JP4164622B2 - Electronic circuits, semiconductor devices, electronic equipment and watches - Google Patents

Electronic circuits, semiconductor devices, electronic equipment and watches Download PDF

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子回路、半導体装置、電子機器および時計に関する。
【０００２】
【背景技術及び発明が解決しようとする課題】
従来より、定電圧を出力する定電圧発生回路と、前記定電圧により駆動される水晶発振回路とを含んで構成される電子回路が知られている。このような電子回路は、時計、電話、コンピュータ端末などに広く用いられている。
【０００３】
特に、近年の電子機器の小型化に伴い、このような電子回路は、小型で低消費電力型のＩＣとして形成されることが多い。
【０００４】
しかし、ＩＣとして形成さる電子回路は、定電圧発生回路から出力される定電圧が、温度による影響を受けて変動してしまうという問題がある。
【０００５】
特に、定電圧発生回路の出力する定電圧によって駆動される水晶発振回路では、前記定電圧が変動すると、水晶発振回路の発振周波数も変動してしまう。このため、この水晶発振回路の発振周波数を元に、動作用の基準クロックを生成している電子回路においては、正確な計時動作を行うことができないという問題が生ずる。例えば、腕時計等を例に取ると、腕時計の使用環境は、低温から高温にわたり広範囲に及んでいる。従って、従来の電子回路をこのような腕時計に使用すると、定電圧発生回路の出力する定電圧の電圧変動が、表示する時刻の誤差となって現れてしまう。
【０００６】
また、定電圧発生回路から出力される定電圧の絶対値は、これによって駆動される水晶発振回路の発振停止電圧の絶対値より、常に大きな値に設定する必要がある。発振停止電圧を下回ると、水晶発振回路が動作できなくなるからである。
【０００７】
ところが、水晶発振回路の消費電力は、定電圧発生回路から供給される定電圧の二乗に比例する。このため、電子回路の消費電力を低減するという観点からは、定電圧発生回路から出力される定電圧の値を、前記水晶発振回路の発振停止電圧を上回るという条件を満たす範囲で、できるだけ小さな値に設定することが必要となる。
【０００８】
このような電子回路を半導体回路として形成すると、不純物の打ち込み誤差等の影響により、定電圧発生回路から出力される定電圧の値や、水晶発振回路の発振停止電圧の値も微妙に変動する。
【０００９】
しかし、従来の電子回路では、定電圧発生回路から出力される定電圧の値を微調整することができなかったため、このような変動分のリスクを考慮して、前記定電圧の値を、予想される発振停止電圧の値より十分余裕を持って大きく設定する必要があった。このため、水晶発振回路を必要以上に高い電圧で駆動してしまうこととなり、この面からも電子回路の消費電力の低減を図ることが難しいという問題があった。
【００１０】
本発明は、このような課題に鑑みて成されたものであり、その第１の目的は、定電圧発生回路から出力される定電圧の値の、温度変化に伴う変動の少ない電子回路、半導体装置、電子機器および時計を提供することにある。
【００１１】
本発明の他の目的は、定電圧発生回路から出力される定電圧の値を微調整することができる電子回路、半導体装置、電子機器および時計を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、所定の定電圧を生成する定電圧発生回路と、
前記定電圧発生回路から供給される定電圧により発振駆動される水晶発振回路を含む電子回路において、
前記定電圧発生回路は、
基準電圧を生成する第１の電圧生成回路と、
前記定電圧と所定の相関をもつ参照電圧及び前記定電圧を生成する第２の電圧生成回路とを含み、
前記第２の電圧生成回路は、
前記基準電圧と前記参照電圧とを差動増幅する差動増幅器と、
定電流を供給する第２の定電流源と、
前記定電流が供給される第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と、
前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と直列接続され前記定電流が供給されるとともに、
前記差動増幅器の出力により抵抗値が制御される出力用トランジスタとを含み、
所定の電位を基準として、前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路の一端側から前記参照電圧を出力し、他端側から前記定電圧を出力するように形成され、
前記定電流は、前記第２の電圧制御用トランジスタの飽和動作領域の値に設定され、
かつ前記第２の電圧制御用トランジスタの動作保証温度範囲において、前記第２の電圧制御用トランジスタの両端電位である前記参照電圧と前記定電圧間の電位差変動量が、
動作保証温度範囲における前記水晶発振回路の発振停止電圧の変動量とほぼ同じとなるように、その電流値が設定されていることを特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】
前記第１の目的を達成するため、本実施の形態は、
定電圧を生成する定電圧発生回路を含む電子回路において、
前記定電圧発生回路は、
基準電圧を生成する第１の電圧生成回路と、
前記基準電圧と所定の相関をもつ前記定電圧を生成する第２の電圧生成回路と、
を含み、
前記第１の電圧生成回路は、
定電流を供給する第１の定電流源と、
前記定電流が通電され、所定の電位を基準とした前記基準電圧を出力する第１の電圧制御用トランジスタを用いた回路とを含み、
前記定電流は、
前記第１の電圧制御用トランジスタの飽和動作領域の値に設定されたことを特徴とする。
【００１４】
ここにおいて、
前記第２の電圧生成回路は、
前記基準電圧と参照電圧とを差動増幅する差動増幅器と、
定電流を供給する第２の定電流源と、
前記定電流が供給される第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と、
前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と直列接続され前記定電流が供給されるとともに、前記差動増幅器の出力により抵抗値が制御される出力用トランジスタと、
を含み、所定の電位を基準として、前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路の一端側から前記参照電圧を出力し、他端側から前記定電圧を出力するように形成され、
前記定電流は、
前記第２の電圧制御用トランジスタの飽和動作領域の値に設定することが好ましい。
【００１５】
また、本実施の形態は、
定電圧を生成する定電圧発生回路を含む電子回路において、
前記定電圧発生回路は、
基準電圧を生成する第１の電圧生成回路と、
前記定電圧と所定の相関をもつ参照電圧及び前記定電圧を生成する第２の電圧生成回路と、
を含み、
前記第２の電圧生成回路は、
前記基準電圧と参照電圧とを差動増幅する差動増幅器と、
定電流を供給する第２の定電流源と、
前記定電流が供給される第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と、
前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と直列接続され前記定電流が供給されるとともに、前記差動増幅器の出力により抵抗値が制御される出力用トランジスタと、
を含み、所定の電位を基準として、前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路の一端側から前記参照電圧を出力し、他端側から前記定電圧を出力するように形成され、
前記定電流は、
前記第２の電圧制御用トランジスタの飽和動作領域の値に設定されたことを特徴とする。
【００１６】
本実施の形態のように、定電流源が供給される定電流の値を、電圧制御用トランジスタの飽和動作領域の値に設定することにより、電子回路が使用される環境に多少の温度変化が発生し、定電流源から供給される定電流の値が多少変動したとしても、電圧制御用トランジスタの両端電圧の変動量は無視する程度の値となる。従って、第１の電圧生成回路及び第２の電圧生成回路の少なくとも一方から出力される基準電圧及び参照電圧の少なくとも一方の値は、温度変化の影響を受けることなくほぼ一定の値となり、この結果、定電圧発生回路は、常に一定の定電圧を出力することができる。
【００１７】
このように、本実施の形態の電子回路によれば、定電圧発生回路から、周囲の温度が変化しても、その値の変動の少ない定電圧を生成し出力することが可能となる。
【００１８】
特に、前記定電圧発生回路から出力される定電圧を、水晶発振回路駆動用の電圧として用いることにより、周囲の温度が変動しても発振回路から出力される発振周波数を常に一定に保つことが可能となり、この結果、発振回路の発振出力から正確な動作基準信号を生成することが可能となる。
【００１９】
ここにおいて、前記電圧制御用トランジスタとしては、電界効果トランジスタを用いることが好ましい。さらに好ましくは、ゲートとドレインとを短絡した電界効果トランジスタを用いることが好ましい。
【００２０】
また、前記他の目的を達成するため、本実施の形態は、
定電圧を生成する定電圧発生回路を含む電子回路において、
前記定電圧発生回路は、
基準電圧を生成する第１の電圧生成回路と、
前記基準電圧と所定の相関をもつ前記定電圧を生成する第２の電圧生成回路と、
を含み、
前記第１の電圧生成回路は、
定電流を供給する第１の定電流源と、
前記定電流が通電され、所定の電位を基準とした前記基準電圧を出力する第１の電圧制御用トランジスタを用いた回路とを含み、
前記第１の電圧制御用トランジスタは、
電流増幅率が夫々異なる複数のトランジスタの中から、いずれか１つのトランジスタを前記第１の電圧制御用トランジスタとして選択使用するように形成されたことを特徴とする。
【００２１】
ここにおいて、
前記第２の電圧生成回路は、
前記基準電圧と参照電圧とを差動増幅する差動増幅器と、
定電流を供給する第２の定電流源と、
前記定電流が供給される第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と、
前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と直列接続され前記定電流が供給されるとともに、前記差動増幅器の出力により抵抗値が制御される出力用トランジスタと、
を含み、前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路の一端側及び他端側から所定の電位を基準とした前記参照電圧及び前記定電圧を出力するように形成され、
前記第２の電圧制御用トランジスタは、
電流増幅率が夫々異なる複数のトランジスタの中から、いずれか１つのトランジスタを前記第２の電圧制御用トランジスタとして選択使用するように形成されることが好ましい。
【００２２】
また、本実施の形態は、
定電圧を生成する定電圧発生回路を含む電子回路において、
前記定電圧発生回路は、
基準電圧を生成する第１の電圧生成回路と、
前記定電圧と所定の相関をもつ参照電圧及び前記定電圧を生成する第２の電圧生成回路と、
を含み、
前記第２の電圧生成回路は、
前記基準電圧と参照電圧とを差動増幅する差動増幅器と、
定電流を供給する第２の定電流源と、
前記定電流が供給される第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と、
前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と直列接続され前記定電流が供給されるとともに、前記差動増幅器の出力により抵抗値が制御される出力用トランジスタと、
を含み、前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路の一端側及び他端側から所定の電位を基準とした前記参照電圧及び前記定電圧を出力するように形成され、
前記第２の電圧制御用トランジスタは、
電流増幅率が夫々異なる複数のトランジスタの中から、いずれか１つのトランジスタを前記第２の電圧制御用トランジスタとして選択使用するように形成されたことを特徴とする。
【００２３】
本実施の形態の電子回路は、電流増幅率が異なる複数のトランジスタの中から、任意のトランジスタを電圧制御用トランジスタとして選択使用する。これにより、前記基準電圧及び参照電圧の少なくとも一方の値を微調整し、電圧生成回路から出力される定電圧の値を、微調整することが可能となる。
【００２４】
従って、本実施の形態の定電圧発生回路から出力される定電圧を、水晶発振回路の駆動用の電圧として用いることにより、前記駆動用の電圧を、水晶発振回路の発振停止電圧に合わせて必要最低限の値に微調整することができる。このため、電子回路、特に水晶発振回路を低消費電力で安定して駆動することが可能となる。
【００２５】
特に、本実施の形態によれば、電子回路の製造段階において、水晶発振回路の発振停止電圧に応じた最適な定電圧を出力するように形成することもできる。このような構成を採用することにより、半導体装置の製造工程において、定電圧発生回路の特性や、水晶発振回路の発振停止電圧等に多少なばらつきが発生した場合でも、定電圧発生回路から出力される定電圧の値を、前記発振停止電圧より大きく、しかも必要最小限の値に微調整することができる。このように、本実施の形態によれば、前述した微調整を、電子回路の製造段階、より具体的にいえば半導体装置の製造段階において行うことができるため、水晶発振回路を安定して駆動でき、しかも消費電力の小さな電子回路を具備した半導体装置を、歩留まりよく製造することが可能となる。
【００２６】
ここにおいて、前記トランジスタは、電界効果トランジスタを用いることが好ましい。さらに好ましくは、ゲートとドレインとが短絡された電界効果トランジスタを用いることが好ましい。
【００２７】
本実施の形態の電子回路は、
所定の定電圧を出力する定電圧発生回路と、
前記定電圧発生回路から供給される定電圧により発振駆動される水晶発振回路を含み、
前記水晶発振回路の発振停止電圧と、前記定電圧発生回路の出力する定電圧の温度特性を同じに設定したことを特徴とする。
【００２８】
従って、この定電圧発生回路から出力される定電圧を、水晶発振回路の駆動用として用いることにより、水晶発振回路を、より少ない消費電力で安定して駆動することが可能な電子回路を実現することができる。
【００２９】
ここにおいて、前記定電圧発生回路は、
所定の定電流が供給され、出力する定電圧を制御するための基準電圧及び参照電圧の少なくとも一方を出力する少なくとも一つの電圧制御用トランジスタを含み、
前記定電流は、
前記電圧制御用トランジスタの動作保証温度範囲における電圧変動量の合計が、動作保証温度範囲における前記発振停止電圧の変動量とほぼ同じとなるように、その電流値が設定されることが好ましい。
【００３０】
このようにすることにより、水晶発振回路の使用環境として要求される全温度範囲内において、定電圧発生回路から出力される定電圧の値を、水晶発振回路の発振停止電圧より少しだけ高い値に設定することができ、この結果、どのような温度環境の下においても、水晶発振回路を長期間安定してかつ低消費電力で駆動することが可能となる。
【００３１】
また、前記定電流は、
前記第１及び第２の電圧制御用トランジスタの動作保証温度範囲における電圧変動量が、動作保証温度範囲における前記発振停止電圧の変動量の１／２となるように、その電流値が設定されることが好ましい。
【００３２】
これにより、定電圧発生回路から出力される定電圧の値は、発振回路が発振可能な最小電圧に設定される。これにより、水晶発振回路を、長期間安定して、しかもより低消費電力で駆動することができる。
【００３３】
また、前記定電圧の絶対値は、この定電圧が供給される発振回路の発振停止電圧の絶対値よりも大きな値に設定することが好ましい。
【００３４】
また、定電圧発生回路に使用される定電流源は、負の温度特性をもつ定電流を供給するように形成することが好ましい。これにより、周囲の温度が上昇した場合に、定電流の値が大きくなりすぎ、回路が破壊されるという事態の発生を防止することができる。
【００３５】
また、本実施の形態の半導体装置は、前述した電子回路を含むことを特徴とする。
【００３６】
また、本実施の形態の電子機器は、前述した電子回路または半導体装置を含み、前記発振回路の発振出力から動作基準信号を生成することを特徴とする。
【００３７】
また、本実施の形態の時計は、前述した電子回路または半導体装置を含み、前記発振回路の発振出力から時計信号を形成することを特徴とする。
【００３８】
【実施例】
次に、本発明の具体的な実施の形態を図面に基づき詳細に説明する。
【００３９】
（第一実施例）
図１には、本発明が適用された電子回路の一例が示されている。実施例の電子回路は、所定の定電圧Ｖregを信号出力ライン２００を介して出力する定電圧発生回路１００と、前記定電圧Ｖregにより発振駆動される水晶発振回路１０とを含んで構成される。
【００４０】
前記水晶発振回路１０は、信号反転増幅器１４と、フィードバック回路とを含んで構成される。前記フィードバック回路は、水晶振動子１２、抵抗２０、位相補償用のコンデンサＣD、ＣGを含んで構成され、信号反転増幅器１４のドレイン出力を、１８０度位相反転し信号反転増幅器１４のゲートへフィードバック入力する。
【００４１】
前記信号反転増幅器１４は、一対のＰ型電界効果トランジスタ（以下ＰＭＯＳＦＥＴと記す）１６、Ｎ型電界効果トランジスタ（以下ＮＭＯＳＦＥＴと記す）１８を含む。
【００４２】
そして、信号反転増幅器１４は、それぞれ第１の電位側と、これより低い電圧の第２の電位側に接続され、両電位の電位の電位差により電力供給を受け駆動される。ここで、第１の電位は接地電位Ｖddに設定され、第２の電位は負の定電圧Ｖregに設定されている。
【００４３】
以上の構成の水晶発振回路１０は、信号反転増幅器１４に定電圧Ｖregが印加されると、前記信号反転増幅器１４から信号が出力され、この出力信号が１８０度位相反転されてゲートにフィードバック入力される。これにより、信号反転増幅器１４を構成するＰＭＯＳＦＥＴ１６、ＮＭＯＳＦＥＴ１８が交互にオンオフ駆動され、水晶発振回路１０の発振出力が次第に増加し、ついには水晶振動子１２が安定した発振動作を行うようになる。
【００４４】
これにより、この水晶発振回路１０の出力端子１１からは、所定の周波数をもつ発振信号が出力されることになる。
【００４５】
このような水晶発振回路１０を含む電子回路を、少ない消費電力で駆動するためには、水晶発振回路１０の駆動電圧Ｖregの絶対値を、できるだけ小さく設定することが必要となる。実験によれば、水晶発振回路１０の消費電力は、電源電圧Ｖregの絶対値の二乗に比例することが知られている。
【００４６】
しかし、このような水晶発振回路１０には、発振停止電圧Ｖstoが存在し、前記電源電圧Ｖregの絶対値が、この発振停止電圧Ｖstoの絶対値を下回ると、発振回路１０の発振動作が停止してしまう。
【００４７】
従って、定電圧発生回路１０から供給される定電圧Ｖregは、この発振停止電圧Ｖstoの絶対値より大きいという次式で示す条件を満足し、かつできるだけ小さな値に設定することが必要となる。
【００４８】
｜Ｖreg｜≧｜Ｖsto｜ …（１）
【００４９】
これら定電圧発生回路１００および水晶発振回路１０を含む電子回路は、半導体製造技術を用いて半導体装置として形成されることが多い。従って、前記定電圧発生回路１００は、水晶発振回路１０を安定して駆動でき、しかも水晶発振回路１０の安定発振時における消費電力をできるだけ小さくする低電圧Ｖregを出力することが必要となる。
【００５０】
図２には、前記定電圧発生回路１００の具体的な回路構成が示されている。
【００５１】
実施例の定電圧発生回路１００は、基準電圧Ｖref1を生成する第１の電圧生成回路１１０と、前記基準電圧Ｖref1と所定の相関を持つ定電圧Ｖregを出力ライン２００から出力する第２の電圧生成回路１３０とを含む。そして、この定電圧発生回路１００は、第１の電位側と、これより低い第２の電位側との間に接続され、両電位の電位差により電力供給を受け駆動される。ここで、前記第１の電位は接地電位Ｖddに設定され、第２の電位は所定の電源電圧Ｖssに設定される。ここで、電源電圧Ｖssは、その絶対値が、前記定電圧Ｖregの絶対値より大きなものを用いる。
【００５２】
前記第１の電圧生成回路１１０は、図中矢印で示す定電流ＩDを供給する第１の定電流源１５０−１と、この定電流源１５０−１と直列に接続され、第１の電圧制御用トランジスタとして機能するＰ型電界効果トランジスタ（以下ＰＭＯＳＦＥＴと記す）１１２とを含んで構成される。
【００５３】
前記電圧制御用ＦＥＴ１１２は、そのゲートとドレインとが短絡されている。そして、このＦＥＴ１１２のソースは、接地電位Ｖdd側に接続され、ドレイン側は定電流源１５０−１を介して電源Ｖss側に接続されると共に、基準電圧出力ライン２１０に接続されている。
【００５４】
従って、この第１の電圧生成回路１１０では、定電流源１５０−１から定電流ＩDを流すことによって、ＦＥＴ１１２のソース・ドレイン間に、このＦＥＴ１１２の閾値電圧ＶTPに依存した電圧α｜ＶTP｜の電位差が発生する。従って、出力ライン２１０には、接地電位Ｖddを基準とした次式で示す基準電圧Ｖref1が出力されることになる。
【００５５】
Ｖref1＝α｜ＶTP｜ …（２）
但し、ＶTPはＦＥＴ１１２の閾値電圧、αは、所定の定数を表す。
【００５６】
また、前記第２の電圧生成回路１３０は、接地電位Ｖddと電源Ｖssとの間に直列接続された第２の定電流源１５０−２と、第２の電圧制御用トランジスタとして機能するＮ型電界効果トランジスタ（以下ＮＭＯＳＦＥＴと記）１３２と、出力用トランジスタとして機能するＮＭＯＳＦＥＴ１３４とを含む。
【００５７】
前記定電流源１５０−２は、前記第１の定電流源１５０−１と同一の定電流ＩDを供給するように形成されている。
【００５８】
前記ＦＥＴ１３２は、そのゲートとドレインとが短絡されている。そして、このＦＥＴ１３２のドレインは、第２の定電流源１５０−２を介して接地電位Ｖdd側へ接続され、ソース側は出力ライン２００へ接続されている。
【００５９】
出力用トランジスタとして機能するＦＥＴ１３４は、そのドレイン側が出力ライン２００へ接続され、そのソース側が電源Ｖss側へ接続されている。
【００６０】
さらに、この第２の電圧生成回路１３０は、信号反転増幅器１４０を含む。この信号反転増幅器１４０は、前記ＦＥＴ１３２のドレイン側に接続された参照信号出力ライン２２０から出力される参照信号Ｖref2を＋入力端子へ入力し、前記基準電圧Ｖref1を−入力端子へ入力し、両電圧Ｖref2およびＶref1を差動増幅し、その出力信号を前記出力用ＦＥＴ１３４のゲートへフィードバック入力する。
【００６１】
このような、信号反転増幅器１４０と、出力用ＦＥＴ１３４との働きにより、参照電圧出力ライン２２０の参照電圧Ｖref2は、出力ライン２１０の基準電圧Ｖref1と同じ値になるようにフィードバック制御される。すなわち、電圧制御用ＦＥＴ１３２のドレイン電圧Ｖref2は、次式で示すようにα｜ＶTP｜の値となる。
【００６２】
Ｖref2＝α｜ＶTP｜ …（３）
【００６３】
このとき、ＦＥＴ１３２には、第２の定電流源１５０−２から供給される定電流ＩDが通電されているため、出力ライン２２０と２００との間には、ＦＥＴ１３２の閾値電圧ＶTNに依存した電位差αＶTNが発生する。
【００６４】
この結果、出力ライン２００と、接地電位Ｖddとの間には｜ＶTP｜＋ＶTNに依存した、次式に示す定電圧Ｖregが出力されることになる。
【００６５】
Ｖreg＝α（｜ＶTP｜＋ＶTN） …（４）
但し、ＶTNはＦＥＴ１３２の閾値電圧。
【００６６】
このようにして、実施例の定電圧発生回路１００は、所定の定電圧Ｖregを出力ライン２００へ出力し、水晶発振回路１０を駆動することができる。
【００６７】
本実施例の定電圧発生回路１００の特徴は、第１，第２の定電流源１５０−１，１５０−２から供給される定電流ＩDの値を、前記第１および第２の制御用トランジスタとして機能するＦＥＴ１１２，１３２の飽和動作領域の値に設定したことにある。これにより、定電圧発生回路１００から出力される定電圧Ｖregの値を、温度変化の影響の少ない良好なものとすることができる。
【００６８】
以下、そのための構成を具体的に説明する。
【００６９】
図３には、実施例の定電圧発生回路１００に使用される第１，第２の定電流源１５０−１，１５０−２の一例が示されている。なお、両定電流源１５０−１，１５０−２の構成は同一であるので、ここでは定電流源１５０−２の構成を例に取り、他の定電流源１５０−１の構成の説明は省略する。
【００７０】
実施例の定電流源１５０は、ディプリーションタイプのＰＭＯＳＦＥＴ１５２と、抵抗１５４とを含んで構成されている。
【００７１】
前記ＦＥＴ１５２は、そのゲートとソースとが短絡されており、そのソース側が接地電位Ｖdd側に接続され、そのドレイン側が抵抗１５４側に接続されている。
【００７２】
このように構成された定電流源１５０は、図４に示すように温度Ｔの変化に対して、負の温度特性を有するように動作する。
【００７３】
ここにおいて、ｔa、ｔbは、定電流源１００および水晶発振回路１０に要求される動作保証温度範囲の上限および下限をそれぞれ表している。また、ΔＩは、この保証範囲内で変動する定電流源１５０の電流変動幅を表している。
【００７４】
本実施例において、前記第１および第２の定電流源１５０−１，１５０−２は、各ＦＥＴ１５２の製造工程において、ゲート幅、ゲート長などのサイズや、不純物打ち込み濃度が同一となるように、素子のレイアウトや、素子の製造条件が設定されている。これにより、両定電流源１５０−１，１５０−２は、図４に示すように、同一の負の温度特性をもつように形成される。
【００７５】
図５には、前記第１および第２の電圧制御用トランジスタとして用いられるＦＥＴ１１２，１３２のゲート・ソース間電圧ＶGSと、通電される定電流ＩDとの関係が示されている。
【００７６】
同図に示すように、これら各ＦＥＴ１１２，１３２は、供給される定電流ＩDの値が変化すると、ゲート・ソース間電圧（すなわちα｜ＶTP｜の値またはα｜ＶTN｜の値）が変動する。
【００７７】
前記図３に示すように、各定電流源１５０から供給される定電流ＩDの値は、動作保証温度範囲内にて△Ｉだけ変動する。従って、各ＦＥＴ１１２，１３２を、その閾値電圧Ｖth以下の非飽和動作領域で動作させると、ＶGSの変化量は△Ｖ１と大きな値となってしまう。
【００７８】
これに対して、定電流源１５０から供給されいる電流ＩDの値を、ＦＥＴ１１２，１３２の飽和動作領域の値に設定することにより、温度変化によって定電流ＩDの値が△Ｉ変動しても、ＶGSの変動量ははるかに小さい△Ｖ２の値となる。
【００７９】
従って、本実施例の定電圧発生回路１００では、各定電流源１５０−１，１５０−２から供給される定電流ＩDを、各ＦＥＴ１１２，１３２の飽和動作領域の値に設定する。これにより、温度変化による影響の少ない定電圧Ｖregを出力し、発振回路１０を安定して駆動することが可能となる。
【００８０】
なお、本実施例の定電圧発生回路１００において使用する定電流源１５０は、図３に示す構成に限らず、必要に応じて他の構成のものを用いてもよい。
【００８１】
本実施例の定電圧発生回路１００からは、前述したように温度変化の影響の少ない定電圧Ｖregが供給される。このため、この定電圧Ｖregの絶対値を、前述した発振停止電圧Ｖstoの絶対値より大きく、かつ必要最低限の大きさに設定しても、温度変化の影響により、定電圧Ｖregの絶対値が発振停止電圧Ｖstoの絶対値を下回り、発振動作が停止してしまうというような事態の発生を効果的に防止することができる。
【００８２】
次に、前述した定電圧と、発振停止電圧との関係をより具体的に説明する。
【００８３】
まず、発振回路１０の発振停止電圧Ｖstoは次式で表される。
【００８４】
｜Ｖsto｜＝Ｋ（｜Ｖthp｜＋Ｖthn） …（５）
但し、Ｖthp，Ｖthnは、ＦＥＴ１６，１８の閾値電圧であり、Ｋは、０．８〜０．９の値をとる。
【００８５】
このように、発振停止電圧Ｖstoは、それぞれＦＥＴ１６，１８の各閾値電圧の和に比例した値として与えられる。従って、この発振停止電圧Ｖstoはこれら各ＦＥＴ１６，１８の閾値電圧の温度特性の影響を受ける。
【００８６】
また、前述したように、定電圧発生回路１００から出力される定電圧Ｖregも負の温度特性を有する。
【００８７】
従って、両電圧Ｖsto，Ｖregの温度特性を同一にすることが、発振回路１０を低電力で安定して駆動する上で重要である。
【００８８】
本実施例の電子回路では、定電圧発生回路１００から供給される定電圧Ｖregの温度特性を、発振回路１０の発振停止電圧Ｖstoの温度特性と同一にすることもできる。以下その構成を詳述する。
【００８９】
図６には、定電圧Ｖregと発振停止電圧Ｖstoの温度特性が異なる場合の一例が示されている。同図において横軸は温度、縦軸は電圧をそれぞれ表す。
【００９０】
このような温度特性のもとでは、前記（１）式の条件を確保するために、動作保証温度の上限値ｔａにおいて、Ｖreg＞Ｖstoの条件を満足しなければならない。
【００９１】
しかし、このような条件設定を行うと、保証範囲で温度が最も低いｔbにおいて、定電圧Ｖregの絶対値が、発振停止電圧Ｖstoに比べ必要以上に大きくなってしまう。この結果、発振回路１０が電力を無駄に消費するという問題が生ずる。
【００９２】
これに対し、本実施例の回路では、図７に示すように、定電圧Ｖregと、発振停止電圧Ｖstoとが同一の温度特性を示すよう形成できるため、回路を、低消費電力で駆動することが可能となる。
【００９３】
すなわち、実施例の水晶発振回路１０は、信号反転増幅器１４を構成する各ＦＥＴ１６，１８が、飽和動作領域で動作を行うように形成されている。このために、前記各ＦＥＴ１６，１８のゲート・ソース間電圧ＶGSは、図５に示すようにＦＥＴ１１２、１３２の飽和動作領域での特性と同様な特性を示すことになる。
【００９４】
すなわち、前記（４），（５）式に示す定電圧Ｖreg、発振停止電圧Ｖstoを求める式において、各係数α、Ｋの温度係数をほぼ等しい値とすることができる。この結果、図７に示すように、定電圧Ｖregと、発振停止電圧Ｖstoは、同一の負の温度係数をもつものとなる。
【００９５】
ここにおいて、前記各ＦＥＴ１６，１８，１１２，１３２は、それぞれ同一のサイズのトランジスタとして形成することが望ましい。
【００９６】
以上説明したように、本実施例によれば、定電圧発生回路１００の各電圧制御用トランジスタ１１２，１３２を、飽和動作領域の定電流ＩDで駆動させることにより、定電圧発生回路１００から安定した定電圧Ｖregを出力することができる。
【００９７】
これに加えて、本実施例によれば、発振回路１０の信号反転増幅器１４を構成する各ＦＥＴ１６，１８を、飽和動作領域で駆動するように構成することより、発振停止電圧Ｖstoの温度特性と、定電圧発生回路１００の出力する定電圧Ｖregの温度特性と同一のものとすることができる。
【００９８】
これにより図７に示すように、回路の動作保証温度範囲全域において、定電圧Ｖregの値を前記（１）式を満足する最低限の値に設定することができ、この結果、全動作保証温度領域において、発振回路１０を必要最低限の電圧で良好に駆動することが可能となる。
【００９９】
（変形例）
次に、第１実施例の変形例を説明する。
【０１００】
前記実施例では、定電圧発生回路１００を、２つの定電流源１５０−１，１５０−２を用いて形成する場合を例により説明したが、この発明はこれに限らず、例えば定電圧発生回路１００を図８に示すように構成してもよい。
【０１０１】
この定電圧発生回路１００において、第２の電圧生成回路１３０は、信号反転増幅器１４０と、この信号反転増幅器１４０の出力をそのまま参照電圧Ｖref2としてその−端子へフィードバック入力するライン２２０とを含んで構成される。そして、信号反転増幅器１４０の出力電圧が、そのまま出力ライン２００から定電圧Ｖregとして出力される。
【０１０２】
従って、出力ライン２００から出力される定電圧Ｖregの値は、信号反転増幅器１４０の＋端子に入力される基準電圧Ｖref1の値と同一の値となる。
【０１０３】
この基準電圧を生成するために、第１の電圧生成回路１１０は、基準電位Ｖdd側とライン２１０との間に、複数の電圧制御用トランジスタを直列接続している。ここでは、ＰＭＯＳＦＥＴ１１２と、ＮＭＯＳＦＥＴ１１４とを用いている。これら各ＦＥＴ１１２，１１４は、それぞれゲートとドレインとが短絡されている。さらに、これら各ＦＥＴ１１２，１１４は、それぞれのドレイン端子が接続されている。
【０１０４】
以上の構成とすることにより、第１の電圧生成回路１１０からは、基準電圧として次式の電圧が出力される。
【０１０５】
Ｖref1＝α（｜ＶTP｜＋ＶTN） …（６）
【０１０６】
従って、定電圧発生回路１００からは、前記第１実施例と同一の値をもつ定電圧Ｖregが出力されることになる。
【０１０７】
このとき、図８に示す回路においても、各ＦＥＴ１１２，１１４に供給される定電流ＩDは、これら各ＦＥＴ１１２，１１４の飽和動作領域の値に設定されている。これにより、前記実施例と同様の作用効果を奏することができる。
【０１０８】
（第２実施例）
図９には、本発明が適用された定電圧発生回路１００の第２実施例が示されている。なお前記実施例と対応する部材には同一号を付しその説明は省略する。
【０１０９】
実施例の定電圧発生回路１００の第１の特徴は、前記第１の電圧制御用トランジスタとして、電流増幅率βが異なる複数のトランジスタを用意し、これら複数のトランジスタの中からいずれか１つのトランジスタを前記第１の電圧制御用トランジスタ１１２として選択使用する構成を採用したことにある。
【０１１０】
本実施例の他の特徴は、前記第２の電圧制御用トランジスタ１３２として、それぞれ電流増幅率βが異なる複数のトランジスタを用意し、これら各トランジスタの中からいずれか１つのトランジスタを前記第２の電圧制御用トランジスタ１３２として選択使用する構成を採用したことにある。
【０１１１】
これにより、前記第１および第２の電圧制御用トランジスタ１１２，１３２として、最適な電流増幅率の組み合わせのトランジスタを選択することができる。このため、前記（４）式に基づき出力される定電圧の値を、よりきめ細かに微調整することが可能となる。すなわち、定電圧Ｖregの値を、前記（１）式を満足する範囲で、できるだけその絶対値の小さな値に設定することができ、これにより回路全体の消費電力をより低減することが可能となる。
【０１１２】
以下にその構成を詳細に説明する。
【０１１３】
実施例の定電圧発生回路１００は、電流増幅率β1，β2，β3がそれぞれ異なる複数のＰＭＯＳＦＥＴ１１２−１，１１２−２，１１２−３を含んだ第１のＦＥＴ群１６０と、前記第１のＦＥＴ群１６０の中から任意のＦＥＴ１１２を使用可能に選択する複数のスイッチング用ＦＥＴ１６４−１，１６４−２，１６４−３を含む第１の選択回路１６２とを有する。
【０１１４】
前記第１のＦＥＴ群１６０を構成する各ＦＥＴ１１２は、そのゲートおよびドレインが短絡され、そのドレイン側が定電流源１５０−１にそれぞれ接続されている。
【０１１５】
また、前記スイッチング用のＦＥＴ１６４−１，１６４−２，１６４−３は、それぞれ対応するＦＥＴ１１２−１，１１２−２，１１２−３と接地電位Ｖddとの間に直列に接続されいる。そして、これら各ＦＥＴ１６４−１，１６４−２，１６４−３は、そのゲートに印加される選択信号ＳＥＬにより、いずれか１つがオンされ、これと対応するＦＥＴ１１２を、選択使用可能に設定する。
【０１１６】
ここで、前記各ＦＥＴ１１２−１，１１２−２，１１２−３の、各電流増幅率βは、次式を満足するように設定されている。
【０１１７】
β1＜β2＜β3 …（７）
【０１１８】
図１０には、前記各ＦＥＴ１１２−１，１１２−２，１１２−３のゲート・ソース間電圧ＶGSと、通電される電流ＩDとの関係が示されている。
【０１１９】
同図に示すように、同一の電流ＩDを通電する場合には、電流増幅率βの大きなＦＥＴほど、そのゲート・ソース間電圧ＶGSが小さくなる。ここで、ＦＥＴ１１２のゲート・ソース間電圧ＶGSは、次式で表される。
【０１２０】
ＶGS＝αＶTP …（８）
【０１２１】
このゲート・ソース間電圧は、前記（４）式から明らかなように、定電圧Ｖregの値の一部となる。
【０１２２】
従って、選択回路１６０を用いて、所望の電流増幅率βのＦＥＴ１１２を選択することにより、定電圧発生回路１００から出力される定電圧Ｖregの値を微調整することができる。
【０１２３】
また、前記第２のＦＥＴ群１７０は、電流増幅率β11，β12，β13がそれぞれ異なる複数のＮＭＯＳＦＥＴ１３２−１，１３２−２，１３２−３を含んで構成される。各ＦＥＴ１３２−１，１３２−２，１３２−３は、そのゲートとドレインが短絡され、そのドレイン側が第２の定電流源１５０−２と接続されている。
【０１２４】
また、前記第２の選択回路１７２は、複数のスイッチング用ＦＥＴ１７２−１，１７２−２，１７２−３を含んで構成され、各ＦＥＴ１７２−１，１７２−２，１７２−３は、対応するＦＥＴ１３２−１，１３２−２，１３２−３のソースと、出力ライン２００との間に接続されている。
【０１２５】
前記複数のＦＥＴ１３２−１，１３２−２，１３２−３は、前記第１のＦＥＴ群１６０と同様に、同一の定電流ＩDが通電された場合には、電流増幅率βの大きいものほどそのゲート・ソース間電圧ＶGSが小さくなる。ここで、前記各ＦＥＴ１３２−１，１３２−２，１３２−３の各電流増幅率βは、次式で示すように設定されている。
【０１２６】
β11＜β12＜β13 …（９）
【０１２７】
従って、選択信号ＳＥＬ１１〜ＳＥＬ１３を用いて、いずれか１つのスイッチング用のＦＥＴ１７２をオンすることにより、これと対応するＦＥＴ１３２が第２の電圧制御用トランジスタとして機能するように設定される。
【０１２８】
このとき、選択されたＦＥＴ１３２のゲート・ソース間電圧は、次式で与えられる。
【０１２９】
ＶGS＝αＶTN …（１０）
【０１３０】
従って、第２の選択回路１７２を用いて、所望の電流増幅率βのＦＥＴ１３２を選択することにより、前記（４）式からも明らかなように、出力される定電圧Ｖregの値を微調整することができる。
【０１３１】
特に、本実施例の定電圧発生回路１００は、第１のＦＥＴ群１６０および第２のＦＥＴ群１７０から、それぞれ所望の電流増幅率βをもつトランジスタを第１および第２の電圧制御用トランジスタ１１２，１３２として選択できるため、これらトランジスタ１１２，１３２の電流増幅率の組み合わせにより、出力される定電圧Ｖregの値をよりきめ細やかに微調整することができる。
【０１３２】
すなわち、前記（４）式から明らかなように、電流増幅率βの小さなＦＥＴ１１２，１３２を選択するほど、出力される定電圧Ｖregの絶対値は大きくなり、電流増幅率βの大きなＦＥＴ１１２，１３２を選択するほど、出力される定電圧Ｖregの絶対値が小さくなるように、定電圧Ｖregの値を微調整することができる。
【０１３３】
ここにおいて、各ＦＥＴ１１２−１，１１２−２，１１２−３，１３２−１，１３２−２，１３２−３は、電流増幅率βに応じて、ゲート幅、ゲート長をそれぞれ変えて素子のレイアウトの設計を行い、この設計されたレイアウトに基づいて製造される。
【０１３４】
本実施例においては、電流増幅率β1とβ2の差、およびβ2とβ3の差がそれぞれ２〜５倍程度に設定されている。さらに、電流増幅率β11とβ12の差、β12とβ13の差も、２〜５倍程度に設定されている。
【０１３５】
また、前述したように、本実施例の回路は、電流増幅率βの異なる複数のトランジスタから任意のトランジスタを選択し、これを第１，第２の電圧制御用トランジスタ１１２，１３２として使用する構成を採用する。これより、閾値電圧の異なる複数のトランジスタを複数用意し、この中から所望のトランジスタを選択して第１，第２の電圧制御用トランジスタとして使用する回路に比べ、出力する定電圧Ｖregの値をよりきめ細かに微調整することができる。
【０１３６】
すなわち、ＦＥＴの閾値電圧の調整は、半導体のプロセス上０．１ボルト程度が限界となる。
【０１３７】
これに対して、ＦＥＴの電流増幅率βは、ＦＥＴのゲート幅Ｗ、ゲート長ＬのＷ／Ｌのサイズを変更することによって、任意の値に設定することができる。
【０１３８】
従って、本実施例のように電流増幅率βの異なる複数のＦＥＴを用意しておき、この中から所望の電流増幅率βのＦＥＴを、電圧制御用ＦＥＴとして用いることにより、出力される定電圧Ｖregの値をよりきめ細やかに微調整可能であることが理解される。
【０１３９】
なお、図９に示す実施例では、第１の電圧制御用ＦＥＴ１１２と、第２の電圧制御用ＦＥＴ１３２を、それぞれ電流増幅率の異なる複数のトランジスタの中から選択する場合を例にとり説明したが、本発明はこれに限らず、いずれか一方の電圧制御用ＦＥＴのみを、電流増幅率と異なる複数のトランジスタの中から選択するような構成を採用してもよい。例えば、第１のＦＥＴ群１６０または第２のＦＥＴ群１７０のいずれか一方を用意し、ＦＥＴ１１２，１３２のいずれか一方のみを、電流増幅率の異なる複数のトランジスタの中から選択使用可能に形成してもよい。
【０１４０】
また、本実施例の定電圧発生回路１００において、第１および第２の定電流源１５０−１，１５０−２は、それぞれ対応する電圧制御用ＦＥＴ１１２，１３２の飽和動作領域の範囲の値に、供給する定電流ＩDの値を設定するように構成されている。これにより、前記第１実施例の作用効果に加え、前述した第２実施例の作用効果をも奏することができるため、前記第１実施例よりさらにきめ細やかに出力電圧Ｖregの値を調整し、回路全体の低消費電力化を図ることが可能となる。
【０１４１】
また、この第２実施例の特徴的な構成は、図８に示す定電圧発生回路１００にも適用することができる。この場合には、前記ＦＥＴ１１２を、第１のＦＥＴ群１６０の中から選択使用するように構成し、前記ＦＥＴ１１４を、前記第２のＦＥＴ群１７０の中から選択使用する構成を採用すればよい。このようにすることによっても、出力される定電圧Ｖregの値を、第２実施例と同様にきめ細やかに微調整することができる。
【０１４２】
［選択信号ＳＥＬの生成方法］
次に、選択信号の生成方法について詳細に説明する。
【０１４３】
図１１には、前記選択信号ＳＥＬを生成するための回路が示されており、この回路は、前記各選択信号ＳＥＬ１，２…ＳＥＬ１３に対応して複数設けられている。ここで、説明を簡単にするために、３つの選択信号ＳＥＬ１〜３に対応して設けられた３個の単位回路Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３のみを図示し、その他の説明は省略する。なお、これら各単位回路Ｕの構成は基本的には同一であるので、同一符号を付しその説明は省略する。
【０１４４】
この単位回路Ｕは、対応するパッドＰを有し、このパッドＰはフューズｆを介して接地電位Ｖdd側に接続されると共に、抵抗Ｒ１０を介して電源電位Ｖss側に接続されている。そして、パッドＰの電位は、信号反転増幅器３０８，３０９を介して、選択信号ＳＥＬとして対応するＦＥＴのゲートへ入力される。
【０１４５】
このとき、対応するＦＥＴ１６４を、オン状態に制御するための選択信号を出力するためには、パッドＰに高電圧の電位を印加しフューズｆを切断し、その後この電位をオフする。これにより、パッドＰの電位は、接地電位Ｖddから、Ｖss側に切り替わるため、この単位回路Ｕからは出力される選択信号は対応するＦＥＴ１６４をオン制御するように機能することになる。
【０１４６】
図１２（Ａ）には、発振回路１０の信号反転増幅器１４に流れるショート電流Ｉsの測定方法が示され、図１２（Ｂ）には、発振停止電圧Ｖstoとショート電流Ｉsとの関係が示されている。
【０１４７】
図１２（Ａ）に示すように、ＦＥＴ１６，１８の共通ゲートと共通ドレインをショートさせた状態で、信号反転増幅器１４に、接地電位Ｖddと定電圧発生回路１００から出力される電圧Ｖregを印加する。そして、このとき流れるＶdd−Ｖreg間の電流を、ショート電流Ｉsとして測定する。
【０１４８】
定電圧発生回路１００から出力される定電圧Ｖregの絶対値の値は、発振停止電圧Ｖstoの絶対値より大きく、かつできるだけ小さな値と設定する必要があることは前述した。
【０１４９】
従って、異なるトランジスタ１１２および１３２の組み合わせを順次選択し、このときに流れるショート電流Ｉsと、ライン２００から出力される電圧の値を測定する。そして、信号反転増幅器１４を構成するＦＥＴ１６の電圧がオン電流以上の値となるようなショート電流Ｉsが供給でき、しかもこの状態で発振回路１０が発振状態を維持することが確認された電圧Ｖregを検出する。そして、この定電圧Ｖregを供給するための、ＦＥＴ１１２および１３２の組み合わせを特定する。
【０１５０】
そして、このような特定が終了した後、対応する単位回路Ｕのフューズｆを切断し、特定されたＦＥＴが前記第１の電圧制御用トランジスタ１１２，第２の電圧制御用トランジスタ１３２として使用されるように設定すればよい。
【０１５１】
このようなショート電流Ｉsの測定や、使用するＦＥＴ１１２，１３２の選択は、ＩＣの検査工程において、水晶振動子１２が基板へ装着される前に行われる。そして、前述した処理は、図示しないテスト回路および前記テスト回路とを接続されたテスト用パッドＰを使用して行われる。
【０１５２】
このようなＩＣのテストは、ウエハ状態で行う。それぞれのＩＣチップ内に設けられたテスト回路およびテスト用パッドを使用して、それぞれのＩＣチップについて前記ショート電流の測定および出力ライン２００の電圧測定が行われる。このとき前記テストは、信号反転増幅器１４および定電圧発生回路１００のみをアクティブとし、他の素子は非アクティブ状態にして行われる。
【０１５３】
このようにすることにより、ＩＣの製造段階において、発振回路１０の発振停止電圧の絶対値以上の値で、かつ必要最低限の値をもつ定電圧Ｖregを出力する定電圧発生回路１００を形成することができる。これにより、半導体装置の歩留まりを向上させることができる。
【０１５４】
（他の実施例）
なお、前記各実施例では、定電流源１５０−１，１５０−２から供給する定電流ＩDの値を、電圧制御用トランジスタとして機能するＦＥＴ１１２，１３２の飽和動作領域の値に設定することにより、図７に示すように、定電圧Ｖregと発振停止電圧Ｖstoの温度特性を同一にする場合を例に取り説明した。
【０１５５】
本発明はこれに限らず、これ以外にも、次のような手法を採用してＶregとＶstoの温度特性を同一にすることもできる。
【０１５６】
例えば、図２に示す定電圧発生回路１００を例に取ると、この定電圧発生回路１００から出力される定電圧Ｖregの値は、前記（４）式で与えられる。
【０１５７】
さらに、前記（８）、（１０）式から、この定電圧Ｖregの値は、各電圧制御用ＦＥＴ１１２，１３２の各ゲート・ソース間電圧ＶGSの値の和として与えられることが理解される。
【０１５８】
従って、図７に示す、動作保証温度範囲内における、これら各ＦＥＴ１１２，１３２のゲート・ソース間電圧の変動量△ＶGSの和（ΔＶreg）が、この動作保証温度範囲内における発振停止電圧Ｖstoの変動量△Ｖstoと一致するように設定すれば、ＶregとＶstoの温度係数を図７に示すように同一とすることが可能となる。
【０１５９】
図１３には、前記各電圧制御用ＦＥＴ１１２，１３２の、ゲート・ソース間電圧ＶGSと、供給される定電流ＩDとの関係が示されている。各定電流源１５０−１，１５０−２から供給される定電流ＩDは、前述した動作保証温度範囲内において△Ｉだけ変動する。従って、この△Ｉの変動量に対応して、各ＦＥＴ１１２，１３２のゲート・ソース間電圧の変動量△ＶGSの値を、前記発振停止電圧の変動量△Ｖstoの１／２となるように設定すればよい。すなわち、動作保証温度範囲内における各ＦＥＴ１１２，１３２のゲート・ソース間電圧の変動量△ＶGSの値が、次式を満足するように定電流ＩDの値を設定することにより、定電圧発生回路１００からは発振停止電圧と同一の温度特性をもつ定電圧Ｖregを出力することが可能となる。
【０１６０】
△ＶGS＝（１／２）｜△Ｖsto｜ …（１１）
【０１６１】
＜適用例＞
図１４には、本発明が適用された腕時計に用いられる電子回路の一例が示されている。
【０１６２】
この腕時計は、図示しない発電機構を内蔵している。使用者が腕時計を装着し腕を動かすと、発電機構の回転錘が回転し、そのときの運動エネルギーにより発電ロータが高速回転され、発電ステータ側に設けられた発電コイル４００から交流電圧が出力される。
【０１６３】
この交流電圧が、ダイオード４０４で整流され、二次電池４０２を充電する。この二次電池４０２は、昇圧回路４０６および補助コンデンサ４０８と共に主電源を構成する。
【０１６４】
二次電池４０２の電圧が低くて時計の駆動電圧に満たないときには、昇圧回路４０６により二次電池４０２の電圧を時計駆動可能な高電圧に変換し、補助コンデンサ４０８に蓄電する。そして、この補助コンデンサ４０８の電圧を電源として時計回路４４０が動作する。
【０１６５】
この時計回路４４０は、前記いずれかの実施例に記載された発振回路１０および定電圧発生回路１００を含む半導体装置として構成されている。この半導体装置は、端子を介して接続された水晶振動子１２を用いて、予め設定された発振周波数、ここで３２７６８Ｈｚの周波数の発振出力を生成し、この発振出力を分周し、一秒ごとに極性の異なる駆動パルスを出力する。この駆動パルスは、時計回路４４０に接続されたステップモータの駆動コイル４２２へ入力される。これにより、図示しないステップモータは、駆動パルスが通電されるごとにロータを回転駆動し、図示しない時計の秒針、分針、時針を駆動し、時刻を表示板にアナログ表示することになる。
【０１６６】
ここで、本実施例の時計回路４４０は、前述した主電源から供給される電圧Ｖssにより駆動される電源電圧回路部４２０と、この電源電圧からこの値よりも低い所定の一定電圧Ｖregを生成する定電圧発生回路１００と、この定電圧Ｖregにより駆動される定電圧動作回路部４１０とを含んで構成される
図１５には、前記時計回路４４０のより詳細な機能ブロック図が示されている。
【０１６７】
定電圧動作回路部４１０は、外部接続された水晶振動子１２を一部に含んで構成された水晶発振回路１０と、波形整形回路４０９と、高周波分周回路４１１とを含んで構成される。
【０１６８】
前記電源電圧回路部４２０は、レベルシフタ４１２と、中低周波分周回路４１４と、その他の回路４１６とを含んで構成される。なお、本実施例の時計回路４４０では、前記電源電圧回路部４２０と、定電圧発生回路１００とは、主電源から供給される電圧により駆動される電源電圧動作回路部４３０を構成している。
【０１６９】
前記水晶発振回路１０は、水晶振動子１２を用いて基準周波数ｆｓ＝３２７６８Ｈｚの正弦波出力を波形整形ゲート４０９に出力する。
【０１７０】
前記波形整形回路４０９は、この正弦波出力を矩形波に整形した後、高周波分周回路４１１へ出力する。
【０１７１】
前記高周波分周回路４１１は、基準周波数３２７６８Ｈｚを２０４８Ｈｚまで分周し、その分周出力をレベルシフタ４１２を介して中低周波数分周回路４１４へ出力する。
【０１７２】
前記中低周波数分周回路４１４は、２０４８Ｈｚまで分周された信号を、さらに１Ｈｚまで分周し、その他の回路４１６へ入力する。
【０１７３】
前記その他の回路４１６は、１Ｈｚの分周信号に同期してコイルを通電駆動するドライバ回路を含んで構成され、この１Ｈｚの分周信号に同期して時計用駆動用ステップモータを駆動する。
【０１７４】
本実施例の時計回路において、主電源から供給される電源電圧Ｖssにより回路全体が駆動される電源電圧動作回路部４３０以外に、これにより低い定電圧Ｖregで駆動される定電圧動作回路部４１０を設けたのは以下の理由による。
【０１７５】
すなわち、このような時計回路では、長期間安定した動作を確保するために、その消費電力を低減することが必要となる。
【０１７６】
通常、回路の消費電力は、信号の周波数、回路の容量に比例し、さらに供給電源電圧の二乗に比例して増大する。
【０１７７】
ここで、時計回路に着目してみると、回路全体の消費電力を低減するためには、回路各部に供給する電源電圧を低い値、例えばＶregに設定すれば良い。この定電圧発生回路１００は、前記水晶発振回路１０の発振動作を補償する範囲で最小の定電圧Ｖregを形成することができる。
【０１７８】
次に、信号周波数に着目してみると、時計回路は、信号周波数が高い水晶発振回路１０、波形整形回路４０９、高周波分周回路４１１と、それ以外の回路４２０とに大別することができる。この信号の周波数は、前述したように回路の消費電力と比例関係がある。
【０１７９】
そこで、本実施例の定電圧発生回路１００は、主電源から供給される電源電圧Ｖssから、それより低い定電圧Ｖregを生成し、これを高周波信号を扱う回路部４１０へ供給している。このように、前記高周波信号を扱う回路４１０に対して供給する駆動電圧を低くすることにより、定電圧発生回路１００の負担をさほど増加させることなく、時計回路全体の消費電力を効果的に低減することができる。
【０１８０】
以上述べたように、本実施例の時計回路およびこれを含む電子回路は、前記実施例のいずれかに記載の水晶発振回路１０、それと接続された定電圧発生回路１００を含んでいる。このために、製造ばらつきによらず、信号反転増幅器の動作マージンを確保しつつ、最小の定電圧を前記水晶発振回路１０に供給することができるため、電子回路、時計回路の低消費電力化が図れる。従って、前述したような、携帯用の電子機器または時計において、発振動作を安定して行なうことができるだけでなく、使用電池の長寿命化を図ることができ、携帯用電子機器または時計の使い勝手を向上することができる。
【０１８１】
また、前記した理由により、銀電池が内蔵された時計または携帯用電子機器においても、製造上のＭＯＳＦＥＴのばらつきが生じても、動作マージンが確保できる。更に、リチウムイオンにより構成される２次電池を電源とした充電式腕時計においても、製造上のＭＯＳＦＥＴのばらつきが生じても、動作マージンが確保できると共に、充電時間を短縮化することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明が適用された電子回路の好適な第１実施例の説明図である。
【図２】前記第１実施例の電子回路に用いられる定電圧発生回路の一例を示す説明図である。
【図３】前記定電圧発生回路に用いられる定電流源の一例を示す説明図である。
【図４】定電流源から供給される定電流ＩDの温度特性の説明図である。
【図５】定電流供給源から供給される定電流と、電圧制御用トランジスタとして用いられるＦＥＴのゲート・ソース間電圧ＶGSとの関係を示す説明図である。
【図６】定電圧発生回路から出力される定電圧Ｖregと、発振回路の発振停止電圧Ｖstoの温度特性の説明図である。
【図７】定電圧Ｖregと発振停止電圧Ｖstoの温度特性が同一である場合の説明図である。
【図８】図１に示す電子回路に用いられる定電圧発生回路の変形例の説明図である。
【図９】本発明の電子回路に用いられる定電圧発生回路の好適な第２実施例の説明図である。
【図１０】第２実施例の定電圧発生回路に用いられる電圧制御用トランジスタのゲート・ソース間電圧ＶGSと、定電流ＩDとの関係を、各ＦＥＴの電流増幅率をパラメータとして表した特性図である。
【図１１】異なる電流増幅率のＦＥＴを選択するための信号を出力するための回路の説明図である。
【図１２】図１２（Ａ）は、発振回路のショート電流Ｉsを測定する場合の説明図であり、図１２（Ｂ）は測定されたショート電流Ｉsと発振停止電圧との関係を示す説明図である。
【図１３】第１実施例とは別の手法を用いて定電圧Ｖregと発振停止電圧の温度特性を同一に設定するための手法を示す説明図である。
【図１４】図１４は、本実施例の電子回路が用いられた時計回路の説明図である。
【図１５】図１５は、時計回路の詳細な機能ブロック図である。
【符号の説明】
１０ 水晶発振回路
１００ 定電圧発生回路
４００ 発電コイル
４０２ 二次電池
４０４ ダイオード
４０６ 昇圧回路
４０８ 補助コンデンサ
４１１ 高周波分周回路
４１２ レベルシフタ
４１４ 中低周波分周回路
４１６ その他の回路
４２０ 電源電圧回路部
４３０ 電源電圧動作回路部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an electronic circuit, a semiconductor device, an electronic device, and a timepiece.
[0002]
[Background Art and Problems to be Solved by the Invention]
2. Description of the Related Art Conventionally, an electronic circuit including a constant voltage generation circuit that outputs a constant voltage and a crystal oscillation circuit that is driven by the constant voltage is known. Such electronic circuits are widely used in watches, telephones, computer terminals and the like.
[0003]
In particular, with the recent miniaturization of electronic devices, such electronic circuits are often formed as small, low power consumption ICs.
[0004]
However, an electronic circuit formed as an IC has a problem that the constant voltage output from the constant voltage generation circuit fluctuates due to the influence of temperature.
[0005]
In particular, in a crystal oscillation circuit driven by a constant voltage output from a constant voltage generation circuit, when the constant voltage varies, the oscillation frequency of the crystal oscillation circuit also varies. For this reason, an electronic circuit that generates a reference clock for operation based on the oscillation frequency of the crystal oscillation circuit has a problem that it cannot perform an accurate time measuring operation. For example, taking a wristwatch or the like as an example, the usage environment of the wristwatch covers a wide range from a low temperature to a high temperature. Therefore, when a conventional electronic circuit is used in such a wristwatch, the voltage fluctuation of the constant voltage output from the constant voltage generating circuit appears as an error in the display time.
[0006]
In addition, the absolute value of the constant voltage output from the constant voltage generation circuit must always be set larger than the absolute value of the oscillation stop voltage of the crystal oscillation circuit driven thereby. This is because the crystal oscillation circuit cannot operate when the oscillation stop voltage is exceeded.
[0007]
However, the power consumption of the crystal oscillation circuit is proportional to the square of the constant voltage supplied from the constant voltage generation circuit. For this reason, from the viewpoint of reducing the power consumption of the electronic circuit, the value of the constant voltage output from the constant voltage generation circuit is as small as possible within a range that satisfies the condition that it exceeds the oscillation stop voltage of the crystal oscillation circuit. It is necessary to set to.
[0008]
When such an electronic circuit is formed as a semiconductor circuit, the value of the constant voltage output from the constant voltage generation circuit and the value of the oscillation stop voltage of the crystal oscillation circuit slightly vary due to the influence of an impurity implantation error or the like.
[0009]
However, in the conventional electronic circuit, since the value of the constant voltage output from the constant voltage generation circuit could not be finely adjusted, the value of the constant voltage was estimated in consideration of the risk of such fluctuations. It was necessary to set a larger value with a sufficient margin than the oscillation stop voltage value. For this reason, the crystal oscillation circuit is driven at a voltage higher than necessary, and it is difficult to reduce the power consumption of the electronic circuit from this aspect.
[0010]
The present invention has been made in view of such problems, and a first object thereof is an electronic circuit and a semiconductor in which the value of the constant voltage output from the constant voltage generation circuit is less varied with temperature change. It is to provide an apparatus, an electronic device, and a watch.
[0011]
Another object of the present invention is to provide an electronic circuit, a semiconductor device, an electronic device, and a timepiece that can finely adjust the value of a constant voltage output from a constant voltage generation circuit.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
  The present inventionA constant voltage generating circuit for generating a predetermined constant voltage;
In an electronic circuit including a crystal oscillation circuit driven to oscillate by a constant voltage supplied from the constant voltage generation circuit,
The constant voltage generation circuit includes:
A first voltage generation circuit for generating a reference voltage;
A reference voltage having a predetermined correlation with the constant voltage, and a second voltage generation circuit for generating the constant voltage,
The second voltage generation circuit includes:
A differential amplifier for differentially amplifying the reference voltage and the reference voltage;
A second constant current source for supplying a constant current;
A circuit using a second voltage control transistor to which the constant current is supplied;
The constant current is supplied in series with a circuit using the second voltage control transistor,
An output transistor whose resistance value is controlled by the output of the differential amplifier,
Based on a predetermined potential, the reference voltage is output from one end side of the circuit using the second voltage control transistor, and the constant voltage is output from the other end side.
The constant current is set to a value of a saturation operation region of the second voltage control transistor,
And, in the guaranteed operating temperature range of the second voltage control transistor, a potential difference variation amount between the reference voltage and the constant voltage, which is a potential across the second voltage control transistor,
The current value is set so as to be substantially the same as the fluctuation amount of the oscillation stop voltage of the crystal oscillation circuit in the guaranteed operating temperature range.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
In order to achieve the first object, the present embodiment
In an electronic circuit including a constant voltage generation circuit that generates a constant voltage,
The constant voltage generation circuit includes:
A first voltage generation circuit for generating a reference voltage;
A second voltage generating circuit for generating the constant voltage having a predetermined correlation with the reference voltage;
Including
The first voltage generation circuit includes:
A first constant current source for supplying a constant current;
A circuit using a first voltage control transistor that is energized with the constant current and outputs the reference voltage with a predetermined potential as a reference;
The constant current is
The saturation voltage is set to a value in a saturation operation region of the first voltage control transistor.
[0014]
put it here,
The second voltage generation circuit includes:
A differential amplifier for differentially amplifying the reference voltage and the reference voltage;
A second constant current source for supplying a constant current;
A circuit using a second voltage control transistor to which the constant current is supplied;
An output transistor that is connected in series with a circuit using the second voltage control transistor and is supplied with the constant current and whose resistance value is controlled by an output of the differential amplifier;
The reference voltage is output from one end side of the circuit using the second voltage control transistor with a predetermined potential as a reference, and the constant voltage is output from the other end side.
The constant current is
It is preferable to set a value in a saturation operation region of the second voltage control transistor.
[0015]
In addition, this embodiment
In an electronic circuit including a constant voltage generation circuit that generates a constant voltage,
The constant voltage generation circuit includes:
A first voltage generation circuit for generating a reference voltage;
A reference voltage having a predetermined correlation with the constant voltage and a second voltage generation circuit for generating the constant voltage;
Including
The second voltage generation circuit includes:
A differential amplifier for differentially amplifying the reference voltage and the reference voltage;
A second constant current source for supplying a constant current;
A circuit using a second voltage control transistor to which the constant current is supplied;
An output transistor that is connected in series with a circuit using the second voltage control transistor and is supplied with the constant current and whose resistance value is controlled by an output of the differential amplifier;
The reference voltage is output from one end side of the circuit using the second voltage control transistor with a predetermined potential as a reference, and the constant voltage is output from the other end side.
The constant current is
The saturation voltage is set to a value in a saturation operation region of the second voltage control transistor.
[0016]
As in this embodiment, by setting the value of the constant current supplied from the constant current source to the value of the saturation operation region of the voltage control transistor, there is a slight temperature change in the environment in which the electronic circuit is used. Even if the value of the constant current generated and supplied from the constant current source slightly fluctuates, the fluctuation amount of the voltage across the voltage control transistor is negligible. Therefore, the value of at least one of the reference voltage and the reference voltage output from at least one of the first voltage generation circuit and the second voltage generation circuit becomes a substantially constant value without being affected by the temperature change. The constant voltage generation circuit can always output a constant voltage.
[0017]
As described above, according to the electronic circuit of the present embodiment, it is possible to generate and output a constant voltage with little fluctuation in the value even if the ambient temperature changes from the constant voltage generation circuit.
[0018]
In particular, by using the constant voltage output from the constant voltage generation circuit as the voltage for driving the crystal oscillation circuit, the oscillation frequency output from the oscillation circuit can be kept constant even when the ambient temperature varies. As a result, an accurate operation reference signal can be generated from the oscillation output of the oscillation circuit.
[0019]
Here, it is preferable to use a field effect transistor as the voltage control transistor. More preferably, it is preferable to use a field effect transistor in which the gate and the drain are short-circuited.
[0020]
In order to achieve the other object, the present embodiment
In an electronic circuit including a constant voltage generation circuit that generates a constant voltage,
The constant voltage generation circuit includes:
A first voltage generation circuit for generating a reference voltage;
A second voltage generating circuit for generating the constant voltage having a predetermined correlation with the reference voltage;
Including
The first voltage generation circuit includes:
A first constant current source for supplying a constant current;
A circuit using a first voltage control transistor that is energized with the constant current and outputs the reference voltage with a predetermined potential as a reference;
The first voltage control transistor includes:
One of the plurality of transistors having different current amplification factors is selected and used as the first voltage control transistor.
[0021]
put it here,
The second voltage generation circuit includes:
A differential amplifier for differentially amplifying the reference voltage and the reference voltage;
A second constant current source for supplying a constant current;
A circuit using a second voltage control transistor to which the constant current is supplied;
An output transistor that is connected in series with a circuit using the second voltage control transistor and is supplied with the constant current and whose resistance value is controlled by an output of the differential amplifier;
And the reference voltage and the constant voltage based on a predetermined potential are output from one end side and the other end side of the circuit using the second voltage control transistor,
The second voltage control transistor includes:
Preferably, any one of the plurality of transistors having different current amplification factors is selectively used as the second voltage control transistor.
[0022]
In addition, this embodiment
In an electronic circuit including a constant voltage generation circuit that generates a constant voltage,
The constant voltage generation circuit includes:
A first voltage generation circuit for generating a reference voltage;
A reference voltage having a predetermined correlation with the constant voltage and a second voltage generation circuit for generating the constant voltage;
Including
The second voltage generation circuit includes:
A differential amplifier for differentially amplifying the reference voltage and the reference voltage;
A second constant current source for supplying a constant current;
A circuit using a second voltage control transistor to which the constant current is supplied;
An output transistor that is connected in series with a circuit using the second voltage control transistor and is supplied with the constant current and whose resistance value is controlled by an output of the differential amplifier;
And the reference voltage and the constant voltage based on a predetermined potential are output from one end side and the other end side of the circuit using the second voltage control transistor,
The second voltage control transistor includes:
One of the plurality of transistors having different current amplification factors is selectively used as the second voltage control transistor.
[0023]
In the electronic circuit of the present embodiment, an arbitrary transistor is selected and used as a voltage control transistor from a plurality of transistors having different current amplification factors. As a result, it is possible to finely adjust the value of at least one of the reference voltage and the reference voltage and finely adjust the value of the constant voltage output from the voltage generation circuit.
[0024]
Therefore, by using the constant voltage output from the constant voltage generation circuit of the present embodiment as the driving voltage for the crystal oscillation circuit, the driving voltage is required to match the oscillation stop voltage of the crystal oscillation circuit. Fine adjustment to the minimum value is possible. For this reason, it is possible to stably drive an electronic circuit, particularly a crystal oscillation circuit with low power consumption.
[0025]
In particular, according to the present embodiment, it can be formed so as to output an optimum constant voltage corresponding to the oscillation stop voltage of the crystal oscillation circuit in the manufacturing stage of the electronic circuit. By adopting such a configuration, even if some variation occurs in the characteristics of the constant voltage generation circuit, the oscillation stop voltage of the crystal oscillation circuit, etc. in the manufacturing process of the semiconductor device, the constant voltage generation circuit outputs it. The constant voltage value can be finely adjusted to a minimum value larger than the oscillation stop voltage. As described above, according to the present embodiment, the above-described fine adjustment can be performed in the manufacturing stage of the electronic circuit, more specifically, in the manufacturing stage of the semiconductor device. In addition, a semiconductor device including an electronic circuit with low power consumption can be manufactured with high yield.
[0026]
Here, a field effect transistor is preferably used as the transistor. More preferably, it is preferable to use a field effect transistor in which the gate and the drain are short-circuited.
[0027]
The electronic circuit of the present embodiment is
A constant voltage generating circuit for outputting a predetermined constant voltage;
A crystal oscillation circuit driven to oscillate by a constant voltage supplied from the constant voltage generation circuit,
The oscillation stop voltage of the crystal oscillation circuit and the temperature characteristic of the constant voltage output from the constant voltage generation circuit are set to be the same.
[0028]
Accordingly, by using the constant voltage output from the constant voltage generation circuit for driving the crystal oscillation circuit, an electronic circuit capable of stably driving the crystal oscillation circuit with less power consumption is realized. be able to.
[0029]
Here, the constant voltage generating circuit is:
Including at least one voltage control transistor that is supplied with a predetermined constant current and outputs at least one of a reference voltage and a reference voltage for controlling the constant voltage to be output;
The constant current is
It is preferable that the current value is set so that the total amount of voltage fluctuation in the operation guarantee temperature range of the voltage control transistor is substantially the same as the fluctuation amount of the oscillation stop voltage in the operation guarantee temperature range.
[0030]
By doing so, the constant voltage value output from the constant voltage generation circuit is set to a value slightly higher than the oscillation stop voltage of the crystal oscillation circuit within the entire temperature range required for the usage environment of the crystal oscillation circuit. As a result, it becomes possible to drive the crystal oscillation circuit stably for a long period of time and with low power consumption under any temperature environment.
[0031]
The constant current is
The current value is set so that the voltage fluctuation amount in the operation guaranteed temperature range of the first and second voltage control transistors is ½ of the fluctuation amount of the oscillation stop voltage in the operation guaranteed temperature range. It is preferable.
[0032]
As a result, the value of the constant voltage output from the constant voltage generation circuit is set to the minimum voltage at which the oscillation circuit can oscillate. As a result, the crystal oscillation circuit can be driven stably for a long period of time with lower power consumption.
[0033]
The absolute value of the constant voltage is preferably set to a value larger than the absolute value of the oscillation stop voltage of the oscillation circuit to which the constant voltage is supplied.
[0034]
The constant current source used in the constant voltage generating circuit is preferably formed so as to supply a constant current having a negative temperature characteristic. Thereby, when the ambient temperature rises, it is possible to prevent the occurrence of a situation in which the value of the constant current becomes too large and the circuit is destroyed.
[0035]
The semiconductor device of this embodiment includes the above-described electronic circuit.
[0036]
Further, an electronic device according to this embodiment includes the above-described electronic circuit or semiconductor device, and generates an operation reference signal from an oscillation output of the oscillation circuit.
[0037]
The timepiece of the present embodiment includes the above-described electronic circuit or semiconductor device, and forms a timepiece signal from the oscillation output of the oscillation circuit.
[0038]
【Example】
Next, specific embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0039]
(First Example)
FIG. 1 shows an example of an electronic circuit to which the present invention is applied. The electronic circuit of the embodiment has a predetermined constant voltage VregA constant voltage generating circuit 100 for outputting the signal through a signal output line 200, and the constant voltage VregAnd a crystal oscillation circuit 10 that is driven to oscillate.
[0040]
The crystal oscillation circuit 10 includes a signal inverting amplifier 14 and a feedback circuit. The feedback circuit includes a crystal resonator 12, a resistor 20, and a phase compensation capacitor C.D, CGThe drain output of the signal inverting amplifier 14 is phase-inverted 180 degrees and fed back to the gate of the signal inverting amplifier 14.
[0041]
The signal inverting amplifier 14 includes a pair of P-type field effect transistors (hereinafter referred to as PMOSFET) 16 and an N-type field effect transistor (hereinafter referred to as NMOSFET) 18.
[0042]
The signal inverting amplifier 14 is connected to the first potential side and the second potential side having a voltage lower than the first potential side, and is driven by being supplied with power by the potential difference between the two potentials. Here, the first potential is the ground potential VddAnd the second potential is a negative constant voltage VregIs set to
[0043]
The crystal oscillation circuit 10 having the above configuration has a constant voltage V applied to the signal inverting amplifier 14.regIs applied, a signal is output from the signal inverting amplifier 14, and the output signal is phase-inverted 180 degrees and fed back to the gate. As a result, the PMOSFET 16 and the NMOSFET 18 constituting the signal inverting amplifier 14 are alternately turned on and off, the oscillation output of the crystal oscillation circuit 10 gradually increases, and finally the crystal resonator 12 performs a stable oscillation operation.
[0044]
As a result, an oscillation signal having a predetermined frequency is output from the output terminal 11 of the crystal oscillation circuit 10.
[0045]
In order to drive such an electronic circuit including the crystal oscillation circuit 10 with low power consumption, the drive voltage V of the crystal oscillation circuit 10 isregIt is necessary to set the absolute value of as small as possible. According to experiments, the power consumption of the crystal oscillation circuit 10 is determined by the power supply voltage VregIt is known that it is proportional to the square of the absolute value of.
[0046]
However, such a crystal oscillation circuit 10 has an oscillation stop voltage VstoAnd the power supply voltage VregIs the oscillation stop voltage VstoIf the absolute value of the oscillation circuit 10 falls below the absolute value, the oscillation operation of the oscillation circuit 10 stops.
[0047]
Therefore, the constant voltage V supplied from the constant voltage generation circuit 10regIs the oscillation stop voltage VstoIt is necessary to satisfy the condition expressed by the following equation that is larger than the absolute value of and to set the value as small as possible.
[0048]
｜ Vreg| ≧ | Vsto| (1)
[0049]
The electronic circuit including the constant voltage generation circuit 100 and the crystal oscillation circuit 10 is often formed as a semiconductor device using a semiconductor manufacturing technique. Therefore, the constant voltage generation circuit 100 can stably drive the crystal oscillation circuit 10 and can reduce the power consumption during stable oscillation of the crystal oscillation circuit 10 as low as possible.regMust be output.
[0050]
FIG. 2 shows a specific circuit configuration of the constant voltage generation circuit 100.
[0051]
The constant voltage generation circuit 100 according to the embodiment includes a reference voltage Vref1A first voltage generation circuit 110 for generating the reference voltage Vref1And constant voltage V with a predetermined correlationregIs output from the output line 200. The constant voltage generation circuit 100 is connected between a first potential side and a second potential side lower than the first potential side, and is driven by receiving power supply by a potential difference between both potentials. Here, the first potential is the ground potential VddAnd the second potential is a predetermined power supply voltage VssSet to Where power supply voltage VssThe absolute value of the constant voltage VregUse a value larger than the absolute value of.
[0052]
The first voltage generation circuit 110 has a constant current I indicated by an arrow in the figure.DA first constant current source 150-1 for supplying a voltage, and a P-type field effect transistor (hereinafter referred to as a PMOSFET) 112 connected in series with the constant current source 150-1 and functioning as a first voltage control transistor; It is comprised including.
[0053]
The voltage control FET 112 has its gate and drain short-circuited. The source of the FET 112 is connected to the ground potential VddThe drain side is connected to the power source V via the constant current source 150-1.ssAnd a reference voltage output line 210.
[0054]
Therefore, in the first voltage generation circuit 110, the constant current I 150-1 is supplied from the constant current source 150-1.DIs caused to flow between the source and the drain of the FET 112, the threshold voltage V of the FET 112.TPDependent voltage α | VTPA potential difference of | Therefore, the output line 210 has a ground potential VddReference voltage V expressed by the following equation with reference toref1Will be output.
[0055]
Vref1= Α | VTP| (2)
However, VTPRepresents a threshold voltage of the FET 112, and α represents a predetermined constant.
[0056]
The second voltage generation circuit 130 is connected to the ground potential VddAnd power supply VssA second constant current source 150-2 connected in series with each other, an N-type field effect transistor (hereinafter referred to as NMOSFET) 132 functioning as a second voltage control transistor, and an NMOSFET 134 functioning as an output transistor. Including.
[0057]
The constant current source 150-2 has the same constant current I as that of the first constant current source 150-1.DIt is formed to supply.
[0058]
The FET 132 has its gate and drain short-circuited. The drain of the FET 132 is connected to the ground potential V via the second constant current source 150-2.ddThe source side is connected to the output line 200.
[0059]
The FET 134 functioning as an output transistor has its drain connected to the output line 200 and its source connected to the power supply VssConnected to the side.
[0060]
Further, the second voltage generation circuit 130 includes a signal inverting amplifier 140. The signal inverting amplifier 140 includes a reference signal V output from a reference signal output line 220 connected to the drain side of the FET 132.ref2To the + input terminal and the reference voltage Vref1Is input to the-input terminal and both voltages Vref2And Vref1The output signal is fed back to the gate of the output FET 134.
[0061]
Such a function of the signal inverting amplifier 140 and the output FET 134 causes the reference voltage V of the reference voltage output line 220 to beref2Is the reference voltage V of the output line 210ref1Feedback control is performed so as to be the same value as. That is, the drain voltage V of the voltage control FET 132ref2Is expressed as α | VTPThe value of |
[0062]
Vref2= Α | VTP| (3)
[0063]
At this time, the constant current I supplied from the second constant current source 150-2 is supplied to the FET 132.D, The threshold voltage V of the FET 132 is between the output lines 220 and 200.TN-Dependent potential difference αVTNWill occur.
[0064]
As a result, the output line 200 and the ground potential Vdd| V betweenTP| + VTNDepending on the constant voltage VregWill be output.
[0065]
Vreg= Α (| VTP| + VTN(4)
However, VTNIs the threshold voltage of FET132.
[0066]
In this way, the constant voltage generation circuit 100 according to the embodiment has the predetermined constant voltage VregCan be output to the output line 200 to drive the crystal oscillation circuit 10.
[0067]
The constant voltage generation circuit 100 of this embodiment is characterized by a constant current I supplied from the first and second constant current sources 150-1 and 150-2.DIs set to the value of the saturation operation region of the FETs 112 and 132 functioning as the first and second control transistors. Thereby, the constant voltage V output from the constant voltage generation circuit 100 is obtained.regCan be made favorable with little influence of temperature change.
[0068]
Hereinafter, a configuration for that purpose will be specifically described.
[0069]
FIG. 3 shows an example of first and second constant current sources 150-1 and 150-2 used in the constant voltage generation circuit 100 of the embodiment. Since the configurations of both constant current sources 150-1 and 150-2 are the same, the configuration of the constant current source 150-2 is taken as an example here, and the description of the configuration of the other constant current sources 150-1 is omitted. To do.
[0070]
The constant current source 150 according to the embodiment includes a depletion type PMOSFET 152 and a resistor 154.
[0071]
The FET 152 has its gate and source short-circuited, and its source side is connected to the ground potential V.ddThe drain side is connected to the resistor 154 side.
[0072]
  Configured like thisConstant current source150 operates so as to have a negative temperature characteristic with respect to a change in temperature T as shown in FIG.
[0073]
Where ta, TbRepresents the upper and lower limits of the guaranteed operating temperature range required for the constant current source 100 and the crystal oscillation circuit 10, respectively. ΔI represents the current fluctuation width of the constant current source 150 that fluctuates within the guaranteed range.
[0074]
In the present embodiment, the first and second constant current sources 150-1 and 150-2 have the same gate width, gate length size, and impurity implantation concentration in the manufacturing process of each FET 152. Element layout and element manufacturing conditions are set. As a result, both constant current sources 150-1 and 150-2 are formed to have the same negative temperature characteristic as shown in FIG.
[0075]
FIG. 5 shows the gate-source voltage V of the FETs 112 and 132 used as the first and second voltage control transistors.GSAnd a constant current ID to be energized is shown.
[0076]
As shown in the figure, each of these FETs 112 and 132 has a gate-source voltage (ie, α | V) when the value of the supplied constant current ID changes.TP| Value or α | VTNThe value of | varies.
[0077]
As shown in FIG. 3, the value of the constant current ID supplied from each constant current source 150 varies by ΔI within the guaranteed operating temperature range. Therefore, each FET 112, 132 is connected to its threshold voltage VthWhen operating in the following non-saturated operating region, VGSThe amount of change becomes a large value of ΔV1.
[0078]
On the other hand, by setting the value of the current ID supplied from the constant current source 150 to the value of the saturation operation region of the FETs 112 and 132, even if the value of the constant current ID varies by ΔI due to temperature change, VGSThe fluctuation amount of is a much smaller value of ΔV2.
[0079]
Therefore, in the constant voltage generation circuit 100 of the present embodiment, the constant current ID supplied from the constant current sources 150-1 and 150-2 is set to the value of the saturation operation region of the FETs 112 and 132. As a result, the constant voltage V is less affected by temperature changes.regAnd the oscillation circuit 10 can be driven stably.
[0080]
Note that the constant current source 150 used in the constant voltage generation circuit 100 according to the present embodiment is not limited to the configuration shown in FIG. 3, and other configurations may be used as necessary.
[0081]
As described above, the constant voltage generating circuit 100 of the present embodiment has a constant voltage V that is less affected by temperature changes.regIs supplied. For this reason, this constant voltage VregIs the oscillation stop voltage V described above.stoEven if the absolute value is set to the minimum necessary value, the constant voltage VregIs the oscillation stop voltage VstoIt is possible to effectively prevent the occurrence of a situation in which the oscillation operation stops below the absolute value of.
[0082]
Next, the relationship between the constant voltage described above and the oscillation stop voltage will be described more specifically.
[0083]
First, the oscillation stop voltage V of the oscillation circuit 10stoIs expressed by the following equation.
[0084]
｜ Vsto| = K (| Vthp| + Vthn(5)
However, Vthp, VthnIs a threshold voltage of the FETs 16 and 18, and K takes a value of 0.8 to 0.9.
[0085]
Thus, the oscillation stop voltage VstoIs given as a value proportional to the sum of the threshold voltages of the FETs 16 and 18, respectively. Therefore, this oscillation stop voltage VstoIs affected by the temperature characteristics of the threshold voltages of the FETs 16 and 18.
[0086]
Further, as described above, the constant voltage V output from the constant voltage generation circuit 100.regAlso have negative temperature characteristics.
[0087]
Therefore, both voltages Vsto, VregThe same temperature characteristics are important for stably driving the oscillation circuit 10 with low power.
[0088]
In the electronic circuit of this embodiment, the constant voltage V supplied from the constant voltage generation circuit 100 is used.regIs expressed by the oscillation stop voltage V of the oscillation circuit 10.stoThe temperature characteristics can be the same. The configuration will be described in detail below.
[0089]
FIG. 6 shows a constant voltage VregAnd oscillation stop voltage VstoAn example in which the temperature characteristics of are different is shown. In the figure, the horizontal axis represents temperature and the vertical axis represents voltage.
[0090]
Under such temperature characteristics, in order to ensure the condition of the above equation (1), at the upper limit value ta of the guaranteed operating temperature, Vreg> VstoMust meet the requirements of
[0091]
However, when this condition is set, t is the lowest temperature in the guaranteed range.bConstant voltage VregIs the oscillation stop voltage VstoIt will be larger than necessary. As a result, there arises a problem that the oscillation circuit 10 wastes power.
[0092]
On the other hand, in the circuit of this embodiment, as shown in FIG.regAnd oscillation stop voltage VstoCan be formed so as to exhibit the same temperature characteristics, the circuit can be driven with low power consumption.
[0093]
That is, the crystal oscillation circuit 10 of the embodiment is formed so that the FETs 16 and 18 constituting the signal inverting amplifier 14 operate in the saturation operation region. For this purpose, the gate-source voltage V of each of the FETs 16 and 18 isGSAs shown in FIG. 5, the characteristics similar to the characteristics in the saturation operation region of the FETs 112 and 132 are shown.
[0094]
That is, the constant voltage V shown in the equations (4) and (5).reg, Oscillation stop voltage VstoIn the equation for obtaining the temperature coefficient, the temperature coefficients of the coefficients α and K can be made substantially equal. As a result, as shown in FIG.regAnd oscillation stop voltage VstoHave the same negative temperature coefficient.
[0095]
Here, the FETs 16, 18, 112, 132 are preferably formed as transistors of the same size.
[0096]
As described above, according to this embodiment, the voltage control transistors 112 and 132 of the constant voltage generation circuit 100 are connected to the constant current I in the saturation operation region.DBy driving with the constant voltage generator circuit 100, a stable constant voltage VregCan be output.
[0097]
In addition to this, according to the present embodiment, each of the FETs 16 and 18 constituting the signal inverting amplifier 14 of the oscillation circuit 10 is configured to be driven in the saturation operation region, whereby the oscillation stop voltage VstoAnd the constant voltage V output from the constant voltage generation circuit 100regIt can be made the same as the temperature characteristic.
[0098]
As a result, as shown in FIG. 7, the constant voltage VregCan be set to a minimum value satisfying the above expression (1), and as a result, the oscillation circuit 10 can be satisfactorily driven with the minimum necessary voltage in the entire operation guarantee temperature range. Become.
[0099]
(Modification)
Next, a modification of the first embodiment will be described.
[0100]
In the above-described embodiment, the case where the constant voltage generation circuit 100 is formed using the two constant current sources 150-1 and 150-2 has been described as an example. However, the present invention is not limited to this, and for example, the constant voltage generation circuit 100 may be configured as shown in FIG.
[0101]
In the constant voltage generation circuit 100, the second voltage generation circuit 130 includes a signal inverting amplifier 140 and an output of the signal inverting amplifier 140 as it is as a reference voltage V.ref2And a line 220 for feedback input to the negative terminal. Then, the output voltage of the signal inverting amplifier 140 is directly supplied from the output line 200 to the constant voltage V.regIs output as
[0102]
Therefore, the constant voltage V output from the output line 200 isregIs the reference voltage V input to the + terminal of the signal inverting amplifier 140.ref1Is the same value as.
[0103]
In order to generate this reference voltage, the first voltage generation circuit 110 generates a reference potential VddA plurality of voltage control transistors are connected in series between the side and the line 210. Here, a PMOSFET 112 and an NMOSFET 114 are used. These FETs 112 and 114 have their gates and drains short-circuited. Further, the drain terminals of these FETs 112 and 114 are connected.
[0104]
With the above configuration, the first voltage generation circuit 110 outputs the following voltage as a reference voltage.
[0105]
Vref1= Α (| VTP| + VTN(6)
[0106]
Accordingly, the constant voltage generating circuit 100 supplies the constant voltage V having the same value as that of the first embodiment.regWill be output.
[0107]
At this time, also in the circuit shown in FIG. 8, the constant current I supplied to each of the FETs 112 and 114.DIs set to the value of the saturation operation region of each of these FETs 112 and 114. Thereby, there can exist an effect similar to the said Example.
[0108]
(Second embodiment)
FIG. 9 shows a second embodiment of the constant voltage generation circuit 100 to which the present invention is applied. Note that members corresponding to those in the above embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
[0109]
A first feature of the constant voltage generation circuit 100 according to the embodiment is that a plurality of transistors having different current amplification factors β are prepared as the first voltage control transistor, and any one of the plurality of transistors is prepared. Is employed as the first voltage control transistor 112.
[0110]
Another feature of the present embodiment is that a plurality of transistors each having a different current amplification factor β are prepared as the second voltage control transistor 132, and any one of these transistors is connected to the second voltage control transistor 132. In other words, the voltage control transistor 132 is selectively used.
[0111]
As a result, as the first and second voltage control transistors 112 and 132, a transistor having an optimum combination of current amplification factors can be selected. For this reason, the value of the constant voltage output based on the equation (4) can be finely adjusted finely. That is, constant voltage VregCan be set to a value that is as small as possible in the range that satisfies the above equation (1), thereby making it possible to further reduce the power consumption of the entire circuit.
[0112]
The configuration will be described in detail below.
[0113]
The constant voltage generation circuit 100 of the embodiment has a current amplification factor β1, Β2, ΒThreeA first FET group 160 including a plurality of PMOSFETs 112-1, 112-2, and 112-3 that are different from each other, and a plurality of switching elements that select an arbitrary FET 112 from the first FET group 160 to be usable. And a first selection circuit 162 including FETs 164-1, 164-2, and 164-3.
[0114]
Each FET 112 constituting the first FET group 160 has its gate and drain short-circuited, and its drain side connected to the constant current source 150-1.
[0115]
The switching FETs 164-1, 164-2, and 164-3 are respectively connected to the corresponding FETs 112-1, 112-2, and 112-3 and the ground potential V.ddAre connected in series. Any one of these FETs 164-1, 164-2, and 164-3 is turned on by a selection signal SEL applied to the gate thereof, and the corresponding FET 112 is set to be selectable.
[0116]
Here, each current amplification factor β of each of the FETs 112-1, 112-2, and 112-3 is set to satisfy the following equation.
[0117]
β1<Β2<ΒThree                            ... (7)
[0118]
FIG. 10 shows the gate-source voltage V of each FET 112-1, 112-2, 112-3.GSAnd the energized current IDThe relationship is shown.
[0119]
As shown in the figure, the same current IDIs applied to the FET having a larger current amplification factor β, the gate-source voltage VGSBecomes smaller. Here, the gate-source voltage V of the FET 112GSIs expressed by the following equation.
[0120]
VGS= ΑVTP                              (8)
[0121]
This gate-source voltage is a constant voltage V, as is apparent from the equation (4).regPart of the value of.
[0122]
Therefore, by selecting the FET 112 having a desired current amplification factor β using the selection circuit 160, the constant voltage V output from the constant voltage generation circuit 100 is selected.regCan be fine-tuned.
[0123]
The second FET group 170 has a current amplification factor β11, Β12, Β13Includes a plurality of different NMOSFETs 132-1, 132-2, and 132-3. Each FET 132-1, 132-2, 132-3 has its gate and drain short-circuited and its drain side connected to the second constant current source 150-2.
[0124]
The second selection circuit 172 includes a plurality of switching FETs 172-1, 172-2, and 172-3, and each FET 172-1, 172-2, and 172-3 includes a corresponding FET 132-. 1, 132-2, 132-3 and the output line 200 are connected.
[0125]
The plurality of FETs 132-1, 132-2, and 132-3 have the same constant current I as in the first FET group 160.DIs applied, the larger the current amplification factor β, the higher the gate-source voltage VGSBecomes smaller. Here, each current amplification factor β of each of the FETs 132-1, 132-2, and 132-3 is set as shown in the following equation.
[0126]
β11<Β12<Β13                          ... (9)
[0127]
Accordingly, by turning on any one of the switching FETs 172 using the selection signals SEL11 to SEL13, the corresponding FET 132 is set to function as a second voltage control transistor.
[0128]
At this time, the gate-source voltage of the selected FET 132 is given by the following equation.
[0129]
VGS= ΑVTN                              (10)
[0130]
Therefore, by selecting the FET 132 having a desired current amplification factor β by using the second selection circuit 172, the constant voltage V to be output is apparent from the equation (4).regCan be fine-tuned.
[0131]
In particular, the constant voltage generation circuit 100 according to the present embodiment includes transistors having a desired current amplification factor β from the first FET group 160 and the second FET group 170, respectively, as the first and second voltage control transistors 112. , 132, the constant voltage V output by the combination of the current amplification factors of the transistors 112, 132.regThe value of can be fine-tuned more finely.
[0132]
That is, as is clear from the above equation (4), the constant voltage V that is output as the FETs 112 and 132 having a smaller current amplification factor β are selected.regThe absolute value of the constant voltage V is increased as the FETs 112 and 132 having a larger current amplification factor β are selected.regConstant voltage V so that the absolute value ofregCan be fine-tuned.
[0133]
Here, each of the FETs 112-1, 112-2, 112-3, 132-1, 132-2, and 132-3 changes the gate width and the gate length according to the current amplification factor β, and changes the element layout. A design is made and manufactured based on the designed layout.
[0134]
In this embodiment, the current amplification factor β1And β2Difference, and β2And βThreeIs set to about 2 to 5 times. Furthermore, the current amplification factor β11And β12Difference, β12And β13The difference is also set to about 2 to 5 times.
[0135]
Further, as described above, the circuit of this embodiment selects an arbitrary transistor from a plurality of transistors having different current amplification factors β and uses this as the first and second voltage control transistors 112 and 132. Is adopted. Thus, a plurality of transistors having different threshold voltages are prepared, and a constant voltage V to be output is output as compared with a circuit in which a desired transistor is selected and used as the first and second voltage control transistors.regCan be fine-tuned more finely.
[0136]
That is, the adjustment of the threshold voltage of the FET is limited to about 0.1 volts in the semiconductor process.
[0137]
On the other hand, the current amplification factor β of the FET can be set to an arbitrary value by changing the W / L size of the gate width W and the gate length L of the FET.
[0138]
Therefore, as shown in this embodiment, a plurality of FETs having different current amplification factors β are prepared, and a FET having a desired current amplification factor β is used as a voltage control FET from among them. VregIt can be understood that the value of can be fine-tuned more finely.
[0139]
In the embodiment shown in FIG. 9, the case where the first voltage control FET 112 and the second voltage control FET 132 are selected from a plurality of transistors each having a different current amplification factor has been described as an example. The present invention is not limited to this, and a configuration may be adopted in which only one of the voltage control FETs is selected from a plurality of transistors having different current amplification factors. For example, either one of the first FET group 160 or the second FET group 170 is prepared, and only one of the FETs 112 and 132 is formed so as to be selectable from a plurality of transistors having different current amplification factors. May be.
[0140]
Further, in the constant voltage generating circuit 100 of the present embodiment, the first and second constant current sources 150-1 and 150-2 are set to values in the saturation operation region range of the corresponding voltage control FETs 112 and 132, respectively. Supply constant current IDConfigured to set the value of. As a result, in addition to the operational effects of the first embodiment, the operational effects of the second embodiment described above can also be achieved. Therefore, the output voltage V is more finely detailed than the first embodiment.regThis value can be adjusted to reduce the power consumption of the entire circuit.
[0141]
The characteristic configuration of the second embodiment can also be applied to the constant voltage generation circuit 100 shown in FIG. In this case, a configuration in which the FET 112 is selectively used from the first FET group 160 and the FET 114 is selectively used from the second FET group 170 may be employed. Even in this way, the output constant voltage VregAs with the second embodiment, the value of can be finely adjusted finely.
[0142]
[Method for generating selection signal SEL]
Next, a method for generating the selection signal will be described in detail.
[0143]
FIG. 11 shows a circuit for generating the selection signal SEL, and a plurality of circuits are provided corresponding to the selection signals SEL1, 2,. Here, in order to simplify the description, only three unit circuits U1, U2, and U3 provided corresponding to the three selection signals SEL1 to SEL3 are illustrated, and other descriptions are omitted. Since the configuration of each unit circuit U is basically the same, the same reference numerals are given and description thereof is omitted.
[0144]
This unit circuit U has a corresponding pad P, which is connected to the ground potential V through a fuse f.ddAnd is connected to the power supply potential V through a resistor R10.ssConnected to the side. Then, the potential of the pad P is input to the gate of the corresponding FET as the selection signal SEL via the signal inverting amplifiers 308 and 309.
[0145]
At this time, in order to output a selection signal for controlling the corresponding FET 164 to be in an ON state, a high voltage potential is applied to the pad P to cut the fuse f, and then the potential is turned off. As a result, the potential of the pad P becomes the ground potential V.ddTo VssTherefore, the selection signal output from the unit circuit U functions to turn on the corresponding FET 164.
[0146]
FIG. 12A shows a short current I flowing through the signal inverting amplifier 14 of the oscillation circuit 10.sIs shown, and FIG. 12B shows the oscillation stop voltage VstoAnd short current IsThe relationship is shown.
[0147]
As shown in FIG. 12A, the ground potential V is applied to the signal inverting amplifier 14 with the common gate and the common drain of the FETs 16 and 18 short-circuited.ddAnd the voltage V output from the constant voltage generation circuit 100regApply. And V flowing at this timedd-VregCurrent between the short current IsMeasure as
[0148]
Constant voltage V output from constant voltage generation circuit 100regThe absolute value of is the oscillation stop voltage VstoAs described above, it is necessary to set a value as large as possible and as small as possible.
[0149]
Therefore, a combination of different transistors 112 and 132 is sequentially selected, and a short current I flowing at this time is selected.sThen, the value of the voltage output from the line 200 is measured. Then, a short current I such that the voltage of the FET 16 constituting the signal inverting amplifier 14 becomes a value equal to or higher than the ON current.sCan be supplied, and in this state, it is confirmed that the oscillation circuit 10 maintains the oscillation state.regIs detected. And this constant voltage VregThe combination of FETs 112 and 132 to supply
[0150]
After such specification is completed, the fuse f of the corresponding unit circuit U is cut, and the specified FET is used as the first voltage control transistor 112 and the second voltage control transistor 132. It should be set as follows.
[0151]
Such a short current IsThe selection of the FETs 112 and 132 to be used is performed before the crystal resonator 12 is mounted on the substrate in the IC inspection process. The above-described processing is performed using a test circuit (not shown) and a test pad P connected to the test circuit.
[0152]
Such an IC test is performed in a wafer state. Using the test circuit and the test pad provided in each IC chip, the measurement of the short current and the voltage of the output line 200 are performed for each IC chip. At this time, the test is performed with only the signal inverting amplifier 14 and the constant voltage generation circuit 100 active and the other elements inactive.
[0153]
In this way, at the IC manufacturing stage, the constant voltage V having a minimum value and a value that is greater than the absolute value of the oscillation stop voltage of the oscillation circuit 10.regCan be formed. Thereby, the yield of the semiconductor device can be improved.
[0154]
(Other examples)
In each of the above embodiments, the constant current I supplied from the constant current sources 150-1 and 150-2.DIs set to the value of the saturation operation region of the FETs 112 and 132 functioning as voltage control transistors, as shown in FIG.regAnd oscillation stop voltage VstoThe case where the temperature characteristics are the same has been described as an example.
[0155]
The present invention is not limited to this.regAnd VstoThe temperature characteristics can be made the same.
[0156]
For example, taking the constant voltage generation circuit 100 shown in FIG. 2 as an example, the constant voltage V output from the constant voltage generation circuit 100 is shown.regThe value of is given by equation (4) above.
[0157]
Further, from the above equations (8) and (10), this constant voltage VregIs a voltage V between each gate and source of each of the voltage control FETs 112 and 132.GSIt is understood that it is given as the sum of the values of.
[0158]
Accordingly, the variation ΔV of the gate-source voltage of each of these FETs 112 and 132 within the guaranteed operating temperature range shown in FIG.GSSum (ΔVreg) Is the oscillation stop voltage V within this guaranteed operating temperature range.stoFluctuation amount △ VstoIf set to match, VregAnd VstoIt is possible to make the temperature coefficient of the same as shown in FIG.
[0159]
FIG. 13 shows the gate-source voltage V of each of the voltage control FETs 112 and 132.GSAnd the supplied constant current IDThe relationship is shown. Constant current I supplied from each of the constant current sources 150-1 and 150-2DFluctuates by ΔI within the aforementioned guaranteed operating temperature range. Accordingly, the amount of variation ΔV in the gate-source voltage of each FET 112, 132 corresponding to the amount of variation in ΔI.GSIs the fluctuation amount ΔV of the oscillation stop voltage.stoIt may be set so as to be 1/2 of this. That is, the variation ΔV of the gate-source voltage of each FET 112, 132 within the guaranteed operating temperature range.GSThe constant current I so that the value ofDIs set from the constant voltage generation circuit 100 to a constant voltage V having the same temperature characteristics as the oscillation stop voltage.regCan be output.
[0160]
△ VGS= (1/2) | △ Vsto| (11)
[0161]
<Application example>
FIG. 14 shows an example of an electronic circuit used in a wristwatch to which the present invention is applied.
[0162]
This wristwatch incorporates a power generation mechanism (not shown). When the user wears a wristwatch and moves his arm, the rotary weight of the power generation mechanism rotates, the power generation rotor rotates at high speed by the kinetic energy at that time, and an AC voltage is output from the power generation coil 400 provided on the power generation stator side. The
[0163]
This AC voltage is rectified by the diode 404 and charges the secondary battery 402. The secondary battery 402 constitutes a main power source together with the booster circuit 406 and the auxiliary capacitor 408.
[0164]
When the voltage of the secondary battery 402 is low and does not reach the timepiece driving voltage, the voltage of the secondary battery 402 is converted to a high voltage that can be driven by the booster circuit 406 and stored in the auxiliary capacitor 408. Then, the clock circuit 440 operates using the voltage of the auxiliary capacitor 408 as a power source.
[0165]
The timepiece circuit 440 is configured as a semiconductor device including the oscillation circuit 10 and the constant voltage generation circuit 100 described in any of the embodiments. This semiconductor device generates an oscillation output having a preset oscillation frequency, here 32768 Hz, using a crystal resonator 12 connected via a terminal, and divides the oscillation output every second. Drive pulses with different polarities. This drive pulse is input to the drive coil 422 of the step motor connected to the timepiece circuit 440. Thereby, a step motor (not shown) rotates the rotor every time a drive pulse is energized, drives a second hand, a minute hand, and an hour hand (not shown), and displays the time on the display panel in an analog manner.
[0166]
Here, the clock circuit 440 of the present embodiment is configured such that the voltage V supplied from the main power source described above.ss, A constant voltage generation circuit 100 that generates a predetermined constant voltage Vreg lower than this value from the power supply voltage, and a constant voltage operation circuit unit 410 that is driven by the constant voltage Vreg. Consists of
FIG. 15 shows a more detailed functional block diagram of the clock circuit 440.
[0167]
The constant voltage operation circuit unit 410 is configured to include a crystal oscillation circuit 10 that includes the crystal resonator 12 that is externally connected in part, a waveform shaping circuit 409, and a high-frequency divider circuit 411.
[0168]
The power supply voltage circuit unit 420 includes a level shifter 412, a medium / low frequency dividing circuit 414, and other circuits 416. In the clock circuit 440 of this embodiment, the power supply voltage circuit section 420 and the constant voltage generation circuit 100 constitute a power supply voltage operation circuit section 430 that is driven by a voltage supplied from the main power supply.
[0169]
The crystal oscillation circuit 10 outputs a sine wave output having a reference frequency fs = 32768 Hz to the waveform shaping gate 409 using the crystal resonator 12.
[0170]
The waveform shaping circuit 409 shapes the sine wave output into a rectangular wave and then outputs it to the high frequency divider circuit 411.
[0171]
The high frequency dividing circuit 411 divides the reference frequency 32768 Hz to 2048 Hz, and outputs the divided output to the middle / low frequency dividing circuit 414 via the level shifter 412.
[0172]
The middle / low frequency dividing circuit 414 further divides the signal divided up to 2048 Hz to 1 Hz and inputs it to the other circuit 416.
[0173]
The other circuit 416 includes a driver circuit for energizing and driving the coil in synchronization with the 1 Hz frequency division signal, and drives the timepiece driving step motor in synchronization with the 1 Hz frequency division signal.
[0174]
In the timepiece circuit of this embodiment, in addition to the power supply voltage operation circuit unit 430 that is driven by the power supply voltage Vss supplied from the main power supply, the constant voltage operation circuit unit 410 that is driven by the low constant voltage Vreg is provided. The reason for this is as follows.
[0175]
That is, in such a timepiece circuit, it is necessary to reduce power consumption in order to ensure stable operation for a long period of time.
[0176]
Normally, the power consumption of a circuit is proportional to the frequency of the signal and the capacity of the circuit, and further increases in proportion to the square of the power supply voltage.
[0177]
Here, focusing on the clock circuit, in order to reduce the power consumption of the entire circuit, the power supply voltage supplied to each part of the circuit may be set to a low value, for example, Vreg. The constant voltage generation circuit 100 can form the minimum constant voltage Vreg within a range in which the oscillation operation of the crystal oscillation circuit 10 is compensated.
[0178]
Next, focusing on the signal frequency, the clock circuit can be broadly divided into a crystal oscillation circuit 10 having a high signal frequency, a waveform shaping circuit 409, a high-frequency divider circuit 411, and other circuits 420. . As described above, the frequency of this signal is proportional to the power consumption of the circuit.
[0179]
Therefore, the constant voltage generation circuit 100 according to the present embodiment generates a constant voltage Vreg lower than the power supply voltage Vss supplied from the main power supply, and supplies this to the circuit unit 410 that handles a high frequency signal. Thus, by reducing the drive voltage supplied to the circuit 410 that handles the high-frequency signal, the power consumption of the entire timepiece circuit is effectively reduced without increasing the burden on the constant voltage generation circuit 100 so much. be able to.
[0180]
As described above, the timepiece circuit according to the present embodiment and the electronic circuit including the timepiece circuit include the crystal oscillation circuit 10 according to any one of the embodiments described above and the constant voltage generation circuit 100 connected thereto. For this reason, since the minimum constant voltage can be supplied to the crystal oscillation circuit 10 while ensuring the operation margin of the signal inverting amplifier regardless of manufacturing variations, the power consumption of the electronic circuit and the clock circuit can be reduced. I can plan. Therefore, in the portable electronic device or watch as described above, not only can the oscillation operation be stably performed, but also the life of the battery used can be extended, and the convenience of the portable electronic device or watch can be improved. Can be improved.
[0181]
For the reasons described above, even in a watch or a portable electronic device with a built-in silver battery, an operation margin can be ensured even if manufacturing MOSFETs vary. Furthermore, even in a rechargeable wristwatch that uses a secondary battery composed of lithium ions as a power source, an operating margin can be secured and a charging time can be shortened even if manufacturing MOSFETs vary. .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an explanatory diagram of a first preferred embodiment of an electronic circuit to which the present invention is applied.
FIG. 2 is an explanatory diagram showing an example of a constant voltage generation circuit used in the electronic circuit of the first embodiment.
FIG. 3 is an explanatory diagram showing an example of a constant current source used in the constant voltage generation circuit.
FIG. 4 Constant current I supplied from a constant current sourceDIt is explanatory drawing of the temperature characteristic.
FIG. 5 shows a constant current supplied from a constant current supply source and a gate-source voltage V of an FET used as a voltage control transistor.GSIt is explanatory drawing which shows the relationship.
FIG. 6 shows a constant voltage V output from a constant voltage generation circuit.regAnd oscillation stop voltage V of the oscillation circuitstoIt is explanatory drawing of the temperature characteristic.
FIG. 7 Constant voltage VregAnd oscillation stop voltage VstoIt is explanatory drawing when the temperature characteristics of are the same.
FIG. 8 is an explanatory diagram of a modification of the constant voltage generation circuit used in the electronic circuit shown in FIG.
FIG. 9 is an explanatory diagram of a second preferred embodiment of a constant voltage generating circuit used in the electronic circuit of the present invention.
FIG. 10 shows a gate-source voltage V of a voltage control transistor used in the constant voltage generation circuit of the second embodiment.GSAnd constant current IDIs a characteristic diagram in which the current amplification factor of each FET is expressed as a parameter.
FIG. 11 is an explanatory diagram of a circuit for outputting a signal for selecting FETs having different current amplification factors;
FIG. 12A shows a short circuit current I of an oscillation circuit.sFIG. 12B is a diagram for measuring the short-circuit current I measured.sIt is explanatory drawing which shows the relationship between and an oscillation stop voltage.
FIG. 13 shows a constant voltage V using a method different from that of the first embodiment.regIt is explanatory drawing which shows the method for setting the temperature characteristic of oscillation stop voltage and the same.
FIG. 14 is an explanatory diagram of a timepiece circuit in which the electronic circuit of the present embodiment is used.
FIG. 15 is a detailed functional block diagram of a clock circuit.
[Explanation of symbols]
10 Crystal oscillation circuit
100 constant voltage generator
400 generator coil
402 secondary battery
404 diode
406 Booster circuit
408 Auxiliary capacitor
411 high frequency divider circuit
412 level shifter
414 Medium and low frequency divider
416 Other circuits
420 Power supply voltage circuit
430 Power supply voltage operation circuit section

Claims (15)

所定の定電圧を生成する定電圧発生回路と、A constant voltage generating circuit for generating a predetermined constant voltage;
前記定電圧発生回路から供給される定電圧により発振駆動される水晶発振回路を含む電子回路において、  In an electronic circuit including a crystal oscillation circuit driven to oscillate by a constant voltage supplied from the constant voltage generation circuit,
前記定電圧発生回路は、  The constant voltage generation circuit includes:
基準電圧を生成する第１の電圧生成回路と、  A first voltage generation circuit for generating a reference voltage;
前記定電圧と所定の相関をもつ参照電圧及び前記定電圧を生成する第２の電圧生成回路とを含み、  A reference voltage having a predetermined correlation with the constant voltage, and a second voltage generation circuit for generating the constant voltage,
前記第２の電圧生成回路は、  The second voltage generation circuit includes:
前記基準電圧と前記参照電圧とを差動増幅する差動増幅器と、  A differential amplifier for differentially amplifying the reference voltage and the reference voltage;
定電流を供給する第２の定電流源と、  A second constant current source for supplying a constant current;
前記定電流が供給される第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と、  A circuit using a second voltage control transistor to which the constant current is supplied;
前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と直列接続され前記定電流が供給されるとともに、  The constant current is supplied in series with a circuit using the second voltage control transistor,
前記差動増幅器の出力により抵抗値が制御される出力用トランジスタとを含み、  An output transistor whose resistance value is controlled by the output of the differential amplifier,
所定の電位を基準として、前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路の一端側から前記参照電圧を出力し、他端側から前記定電圧を出力するように形成され、  Based on a predetermined potential, the reference voltage is output from one end side of the circuit using the second voltage control transistor, and the constant voltage is output from the other end side.
前記定電流は、前記第２の電圧制御用トランジスタの飽和動作領域の値に設定され、  The constant current is set to a value of a saturation operation region of the second voltage control transistor,
かつ前記第２の電圧制御用トランジスタの動作保証温度範囲において、前記第２の電圧制御用トランジスタの両端電位である前記参照電圧と前記定電圧間の電位差変動量が、  And in the guaranteed operating temperature range of the second voltage control transistor, the potential difference variation amount between the reference voltage and the constant voltage, which is the potential across the second voltage control transistor,
動作保証温度範囲における前記水晶発振回路の発振停止電圧の変動量とほぼ同じとなるように、その電流値が設定されていることを特徴とする電子回路。  An electronic circuit characterized in that the current value is set so as to be substantially the same as the fluctuation amount of the oscillation stop voltage of the crystal oscillation circuit in the guaranteed operating temperature range. 所定の定電圧を生成する定電圧発生回路と、A constant voltage generating circuit for generating a predetermined constant voltage;
前記定電圧発生回路から供給される定電圧により発振駆動される水晶発振回路を含む電子回路において、  In an electronic circuit including a crystal oscillation circuit driven to oscillate by a constant voltage supplied from the constant voltage generation circuit,
前記定電圧発生回路は、  The constant voltage generation circuit includes:
基準電圧を生成する第１の電圧生成回路と、  A first voltage generation circuit for generating a reference voltage;
前記定電圧と所定の相関をもつ参照電圧及び前記定電圧を生成する第２の電圧生成回路とを含み、  A reference voltage having a predetermined correlation with the constant voltage, and a second voltage generation circuit for generating the constant voltage,
前記第２の電圧生成回路は、  The second voltage generation circuit includes:
前記基準電圧と前記参照電圧とを差動増幅する差動増幅器と、  A differential amplifier for differentially amplifying the reference voltage and the reference voltage;
定電流を供給する第２の定電流源と、  A second constant current source for supplying a constant current;
前記定電流が供給される第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と、  A circuit using a second voltage control transistor to which the constant current is supplied;
前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と直列接続され前記定電流が供給されるとともに、  The constant current is supplied in series with a circuit using the second voltage control transistor,
前記差動増幅器の出力により抵抗値が制御される出力用トランジスタとを含み、  An output transistor whose resistance value is controlled by the output of the differential amplifier,
所定の電位を基準として、前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路の一端側から前記参照電圧を出力し、他端側から前記定電圧を出力するように形成され、  Based on a predetermined potential, the reference voltage is output from one end side of the circuit using the second voltage control transistor, and the constant voltage is output from the other end side.
前記定電流は、前記第２の電圧制御用トランジスタの飽和動作領域の値に設定され、  The constant current is set to a value of a saturation operation region of the second voltage control transistor,
かつ前記第２の電圧制御用トランジスタの動作保証温度範囲において、前記第２の電圧制御用トランジスタの一端電位である前記参照電圧の変動量と、  And in the guaranteed operating temperature range of the second voltage control transistor, a variation amount of the reference voltage which is one end potential of the second voltage control transistor;
前記第２の電圧制御用トランジスタの両端電位である前記参照電圧と前記定電圧間の電位差変動量の合計が、  The total amount of potential difference variation between the reference voltage and the constant voltage, which is the potential across the second voltage control transistor,
動作保証温度範囲における前記水晶発振回路の発振停止電圧の変動量とほぼ同じとなるように、その電流値が設定されていることを特徴とする電子回路。  An electronic circuit characterized in that the current value is set so as to be substantially the same as the fluctuation amount of the oscillation stop voltage of the crystal oscillation circuit in the guaranteed operating temperature range. 所定の定電圧を生成する定電圧発生回路と、A constant voltage generating circuit for generating a predetermined constant voltage;
前記定電圧発生回路から供給される定電圧により発振駆動される水晶発振回路を含む電子回路において、  In an electronic circuit including a crystal oscillation circuit driven to oscillate by a constant voltage supplied from the constant voltage generation circuit,
前記定電圧発生回路は、  The constant voltage generation circuit includes:
基準電圧を生成する第１の電圧生成回路と、  A first voltage generation circuit for generating a reference voltage;
前記基準電圧と所定の相関をもつ前記定電圧を生成する第２の電圧生成回路とを含み、  A second voltage generation circuit that generates the constant voltage having a predetermined correlation with the reference voltage;
前記第１の電圧生成回路は、  The first voltage generation circuit includes:
第１の定電流を供給する第１の定電流源と、  A first constant current source for supplying a first constant current;
前記第１の定電流が通電され、所定の電位を基準とした前記基準電圧を出力する第１の電圧制御用トランジスタを用いた回路とを含み、  A circuit using a first voltage control transistor that is energized with the first constant current and outputs the reference voltage with a predetermined potential as a reference;
前記第２の電圧生成回路は、  The second voltage generation circuit includes:
前記基準電圧と参照電圧とを差動増幅する差動増幅器と、  A differential amplifier for differentially amplifying the reference voltage and the reference voltage;
第２の定電流を供給する第２の定電流源と、  A second constant current source for supplying a second constant current;
前記第２の定電流が供給される第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と、  A circuit using a second voltage control transistor to which the second constant current is supplied;
前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と直列接続され前記第２の定電流が供給されるとともに、前記差動増幅器の出力により抵抗値が制御される出力用トランジスタとを含み、  An output transistor which is connected in series with a circuit using the second voltage control transistor and is supplied with the second constant current and whose resistance value is controlled by the output of the differential amplifier;
所定の電位を基準として、前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路の一端側から前記参照電圧を出力し、他端側から前記定電圧を出力するように形成され、  Based on a predetermined potential, the reference voltage is output from one end side of the circuit using the second voltage control transistor, and the constant voltage is output from the other end side.
前記第１の定電流は、  The first constant current is:
前記第１の電圧制御用トランジスタの飽和動作領域の値に設定され、  A value of a saturation operation region of the first voltage control transistor is set;
前記第２の定電流は、  The second constant current is
前記第２の電圧制御用トランジスタの飽和動作領域の値に設定され、  A value of a saturation operation region of the second voltage control transistor is set;
前記第１の電圧制御用トランジスタの動作保証温度範囲における前記基準電圧の変動量と、  A fluctuation amount of the reference voltage in an operation guarantee temperature range of the first voltage control transistor;
前記第２の電圧制御用トランジスタの動作保証温度範囲において、前記第２の電圧制御用トランジスタの両端電位である前記参照電圧と前記定電圧間の電位差変動量の合計が、  In the guaranteed operating temperature range of the second voltage control transistor, the total amount of potential difference fluctuation between the reference voltage and the constant voltage, which is the potential across the second voltage control transistor,
動作保証温度範囲における前記水晶発振回路の発振停止電圧の変動量とほぼ同じとなるように、前記第１及び第２の定電流の値が設定されていることを特徴とする電子回路。  An electronic circuit characterized in that the values of the first and second constant currents are set so as to be substantially the same as the fluctuation amount of the oscillation stop voltage of the crystal oscillation circuit in the guaranteed operating temperature range. 所定の定電圧を生成する定電圧発生回路と、A constant voltage generating circuit for generating a predetermined constant voltage;
前記定電圧発生回路から供給される定電圧により発振駆動される水晶発振回路を含む電子回路において、  In an electronic circuit including a crystal oscillation circuit driven to oscillate by a constant voltage supplied from the constant voltage generation circuit,
前記定電圧発生回路は、  The constant voltage generation circuit includes:
基準電圧を生成する第１の電圧生成回路と、  A first voltage generation circuit for generating a reference voltage;
前記定電圧と所定の相関をもつ参照電圧及び前記定電圧を生成する第２の電圧生成回路とを含み、  A reference voltage having a predetermined correlation with the constant voltage, and a second voltage generation circuit for generating the constant voltage,
前記第２の電圧生成回路は、  The second voltage generation circuit includes:
前記基準電圧と前記参照電圧とを差動増幅する差動増幅器と、  A differential amplifier for differentially amplifying the reference voltage and the reference voltage;
定電流を供給する第２の定電流源と、  A second constant current source for supplying a constant current;
前記定電流が供給される第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と、  A circuit using a second voltage control transistor to which the constant current is supplied;
前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と直列接続され前記定電流が供給されるとともに、  The constant current is supplied in series with a circuit using the second voltage control transistor,
前記差動増幅器の出力により抵抗値が制御される出力用トランジスタとを含み、  An output transistor whose resistance value is controlled by the output of the differential amplifier,
所定の電位を基準として、前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路の一端側から前記参照電圧を出力し、他端側から前記定電圧を出力するように形成され、  Based on a predetermined potential, the reference voltage is output from one end side of the circuit using the second voltage control transistor, and the constant voltage is output from the other end side.
前記第２の電圧制御用トランジスタは、  The second voltage control transistor includes:
電流増幅率が夫々異なる複数のトランジスタの中から、前記第２の電圧制御用トランジスタの動作保証温度範囲において、前記第２の電圧制御用トランジスタの両端電位である前記参照電圧と前記定電圧間の電位差変動量が、  Among the plurality of transistors each having a different current amplification factor, the reference voltage that is the potential across the second voltage control transistor and the constant voltage in the operation guaranteed temperature range of the second voltage control transistor. Potential difference fluctuation amount is
動作保証温度範囲における前記水晶発振回路の発振停止電圧の変動量とほぼ同じとなるトランジスタが、前記第２の電圧制御用トランジスタとして選択使用されることを特徴とする電子回路。  An electronic circuit characterized in that a transistor having substantially the same amount of fluctuation of the oscillation stop voltage of the crystal oscillation circuit in the guaranteed operating temperature range is selectively used as the second voltage control transistor. 所定の定電圧を生成する定電圧発生回路と、A constant voltage generating circuit for generating a predetermined constant voltage;
前記定電圧発生回路から供給される定電圧により発振駆動される水晶発振回路を含む電子回路において、  In an electronic circuit including a crystal oscillation circuit driven to oscillate by a constant voltage supplied from the constant voltage generation circuit,
前記定電圧発生回路は、  The constant voltage generation circuit includes:
基準電圧を生成する第１の電圧生成回路と、  A first voltage generation circuit for generating a reference voltage;
前記定電圧と所定の相関をもつ参照電圧及び前記定電圧を生成する第２の電圧生成回路とを含み、  A reference voltage having a predetermined correlation with the constant voltage, and a second voltage generation circuit for generating the constant voltage,
前記第２の電圧生成回路は、  The second voltage generation circuit includes:
前記基準電圧と前記参照電圧とを差動増幅する差動増幅器と、  A differential amplifier for differentially amplifying the reference voltage and the reference voltage;
定電流を供給する第２の定電流源と、  A second constant current source for supplying a constant current;
前記定電流が供給される第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と、  A circuit using a second voltage control transistor to which the constant current is supplied;
前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と直列接続され前記定電流が供給されるとともに、  The constant current is supplied in series with a circuit using the second voltage control transistor,
前記差動増幅器の出力により抵抗値が制御される出力用トランジスタとを含み、  An output transistor whose resistance value is controlled by the output of the differential amplifier,
所定の電位を基準として、前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路の一端側から前記参照電圧を出力し、他端側から前記定電圧を出力するように形成され、  Based on a predetermined potential, the reference voltage is output from one end side of the circuit using the second voltage control transistor, and the constant voltage is output from the other end side.
前記第２の電圧制御用トランジスタは、  The second voltage control transistor includes:
電流増幅率が夫々異なる複数のトランジスタの中から、前記第２の電圧制御用トランジスタの動作保証温度範囲において、前記第２の電圧制御用トランジスタの一端電位である前記参照電圧の変動量と、  A variation amount of the reference voltage, which is one end potential of the second voltage control transistor, in a guaranteed operation temperature range of the second voltage control transistor from a plurality of transistors each having a different current amplification factor,
前記第２の電圧制御用トランジスタの両端電位である前記電圧と前記定電圧間の電位差変動量の合計が、  The total amount of potential difference fluctuation between the voltage and the constant voltage, which is the potential across the second voltage control transistor,
動作保証温度範囲における前記水晶発振回路の発振停止電圧の変動量とほぼ同じとなるトランジスタが、前記第２の電圧制御用トランジスタとして選択使用されることを特徴とする電子回路。  An electronic circuit characterized in that a transistor having substantially the same amount of fluctuation of the oscillation stop voltage of the crystal oscillation circuit in the guaranteed operating temperature range is selectively used as the second voltage control transistor. 所定の定電圧を生成する定電圧発生回路と、A constant voltage generating circuit for generating a predetermined constant voltage;
前記定電圧発生回路から供給される定電圧により発振駆動される水晶発振回路を含む電子回路において、  In an electronic circuit including a crystal oscillation circuit driven to oscillate by a constant voltage supplied from the constant voltage generation circuit,
前記定電圧発生回路は、  The constant voltage generation circuit includes:
基準電圧を生成する第１の電圧生成回路と、  A first voltage generation circuit for generating a reference voltage;
前記基準電圧と所定の相関をもつ前記定電圧を生成する第２の電圧生成回路とを含み、  A second voltage generation circuit that generates the constant voltage having a predetermined correlation with the reference voltage;
前記第１の電圧生成回路は、  The first voltage generation circuit includes:
定電流を供給する第１の定電流源と、  A first constant current source for supplying a constant current;
前記第１の定電流が通電され、所定の電位を基準とした前記基準電圧を出力する第１の電圧制御用トランジスタを用いた回路とを含み、  A circuit using a first voltage control transistor that is energized with the first constant current and outputs the reference voltage with a predetermined potential as a reference;
前記第２の電圧生成回路は、  The second voltage generation circuit includes:
前記基準電圧と参照電圧とを差動増幅する差動増幅器と、  A differential amplifier for differentially amplifying the reference voltage and the reference voltage;
定電流を供給する第２の定電流源と、  A second constant current source for supplying a constant current;
前記第２の定電流が供給される第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と、  A circuit using a second voltage control transistor to which the second constant current is supplied;
前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路と直列接続され前記第２の定電流が供給されるとともに、前記差動増幅器の出力により抵抗値が制御される出力用トランジスタとを含み、An output transistor which is connected in series with a circuit using the second voltage control transistor and is supplied with the second constant current and whose resistance value is controlled by an output of the differential amplifier;
所定の電位を基準として、前記第２の電圧制御用トランジスタを用いた回路の一端側から前記参照電圧を出力し、他端側から前記定電圧を出力するように形成され、  Based on a predetermined potential, the reference voltage is output from one end side of the circuit using the second voltage control transistor, and the constant voltage is output from the other end side.
前記第１の電圧制御用トランジスタは、  The first voltage control transistor includes:
電流増幅率が夫々異なる第１の複数のトランジスタの中から選択し、  Selecting from a plurality of first transistors each having a different current gain,
また前記第２の電圧制御用トランジスタは、  The second voltage control transistor includes:
電流増幅率が夫々異なる第２の複数のトランジスタの中から選択し、  Selecting from a plurality of second transistors each having a different current gain,
選択した前記第１の電圧制御用トランジスタの動作保証温度範囲における前記基準電圧の変動量と選択した前記第２の電圧制御用トランジスタの動作保証温度範囲において、前記第２の電圧制御用トランジスタの両端電位である前記参照電圧と前記定電圧間の電位差変動量の合計が、  Both ends of the second voltage control transistor in the operation guaranteed temperature range of the selected second voltage control transistor and the fluctuation amount of the reference voltage in the operation guaranteed temperature range of the selected first voltage control transistor The total amount of potential difference fluctuation between the reference voltage and the constant voltage, which is a potential,
動作保証温度範囲における前記水晶発振回路の発振停止電圧の変動量とほぼ同じとなる  Almost the same amount of fluctuation of the oscillation stop voltage of the crystal oscillation circuit in the guaranteed operating temperature range ことを特徴とする電子回路。An electronic circuit characterized by that. 請求項３において、In claim 3,
前記第１の電圧制御用トランジスタは、  The first voltage control transistor includes:
電流増幅率が夫々異なる複数のトランジスタの中から、いずれか１つのトランジスタを前記第１の電圧制御用トランジスタとして選択使用するように形成されることを特徴とする電子回路。  An electronic circuit formed such that any one of a plurality of transistors having different current amplification factors is selectively used as the first voltage control transistor. 請求項１〜３、請求項３に従属する請求項７のいずれかにおいて、In any one of Claims 1-3 which depend on Claims 1-3 and Claim 3,
前記第２の電圧制御用トランジスタは、  The second voltage control transistor includes:
電流増幅率が夫々異なる複数のトランジスタの中から、いずれか１つのトランジスタを前記第２の電圧制御用トランジスタとして選択使用するように形成されることを特徴とする電子回路。  An electronic circuit formed so as to selectively use any one of a plurality of transistors having different current amplification factors as the second voltage control transistor. 請求項３、６、請求項３に従属する請求項７、請求項３に従属する請求項８、請求項３に従属する請求項７に従属する請求項８のいずれかにおいて、In any one of Claims 3 and 6, Claim 7 dependent on Claim 3, Claim 8 dependent on Claim 3, and Claim 8 dependent on Claim 3
前記第１の定電流源及び前記第２の定電流源は、  The first constant current source and the second constant current source are:
同一の製造条件で形成されたものであることを特徴とする電子回路。  An electronic circuit formed under the same manufacturing conditions. 請求項３、６、請求項３に従属する請求項７、請求項３に従属する請求項８、請求項３に従属する請求項７に従属する請求項８、請求項９のいずれかにおいて、In claim 3, subordinate to claim 3, subordinate to claim 3, subordinate to claim 3, subordinate to claim 3, subordinate to claim 7, subordinate to claim 7, subclaim 8 or 9,
前記基準電位の変動量と、前記参照電圧と前記定電圧間の電位差変動量の各々が、発振停止電圧の変動量の１／２となることを特徴とする電子回路。  An electronic circuit, wherein each of the fluctuation amount of the reference potential and the fluctuation amount of the potential difference between the reference voltage and the constant voltage is ½ of the fluctuation amount of the oscillation stop voltage. 請求項２、５のいずれかにおいて、In any one of Claims 2 and 5,
前記参照電圧の変動量と、前記参照電圧と前記定電圧間の電位差変動量の各々が、発振停止電圧の変動量の１／２となることを特徴とする電子回路。  An electronic circuit, wherein each of the reference voltage fluctuation amount and the potential difference fluctuation amount between the reference voltage and the constant voltage is ½ of the fluctuation amount of the oscillation stop voltage. 請求項１〜１１のいずれかにおいて、In any one of Claims 1-11,
前記定電圧の絶対値は、この定電圧が供給される発振回路の発振停止電圧の絶対値よりも大きいことを特徴とする電子回路。  An electronic circuit characterized in that the absolute value of the constant voltage is larger than the absolute value of the oscillation stop voltage of the oscillation circuit to which the constant voltage is supplied. 請求項１〜１２のいずれかの電子回路を含むことを特徴とする半導体装置。A semiconductor device comprising the electronic circuit according to claim 1. 請求項１〜１２のいずれかの電子回路又は請求項１３の半導体装置を含み、前記発振回路の発振出力から動作基準信号を生成することを特徴とする電子機器。An electronic device comprising the electronic circuit according to claim 1 or the semiconductor device according to claim 13, wherein an operation reference signal is generated from an oscillation output of the oscillation circuit. 請求項１〜１２のいずれかの電子回路又は請求項１３の半導体装置を含み、前記発振回路の発振出力から時計基準信号を形成することを特徴とする時計。A timepiece including the electronic circuit according to claim 1 or the semiconductor device according to claim 13, wherein a timepiece reference signal is formed from an oscillation output of the oscillation circuit.
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