JP4184798B2 - 多重送受信における時空間組合わせによりコード化されたデジタル・データ・ストリームのための反復コード化／復号方法およびシステム - Google Patents

Description

本発明は、概して、移動電話のフレームワーク内、または任意の環境での電子回路装置間の無線周波の同じように有望な分野で使用することができる高速または超高速ビットレートの無線周波送信システムに関する。

上記用途分野においては、高度の信頼性および機密保護によるデジタル・データの送信は、その特性を先験的に知ることができない可変送信チャネルによりこれらのデータを送信しなければならないという重大な障害に直面している。送信されたデジタル・データは、各記号(symbol)がチャネルにより送信される搬送波を変調することができるこれらのデータのビット・ストリングからなる記号にさらに分割される。

信頼性の高い高速ビットレートの無線周波送信プロセスに対する需要が非常に高かったために、将来のＴＤＭＡ（時分割多元接続）移動無線通信システムの定義および実施に関する多数の研究プロジェクトが発足し、実行が行われた。

無線周波送信チャネルは、これらのチャネルが、周波数を選択し、時間の経過と共に変化するという事実により周知のものである。時間的変動は、１人または複数のユーザの移動または移動速度によるものである。その周波数の選択が行われるのは、複数の経路を通る無線周波信号の伝搬状態が異なり、およびこれらの種々の経路を通る伝搬の際に、信号が重畳して打ち消し合うためである。周波数選択性の現象は、送信の質および受信の際のこれらの記号の検出に有害な記号間干渉という現象を引き起こす。記号間干渉という現象および受信機が複雑になることは、送信ビットレートが高くなればなるほど、ほぼそれにつれて重大な問題になる。

上記無線周波送信チャネルのこれらの特定の特性のために、何時でも特に高感度の目的適合する無線周波インタフェース・システムを実施しなければならなくなり、高いスペクトル効率による高速ビットレート送信が必要な場合には、いっそうその傾向が強くなる。

しかし、先験的に無線周波送信チャネルの主要な障害物と目されてきた上記周波数選択性および時間的変動は、以下に説明するように、今迄ダイバーシティという概念により調査の対象とされてきた。

この点において、１９９３年５月付けの、スイス、ジュネーブで開催された、ＩＥＥＥ ＩＣＣ’９３の１０６４〜１０７０ページ掲載の、「近シャノン限界エラー訂正コード化および復号：ターボ・コード」（Ｎｅａｒ Ｓｈａｎｎｏｎ ｌｉｍｉｔ ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｎｇ ｃｏｄｉｎｇ ａｎｄ ｄｅｃｏｄｉｎｇ： Ｔｕｒｂｏ Ｃｏｄｅｓ）という名称の論文内で、Ｃ．ＢＥＲＲＯＵ、Ａ．ＧＬＡＶＩＥＵＸ、Ｐ．ＴＨＩＴＩＭＡＪＳＨＩＭＡが記述しているターボ・コードという概念が、理論的観点および実際的な観点の両方から、反復プロセスに対する興味を再燃させた。

このような概念の顕著な成功は、３つのその特定の態様、すなわち、準ランダム的な性質、それほど複雑でないいくつかの複合コードの連結、およびすべての他のコードから入手できる情報を使用することによる、各成分コードの加重入出力による反復復号によるものである。

これらの概念を一般化すると、通信理論の分野のターボ検出の原理をコピーした新規なアプローチになる。このアプローチは、受信チェーン内の一組の連結機能の中からのデータまたは記号に関するランダムな帰納的情報の反復的更新からなる。

１９９５年９月付けの、Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｔｒａｎｓ． Ｏｎ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ、６巻、５０７〜５１１ページ掲載の、「記号間インタフェースの会話型修正：ターボ等化」という名称の論文中に、Ｃ．ＤＯＵＩＬＬＡＲＴ、Ｍ．ＪＥＺＥＣＨＩＥＬ、Ｃ．ＢＥＲＲＯＵ、Ａ．ＰＩＣＡＲＴ、Ｐ．ＤＩＤＩＥＲ、Ａ．ＧＬＡＶＩＥＵＸが記述しているターボ検出プロセスは、無線周波送信チャネルにより生成した記号間干渉現象の低減または抑制を目的とする、「ターボ検出原理」の概念の非常に有利な適用であるように思われる。

記号間干渉の構造を単位速度の非システム的非帰納的時変コンボルーション・コードとしてモデル化することにより、データの検出および送信チャネルの復号（等化）を２つのトレリス・コードの直列連結で正式に識別することができる。このように形成され、送信チャネルに関する完全な知識により条件づけられた一組の最尤最適復号は、１９９６年８月付けのＴＤＡ Ｐｒｏｇｒｅｓｓ Ｒｅｐｏｒｔ、４２〜１２６ページ掲載の、「インタリーブしたコードの直列連結：性能分析、設計および反復復号」（Ｓｅｒｉａｌ Ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｉｏｎ ｏｆ Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ Ｃｏｄｅｓ： Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ａｎａｌｙｓｉｓ， Ｄｅｓｉｇｎ ａｎｄ Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ）という名称の論文中に、Ｓ．ＢＥＮＥＤＥＴＴＯ、Ｄ．ＤＩＶＳＡＬＡＲ、Ｃ．ＭＯＮＴＯＲＳＩ、Ｆ．ＰＯＬＬＡＲＡが記述しているものに類似している反復プロセスにより行うことができる。

ターボ検出に関する初期の研究により、ある程度の興味のあるいくつかの分野が出現した。

これらの分野の中の１つは、Ｇ．ＢＡＵＣＨ、Ｖ．ＦＲＡＮＺの「ターボ検出に対するソフトイン・ソフトアウト・アルゴリズムの比較」（Ａ Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ Ｓｏｆｔ−ｉｎ Ｓｏｆｔ−ｏｕｔ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｆｏｒ Ｔｕｒｂｏ−Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）という名称の論文に記述されていて、１９９８年６月付けのギリシャ、ポルトス・カラス開催のＩＣＴ議事録２巻、２５９〜２６３ページ掲載の不整合チャネルの推定に関するもので、Ａ．Ｏ．ＢＥＲＴＨＥＴ、Ｂ．ＳＡＹＲＡＣ UＮＡＬ、Ｒ．ＶＩＳＯＺが開発した「全ターボ」受信機により少なくともその一部は解決ずみである。基本概念は、ターボ検出器のアーキテクチャ上に、チャネル復号後に記号についての入手可能な情報を使用するチャネルの再推定の反復プロセスを重畳するというものである。

調査が行われたこれらの分野の中のもう１つは、２０００年２月３日付けのＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｌｅｔｔｅｒｓ３６巻、３号、２２７〜２２８ページ掲載の「広帯域無線チャネルにより送信したトレリス・コード化信号に対する一般化ビタビ・アルゴリズム」（Ｇｅｎｅｒａｌｉｓｅｄ Ｖｉｔｅｒｂｉ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｆｏｒ Ｔｒｅｌｌｉｓ ｃｏｄｅｄ Ｓｉｇｎａｌｓ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ｔｈｒｏｕｇｈ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌｓ）という名称の論文内で、Ｒ．ＶＩＳＯＺ、Ｐ．ＴＯＲＴＥＬＩＥＲおよびＡ．Ｏ．ＢＥＲＴＨＥＴが提案したように、また、２０００年１１月付けの、米国サンフランシスコ開催の、ＩＥＥＥ ＧＬＯＢＥＣＯＭ’２０００の議事録掲載の「マルチパス・レイリー・フェージング環境での、反復復号直列連結コンボルーション・コードに対するいくつかの戦略の比較」（Ａ Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ Ｓｅｖｅｒａｌ Ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ ｆｏｒ Ｉｔｅｒａｔｉｖｅｌｙ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ Ｓｅｒｉａｌｌｙ ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｅｄ Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ Ｃｏｄｅｓ ｉｎ Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ Ｒａｙｌｅｉｇｈ Ｆａｄｉｎｇ Ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ）という名称の論文内で、Ａ．Ｏ．ＢＥＲＴＨＥＴ、Ｒ．ＶＩＳＯＺ、Ｂ．UＮＡＬおよびＰ．ＴＯＲＴＥＬＩＥＲが提案したようなトレリス・コード化変調（ＴＣＭ）を導入することによる、記号間干渉現象に関する内部コードの強化である。後者の論文は、直列連結ＴＣＭコード・スキームは、それにより少なくとも２つの利点を持つことを開示している。

１．従来のターボ検出プロセスと比較した場合、もっと速く復号を始めることができ、性能が漸近的に優れている。
２．データのＳＩＳＯ検出および低減した状態のＴＣＭトレリスだけに対して結合ＴＣＭ復号を行うことにより、複雑な計算を簡単にすることができる。

しかし、その本来の性質により、ターボ検出プロセスは、コード化およびインタリービングにより導入されたダイバーシティを完全に利用するので、その性能は、インタリービングの深さに強く関連している。

静的記号間干渉のもっと悪い構成に対してもこのプロセスが十分効果があることが分かったが、特定の無線周波プロファイルに特に適するようにすることはできない。チャネルの大部分の出力は、一般的に容易に等化することができるが、深い周波数フェージングを特徴とする場合には、１９９６年１２月付けのＥＴＳＩ．ＧＳＭ勧告、０５．０５バージョン５．８．０参照。

エネルギーの時間的分布の変動によって発生する送信チャネルの外乱が周波数選択分散に取って変わる場合には、ターボ検出プロセスは、依然として効果的ではなく、特に、遅延に敏感な用途の場合には効果的ではない。２０００年付けの英国ロンドン開催のＩＥＥＥ会議、ＰＩＭＲＣＯＯ掲載の、Ｍ．ＰＵＫＫＩＬＡの「強化ＧＰＲＳシステムに対するターボ等化」（Ｔｕｒｂｏ Ｅｑｕａｌｉｓａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｔｈｅ Ｅｎｈａｎｃｅｄ ＧＰＲＳ Ｓｙｓｔｅｍ）という名称の論文参照。これが、可能な最善の性能を達成するためには、高度ＴＤＭＡ移動システムを記号間干渉現象を低減し、また他の形のダイバーシティ、すなわち、アンテナの空間ダイバーシティを考慮するように設計しなければならない理由である。

ターボ検出を実施しながら、１９９８年３月付けの、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏｒｍ．Ｔｈｅｏｒｙ４４巻、２号掲載の、「高速データ速度の無線通信用時空間的コード：性能基準およびコード構造」（Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ Ｃｏｄｅｓ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ Ｄａｔａ Ｒａｔａ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ：： Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎ）という名称の論文内に、Ｖ．ＴＡＲＯＣＫ、Ｎ．ＳＥＳＨＡＤＲＩ、Ａ．Ｒ．ＣＡＬＤＥＲＢＡＮＫが記述しているような、時空間的コード化技術により空間ダイバーシティ現象から利益を得るために、提案の基本的通信モデルは、時空間トレリス・コード化変調（ＳＴ−ＴＣＭ）とインタリーブしているターボ検出プロセスに対して非常に重要な外部コードを実施する。

実際には、このようなモデルは、直列連結時空間トレリス・コード化変調と見なさなければならない。この変調を使用すれば、このアプローチにより、データ検出および時空間的復号が反復的方法により別個に行われる、１９９９年９月付けの会議招集の際の無線通信（ＷＣＮＣ）の議事録に掲載されている、「周波数選択チャネル上の時空間的コード化信号のＰＡ等化」という名称の論文内で、Ｃ．ＢＡＵＣＨ、Ａ．ＮＡＧＵＩＬＳ、Ｎ．ＳＥＳＨＡＤＲＩが記述している、もっと複雑な個々のアプローチとは反対に、もっと簡単な次善のＳＩＳＯアルゴリズムにより、合同等化および時空間的内部復号を行うことができるという本質的な利点を維持することができる。

最後に言いたいが、以下の説明においては直列連結ＳＴ−ＴＣＭコードと呼ぶ、直列連結時空間的トレリス・コード化変調タイプのコードのスペクトル効率を有意に改善することを目的とする種々のプロジェクトがすでに公開されている。

他にもあるかも知れないが、本発明者が知る限りでは、直列連結ＳＴ−ＴＣＭコードのスペクトル効率を改善することができるアプローチが４つ存在する。
− 第１のアプローチは、内部コードおよび外部コード両方のコード化速度を最大限に低減する方法である。都合の悪いことに、この外部コードのコード化ビットレートを低減すると、ターボ検出の性能が悪くなる。
− 第２のアプローチは、直列連結ＳＴ−ＴＣＭコードの変調の次数を増大する方法である。しかし、上記論文内で、Ｖ．ＴＡＲＯＣＫ、Ｎ．ＳＥＳＨＡＤＲＩ、Ａ．Ｒ．ＣＡＬＤＥＲＢＡＮＫが記述しているもののように、最もよく知られているＳＴ−ＴＣＭコードのもっとよい構成の実施により、このような増大が次数４を超えると、内部コードの性能が非常に大きく低下し、内部コードは、ＳＴ−ＴＣＭコードとチャネル・コードとの組合わせになる。
− しかし、速度が半分のコンボルーション・コードによりコード化された簡単なＱＰＳＫ変調からなる直列連結ＴＣＭコード・スキームは、上記「マルチパス・レイリー・フェージング環境での、直列連結コンボルーション・コードのための反復復号についてのいくつかの戦略の比較」（Ａ ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ Ｓｅｖｅｒａｌ Ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ ｆｏｒ Ｉｔｅｒａｔｉｖｅｌｙ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ Ｓｅｒｉａｌｌｙ Ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｅｄ Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ Ｃｏｄｅｓ ｉｎ Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ Ｒａｙｌｅｉｇｈ Ｆａｄｉｎｇ Ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ）という名称の論文内で、Ａ．Ｏ．ＢＥＲＴＨＥＴ、Ｒ．ＶＩＳＯＺ、Ｂ．UＮＡＬおよびＰ．ＴＯＲＴＥＬＩＥＲが記述しているように、多数の記号間干渉環境のフレームワーク内において非常に効率的であることが分かったために、第３のアプローチは、いく人かのユーザのデジタル・データを乗算するか、またはＴＤＭＡシステムの同じ時間間隔で、種々の個々のデータ・ストリームを等価的に乗算するという方法である。このようなアプローチを使用すれば、システムの全スペクトル効率を増大することができる。この第３のアプローチのフレームワーク内においては、第１の実施は、いくつかの完全に独立している直列連結ＳＴ−ＴＣＭコード化プロセスを多重化し、個々の各入力データ・ストリームを特定のユーザと見なすことにより、マルチユーザ通信をモデル化することである。しかし、このような実施は、空間ダイバーシティ現象を使用しない。
− 最後に、第４のアプローチは、１９９９年１１月付けの、ＩＥＥＥ ＪＳＡＣ１７巻、１１号、１８４１〜１８５２ページ掲載の、「多重素子アレイを使用する高スペクトル効率無線通信用の簡単な処理」（Ｓｉｍｐｌｉｆｉｅｄ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ Ｍｕｌｔｉ−ｅｌｅｍｅｎｔ Ａｒｒａｙｓ）という名称の論文内で、Ｇ．Ｊ．ＦＯＳＨＩＮＴ、Ｇ．Ｄ．ＧＯＬＤＥＭ、Ｒ．Ａ．ＶＡＬＥＮＺＵＥＬＡ、Ｐ．Ｗ．ＷＯＬＡＮＩＡＮＳＫＹが記述しているように、ＢＬＡＳＴ（Ｂｅｌｌ Ｌａｂｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ）プロセスにより、複数の送信アンテナ上で１つの予めコード化したデータ・ストリームをデマルチプレクスするという方法である。

最後の２つのアプローチの場合、記述の無線周波インタフェースは、特に送受信の際にいくつかのアンテナを使用し、超高速ビットレートおよび高いスペクトル効率を達成するために、ほぼＳＴ−ＴＣＭコードに対応する時空間的コード、ＳＴＣコードによりコード化されたいくつかのデータ・ストリームの並列送信に依存している。

より詳細に説明すると、上記無線周波インタフェースの実施を可能にする技術は、それ故、コード化が行われない場合、その性能が、送信チャネルを表す転送マトリックスのランクに直接関連する次善の線形受信機を使用し、送受信の際の空間ダイバーシティの現象だけを考慮したために、記号間干渉をサポートしないという重大な欠点を持つ。

さらに、線形処理だけを導入したために、受信の際のアンテナの数を送信の際のアンテナの数より少なくすることができず、試験送信チャネルが記号間干渉を含んでいないチャネルであっても、性能および検出および受信の品質のレベルを改善しようとすれば、受信の際のアンテナの数を送信の際のアンテナの数より多くしなければならない。結局、この様な無線周波インタフェースの性能は、依然として、送信チャネル上の伝搬状態に緊密に関連していて、移動無線電話へのこのような無線周波インタフェースの直接の適用は、容易に構想することはできない。何故なら、移動無線電話受信機は、その大きさおよびその小さな容積のために、２より大きい数の送信／受信アンテナを収容するのはほとんど無理だからである。
１９９３年５月付けの、スイス、ジュネーブで開催された、ＩＥＥＥ ＩＣＣ’９３の１０６４〜１０７０ページ掲載の、「近シャノン限界エラー訂正コード化および復号：ターボ・コード」（Ｎｅａｒ Ｓｈａｎｎｏｎ ｌｉｍｉｔ ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｎｇ ｃｏｄｉｎｇ ａｎｄ ｄｅｃｏｄｉｎｇ： Ｔｕｒｂｏ Ｃｏｄｅｓ） １９９５年９月付けの、Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｔｒａｎｓ． Ｏｎ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ、６巻、５０７〜５１１ページ掲載の、「記号間インタフェースの会話型修正：ターボ等化」 １９９６年８月付けのＴＤＡ Ｐｒｏｇｒｅｓｓ Ｒｅｐｏｒｔ、４２〜１２６ページ掲載の、「インタリーブしたコードの直列連結：性能分析、設計および反復復号」（Ｓｅｒｉａｌ Ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｉｏｎ ｏｆ Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ Ｃｏｄｅｓ： Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ａｎａｌｙｓｉｓ， Ｄｅｓｉｇｎ ａｎｄ Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ） １９９８年６月付けのギリシャ、ポルトス・カラス開催のＩＣＴ議事録２巻、２５９〜２６３ページ ２０００年２月３日付けのＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｌｅｔｔｅｒｓ３６巻、３号、２２７〜２２８ページ掲載の「広帯域無線チャネルにより送信したトレリス・コード化信号に対する一般化ビタビ・アルゴリズム」（Ｇｅｎｅｒａｌｉｓｅｄ Ｖｉｔｅｒｂｉ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｆｏｒ Ｔｒｅｌｌｉｓ ｃｏｄｅｄ Ｓｉｇｎａｌｓ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ｔｈｒｏｕｇｈ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌｓ） ２０００年１１月付けの、米国サンフランシスコ開催の、ＩＥＥＥ ＧＬＯＢＥＣＯＭ’２０００の議事録掲載の「マルチパス・レイリー・フェージング環境での、反復復号直列連結コンボルーション・コードに対するいくつかの戦略の比較」（Ａ Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ Ｓｅｖｅｒａｌ Ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ ｆｏｒ Ｉｔｅｒａｔｉｖｅｌｙ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ Ｓｅｒｉａｌｌｙ ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｅｄ Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ Ｃｏｄｅｓ ｉｎ Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ Ｒａｙｌｅｉｇｈ Ｆａｄｉｎｇ Ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ） ２０００年１１月付けの、米国サンフランシスコ開催の、ＩＥＥＥ ＧＬＯＢＥＣＯＭ’２０００の議事録掲載の「マルチパス・レイリー・フェージング環境での、反復復号直列連結コンボルーション・コードに対するいくつかの戦略の比較」（Ａ Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ Ｓｅｖｅｒａｌ Ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ ｆｏｒ Ｉｔｅｒａｔｉｖｅｌｙ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ Ｓｅｒｉａｌｌｙ ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｅｄ Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ Ｃｏｄｅｓ ｉｎ Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ Ｒａｙｌｅｉｇｈ Ｆａｄｉｎｇ Ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ） １９９６年１２月付けのＥＴＳＩ．ＧＳＭ勧告、０５．０５バージョン５．８．０ ２０００年付けの英国ロンドン開催のＩＥＥＥ会議、ＰＩＭＲＣＯＯ掲載の、Ｍ．ＰＵＫＫＩＬＡの「強化ＧＰＲＳシステムに対するターボ等化」（Ｔｕｒｂｏ Ｅｑｕａｌｉｓａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｔｈｅ Ｅｎｈａｎｃｅｄ ＧＰＲＳ Ｓｙｓｔｅｍ） １９９８年３月付けの、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏｒｍ．Ｔｈｅｏｒｙ４４巻、２号掲載の、「高速データ速度の無線通信用時空間的コード：性能基準およびコード構造」（Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ Ｃｏｄｅｓ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ Ｄａｔａ Ｒａｔａ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ：： Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎ） １９９９年９月付けの会議招集の際の無線通信（ＷＣＮＣ）の議事録に掲載されている、「周波数選択チャネル上の時空間的コード化信号のＰＡ等化」 １９９９年１１月付けの、ＩＥＥＥ ＪＳＡＣ１７巻、１１号、１８４１〜１８５２ページ掲載の、「多重素子アレイを使用する高スペクトル効率無線通信用の簡単な処理」（Ｓｉｍｐｌｉｆｉｅｄ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ Ｍｕｌｔｉ−ｅｌｅｍｅｎｔ Ａｒｒａｙｓ） １９７４年３月付けの、ＩＥＥＥ Ｆｒａｎｃｅ．Ｉｎｆｏｒｍ．Ｔｈｅｏｒｙ ＩＴ−２０巻、２８４〜２８７ページ掲載の、「記号誤り率を最小にするための線形暗号の最適復号」 Ｒ．ＶＩＳＯＺ、Ｐ．ＴＯＲＴＥＬＩＥＲおよびＡ．Ｏ．ＢＥＲＴＨＥＴが記述している、２０００年２月付けのＩＥＥＥ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｌｅｔｔｅｒｓ３６巻、３号の２２７〜２２８ページ掲載の論文 １９８９年１１月付けの米国、ダラス開催の、ＩＥＥＥ、Ｇｌｏｂｅｃｏｍ、８９号、１６８０〜１６８６ページ掲載の、「ソフト決定出力を含むビタビ・アルゴリズムおよびその適用」

本発明の目的は、送信および受信の際の空間および／または時間ダイバーシティ現象を考慮に入れながら、従来技術の無線周波インタフェース実施に対する種々のアプローチの多くの欠点を改善することであり、特に、送信ビットレートの制限制約および送信および受信それぞれのアンテナの数に関連する制約を回避することである。

より詳細に説明すると、本発明の目的は、記号間干渉の厳しい現象を発生する任意の環境で記号を送信したり、復号したりすることができる多重送受信の際に、記号間干渉が存在する中で時空間組合わせによりコード化されたデジタル・データ・ストリームの反復復号の別々のコード化方法およびシステムの実施である。

本発明のもう１つの目的は、記号間干渉現象を処理する際に、その注目に値する処理性能により、将来の世代のすべてのＴＤＭＡシステムの要求を満たすことができる超高速ビットレート・レベルを達成することができる上記方法およびシステムを実施することである。

本発明もう１つの目的は、記号間干渉現象が存在していても、高いスペクトル効率の無線周波インタフェースを形成および生産することができ、超高速ビットレートを達成することができる上記方法およびシステムを実施することである。これら汎用タイプのインタフェースは大部分の種々のアプリケーションで実施することができる。

それ故、本発明のもう１つの目的は、内部コードが送信チャネルを等化することができるターボ検出プロセスの実施が、トレリス・コード化変調、ＴＣＭコードを導入することにより強化される無線周波インタフェースを実施することである。結果として得られる内部コードのトレリスは、ＴＣＭコードと送信チャネルとの組合わせにすることができ、後者が低減された場合、結果として得られるトレリスの等化および復号プロセスが、次善の結合等化および復号プロセスになる。

それ故、本発明のもう１つの目的は、一方では、実施されたターボ検出プロセスが、送信チャネルのメモリ効果により発生した記号間干渉現象を処理することができ、他方では、送信チャネルの無線周波エネルギーの分布の変動に関連する周波数フェージング現象が、送受信の際の空間ダイバーシティ現象の実施により処理される無線周波インタフェースを実施することである。

さらに、本発明のもう１つの目的は、特に送信の際に導入された空間ダイバーシティ現象の存在下でも、このインタフェースの構成受信機の構造が簡単になり、さらに、受信アンテナの数が送信アンテナの数に左右されない無線周波インタフェースを実施することである。

最後に、本発明のもう１つの目的は、受信機のレベルで、実施されたターボ検出プロセスが、ソフト入出力一般化ビタビ・アルゴリズムを呼び出す無線周波インタフェースを実施することである。そうすることにより、構造が非常に簡単なトレリス上で等化および復号動作を実行することができ、それに応じて、類似の等化および復号性能を次善の等化および復号プロセスに維持しながら、この受信機の複雑な計算を簡単にすることができる。

本発明の主題である、多重送受信の際に、時空間組合わせによりコード化されたデジタル・データ・ストリームをコード化するための方法およびシステムは、それぞれ、必然的に、連続しているブロックにさらに分割された、コード化されたデジタル・ストリームを生成するために、指定速度の第１のコードにより、最初のデジタル・データ・ストリームを外部コード化するステップと、時間ダイバーシティを含むインタリーブされ、コード化されたデジタル・ストリームを生成するために、このコード化されたデジタル・ストリームに対して、ブロック単位のインタリービング・リーブ・プロセスを実行するステップと、数νの基本的なインタリーブされ、コード化されたデジタル・ストリームにさらに分割されている、このコード化され、インタリーブされたデジタル・ストリームをデマルチプレクシングするステップと、時空間組合わせによりコード化された一組の基本的デジタル・ストリームを生成するために、指定速度の少なくとも１つの第２のコードにより、基本的なインタリーブされた各コード化デジタル・ストリームを内部コード化するステップと、空間および時間ダイバーシティを示す一組の送信された基本的デジタル・ストリームを生成するために、個々の送信アンテナにより、送信チャネルを通して、記号にさらに分割された各基本的デジタル・ストリームを送信するステップであって、上記一組のこれらの送信アンテナが、空間ダイバーシティ・アレイを形成しているステップとを含む。そうすることにより、受信した場合、空間および時間ダイバーシティを含む先験的情報から、時空間組合わせによりコード化され、一組の送信された基本的デジタル・ストリームからなるデジタル・データ・ストリームを復号することができる。

本発明の主題である、上記方法により多重送受信の際に、時空間組合わせによりコード化されたデジタル・データ・ストリームを復号するための方法およびシステムは、この方法によりコード化した後で送信された一組のデジタル・ストリームに適用される。本発明による復号のための方法およびシステムは、それぞれ、必然的に、時空間組合わせによりコード化され、複数の受信アンテナ上の送信チャネルを通して送信された一組のデジタル・ストリームからなるデジタル・データ・ストリームを受信するステップであって、これらの受信アンテナの数が、できれば、受信した変調記号の一組の基本的ストリームを生成するために、マルチプレクス・パスウェイおよび空間ダイバーシティ受信アンテナのアレイを形成している送信アンテナの数νより少ないか、または等しいステップと、第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされたビット上の第１の外因性情報ストリームを生成するために、受信した変調記号のこの一組の基本的ストリームに対して、この第１の外部コードに基づく復号からの先験的情報項目を構成する第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされたビット上の外因性情報ストリームに基づく第２の内部コード化により、送信チャネルの等化および結合復号の反復プロセスを実行するステップと、等化および結合復号プロセスからのコード化されたビット上に、第２の外因性情報ストリームを生成するために、この第１の外因性情報ストリームをデインタリービングするステップと、第１の外部コードに基づく復号からのコード化されたビット上に、第３の外因性情報ストリームを生成するために、コード化されたビット上のこの第２の外因性情報ストリームを第１の外部コードに基づいて復号するステップと、第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされ、先験的情報項目を構成するビット上に、外因性情報ストリームを生成するために、この第３の外因性情報ストリームをインタリービングするステップと、この先験的情報項目を、送信チャネルの等化および結合復号のための反復プロセス内に再注入するステップとを含む。

本発明の主題である、コード化／復号するための方法およびシステムは、特に超高速ビットレートの移動無線電話、家庭環境または工業環境内に設置するためのエレクトロニクス・キットの無線リンキングのようなすべての分野での無線周波インタフェースの実行の際に適用される。

本発明の方法およびシステムは、下記の説明を読み図面を見ればよりよく理解することができるだろう。

本発明の主題による多重送受信の際の時空間組合わせによりコード化された、デジタル・データ・ストリームをコード化するための方法について、図１ａを参照しながらさらに詳細に説明する。

図１ａについて説明すると、本発明の主題であるコード化方法は、｛ｄ _１，．．．ｄ _τ０｝で示す外部データのシーケンスを構成する、ＩＤＳで示す最初のデータ・ストリームに適用される。外部データのこのシーケンスは、ｄ _ｎ＝｛ｄ_ｎ，１，．．．ｄ_ｎ，ｋ０｝で示す連続しているビットからなる記号に対応する。

コード化したデジタル・データを送信する場合には、これらのデジタル・データをある指定の数の連続しているビットからなる記号にさらに分割すると、これらの記号の送信という見地から見て、最終的には、このシーケンスからなるシーケンスの任意の有意の値とは独立して、これらの記号からなるデータ・シーケンスを確実にチャネル変調できることを思い出されたい。

図１ａに示すように、最初のデジタル・データ・ストリームＩＤＳは、ステップＡにおいて、コード化デジタル・ストリームを生成するために、指定速度の第１のコードにより外部コード化される。上記図１ａの場合には、外部コード化を可能にする第１のコードをＣ^０で示す。

より詳細に説明すると、都合のよいことに、第１の外部コードは、１つのトレリス・コードまたは等価的にトレリス・コードの組合わせから構成することができる。ステップＡで入手したコード化デジタル・ストリームは、図１ａにおいてはＣ^０ＤＳで示す。コード化デジタル・ストリームは、｛ｃ _１，．．．，ｃ _τ０｝で示す外部コード化シーケンスからなり、この外部コード化シーケンスは、ｃ _ｎ＝｛ｃ_ｎ，１，．．．，ｃ_ｎ，ｎ０｝で示すコード化されたビット記号からなる。この場合、ｃ_ｎ，１〜ｃ_ｎ，ｎ０は、コード化された記号ｃ _ｎの連続的成分ビットを示す。

次に、コード化されたデジタル・ストリーム、Ｃ^０ＤＳは、ステップＢに送られ、そこで、連続しているブロックにさらに分割された後で、ＩＬＣ^０ＤＳで示すインタリーブされ、コード化されたデジタル・ストリームを生成するために、例えば、ブロック単位のインタリービング・プロセスで処理される。そのため、一方では、ステップＡにおける外部コード化、他方では、インタリービングにより時間ダイバーシティを含むことになる。

通常の方法の場合には、図に示すように、ステップＢにおけるブロック単位のインタリービング・プロセスは、πで示すランダム・インタリーバ・システムにより実行することができる。

ステップＢ自身の後で、ステップＣが行われるが、ステップＣにおいては、コード化され、インタリーブされたデジタル・ストリームＩＬＣ^０ＤＳは、デマルチプレクスされ、コード化され、インタリーブされたデジタル・ストリームＩＬＣ^０ＤＳは、この動作により所与の数νの基本的なインタリーブされ、コード化されたデジタル・ストリームにさらに分割されるが、図１ａは、これらの基本的なインタリーブされ、コード化されたデジタル・ストリームのセットを示す。

基本的なインタリーブされた各デジタル・ストリームは、実際には、ランクｍの層からなり、この層は、本発明の主題であるコード化方法により、外部コード化およびインタリービングにより導入された時間ダイバーシティの品質に加えて、以下に説明するように、特定の空間的コード化の導入を可能にする。

次に、上記ステップＣに続いてステップＤが行われる。ステップＤにおいては、基本的なインタリーブされ、コード化された各デジタル・ストリーム、すなわち、ランクｍ∈［１，ν］の各層のレベルの各信号は、時空間組合わせによりコード化された、一組の基本的デジタル・ストリームを生成するために、指定速度の

で示す少なくとも１つの第２のコードにより、内部コード化プロセスにより処理される。上記のステップＤの後で、時空間組合わせによりコード化された上記一組の基本的なストリームは、下式により表される。

時空間組合わせによりコード化された上記一組の基本的デジタル・ストリームを表す式は、下式により簡単にすることができる。

記号＊は、外部コードと、基本的なインタリーブされ、コード化された各デジタル・ストリーム、すなわち、もちろん、ステップＢで行ったインタリービング動作に関連するランクｍの各層が送信する各デジタル信号に適用された内部コード化の組合わせを示す。この組合わせは、以下に説明するように、外部コードと内部コード化との積として分析することができる。

内部コード化ステップＤの終わりにおいて、ランクｍおよび上記外部コード化と結合した特定の内部コード化の層へさらに分割することにより、時空間組合わせによりコード化された一組の基本的デジタル・ストリームが得られる。

ステップＤ自身の後でステップＥが行われる。ステップＥにおいては、個々の送信アンテナにより、送信チャネルを通して記号ＥＩＬＣＤＳ_ｍからなる上記の各基本的デジタル・ストリームが送信される。

本発明の主題である方法の注目すべき１つの態様によれば、

で示す上記一組の個々の送信アンテナは、空間ダイバーシティ・アレイを形成し、それにより、時空間組合わせＥＩＬＣＤＳ_ｍによりコード化された各基本的デジタル・ストリームから、一方では、ブロック毎のインタリービングに関連する導入された外部コード化および内部コード化により、他方では、上記一組の個々の送信アンテナを通しての送信の割当てにより、空間および時間ダイバーシティを含む、一組の送信された基本的デジタル・ストリームを生成することができる。

後者に関する限りは、図に示すように、この一組の送信アンテナは、空間ダイバーシティ・アレイを形成し、このアレイの個々の各構成送信アンテナは、λ_０より長い距離だけ隣接する個々の送信アンテナから離れている。この場合、λ_０は、時空間組合わせによりコード化され、ステップＤの終了時に入手した基本的な各デジタル・ストリームの変調により、確実に送信することができるようにする搬送波の波長を示す。

本発明の主題であるコード化方法により、受信時に、コード化内に導入された空間ダイバーシティおよび時間ダイバーシティを表す、先験的情報項目から送信された上記一組の基本的デジタル・ストリームを構成する時空間組合わせによりコード化されたデジタル・データ・ストリームを復号することができる。

図１ａに示す本発明の主題である方法のステップＣ、Ｄを実行するための種々の素子について以下に説明する。

好適には、図に示すように、ランクｍ∈［１，ν］の各層に対して、基本的なインタリーブされ、コード化された各デジタル・ストリームは、１つのフレームからなり、このフレームはＮ個のバーストに分割され、各バーストは、

で表すτ個の連続している記号を含み、各記号は、

で示す連続しているコード化されたビットからなることが好ましい。これらの記号は、最終ビットを含む周知の従来の方法で追加され、内部コード化の後で、既知のシーケンスは、一般的に、ＣＡＺＡＣタイプの記号の学習シーケンスを構成する。周知の上記学習記号により、送信後に、送信チャネルのインパルス応答を事前に評価することができる。送信チャネルは、送信機と受信機との間の複数の伝搬経路からなる。各経路は基本的送信チャネルを構成する。

それ故、ステップＣの後で、連続しているランクｍの基本的なインタリーブされ、コード化されたデジタル・ストリームの各構成バーストは、コード化

され、それにより、各入力記号

と、連続しているビットにより形成されていて、

で表すコード化された記号とを関連づけることができる。

次に、上記コード化された記号

は、所与の各瞬間に、関係（１）が満足するように、η_ｍの個々の送信ブランチ上で、

ビットのグループ内に割り当てられる。

ｍは層のランクを示し、ここで、１≦ｍ≦νであり、ｔは層ｍの内部コード化

に関連する送信アンテナのランクを示し、ここで、１≦ｔ≦η_ｍであり、各層のアンテナの数η_ｍは層のランクにより異なり、それ故、コード化

により異なる。

一連の変調が、

であるタイプ

元であると仮定した場合、各送信ブランチｔ∈［１，η_ｍ］上の

ビットの各グループは、

元変調され、

で示す複素数の記号(complex symbol)を生成する。

本発明の主題であるコード化方法の最も普通の実行の場合には、第２のコード

に基づいて実行した各内部コード化は、各層のランクｍの関数として変化する。

このような場合、内部コード化のこのダイバーシティは、下式により示される。

逆に、本発明を制限するものではない特定の実施形態の場合には、第２の各内部コード化

は、ランクｍの各層に対して同じであってもよい。この状態は、図１ａの場合には、下式により表される。

一般的に、数

の送信アンテナおよびρ本の受信アンテナに対する送信チャネルは、受信アンテナに各送信チャネルをリレーする一組の複数の経路からなる。

このような条件下で、また多重路伝搬のため、および送信機と受信機との間の移動により、送信チャネルが変化するために、時変周波数選択性無線周波チャネルは、もちろん、習慣的に使用する送信および受信成形フィルタを含む等価チャネルの個々の時パルス応答でモデル化することができる。各フィルタは、各層ｍの送信アンテナを所与のランクｒの受信アンテナにリンクする各経路に対して、この理由で下式

で表す基本的各送信チャネルに対応する。

上式中、χ_ｃは送信された記号の数による制限長さである。制限長さはチャネルのメモリを表す。

すべての基本的チャネルは、同じ制約長さχ_ｃを持つものと見なされる。このような仮定が許されるのは、個々の多経路構成部材の数が、本質的に、広い構造体および反射対象物により決まるからである。

本発明の主題である方法によれば、バースト単位の送信を考慮に入れた場合、基本的送信チャネルおよび結果として得られる送信チャネルは、１つのバーストの送信が行われている間静的状態に維持され、バースト毎に個々に変化する。このような条件下で、第１の近似に対する値τは、上記チャネルのコヒーレント時間の測定基準と見なすことができる。これらの条件により、ゆっくりと変化する周波数フェージングおよび周波数ホッピングを含む多経路準静的チャネルに対して、許容できるモデル化を確立することができる。

各基本的チャネルの

で示す係数は、この場合、式（２）を満足させる同じゼロ平均エネルギーを含む独立ガウス複素ランダム変数と見なすことができる。

個々の各サンプリング時間ｎにおいて、ランクｒの各受信アンテナは、これらの条件の下で、送信された基本的デジタル・ストリーム

に対応していて、式（３）を満足する一組の送信された記号を受信する。

この式中、

はゼロ平均値および分散２σ_２を含む複素数のノイズ・サンプルを表す。

図１ｂは、ステップＡ、Ｂ、ＣおよびＤは同じだが、しかしマルチプレクシング経路の数および個々の送信アンテナの数が異なる、本発明の主題であるコード化方法の別の実施例である。

この実行モードの場合、送信アンテナは、送信アンテナのグループにグループ分けされる。

は各アンテナ・グループを示す。

それ故、ＥＩＬＣＤＳ_ｍにより表される、ステップＤからの時空間組合わせによりコード化された各基本的デジタル・ストリームは、アンテナの各グループに送信される。時空間トレリス・コード化変調タイプ

の各コードに対する個々の送信アンテナの各グループは、空間ダイバーシティ・アンテナのサブアレイを形成し、各グループの各アンテナ間の距離はλ_０より短い。λ_０は搬送波の波長である。

図１ａの場合と同じ方法で、第２の内部コード化

は、各グループに対して一意のものであってもよい。この関係は、

で表されるか、または各グループに対して別々に表され、最終的に、ランクｍの各層に対して表され、実行した種々の内部コード化は、ｍ≠ｍ’である場合には、

で表される。

このデジタル・ストリームのコード化は、上記図面１ａおよび図１ｂのところで説明したように、本発明の主題であるコード化方法により行ったが、多重送受信の際に、時空間組合わせによりコード化されたデジタル・データ・ストリームを復号するための方法については、図２ａ、図２ｂおよび図２ｃを参照しながら説明する。

上記の本発明の主題である方法により、これらのデジタル・データをコード化したために、本発明の主題である復号方法は、ステップＦにおいて、時空間組合わせによりコード化された、デジタル・データ・ストリームを受信するが、この復号方法は、送信チャネルを通して送信された一組の基本的デジタル・ストリームからなる。この一組の送信された基本的デジタル・ストリームは、

で表され、この受信は、複数のρの受信アンテナにより行われる。図２ａの場合には、上記一組の受信アンテナは

で表される。

送信アンテナの数に左右されないこれらの受信アンテナの数は、送信アンテナの数ηより少なくてもよいし、等しくてもよいし、また、受信した変調記号の一組の基本的ストリームを画定するために、本発明の主題である復号方法の有利な態様により、空間ダイバーシティ受信アンテナのアレイを形成する。受信した変調記号のこの一組の基本的ストリームは、図２ａのステップＦが終了した時、

で表される。特に、受信した各変調記号は、すでに説明した式（３）を満足する

の形の記号であることを理解されたい。

ステップＦの後でステップＧが実行されるが、ステップＧにおいては、上記一組の受信した変調記号

の基本的ストリームに対して、第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされたビット上の外因性情報のストリームに基づいて、上記第２の内部コード化

により、送信チャネルの等化および結合復号の反復プロセスが行われる。この外因性情報ストリームは、第１の外部コードに基づく復号によるものである。図２ａの場合には、第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされたビット上の外因性情報のストリームは、ＥＩＤＳ＝ａｐｉで表される。より詳細に説明すると、この情報ストリームは、コード化されたビット上の先験的情報項目を構成し、第２の外部コード化

に基づくステップＧにおいて実施された等化および結合復号プロセスは、第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされたビット上で、第１の外因性情報ストリームを生成することができる。図２ａにおいては、この第１の外因性情報ストリームをＥＩＤＳ_１で示す。

上記ステップＧの後でステップＨが実行されるが、ステップＨにおいては、等化および合同復号プロセスによるコード化されたビット上で第２の外因性情報ストリームを生成するために、第１の外因性情報ストリームＥＩＤＳ_１がデインタリービングされる。図２ａにおいては、この第１の外因性情報ストリームをＥＩＤＳ_２で示す。デインタリービング動作は、本発明の主題であるコード化方法の実施中に行ったインタリービング動作の反対の動作である。そのため、図２ａにおいては、このデインタリービング・プロセスは、π^−１で表される。

次に、コード化されたビット上の第２の外因性情報ストリームＥＩＤＳ_２は、ステップＩにおいて、第１の外部コードＣ^０に基づく復号によるＥＩＤＳ_３で表されるコード化されたビット上で、第３の外因性情報ストリームを生成するために、第１の外部コードＣ^０に基づいて復号される。この動作Ｉ中、復号は、さらに、そのため

で示す最初のデジタル信号の値の推定値を供給する。

ステップＩの後で、第３の外因性情報ストリームが、第１の外部コードによりコード化されたビット上で先験的情報項目を構成していて、ａｐｉで表されるインタリーブされた外因性情報ストリームＥＩＤＳを生成するために、ステップＪにおいてインタリーブされる。この先験的情報項目は、次に、ステップＫにおいて再度注入され、戻りループにより記号化され、送信チャネルの等化および合同復号の反復プロセス、すなわち、図２ａのステップＧに入る。

図２ａについて説明すると、特に、本発明の主題である復号方法は、本質的には、コード化されたデータの多層合同検出および時空間的内部復号の実行である。この等化およびこの合同復号は、ステップＧ、Ｈ、ＩおよびＪの連続実施によるコード化されたビット上の先験的情報項目から利益を得るために、第１のコードＣ^０による外部復号と反復して関連する。特に、第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされたビット上の外因性情報ストリーム、すなわち、図２ａにおいてＥＩＤＳで表されるストリームであって、コード化されたビットａｐｉ上の先験的情報項目を構成する外因性情報ストリームは、ステップＦの終了時に、受信した信号を構成する記号

の各構成ビットと関連する情報項目である。それ故、この先験的情報項目は、上記記号の、最終的には、本発明の主題によりコード化および送信プロセスにより導入された、空間および時間ダイバーシティの構成ビットの値について有効な情報を構成する。

本発明の主題である復号方法の実行の特定のモードについて、図２ｂおよび図２ｃを参照しながら詳細に説明する。

上記特定の実施形態の場合には、後者は、いわゆるＳＩＳＯタイプ（ソフト入力ソフト出力）の加重入力および出力等化および復号プロセスの実行に対応する。

このような状況下で、ＳＩＳＯタイプの等化および合同復号プロセス中に再度注入された先験的情報項目は、都合のよいことに、コード化されたビットの値の先験的確率比の対数値からなる。この対数値は、第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされたビット上の外因性情報を構成する。

図２ｂに示すように、時空間トレリス・コード化変調タイプの第２の内部コード化

に対する、等化および合同復号プロセスＧは、ステップＧ_１において、第１の外部コードによりコード化された、およびパケットにさらに分割されたユーザ・フレームのビット上の一組の先験的情報の一組のストリームとして、先験的情報項目ａｐｉを構成するインタリーブされたビット上の外因性情報ストリームＥＩＤＳをデマルチプレクシングする。ユーザ・フレームのビット上の先験的情報項目のこの一組のストリームは、図２ｂにおいては

で示す。

次に、ステップＧ_１に続いてステップＧ_２が実行される。ステップＧ_２においては、ソフト入出力により、すなわち、第２のコード化

により、少ない数の状態でトレリスに適用されたＳＩＳＯタイプの等化および合同復号が行われる。このトレリスは、ユーザ・フレームのビット上で加重出力のストリームを生成するために、それ自身少ない数の状態を有する時空間トレリス・コード化変調およびそれを参照する基本的メモリ・チャネルの結合トレリスの積として形成される。ユーザ・フレームのビット上の加重出力のこのストリームは、

で表される。

ステップＧ_２の後でステップＧ_３が行われるが、ステップＧ_３においては、ユーザ・フレームのビット上の

で表される外因性情報ストリームを生成するために、対応するユーザ・フレーム

のビット上の先験的情報項目が、ユーザ・フレーム

のビット上の加重出力の各ストリームから抽出される。

ステップＧ_２において実施した等化および復号プロセスは、ＳＩＳＯタイプの等化および復号プロセスであり、入力および出力が、それぞれ、ユーザ・フレームのビット上の加重出力のストリームの、ユーザ・フレーム

のビット上の先験的情報項目からなる場合には、

は対数確率値であり、この入出力情報の対数的性質により、図２ｂのステップＧ_３に示すような減算により抽出プロセスを実施することができる。

下式は、この減算を示す。

それ故、一方では、等化および合同復号プロセスが、ランクｍの各層に対して実行され、他方では、抽出プロセス、特にＳＩＳＯタイプの等化および合同復号の実施の場合の減算プロセスも、ランクｍの各層に対して実行されることに留意されたい。

ステップＧ_３の後で、ユーザ・フレーム

のビット上の外因性情報ストリームに対して、第１の外部コードでコード化され、インタリーブされたビット上で、外因性情報ストリーム、すなわち、ストリームＥＩＤＳ_１を生成するためにマルチプレクシングが行われる。

図２ｃと同じ方法で、図２ｂのステップＧ_２において実行した等化および合同復号プロセスがＳＩＳＯタイプである場合には、図２ａのステップＩの第１の外部コードによる復号ステップは、都合のよいことに、ステップＩ_１において、等化および合同復号プロセスからのコード化されたビット上の第２の外因性情報ストリーム、すなわち、ＥＩＤＳ_２で示す外因性情報ストリームをコード化されたビット上の先験的情報項目を表すＡＰＯＳＯで表される加重出力ストリームを生成するために、第１の外部コードＣ^０によりＳＩＳＯタイプの加重入出力復号を行うことができる。ステップＩ_１の後で、ステップＩ_２が行われるが、ステップＩ_２においては、コード化されたビットＥＩＤＳ上の第３の外因性情報ストリームを生成するために、コード化されたビット上の帰納的情報項目を表す第２の加重出力ストリームから第２の外因性情報ストリームが抽出される。第１の外部コードＣ^０に基づくＳＩＳＯ復号の形でのステップＩ_１の実施の場合には、ステップＩ_２の抽出ステップも、ストリームＥＩＤＳ_２およびＡＰＯＳＯの構成デジタル値の対数的性質のために減算ステップになる。

図２ａ、図２ｂおよび図２ｃのところで説明したように、本発明の主題である復号方法の動作モードの理論的証明について以下に説明する。

一般的に、ステップＧ、より詳細に説明すると図２ｂのステップＧ_２において実施した等化および合同復号プロセスは、第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされたビット上の第１の外因性情報ストリーム、すなわち、第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされた、外部コードＣ^０に基づく復号によるビット上の外因性情報ストリームからのストリームＥＩＤＳ_１を計算するために、νの同時発生の各バースト上のランクｍの一組の層上で連続的に実施される。上記外因性情報ストリームＥＩＤＳは、コード化されたビットａｐｉ上で先験的情報項目を構成する。

従来の方法により、送信チャネルの係数の推定値

に基づいて行われる計算について簡単に説明する。この推定値は、受信した変調記号ＴＥＩＬＣＤＳ_ｍの基本的ストリーム内で受信した学習記号に基づいて入手される。

図２ｂに示すように、ステップＧ_２のところで実行された等化および合同復号プロセスが、第２の内部コード

に基づくＳＩＳＯタイプである場合には、この復号の入力および出力は、一組の受信アンテナが受信した一組のＮ個の記号シーケンスから受信した各変調記号の各ビット上の、外因性確率の比の対数値のシーケンスに対応する。これらの受信したシーケンスは

で表され、受信した受信記号の数による長さτを持ち、送信チャネルの推定値

は、

の形のすべての受信アンテナを含む送信アンテナの各基本的チャネルの係数の一組の推定値の形で表される。

等化および合同検出の反復プロセスの最初の反復においては、任意の先行情報なしで計算が行われる。基本的チャネルの係数の推定値は、単に、学習シーケンスおよび受信した変調記号上で入手した対応するシーケンスから計算される。ステップＧ_２の終了時に入手した、ユーザ・フレームＥＵＤＳＳＯ_ｍのビット上の加重出力のストリームのシーケンスは、フレームにより分類され、抽出ステップＧ_３が行われ、特に、デマルチプレクシング動作Ｇ_１からの各層に対して入手した先験的情報項目ａｐｉに基づく減算が行われ、次に、ステップＧ_３の終了時に入手した、

で表されるユーザ・フレームのビット上の外因性情報ストリームに対して、すでに説明した、第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされたビット上の外因性情報の第１のストリームＥＩＤＳ_１を生成するために、ステップＧ_４のマルチプレクシング動作が行われる。

第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされたビット上の第１の外因性情報ストリームに対して、図２ａのステップＨで行われたデインタリービング動作により、外部コードＣ^０に基づく外部復号Ｉのステップに対して、コード化されたビット上で外因性確率比の対数値の新しいシーケンスを構成する等化および合同復号プロセスＥＩＤＳ_２から、コード化されたビット上の外因性情報の第２のストリームを生成することができる。

外部コードＣ^０に基づく復号の上記ステップＩが、図２ｃに示すように、ＳＩＳＯタイプの復号により、特に、対数領域内のＢＣＪＲアルゴリズムにより、一連のステップＩ_１，Ｉ_２により実行される。復号ステップＩ_１により、これらの条件下で、第１の外部コードＣ^０によりコード化された各記号の各ビット上の、外因性確率比の対数値のシーケンスを評価することができる。このシーケンスは、上記のコード化されたビットＡＰＯＳＯ上の帰納的情報項目を表す加重出力ストリームからの、コード化されたビットＥＩＤＳ_２上の第２の外因性情報ストリームのステップＩ_２での減算による抽出で入手される。次に、第１の外部コードＣ^０によりコード化された各記号上の外因性確率比の対数値を表す、コード化されたビットＥＩＤＳ_３上の外因性情報の第３のストリームに対して、ステップＪにおいて、先験的情報項目ＥＩＤＳ＝ａｐｉを生成するためにインタリービングが行われる。次に、この先験的情報項目ａｐｉは、一組のνパスウェイまたはユーザ・フレーム上のデマルチプレクシングＧ_１により、図２ｂのＳＩＳＯ等化および復号プロセスＧ_２のレベルで再度注入される。バーストまたはパケットにさらに分割されたユーザ・フレームのビット上の一組の先験的情報ストリームを構成するために、各フレームおよび以降のバースト状のセグメンテーションに対する一組の対応する情報は、それ故、等化および合同復号プロセスＧ_２の上記レベルで再度導入される。次に、上記等化および合同復号プロセスＧ_２は、受信した変調記号

のビット上の先験的確率の比率の対数値のν個のシーケンスのｎ個のフレーム上で等化および時空間的復号を行う。

図２ａに示す、特に図２ｂおよび図２ｃに示す、本発明の主題である方法により、記号間干渉を起す個々の各基本的チャネルを再度推定するための追加のプロセスを従来の反復ターボ検出プロセス内に入れ子状に収容することができる。

本発明の主題による多重送受信の際の、時空間組合わせによりコード化されたデジタル・データ・ストリームをコード化するためのシステムについて、図３ａおよび図３ｂを参照しながら以下に詳細に説明する。

図３ａに示すように、本発明の主題であるコード化システムは、都合のよいことに、上記のコード化されたデジタル・ストリームＣ^０ＤＳを生成するために、指定速度Ｃ^０の第１のコードに基づいて最初のデジタル・データ・ストリームを外部コード化するためのモジュール１０を含む。外部コード化モジュール１０の後にはブロック単位インタリービング・モジュール１１が位置していて、それにより、コード化されたデジタル・ストリームＣ^０ＤＳに基づいて、一方では、前に導入した外部コード化および実行したインタリービングにより、他方では、特定の時間ダイバーシティにより、インタリーブされ、コード化されたデジタル・ストリームを生成することができる。インタリーブされ、コード化されたデジタル・ストリームは、ＩＬＣ^０ＤＳと呼ばれる。

このインタリービング・モジュール１１の後には、インタリーブされたデジタル・ストリームＩＬＣ^０ＤＳを受信するデマルチプレクサ・モジュール１２が位置していて、このデマルチプレクサ・モジュール１２により、数νの基本的なインタリーブされ、コード化されたデジタル・ストリームを生成することができる。これらの基本的なインタリーブされ、コード化されたデジタル・ストリームは、フレームにさらに分割され、フレームは、すでに説明したように、バーストにさらに分割される。

図３ａの場合には、ランクｍの１つの層を構成する基本的なインタリーブされ、コード化されたデジタル・ストリームまたは各フレームは、ＥＩＬＣ^０ＤＳ_ｍで表される。

本発明の主題であるコード化システムは、さらに、図３ａに示すように、１３_１〜１３_νで表される複数のコード化モジュールを含む。各コード化モジュールにより、

で表される指定速度の少なくとも１つの第２のコードに基づいて、内部コード化を適用することができる。各内部コード化モジュールは、時空間組合わせによりコード化され、ＥＩＬＣＤＳ_ｍで表される記号からなる一組の基本的デジタル・ストリームを生成するために、基本的なインタリーブされ、コード化されたデジタル・ストリームのうちの１つ、すなわち、ユーザ・フレームを受信する。

さらに、複数の送信アンテナ

が設置されていて、時空間組合わせによりコード化され、記号からなる各基本的デジタル・ストリームを送信することができる。ランクｍの個々の送信アンテナは、基本的デジタル・ストリームＥＩＬＣＤＳ_ｍを送信する。

本発明の主題であるコード化システムの１つの注目すべき態様により、一組の送信アンテナは、空間ダイバーシティ・アレイを形成し、各送信アンテナｔａ_ｍは、すでに説明したように、距離ｄ＞λ_０だけ隣接する送信アンテナｔａ_ｍ’から離れている。ここで、ｍ≠ｍ’である。λ_０は、上記基本的デジタル・ストリームを確実に送信する搬送波の波長を示す。

空間ダイバーシティ・アンテナのアレイとしての一組の送信アンテナの構成に関連して、本発明の主題であるシステムは、

で表される一組の送信された基本的デジタル・ストリームを生成することができる。上記基本的デジタル・ストリームは、一方では、コード化モジュール１０およびインタリービング・モジュール１１が導入した外部コード化により、他方では、各フレームのランクｍの層による処理により、各内部コード化モジュール１３_１〜１３_νが導入した時空間的コード化により、およびアンテナの上記アレイの各構成アンテナによる送信により空間および時間ダイバーシティを示す。

図３ｂは、図３ａに示すように、本発明の主題であるコード化システムの特定の実施形態であるが、本発明はこの実施形態により制限されない。この図においては、もちろん、同じ参照番号は同じ素子を示す。

しかし、図３ｂの実施形態の場合には、特に、時空間トレリス・コード化変調タイプの第２の内部コード化

により、変調記号のストリームを生成することができ、個々の送信アンテナは、それぞれが、変調記号のストリームを送信する、複数のグループのアンテナ内に配置される。図３ｂの場合には、アンテナの各グループは、η_ｍの送信アンテナを含むものと見なされる。対応するアンテナは、下記のように表される。

ここで、ｔは、層ｍのグループ内の送信アンテナのランクを表し、ｍは、アンテナのグループのランクを表し、内部コード化モジュール１３_ｍのランクにより内部コード化

を適用することができる。さらに、図３ｂについて説明すると、個々の各送信アンテナは、送信アンテナの対応するグループ内にこの同じグループの他のアンテナと一緒に空間ダイバーシティ・アレイを形成する。１つのおよび同じグループの各アンテナは、すでに説明したように、この同じグループに属する隣接するアンテナからλ_０より長い距離ｄだけ離れていて、時空間トレリス・コード化変調の各タイプに対する個々の送信アンテナのグループは、空間ダイバーシティ・アンテナのサブアレイを形成する。

本発明の主題であるコード化システムの実施により、図３ａまたは図３ｂに示すように、このシステムにより、本発明の主題であるコード化方法で、空間および時間ダイバーシティを含む一組の送信された基本的デジタル・ストリームを確実に送信することができる。図３ｂの場合には、アンテナ・グループの数および１つのグループ内のアンテナの数は、都合のよいことに、関係

を満足することができるが、本発明はこれに限定されない。ここで、ηは、送信アンテナの全数を表す。

多重送受信の際に、本発明の主題であるコード化方法により、時空間組合わせによりコード化された、すでに説明したように、少なくとも一組の送信された基本的デジタル・ストリームからなるデジタル・データ・ストリームを復号するためのシステムについて、図４および以降の図面を参照しながら説明する。

上記図４について説明すると、本発明の主題である復号システムは、

で表される複数の受信アンテナを備える。これらの受信アンテナにより、すでに説明したように、一組の基本的送信チャネルにより構成されている送信チャネルが送信した一組の基本的デジタル・ストリームを受信することができる。

本発明の主題である復号システムの注目すべき１つの態様により、上記受信アンテナの数は、送信アンテナの数νより少なくてもよいし、同じであってもよく、

で表される一組の受信した変調記号の基本的ストリームを形成するために、空間ダイバーシティ受信アンテナ２０のアレイを形成する。空間ダイバーシティ受信アンテナのアレイ２０の後には、本発明の主題である復号方法のところですでに説明したように、等化および合同検出および反復復号により受信した上記変調記号の基本的ストリームのターボ検出のためのモジュール２１が位置する。

図４により詳細に示すように、ターボ検出モジュール２１は、第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされたビット上の外因性情報のストリームに基づいて、送信チャネルを等化し、第２の内部コード化

により合同復号するためのモジュール２１０を含む。この外因性情報ストリームは、第１の外部コードＣ^０に基づく復号からのもので、上記のコード化されたビット上で先験的情報項目を構成する。図４の場合には、第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされたビット上の外因性情報ストリームを、ＥＩＤＳ＝ａｐｉで表すが、その理由は、このストリームが、実際には、コード化されたビット上で先験的情報項目ａｐｉを構成しているからである。

送信チャネルを等化し、合同復号プロセスを行うためのモジュール２１０は、受信した変調記号の基本的ストリームＭＳＤＳ_ｒに基づいて、第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされたビット上で第１の外因性情報ストリームＥＩＤＳ_１を生成することができる。送信チャネルを等化し、合同復号を行うためのモジュール２１０の後には、等化および合同復号モジュール２１０からのコード化されたビットＥＩＤＳ_２上で、第２の外因性情報ストリームを生成するために、第１の外因性情報ストリームＥＩＤＳ_１のπ^−１で表される、デインタリービングのためのモジュール２１１が位置する。

さらに、第１の外部コードＣ^０に基づいて復号を行うためのモジュール２１２が設置されている。このモジュールは、コード化されたビット上で第３の外因性情報ストリームＥＩＤＳ_３を生成するために、インタリービング・モジュール２１１が供給する第２の外因性情報ストリームＥＩＤＳ_２を受信する。この第３の外因性情報ストリームは、第１の外部コードＣ^０に基づく復号によるものである。

もちろん、第１の外部コードに基づいて復号を行うためのモジュール２１２により、すでに説明したように、本発明の主題であるコード化方法およびコード化システムにより送信された、最初のデジタル・ストリームのＩＤＳで表される推定値を入手することができる。

第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされた、ＩＤＳ＝ａｐｉで表され、コード化されたビット上で先験的情報項目を構成するビット上で、外因性情報ストリームを生成するために、第３の外因性情報ストリームＥＩＤＳ_３をインタリービングするためのモジュール２１３も設置されている。上記先験的情報項目は、送信チャネルを等化し、合同復号を行うためにモジュール２１０に再度注入される。

図４に示す本発明の主題である復号システムについて、同じ図面を参照しながら、より詳細に説明する。コード化されたビット上の先験的情報項目が、上記コード化されたビットの外因性確率比の対数値からなる場合には、この先験的情報項目は、恐らく、特に、等化および合同復号プロセスがＳＩＳＯプロセスである場合に、すなわち、ソフト入力およびソフト出力を含んでいる場合に入手される。

図４について説明すると、等化および合同復号モジュール２１０は、上記実施形態の場合には、先験的情報項目ａｐｉを注入するための、ＤＥＭＵＸで表されるデマルチプレクサ・モジュールからなるモジュール２１０_ａを備える。デマルチプレクサ・モジュールは、第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされたビットＥＩＤＳ＝ａｐｉ上の外因性情報ストリームからなる上記先験的情報項目から、

で表されるユーザ・フレームのビット上の先験的情報項目の一組のストリームを供給する。

もちろん、層に基づいて、すなわち、本発明の主題であるコード化方法のところですでに説明したように、フレームに基づいておよび実際に送信したバーストに基づいて等化および合同復号を確実に行うために、デマルチプレクサ・モジュールＤＥＭＵＸの目的は、第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされ、送信の際に生成した基本的なコード化され、インタリーブされたデジタル・ストリームの数と、１つおよび同じ数νのデマルチプレクシング・パスウェイ上で、コード化されたビット上で先験的情報項目を構成するビット上で、外因性情報ストリームＥＩＤＳをデマルチプレクシングすることである。

これらの条件の下で、等化および合同復号モジュール２１０は、さらに、加重入力および出力を含む復号モジュール２１０_ｂと、入力として、一方では、ユーザ・フレーム

のビット上で先験的情報項目のストリームを受信し、他方では、受信した変調記号の基本的ストリーム

を受信するＳＩＳＯモジュールを備える。もちろん、加重入出力復号モジュール２１０_ｂも、基本的送信チャネルの係数の送信チャネル

の係数の推定値を受信する。

復号モジュール２１０_ｂは、ユーザ・フレームのビット上の加重出力の、

で表されるストリームを供給する。

モジュール２１０_ｂの後には、２１０_ｃで表される複数の減算モジュールが位置する。各減算モジュールは、ユーザの基本的ストリームのビット上の外因性情報の

で表されるストリームを供給するために、ユーザ・フレーム｛ＥＵＤＳＳＯ_ｍ｝のビット上の加重出力の各ストリームからユーザ・フレーム｛ＡＰＩＵＤＳ_ｍ｝のビット上の先験的情報項目を差し引くことができる。

次に、マルチプレクサ・モジュール２１０_ｄが位置する。このマルチプレクサ・モジュールは、ユーザ・フレームのビット上の外因性情報ストリームＥＩＥＵＳＯ_ｍを受信し、第１のコードによりコード化され、インタリーブされたビットＥＩＤＳ_１上の第１の外因性情報ストリームをデインタリービング・モジュール２１１に供給する。

さらに、同じ図４について説明すると、第１の外部コードＣ^０に基づいて復号を行うためのモジュール２１２は、モジュール２１０が実行した等化および合同復号プロセスからのコード化されたビットＥＩＤＳ_２上の外因性情報の上記第２のストリームを受信する、加重入出力を含む復号モジュール２１２_ａと、コード化されたビットＡＰＯＳＯ上の先験的情報項目を表す、加重出力のストリームを供給する加重入出力を含む復号モジュール２１０_ａとを備えることができる。モジュール２１２_ａは、第１の外部コードＣ^０に基づく復号による、コード化されたビット上の外因性情報の第３のストリームＥＩＤＳ_３を供給するために、コード化されたビットＡＰＯＳＯ上の先験的情報項目を表す加重出力ストリーム、外因性情報の第２のストリームＥＩＤＳ_２を差し引くことができる、減算モジュール２１２_ｂに関連する。

第２の内部コード化が、時空間トレリス・コード化変調タイプＳＴ−ＴＣＭのコード化である場合の、ＳＩＳＯタイプの等化および合同復号モジュール２１０_ｂの動作モードの証明について以下に説明する。

これらの条件の下では、上記等化／合同復号プロセスは、ν個の基本的ＳＴ−ＴＣＭコード化からなり、それぞれがχ_ｃ係数を含む、η横方向フィルタが後に位置する有限な数の状態を含む個々のマルコフ・モジュールと見なすことができる。

ランクｍの各層、ランクｎの個々の各瞬間、ｋ_ｍビットを含む任意の受信した入力記号

に対するサンプリングの瞬間に対して、制限長さχ_ｍの時空間的内部コード化

は、η_ｍの経路または送信アンテナを通して並列に分散され、送信される、ｎ_ｍビットを含むコード化された記号

を生成する。

各送信経路ｔ上では、記号

のビットが、ＳＴ−ＴＣＭコード化による組合わせ規則により、前に示した複素数の記号

と組み合わされる。この組合わせ規則

は、また、マッピング規則として示される。それ故、その複素数の表現

により送信された一組の記号は、時空間的コード化ＳＴ、

により指名され、入力記号

のシーケンスの状態の関数である。これらの条件の下で、複素数の記号のシーケンスは、式（４）を満足させる。

トレリス

およびその状態が式（５）で示されるチャネルχ_ｃ−１のメモリを含む、ランクｍの任意の層に関連する状態が有限の個々のマルコフモデルは、式（５）により示される。

これらの条件の下で、複素数の記号の一組のシーケンスは、下式（６）で示される。

下式（７）および（８）による時間的コード化の規則により、

で表される前の状態と現在の状態

の間の結合マルコフプロセスを考慮に入れる経路に対応する。

上式においては、

は、入力記号を形成するビットのグループを示し、

は、上記マルコフモデルの状態を示し、

は、本発明の主題により実行したランクｍの各内部コード化に特有の時間的コード化規則を示す。

通常、このプロセスの説明を簡単にするために、時間的コード化規則は時間により変化しないと見なす。しかし、このプロセスの時変時間的コード化規則への一般化は、等価の分野に入る、本発明の主題であるコード化／復号方法に予見することができる用途を構成する。

さらに、個々の時間値ｎ−１とｎとの間の、対応する結合マルコフモデルの遷移

は、下式（９）により表すことができる。

次に、ランクｍの層の各送信ブランチに対する、

の形で表される一組の送信された複素数の記号となる。

これらの条件の下で、式（７）および（８）を参照しながら、入手したモデルの結合状態を、下式（１０）による

の形のコード化された出力記号のシーケンスにより表すことができる。

同様に、出力記号のこれらのシーケンスは、下式（１１）を満足する

で表される入力記号のシーケンスにより表すことができる。

ＳＴ−ＴＣＭコード化の動作モードは、また、対応する全部の状態

のメモリ打ち切りからなる低減状態

の導入により記述することもできる。

時間的コード化の低減制限長さｋ_ｍ＜χ_ｍに対して、時間的コード化規則を式（１２）および（１３）により書き換えることができる。

上式（１２）および（１３）を参照しながら、式（７）および（８）と同じ方法により、マルコフモデルの結合状態を、式（１４）を満足する入力記号

のシーケンスにより表すことができる。

すでに説明したように、本発明の主題であるコード化方法の場合に実行した、内部コード化プロセスに関する一組の上式により、ＳＴ−ＴＣＭ基本的コード化プロセスに関連する結合トレリスを形成することができる。

上記結合マルコフプロセスが生成した状態シーケンスの時間的進行は、ランクｎのすべての深さ、すなわち、セクションのところでのその頂点および遷移が、上記状態および遷移

および

に対応する、Ｔ_ｍで表されるトレリス図で表示することができる。ここで、ｎは、個々の時間変数である。Ｖ_ｍおよびＢ_ｍは、トレリス図Ｔ_ｍの頂点およびブランチのスペースを表す。同様に、

および

は、それぞれ、深さおよびセクションｎのところの頂点およびブランチのスペースを表す。セクションが、隣接する深さｎ，ｎ−１の２つの個々の瞬間の間に含まれる一組のブランチとして定義されることを思い出されたい。

さらに、トレリスが、本明細書のフレームワーク内で仮定したように、規則正しいものである場合には、任意のトレリス・セクション

は、個々の時点ｎ−１から個々の時点ｎまでのマルコフプロセスの展開を記述するのに十分である。さらに、個々の時変数によるトレリスの任意の深さｎのレベルのところでは、頂点

のスペースは、結合マルコフプロセスのすべての可能な状態からなる１つの有限な状態スペースとして識別することができる。

最後に、各スペースの濃度を｜．｜で表した場合、およびランクｎの各深さ

のところでは、記号間干渉状態は、各コード化状態と結合するという事実により、結果として得られる結合トレリスの複雑さの状態は、下式（１５）を満足する。

上式（１５）の場合には、

は、ｍ番目のＳＴ−ＴＣＭトレリスのスペースの状態を表す。さらに、各状態から正確に

の遷移が現れているという事実により、各セクションｎの結合トレリスのブランチのスペースの複雑さは、下式（１６）を満足する。

上記アプローチの全多層構造体への一般化、すなわち、多重化され、送信上の内部コード化によりコード化された経路からなる全構造体は、下記の方法により明確にすることができる。入力状態および結合マルコフモデルのシーケンスは、対応するチャネル発生記号間干渉が後に来る、各ＳＴ−ＴＣＭ内部コード化をモデル化する、入力状態の連結または結合基本的マルコフプロセスのシーケンスに類似している。

Ｔ_θで表される、このモデルに関連する結合トレリスは、ν個の結合トレリス

のデカルト積θである。このため、ブランチおよび頂点のスペースの複雑さの値は、下式（１７）および（１８）を満足する。

上式中、

および

は、結合トレリスＴ_θおよび各セクションｎ∈［１，τ］のところの、ランクｍの基本的トレリスＴ_ｍの頂点およびブランチのスペースを表す。

外部復号に関連する等化および合同復号の反復プロセスを実行するために、ＳＩＳＯタイプの等化および合同復号モジュール、すなわち、図４のモジュール２１０_ｂを実行するのは、個々の各瞬間ｎ∈［１，τ］のところの、およびもちろん各層ｍ∈［１，ν］に対する各入力記号

の各構成ビットの経験的確率の比の対数値を計算するためである。

このような計算は、例えば、１９７４年３月付けの、ＩＥＥＥ Ｆｒａｎｃｅ．Ｉｎｆｏｒｍ．Ｔｈｅｏｒｙ ＩＴ−２０巻、２８４〜２８７ページ掲載の、「記号誤り率を最小にするための線形暗号の最適復号」という名称の論文中に、Ｌ．Ｒ．ＢＡＨＬ、Ｊ．ＣＯＣＫＥ、Ｆ．ＪＥＬＩＮＥＫ、Ｊ．ＲＡＶＩＶが記述しているＢＣＪＲアルゴリズムを適用することによりソフトウェアで実施することができる。次に、上記アルゴリズムを多層結合トレリスＴ_θ（Ｖ_θ，Ｂ_θ）全体に適用しなければならない。

しかし、上記最適アルゴリズムを実行するために必要な計算およびメモリ・スペースは、ブランチ｜Ｂ_θ｜のスペースの複雑さの関数としてほぼ直線なので、このような最大帰納的アプローチ（ＭＡＰ）は、複雑さという点ですぐに使用できなくなり、実際には実行できない。

複雑さに関するこの問題を解決するための、本発明の主題である復号方法および復号システムの実行による１つの方法は、各結合基本的トレリスＴ_ｍを、Ｔ_ｍ（Ｖ_ｍ，Ｂ_ｍ）で表されるサブトレリスに制限するという方法である。これらのサブトレリスは、基本的送信チャネルの有効制限長さχ_ｃを短縮することにより、またこの長さを任意の値、すなわち、値κ_ｍ∈［１，χ_ｃ］に短くすることにより入手される。任意の値κ_ｍの指数ｍに対する基準は、この値は、層毎に異なる場合があることを示す。

これらの条件の下で、各サブトレリスＴ_ｍのサブ状態は、下式（１９）により定義される。

特定の例により、任意の値κ_ｍを１に等しく選択した場合には、結合基本的トレリスは、純粋なＳＴ−ＴＣＭトレリスになる。

例えば、時間的コード化の制限長さを短くすることにより、さらに特に有利な低減を行うことができる。後者の場合、結合基本的トレリスは、純粋なＳＴ−ＴＣＭトレリスのサブトレリスになる。

送信チャネルのメモリおよびＳＴ−ＴＣＭ基本的コード化の一部だけが、結合多層トレリスのサブ状態の考慮に入れられるという事実に関して、ユークリッド・ブランチ計算基準の計算に含まれる、送信された複素数の記号

の形の変調された信号であるが、直接アクセスすることができない信号は、パー・サーバイバ処理ＰＳＰと呼ばれる技術により明らかに再度計算しなければならない。

エラー伝搬による周知の影響を低減するために、ＰＳＰ技術は、すべての送信アンテナからすべての受信アンテナへの送信チャネルを位相最小チャネルにしなければならない。都合の悪いことに、従来技術のところで説明したように、通常、多重送受信の際に、上記位相最小制限に正確に適合する有限の長さのフィルタを実行することはできない。

しかし、ＧＶＡアルゴリズムと呼ばれる、制限が緩和されたビタビ・アルゴリズムの一般化からなる処理プロセスが提案されている。上記ＧＶＡ処理プロセスの基本的なアイデアは、サブ状態毎の１より大きい数Ωのサーバイバ経路を維持しながら、上記ＰＳＰ処理による性能の劣化を補償することである。本明細書においては、この処理プロセスをＧＰＳＰと呼ぶが、ＧＰＳＰは一般化したパー・サーバイバ処理を意味する。等化および合同復号プロセスにこのようなアルゴリズムを適用すると、ＧＶＡ一般化ビタビ・アルゴリズムは、すでに説明した２０００年２月付けのＩＥＥＥ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｌｅｔｔｅｒｓ３６巻、３号の２２７〜２２８ページ掲載の論文内で、Ｒ．ＶＩＳＯＺ、Ｐ．ＴＯＲＴＥＬＩＥＲおよびＡ．Ｏ．ＢＥＲＴＨＥＴが記述しているように、エラー伝搬現象に対して非常に丈夫になる。

特に、上記ＧＰＳＰ処理プロセスは、位相最小予備濾過の実施を必要としなくなる。

これらの一般的な考慮に関して、ＧＰＳＰ処理の使用によりかなり改善された等化および合同検出モジュール２１０_ｂを、等化および多層合同復号を行うために特に調整した、ＳＩＳＯタイプの等化および合同復号アルゴリズムに基づいて、ソフトウェア・モジュールの形で実行することができる。

上記モジュール２１０_ｂを実行するために使用することができる種々のＳＩＳＯタイプの等化および合同復号アルゴリズムとしては、最適多層検出および時空間的復号のためのＳＩＳＯアルゴリズム、順方向および逆方向帰納一般化状態低減ＢＣＪＲタイプ・アルゴリズムがあり、最後に、本明細書においては以下に唯一説明する好適な実施形態内における、１つの帰納経路を含む一般化状態低減ＳＯＶＡタイプ・アルゴリズムがある。

１つの帰納経路を含む、上記の一般化状態低減ＳＯＶＡタイプ・アルゴリズムを使用すれば、１９８９年１１月付けの米国、ダラス開催の、ＩＥＥＥ、Ｇｌｏｂｅｃｏｍ、８９号、１６８０〜１６８６ページ掲載の、「ソフト決定出力を含むビタビ・アルゴリズムおよびその適用」という名称の論文中で、Ｊ．ＨＡＧＥＮＡＵＥＲ、Ｐ．ＨＯＥＨＥＲが記述しているＳＯＶＡアルゴリズムのフレームワーク内で提案しているように、ソフト出力の、すなわち、順方向回帰中の先験的確率比の変数または対数値の逆方向の回帰および処理が必要なくなるので、計算上の複雑さおよび必要なメモリ・スペースの両方を有意に低減することができる。

本発明の主題である復号方法およびシステムのフレームワーク内で、上記の一般化状態低減ＳＯＶＡタイプのアルゴリズムを実行するために、個々の各時間セクションｎ−１および各スタート・サブ状態

において、下記の値およびエンティティを入手することができると仮定する。

・順方向回帰により積層されたサブ状態のΩ測定基準の配列リスト、

・Ｌ３：

により定義され、ｓ’のところで終わるサーバイバー経路に対応するΩの配列リスト、

・各ビットに関連していて、Ｌ５：

により定義され、ｓ’のところで終わる、符号のない加重値の配列リスト、Ｌ４：

次に、１つの回帰パスウェイを含む一般化状態低減ＳＯＶＡタイプのアルゴリズムを実施するＳＩＳＯ等化および合同復号モジュール２１０_ｂは、順方向回帰だけを実行し、各セクションｎ∈［１，τ］のところで、各終了サブ状態

に対して、各遷移

に対してｂ^＋＝ｓになるように計算し、すべてのランク１≦Ωに対して、

以降のエンティティを計算する。これらのエンティティは、下式（２０）を満足する。

ここで、ξ_ｎ，１（ｂ）は、ブランチｂに関連するブランチ計算基準を表し、Ｐｒ（ｂ）は、ブランチｂ上の先験的確率を表し、ｌ_ｎは、ネピアの対数を表す。

次に、上式（２０）を満足するエンティティが、昇順の値の順序にランク付けされる。

次に、順方向の回帰が、下式（２１）による境界条件を考慮に入れて実施される。

および

次に、上記エンティティの最善のΩ値だけが、次のセクションへのサブ状態ｓのところに記憶される。

同時に、下式

を満足する過去のサーバイバ経路が、現在の遷移ｓ’：ｕ _ｎ→ｓにより延長される。

で表される新しい

潜在的サーバイバ経路は、一時的に記憶され、その関連する計算基準

のランクによりソートされるが、それらに関連する計算基準の意味で最善のΩ経路だけが、次のセクションに関連するステップに対して実際に使用される。

同様に、ビット・レベルでの下式で表される符号のない過去の加重値が、

現在の遷移ｓ’：ｕ _ｎ→ｓにより延長される。

で表される符号のない潜在的な加重値の新しいシーケンス

が、一時的に記憶され、計算基準

のランクによりソートされる。各層ｍ∈［１，ν］および各入力ビットｊ∈［１，κ_ｍ］に対して、符号のない加重推定値

が、下式（２２）により初期化される。

同様に、符号のない加重値の最善のΩシーケンスだけを次のセクションに関連するステップに対して記憶すればよい。

次に、等化および合同復号モジュール２１０_ｂは、ＳＯＶＡタイプのアルゴリズムの加重値を選択することにより、更新に進む。

各サブ状態

に対して、各層ｍ∈［１，ν］に対して、各入力ビットｊ∈［１，κ_ｍ］に対して、また、サーバイバの各ランクω∈［１，Ω］に対して、そのビット・レベルのところの符号のない加重値のシーケンスが、下式（２３）により、深さｋ＝ｎ−１から深さｋ＝ｎ−δに更新される。

上式において、ωは、あるノードのところの計算基準のランクを表し、θは、計算の遅れの深さを表し、δは、ソフト出力または加重出力の更新の深さを表す。通常、δ＝θである。

式（２３）中、さらに、ｆ（．）は、適応または更新関数であり、

は下式（２４）を満足する。

上式（２４）中、

は下式（２５）を満足する。

式（２３）中の上記更新関数ｆ（．）は、下式（２６）により定義することができる。

下式（２７）の近似値により普通の方法で計算することができる。

ｎ≧θの場合には、一般化ＳＯＶＡタイプのアルゴリズムは、ｕ _ｎ−θ上のビット・レベルのところの符号付きの加重決定を供給する。ビット・レベルのところに符号を持つ加重値は、下式（２８）を満足する。

第１のランクのサーバイバ経路により、また対応するビット・レベルのところの符号のない加重値のシーケンスにより、ｍ∈［１，ν］，ｊ∈［１，κ_ｍ］に対して計算される。これらの値は、下式（２９）が定義するサブ状態ｓ_＊のセクションｎのところでそれぞれ終了する。

最後に、ビット

上で使用することができる外因性確率比の対数値が、下式（３０）を満足する符号を持つ加重値を生成するために、外部復号Ｃ^０からの先験的確率比λ_ａ（ｕ_{ｎ−θ，ｍ，ｊ}）の対数値のビット毎の減算により計算される。

図４について説明すると、ビット

上の外因性確率の比の対数値は、ユーザ・フレーム

のビット上の外因性情報ストリームを構成し、先験的確率比の比λ_ａ（ｕ_{ｎ−θ，ｍ，ｊ}）の形で表される対数値は、ユーザ・フレーム

のビット上の先験的情報項目を構成する。

図５ａ、図５ｂおよび図５ｃを参照しながら、種々のシミュレーションの結果について説明する。これらのシミュレーションの結果は、本発明の主題である方法によりコード化され、次に、上記プロセスのパラメータによる表示の種々の構成に対するＳＯＶＡタイプの等化および合同復号プロセスにより実施される場合、本発明の主題である同じ方法により送信され復号された１つのそして同じ元のデジタル信号に対する、ｄＢ単位で表される信号対雑音比Ｅｂ／Ｎｏの値の関数として、ＢＥＲで表されるビット誤り率を表すグラフからなる。

図５ａは、ＥＱ−３タイプの厳しい正規化送信チャネルに対する、また、３ビット／秒／ヘルツに等しい全システムのほぼ一定のスペクトル効率に対する、＃１、＃２および＃３で表される、第１、第２および第３の反復に対するビット誤り率ＢＥＲを示す。送信アンテナの数は４であり、受信アンテナの数は２であった。

使用した外部コードＣ^０は、速度３／４の８つの状態を含む組織的帰納的コンボルーション・コードであり、各層に対する同じ内部コード

は、各層に対する、ＱＰＳＫタイプの立体配座上にマッピングされ、些細なＳＴ−ＴＣＭを生成する４つの状態を含む速度１／２の非組織的非帰納的コードである。

これらの条件の下で、コード化の全体の速度は３／８である。
バーストの数は、フレーム当りｎ＝８に等しくとられ、各バーストは１２８ＱＰＳＫの記号を含む。

ＳＯＶＡタイプの検出合同等化プロセスを、トレースバック変数θ＝１５、更新の深さ変数δ＝１５、およびサーバイバ経路の数Ω＝８に対して実行する。上記プロセスは、１６状態にした内部トレリスに適用される。

最初の反復において、約１．００×１０^−１の所与の最初のビット誤り率に対して、ビット誤り率が１．００×１０^−２のビット誤り率に対して、第１および第２の反復の間に約１ｄＢ程度の低減が認められる。

図５ｂは、ＥＱ−３タイプの厳しい正規化送信チャネルに対する、また、２ビット／秒／ヘルツに等しい全システムのほぼ一定のスペクトル効率に対する＃１、＃２および＃３で表される、第１、第２および第３の反復に対するビット誤り率ＢＥＲを示す。送信アンテナの数は３であり、受信アンテナの数は２であった。

使用した外部コードＣ^０は、速度２／３の８つの状態を含む組織的帰納的コンボルーション・コードであり、各層に対する同じ内部コード

は、ＱＰＳＫタイプの立体配座上にマッピングされ、些細なＳＴ−ＴＣＭを生成する４つの状態を含む速度１／２の非組織的非帰納的コードである。

これらの条件の下で、コード化の全体の速度は１／３である。

バーストの数は、フレーム当りｎ＝８に等しくとられ、各バーストは１２８ＱＰＳＫ記号を含む。

ＳＯＶＡタイプの検出合同等化プロセスを、トレースバック変数θ＝１５、更新の深さ変数δ＝１５、およびサーバイバー・パスの数Ω＝８に対して実行する。上記プロセスは、１６状態にした内部トレリスに適用される。

図５ｂの場合、１．００×１０_−２にほぼ等しいビット誤り率の場合、第１の反復＃１と第３の反復＃３との間に、約１ｄＢの信号対雑音比の利得を認めることができる。

最後に、図５ｃは、図５ｂのシミュレーション条件類似のシミュレーション条件を示す。しかし、図５ｃの場合には、ＳＯＶＡタイプの等化および合同検出プロセスに対して実行した、サーバイバ経路の数は、サーバイバ経路の数Ω＝６を含んでいた。

ｄＢ単位で表した信号対雑音比Ｅｂ／Ｎｏの関数としてのビット誤り率ＢＥＲ内の低減は、図５ｂの場合よりも小さいようにみえるが、第１反復＃１および第３の反復＃３の間のビット誤り率ＢＥＲ＝１．００×１０_−３に対する信号対雑音比Ｅｂ／Ｎｏの利得は、１．５ｄＢに近い。

本発明の主題による、多重送受信の際の時空間組合わせによりコード化された、デジタル・データ・ストリームをコード化するための方法の例示としてのフローチャートである。 送信アンテナが特定のアンテナ・グループにグループ分けされている、本発明の主題による多重送受信の際の時空間組合わせによりコード化された、デジタル・データ・ストリームをコード化するための方法の例示としてのフローチャートである。 図１ａまたは図１ｂのコード化方法による、多重送受信の際の時空間組合わせによりコード化された、デジタル・データ・ストリームをコード化するための方法の例示としてのフローチャートである。 図２ａに示す本発明の主題である復号方法のフレームワーク内で実行した、ソフト入出力による等化および結合復号の反復プロセスの実行の詳細を示す例示としての図面である。 第１の外部コードに基づく復号からのコード化されたビット上での、外因性情報のストリームの入手を可能にする、外部コードに基づくソフト入出力復号プロセスの実施の詳細を示す例示としての図面である。 本発明の主題による送受信の際の時空間組合わせによるコード化された、データ・ストリームをコード化するためのシステムの例示としての機能図である。 送信アンテナが空間ダイバーシティ・アンテナのアレイを形成しているアンテナのグループにグループ分けされている、図３ａに示す本発明の主題による送受信の際の時空間組合わせによりコード化されたデータ・ストリームをコード化するためのシステムの例示としての機能図である。 本発明の主題による、送受信の際の時空間組合わせによりコード化された、データ・ストリームをコード化するためのシステムの例示としての機能図である。 本発明の主題であるコード化／復号方法の実行の種々の条件に対して入手した、厳しい送信チャネルの値に対するｄＢ単位による信号／雑音比の関数としてのビット誤り率ＢＥＲの値に対するシミュレーションの図面である。 本発明の主題であるコード化／復号方法の実行の種々の条件に対して入手した、厳しい送信チャネルの値に対するｄＢ単位による信号／雑音比の関数としてのビット誤り率ＢＥＲの値に対するシミュレーションの図面である。 本発明の主題であるコード化／復号方法の実行の種々の条件に対して入手した、厳しい送信チャネルの値に対するｄＢ単位による信号／雑音比の関数としてのビット誤り率ＢＥＲの値に対するシミュレーションの図面である。

符号の説明

１０ 外部コード化モジュール
１１ ブロック単位インタリービング・モジュール
１２ デマルチプレクサ・モジュール
１３_１〜１３_ν コード化モジュール
２０ 空間ダイバーシティ受信アンテナ
２１ ターボ検出モジュール
２１０ 等化および合同復号モジュール
２１１ デインタリービングのためのモジュール
２１２ 復号を行うためのモジュール
２１３ インタリービングするためのモジュール
２１０_ａ デマルチプレクサ・モジュールからなるモジュール
２１０_ｂ 復号モジュール
２１０_ｃ 減算モジュール
２１０_ｄ マルチプレクサ・モジュール
２１２_ａ 復号モジュール
２１２_ｂ 減算モジュール

Claims (12)

1. 周波数選択性チャネルを通して多重送受信する際に、デジタル・データ・ストリームを時空間組合わせによりコード化するための方法であって、最初のデジタル・データ・ストリームに基づいて、
   コード化されたデジタル・ストリームを生成するために、指定速度の第１のコードにより前記最初のデジタル・データ・ストリームを外部コード化するステップと、
   コード化およびインタリーブされたデジタル・ストリームを生成するために、前記コード化されたデジタル・ストリームを連続しているブロックにさらに分割し、前記コード化されたデジタル・ストリームに対して、ブロック単位のインタリービング・プロセスを実行するステップと、
   前記コード化およびインタリーブされたデジタル・ストリームをデマルチプレクシングして、コード化およびインタリーブされたν個の基本デジタル・ストリームにさらに分割するステップと、
   時空間組合わせによりコード化された一組の基本デジタル・ストリームを生成するために、コード化およびインタリーブされた各基本デジタル・ストリームに対して、指定速度の少なくとも１つの第２のコードにより内部コード化を実行するステップとを含み、前記少なくとも１つの第２のコードは、時空間トレリス・コード化変調タイプのコードを含み、
   更に、空間および時間ダイバーシティを示す一組の基本デジタル・ストリームを生成して送信するために、空間ダイバーシティ・アレイを形成する一組の送信アンテナにおける個々の送信アンテナにより、送信チャネルを通して記号を含む各基本デジタル・ストリームを送信し、これにより、受信時に、空間および時間ダイバーシティを表す先験的情報に基づいて、送信された前記一組の基本デジタル・ストリームを含む時空間組合わせによりコード化されたデジタル・データ・ストリームを復号することができるようにするステップを含むことを特徴とする方法。
2. 前記内部コード化を可能にする前記少なくとも１つの第２のコードが、コード化およびインタリーブされた各基本デジタル・ストリームに適用される指定速度の一意のコードであることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
3. 前記内部コード化を可能にする前記少なくとも１つの第２のコードが、コード化およびインタリーブされた各基本デジタル・ストリームのうちの１つに適用される、指定速度の個々のコードであることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
4. 前記内部コード化を可能にする前記少なくとも１つの第２のコードが、それぞれが個々の送信アンテナからの前記送信チャネルを通して送信される変調記号の複数のストリームを生成するために、それぞれが、コード化およびインタリーブされた各基本デジタル・ストリームに適用される時空間トレリス・コード化変調タイプのコードを含む、時空間トレリス・コード化変調タイプの各コードに対する個々の送信アンテナのグループが、空間ダイバーシティ・アンテナを形成している、請求項１〜３の何れか１項に記載の方法。
5. 周波数選択性チャネルを通して多重送受信する際に、時空間組合わせによりコード化された、デジタル・データ・ストリームを復号するための方法であって、
   このコード化されたデジタル・データ・ストリームが、指定速度の第１のコードにより最初のデジタル・データ・ストリームの第１の外部コード化により、またこの第１の外部コード化からの前記コード化されたデジタル・ストリームのブロック単位のインタリービングにより、また特定の数νのデマルチプレクシング経路上で入手した、コード化およびインタリーブされたデジタル・ストリームの時間的デマルチプレクシングにより入手した、少なくとも一組の基本デジタル・ストリームを含み、このコード化およびインタリーブされたデジタル・ストリームが、１つおよび同じ数νのコード化およびインタリーブされた基本デジタル・ストリームにさらに分割され、時空間組合わせによりコード化された前記一組の基本デジタル・ストリームを生成するために、コード化およびインタリーブされた各基本デジタル・ストリームに対して、指定速度の少なくとも１つの第２のコードにより第２の内部コード化を実行し、前記少なくとも１つの第２のコードは、時空間トレリス・コード化変調タイプのコードを含み、各基本デジタル・ストリームの送信が、個々の送信アンテナによる複数の記号を含み、前記一組の送信アンテナが前記特定の数の空間ダイバーシティ送信アンテナのアレイを形成していて、前記復号方法が、
   時空間組合わせによりコード化され、複数の受信アンテナ上の送信チャネルを通して送信された、前記一組の基本デジタル・ストリームを含む前記デジタル・データ・ストリームを受信することと、前記受信アンテナの数が、送信アンテナの数νとは無関係で、受信した変調記号の一組の基本ストリームを画定するために、空間ダイバーシティ受信アンテナのアレイを形成することと、
   受信した変調記号の前記一組の基本ストリームに対して、前記第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされた、前記外部コードに基づく復号からのビット上の外因性情報ストリームに基づく前記第２の内部コード化により前記送信チャネルの等化および合同復号の反復プロセスを実行することと、前記第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされたビット上の前記外因性情報ストリームが、前記第１の外部コード化によりコード化され、インタリーブされた前記ビット上で第１の外因性情報ストリームを生成するために、先験的情報項目を構成することと、
   前記等化および合同復号プロセスからの前記コード化されたビット上に第２の外因性情報ストリームを生成するために、前記第１の外因性情報ストリームに対して、デインタリービングを実行することと、
   前記第１の外部コードに基づく前記復号からの、前記コード化されたビット上で、第３の外因性情報ストリームを生成するために、前記コード化されたビット上の前記第２の外因性情報ストリームに対して、前記第１の外部コードに基づく復号を実行することと、
   前記先験的情報項目を構成する、前記第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされた前記ビット上に前記外因性情報ストリームを生成するために、前記第３の外因性情報ストリームに対して、インタリービングを実行することと、
   前記送信チャネルの等化および合同復号のための反復プロセス内に前記先験的情報項目を再注入することとを含むことを特徴とする方法。
6. 前記時空間トレリス・コード化変調タイプの第２の内部コード化に対して、等化および合同復号の前記反復プロセスが、
   前記第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされた前記ビット上で前記外因性情報ストリームをデマルチプレクシングして、前記先験的情報項目を、パケットにさらに分割されたユーザ・フレームの前記ビット上の一組の先験的情報ストリームとして構成することと、
   前記ユーザ・フレームのビット上に加重出力のストリームを生成するために、それら自身が低減した数の状態を有する時空間トレリス・コード化変調およびそれを参照する基本メモリ・チャネルの結合トレリスの積と定義され、低減した数の状態を有するトレリスに適用されるソフト入出力による等化および合同復号を実行することと、
   前記ユーザ・フレームのビット上に外因性情報ストリームを生成するために、前記ユーザ・フレームの前記ビット上の加重出力の各ストリームから、前記ユーザ・フレームの前記ビット上の先験的情報項目を抽出することと、
   第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされた前記ビット上に前記第１の外因性情報ストリームを生成するために、前記ユーザ・フレームの前記ビット上での前記外因性情報ストリームのマルチプレクシングを行うこととを含むことを特徴とする、請求項５に記載の方法。
7. 前記第１の外部コードによる前記復号が、
   前記コード化されたビット上に帰納的情報項目を表す加重出力のストリームを生成するために、前記等化および合同復号プロセスからのコード化されたビット上の前記第２の外因性情報ストリームに対して、前記第１の外部コードによる加重入出力による復号を実行することと、
   前記コード化されたビット上に前記第３の外因性情報ストリームを生成するために、前記コード化されたビット上の前記帰納的情報項目を表す加重出力の前記ストリームから、前記第２の外因性情報ストリームを差し引くこととを含むことを特徴とする、請求項５または６に記載の方法。
8. 周波数選択性チャネルを通して多重送受信する際に、デジタル・データ・ストリームを時空間組合わせによりコード化するためのシステムであって、このシステムが、少なくとも、
   連続しているブロックにさらに分割されたコード化されたデジタル・ストリームを生成するために、指定速度の第１のコードに基づいて、最初のデジタル・データ・ストリームを外部コード化するための手段と、
   前記コード化されたデジタル・ストリームに基づいて、時間ダイバーシティを表すコード化およびインタリーブされたデジタル・ストリームを生成することを可能にするブロック単位のインタリービングを行うための手段と、
   コード化およびインタリーブされたν個の基本デジタル・ストリームの生成を可能にする、前記コード化およびインタリーブされたデジタル・ストリームを受信するためのデマルチプレクサ手段と、
   時空間組合わせによりコード化された、複数の記号を含む一組の基本デジタル・ストリームを生成するために、それぞれが前記コード化およびインタリーブされた基本デジタル・ストリームの１つを受信する、指定速度の少なくとも１つの第２のコードに基づいて内部コード化を行うための複数の手段とを備え、前記少なくとも１つの第２のコードは、時空間トレリス・コード化変調タイプのコードを含み、
   更に、個々の送信アンテナが基本デジタル・ストリームの送信を行い、前記送信アンテナの一組が、空間ダイバーシティ・アレイを形成し、前記システムが、空間および時間ダイバーシティを示す一組の基本デジタル・ストリームの生成および送信を可能にし、これにより、受信時に、前記空間および時間ダイバーシティを表す先験的情報に基づいて、送信された前記基本デジタル・ストリームの復号を行うことができるようにする、時空間組合わせによりコード化され、複数の記号を含む各基本デジタル・ストリームのための複数の送信アンテナとを備えるシステム。
9. 前記時空間トレリス・コード化変調タイプのコードを含む前記内部コード化を可能にする第２のコードに対して、変調記号の複数のストリームを生成するために、各コードが、コード化およびインタリーブされた各基本デジタル・ストリームに適用され、前記個々の送信アンテナが、それぞれが変調記号のストリームを送信するアンテナのグループ内に配置されていて、時空間トレリス・コード化変調の各タイプに対する個々の送信アンテナが、空間ダイバーシティ・アンテナのサブアレイを形成していることを特徴とする、請求項８に記載のコード化システム。
10. 周波数選択性チャネルを通して多重送受信する際に、時空間組合わせによりコード化されたデジタル・データ・ストリームを復号するためのシステムであって、このコード化されたデジタル・データ・ストリームが、指定速度の第１のコードにより最初のデジタル・データ・ストリームの第１の外部コード化により、またこの第１の外部コード化からの前記コード化されたデジタル・ストリームのブロック単位のインタリービングにより、また特定の数νのデマルチプレクシング経路上で入手した、コード化およびインタリーブされたデジタル・ストリームの時間的デマルチプレクシングにより入手した少なくとも一組の送信された基本デジタル・ストリームを含み、このコード化およびインタリーブされたデジタル・ストリームが、１つおよび同じ特定の数νのコード化およびインタリーブされた基本デジタル・ストリームにさらに分割され、時空間組合わせによりコード化された前記一組の基本デジタル・ストリームを生成するために、コード化およびインタリーブされた各基本デジタル・ストリームに対して、指定速度の少なくとも１つの第２のコードにより第２の内部コード化を実行し、前記少なくとも１つの第２のコードは、時空間トレリス・コード化変調タイプのコードを含み、各基本デジタル・ストリームの送信が、送信チャネルにより送信された一組の基本ストリームにより個々の送信アンテナにより複数の記号にさらに分割され、前記一組の送信アンテナが空間ダイバーシティ送信アンテナのアレイを形成していて、この復号システムが、
    受信した変調記号の一組の基本ストリームを画定するために、受信アンテナの数が送信アンテナの数νとは無関係で、空間ダイバーシティ受信アンテナのアレイを形成している、この送信チャネルを通して送信された前記一組の基本デジタル・ストリームの受信を可能にする複数の受信アンテナと、
    反復等化および反復合同検出および反復復号により受信した変調記号の前記基本ストリームのターボ検出のための手段を備えていて、前記ターボ検出手段が、
    前記第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされた、前記外部コードに基づく復号によるビット上の外因性情報ストリームに基づく、前記第２の内部コード化による、前記送信チャネルの等化および合同復号のための手段を備え、前記第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされた前記ビット上の前記外因性情報ストリームが、先験的情報項目を構成し、前記送信チャネルの等化および合同復号のための前記手段が、受信した変調記号の前記基本ストリームに基づいて、前記第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされた前記ビット上で第１の外因性情報ストリームを生成することを可能にし、さらに、
    等化および合同復号のための前記手段からの前記コード化されたビット上で、第２の外因性情報ストリームを生成するために、前記第１の外因性情報ストリームをデインタリービングするための手段と、
    前記第２の外因性情報ストリームを受信し、前記コード化されたビット上で、前記第１の外部コードに基づく復号からの、第３の外因性情報ストリームの生成を可能にする前記第１の外部コードに基づく復号手段と、
    前記第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされた前記ビット上で前記外因性情報ストリームを生成するために、前記第３の外因性情報ストリームをインタリービングし、前記送信チャネルの等化および合同復号のための前記手段に再注入された前記先験的情報項目を構成するための手段とを備えるシステム。
11. 等化および合同復号のための前記手段が、
    前記第１の外部コードによりコード化され、インタリーブされた前記ビット上の前記外因性情報ストリームにより構成されている前記先験的情報項目を受信し、ユーザ・フレームの前記ビット上の一組の先験的情報ストリームを供給するためのデマルチプレクサ手段を備える前記先験的情報項目を注入するためのモジュールを備え、前記一組のストリームが、１つおよび同じ数νのデマルチプレクシング経路上で、送信の際に生成したコード化およびインタリーブされた基本デジタル・ストリームの数としてデマルチプレクシングされ、さらに、
    入力として、一方では、ユーザ・フレームの前記ビット上の前記先験的情報ストリームを受信し、他方では、受信した変調記号の前記基本ストリームを受信し、前記ユーザ・フレームの前記ビット上の加重出力のストリームを供給するための加重入出力による復号手段と、
    前記ユーザ・フレームの前記ビット上の加重出力の各ストリームからユーザ・フレームの前記ビット上の先験的情報項目を差し引くことができるようにし、前記ユーザ・フレームの前記ビット上の外因性情報ストリームを供給する複数の減算手段と、
    前記ユーザ・フレームの前記ビット上の前記外因性情報ストリームに基づいて、前記第１のコードによりコード化され、インタリーブされた前記ビット上の前記第１の外因性情報ストリームの供給を可能にする、前記外因性情報ストリームをマルチプレクシングするためのマルチプレクサ手段とを備えることを特徴とする、請求項１０に記載のシステム。
12. 前記第１の外部コードに基づく前記復号手段が、
    前記等化および合同復号プロセスからの前記コード化されたビット上の前記第２の外因性情報ストリームを受信し、前記コード化されたビット上の帰納的情報項目を表す加重出力のストリームを供給するための加重入出力による復号モジュールと、
    前記コード化されたビット上の帰納的情報項目を表す加重出力の前記ストリームから前記第２の外因性情報ストリームを差し引くことができるようにし、前記第１の外部コードに基づく前記復号による、前記コード化されたビット上の前記第３の外因性情報ストリームを供給する減算モジュールとを備えることを特徴とする、請求項１０または１１に記載のシステム。

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