-29 | 2017-01-10 | Intermountain Electronics, Inc. | Multi-frequency ground monitor current sensing |
| US9722408B2 (en) | 2014-05-09 | 2017-08-01 | Intermountain Electronics, Inc. | ARC-free capacitor trip device |
| US10141142B2 (en) | 2015-11-12 | 2018-11-27 | Intermountain Electronics, Inc. | Multiple frequency tone monitor |
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1994
- 1994-05-02 JP JP09329594A patent/JP3461197B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-05-02 EP EP95302997A patent/EP0681365A1/en not_active Ceased
- 1995-05-02 US US08/433,525 patent/US5576920A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
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