JP4152369B2

JP4152369B2 - 充電制御装置

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Publication number: JP4152369B2
Application number: JP2004280769A
Authority: JP
Inventors: 直毅川本
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-09-28
Filing date: 2004-09-28
Publication date: 2008-09-17
Anticipated expiration: 2024-09-28
Also published as: JP2006101564A

Description

本発明は、バックアップ用の二次電池を充電する充電制御装置に関するものである。

近年、ノートパソコンや携帯電話装置、デジタルカメラ等の携帯型電子機器の高機能化、利便性が追求されている。携帯型電子機器では電池が尽きた時にも、情報を失わないために二次電池を備えており、充電回路にて前記二次電池を充電し、バックアップ用の電源として用いている。

近年は特に電池寿命の増加が求められている。そのため、携帯機器の低電圧動作化がすすんでいる。
（特許文献１）には図８に示す充電制御装置が記載されている。

図８において、二次電池１０３は、逆流防止のスイッチ部１０２を介して充電器１００によって充電されている。１０１は充電制御部である。
図８に示された一般的な充電方式から考えられる一つの例として逆流防止ダイオードを使用した充電制御装置を図９に示す。

図９では、図８の充電器１００がバックアップレギュレータ１で構成されており、入力電圧Ｖｄｃから電圧Ｖｉｎをレギュレートし、二次電池１０３を充電するための電流を供給する。図８のスイッチ部１０２は、逆流防止ダイオード１３で構成されている。この場合、図８の充電制御部１０１は必要としない。

図９において、バックアップ電圧を必要とする電子機器回路１０４として、定電圧レギュレータ２と発振回路３が、逆流防止ダイオード１３と二次電池１０３の間に接続されている。なお、二次電池１０３によるバックアップ電圧は放電がすすむに従って低下していくため、発振回路３に使用する電圧を一定にするために定電圧レギュレータ２を備えて定電圧化している。急激な充電を避けるために充電電流制限抵抗５が、逆流防止ダイオード１３と二次電池１０３の間（電圧Ｖｒｔｃとする）に介装されている。

図９の構成を用いた従来の手段の利点は、逆流防止の手段として逆流防止ダイオード１３を使用するということで構成が簡単にできるということである。しかしながら、二次電池１０３に電荷がたまっていない起動時には大電流を充電電流として流す必要がある。そのため、逆流防止ダイオード１３としては大電流を流せる能力を持ったダイオードが必要となり、面積の増加を必要とする。また、この逆流防止ダイオードを外付け部品として構成した場合には、集積回路化の場合には外部接続端子のピン数の増加を招き、外付け部品としてコストのアップにつながってしまう。

また、二次電池１０３に充電できる最大電圧は、バックアップレギュレータ１の出力電圧Ｖｉｎから逆流防止ダイオード１３の降下電圧分を引いた電圧である。つまり、逆流防止ダイオード１３の導通電圧の分だけ二次電圧１０３に充電できる最大電圧は損をしているという欠点も有している。例えばバックアップレギュレータ１の出力電圧Ｖｉｎが３ボルト、逆流防止ダイオード１３の導通電圧が０．７ボルトとすると、二次電池１０３に充電できる最大電圧は、２．３ボルト（＝３Ｖ−０．７Ｖ）になる。これは、最近のできるだけ長時間駆動させたいという携帯電子機器装置のトレンドからみれば避けたい点である。

そこで、逆流防止ダイオード１３をスイッチとした場合の欠点を改善するために、スイッチ手段にＭＯＳトランジスタを用いた図１０に示す充電制御装置が考えられる。
この場合、前記逆流防止スイッチ部１０２は、逆流防止用スイッチとしてのＰｃｈＭＯＳトランジスタ１０で構成されている。７は比較器で、バックアップレギュレータ１の出力電圧Ｖｉｎと二次電池１０３による充電電圧Ｖｂｕを比較し、ＰｃｈＭＯＳトランジスタ１０のオン・オフを制御しており、図８の充電制御部１０１に相当する。また、比較器７も二次電池１０３による充電電圧で駆動させなければならないから、前記電圧Ｖｒｔｃで比較器７の電源をとらなければならない。

この逆流防止ダイオード１３の代わりに逆流防止ＰｃｈＭＯＳスイッチ１０と比較器７を用いることで、先に書いた逆流防止ダイオードでの欠点を改善できる。
まず、ＰｃｈＭＯＳスイッチ１０と比較器７を内蔵して外付けダイオードが不要となることで、集積回路化の場合には外部接続端子のピン数を削減でき、コストを下げることができる。

また、比較器７はバックアップレギュレータ１の出力電圧Ｖｉｎと二次電池１０３の充電電圧Ｖｂｕを比較でき、Ｖｂｕ＞Ｖｉｎの時は、二次電池１０３からの逆流防止のためにＰｃｈＭＯＳスイッチ１０をオフにし、また、Ｖｉｎ＞Ｖｂｕの時は充電のためにＰｃｈＭＯＳスイッチ１０をオンにする。このとき、ＰｃｈＭＯＳスイッチ１０による電圧降下はＰｃｈＭＯＳスイッチ１０のオン抵抗と充電電流分をかけた電圧のみで、ほとんどなく、二次電池１０３はほぼバックアップレギュレータ１の出力電圧Ｖｉｎまで充電可能となる。このことは、携帯電子機器の駆動時間のアップにつながり、より携帯性、利便性をアップできる。
特開２０００−３７０４２公報

しかし、携帯電子機器への低電圧動作化の要望は年々高まっている。図１０に示した充電制御装置では、起動時、二次電池１０３に充電電圧がない状態で入力電圧に低電圧を入力した場合、比較器７は動作できず、ＰｃｈＭＯＳスイッチ１０のオン・オフ制御ができない。この場合、入力電圧による電流はＰｃｈＭＯＳスイッチ１０のボディダイオードを通って二次電池１０３に充電される。

このように、起動時にＰｃｈＭＯＳスイッチ１０がオンしていなければ、入力電圧が低電圧の時、ＰｃｈＭＯＳスイッチ１０のボディダイオード分電圧が降下した電圧までしか二次電池１０３は充電できない。つまり、ただでさえ入力電圧が低いのに、更にダイオードの電圧降下が起こった状態で、発振回路用の定電圧レギュレータ２や発振回路３などを駆動しなければならなくなる。

具体的には、二次電池１０３に充電電圧がない状態で、入力電圧Ｖｄｃとして１．５ボルトを与えて駆動させようとすると、充電電圧はないのだから、比較器７は動作できず、ＰｃｈＭＯＳスイッチ１０をオンできない。この場合、ＰｃｈＭＯＳスイッチ１０のボディダイオードを通って充電しようとするが、このときの電子機器の電源電圧であるＶｒｔｃは０．８ボルト（＝１．５Ｖ−０．７Ｖ）であるので、負荷回路である定電圧レギュレータ２と発振回路３が駆動できない。もし、この発振回路３から出力されるパルスを例えば他の昇圧電源回路の制御に使用していたり、他のロジック回路の制御等に使用していたら、システムとして何も動作しないという課題がある。

本発明は、二次電池に充電電圧がないような低入力電圧で起動した場合でも、誤動作のない安定して起動できる充電制御装置を提供することを目的とする。

本発明の請求項１記載の充電制御装置は、２次電池から充電器への電流の逆流を防止する逆流防止スイッチを介して前記充電器から前記２次電池を充電する充電制御装置であって、前記逆流防止スイッチの出力側から給電されて動作し、前記２次電池を充電する電圧と、前記充電器から前記逆流防止スイッチの入力側に入力される充電電圧とを比較し、前記逆流防止スイッチをオン／オフ制御する信号を出力する比較器と、前記逆流防止スイッチの出力側から給電されて動作する前記比較器が動作するのに必要な電流が前記比較器の電源回路に流れていることを検出する第１の動作検出手段と、前記逆流防止スイッチの出力側から給電されて発振する発振回路と、前記発振回路が停止していることを検出する第２の動作検出手段と、前記比較器が動作するのに必要な電流が前記比較器の電源回路に流れていないことを検出した場合の前記第１の動作検出手段の出力か、前記発振回路が停止していることを検出した場合の前記第２の動作検出手段の出力の少なくとも一方を検出した場合に前記比較器の出力に関わらず、前記逆流防止スイッチに対し強制的にオン状態とする信号を出力し、前記第１の動作検出手段が前記比較器の電源回路に必要な電流が流れていることと前記第２の動作検出手段が前記発振回路が停止していないことを検出した場合には、前記逆流防止スイッチに対し前記比較器の出力を出力する逆流防止スイッチ制御部とを備えたことを特徴とする。

本発明の請求項２記載の充電制御装置は、請求項１において、前記比較器は、前記２次電池を充電する電圧が前記２次電池の充電電圧より高くあって前記逆流防止スイッチがオンして充電状態にあるときは、前記比較器は常に動作するようにし、それ以外では前記発振回路の出力パルスから生成される間欠動作用クロックに基づいて間欠動作するよう構成し、前記逆流防止スイッチ制御部は、前記比較器の間欠動作の場合には前記比較器の出力に基づく前記逆流防止スイッチのオン／オフ制御状態を次の間欠動作用クロックが来るまで保持するよう構成したことを特徴とする。

本発明の請求項３記載の充電制御装置は、請求項２において、前記逆流防止スイッチ制御部が、前記間欠動作用クロックに基づいて前記第２の動作検出手段が動作する状態に至るまで、前記逆流防止スイッチを強制オンするタイマーを設けたことを特徴とする。

本発明の請求項４記載の充電制御装置は、請求項３において、前記逆流防止スイッチ制御部が前記比較器と前記第２の動作検出手段に基づいて制御されるように、前記第２の動作検出手段によって前記発振回路の出力の発振クロックを検出し、かつ、前記逆流防止スイッチが強制オンされている時間に前記比較器が動作可能となるように、前記タイマーの時間を設定したことを特徴とする。

本発明の請求項５記載の充電制御装置は、請求項４において、前記逆流防止スイッチの出力側に接続された定電圧レギュレータを介して前記発振回路の電源回路に給電し、
前記定電圧レギュレータが動作していることを検出する第３の動作検出手段を設け、
前記第３の動作検出手段の検出出力を遅延時間を有するディレー回路を介して前記逆流防止スイッチ制御部へ供給したことを特徴とする。

本発明の請求項６記載の充電制御装置は、請求項１〜請求項５の何れかにおいて、前記逆流防止スイッチに供給される電圧を昇圧する昇圧回路を備え、前記昇圧回路は外部から昇圧開始の信号が入るまでは入力電圧をそのまま出力し、前記発振回路の出力クロックによって昇圧動作を起動制御するように構成したことを特徴とする。

本発明によれば、二次電池に充電電圧がなく、低入力電圧で起動した場合でも、逆流防止スイッチのオンを可能にし、誤動作のない、安定して起動できる充電制御システムを提供することができる。

以下、本発明の各実施形態を図１〜図７に基づいて説明する。なお、図１０と同様の作用を成すものには同一の符号を付けて説明する。
（第１の実施形態）
図１は本発明の（第１の実施形態）の充電制御装置を示す。

この図１は図１０とは次の点が異なっている。つまり、図１０では逆流防止用スイッチとしてのＰｃｈＭＯＳトランジスタ１０のゲート信号は、比較器７の出力だけで決まったが、この図１では発振回路３の出力信号の有無に基づいて逆流防止スイッチ制御部８が適正な信号をＰｃｈＭＯＳトランジスタ１０のゲートに供給するように構成されている。

バックアップレギュレータ１は、入力電圧Ｖｄｃから電圧Ｖｉｎをレギュレートし、逆流防止用スイッチとしてのＰｃｈＭＯＳトランジスタ１０を介して二次電池１０３を充電するための電流を供給する。比較器７は、バックアップレギュレータ１の出力電圧Ｖｉｎと二次電池１０３による充電電圧Ｖｂｕを比較して信号Ｓ１を発生する。

バックアップ電圧が必要な電子機器回路などは、ＰｃｈＭＯＳトランジスタ１０と二次電池１０３との間（電圧Ｖｒｔｃとする）に接続されており、ここでは定電圧レギュレータと発振回路３が接続されている。二次電池１０３によるバックアップ電圧は放電がすすむに従って低下していくため、発振回路３に使用する電圧を一定にするため、定電圧レギュレータ２が定電圧化している。５は充電電流制限抵抗である。

なお、比較器７も二次電池１０３による充電電圧で駆動させなければならないから、前記電圧Ｖｒｔｃで比較器７の電源をとらなければならない。ここでは、比較器７の電源回路の一端が電圧Ｖｒｔｃに接続され、他端は定電流源１８と電流検出抵抗１２を介して基準電位ＶＳＳに接続されている。

発振停止検出コンパレータ４は、発振回路３からパルス信号が出力されているかを確認するためのものである。逆流防止スイッチ制御部８は、発振停止検出コンパレータ４の出力Ｓ２と比較器７の出力の信号Ｓ１とを入力信号としてＰｃｈＭＯＳトランジスタ１０のゲート信号を制御する。１１はＰｃｈＭＯＳトランジスタ１０のゲートを基準電位ＶＳＳに接続するプルダウン抵抗、１２は電流検出抵抗で構成されている。

前記逆流防止スイッチ制御部８は、インバータ１９，２０と、ＮＡＮＤゲート２１と、ＯＲゲート２２とで構成されている。
動作に基づいて図１の構成を更に詳しく説明する。

図１において、二次電池１０３に充電電圧がない低入力電圧の状態で起動した場合には、まず、プルダウン抵抗１１でＰｃｈＭＯＳトランジスタ１０のゲートを“Ｌ”レベル状態を確保する。そして、次に、比較器７から所定の電流が出力されているのを、電流検出抵抗１２で検出して信号を出力する。これにより、比較器７の動作確認を行う。つまり、比較器７の電源回路に所定の電流が流れて比較器７が正常に動作できる場合には、電流検出抵抗１２の端子電圧Ｖ７が“Ｈ”レベルになる。また、発振停止検出コンパレータ４は発振回路３から発振パルスが出力されていれば、“Ｌ”レベル信号を、発振パルスが出力されていなければ、“Ｈ”レベル信号を出力する。

ここで、前記逆流防止スイッチ制御部８は、比較器７、発振回路３からのパルス出力の両方、あるいは片方でも期待する正常動作がみられなければ、ＮＡＮＤゲート２１の出力のＡ点が“Ｈ”レベルになり、ＰｃｈＭＯＳスイッチ１０のゲートには“Ｌ”レベル信号が出され、ＰｃｈＭＯＳスイッチ１０は強制オン状態になる。比較器７と発振回路３からのパルス出力の両方が正常動作し、電流検出抵抗１２から“Ｈ”レベル信号が、発振停止検出コンパレータ４から“Ｌ”レベル信号がそれぞれ出力されれば、ＮＡＮＤゲート２１の出力のＡ点が“Ｌ”レベルになり、比較器７の出力にてＰｃｈＭＯＳスイッチ１０のオン／オフが制御される。

第１の実施形態によると、二次電池１０３に充電電圧がない低入力電圧の状態で起動した場合でも、強制的に逆流防止スイッチとしてのＰｃｈＭＯＳスイッチ１０をオンさせることができ、システム的に誤動作のない充電制御システムが可能となる。

（第２の実施形態）
図２は本発明の（第２の実施形態）の充電制御装置を示す。
この図２は図１とは次の点が異なっている。近年、携帯電子機器の駆動時間を延ばすために、低消費電力化も求められている。そのため比較器７を間欠動作して消費電流の低減を図っている。１４は発振回路３の出力パルスから生成される間欠動作用クロックである。

起動時のスイッチングを制御する逆流防止スイッチ制御部８は、発振回路３の出力パルスから生成されるタイマー９，ＮＡＮＤゲート２１，インバータ１９，ＯＲゲート２３，インバータ２４，ＡＮＤゲート２５，Ｒ−Ｓフリップフロップ２６，Ｄ型Ｒ−Ｓフリップフロップ２７，比較器７の出力信号の取り込み用のクロック発生器としてのＣＫ発生器２８，インバータ２９，ＯＲゲート３０で構成されている。

動作に基づいて図２の構成を詳しく説明する。
図２において、二次電池１０３に充電電圧がない低入力電圧の状態で起動した場合には、まず、プルダウン抵抗１１でＰｃｈＭＯＳトランジスタ１０のゲートの“Ｌ”レベル状態を確保する。比較器７から所定の電流が出力されているのを、電流検出抵抗１２の端子電圧Ｖ７で検出して信号を出力する。この比較器７が動作していると確認する電流は、間欠動作クロック１４によってコンパレータが動作可能状態にあろうともなかろうとも、常に流れている構成にしておく。これにより、比較器７の動作確認を行う。また、発振停止検出コンパレータ４は、発振回路３から発振パルスが出力されていれば、“Ｌ”レベル信号を、発振パルスが出力されていなければ、“Ｈ”レベル信号を出力する。この発振停止検出コンパレータにより発振回路の正常動作確認を行う。

ここで、比較器７、発振回路３からのパルス出力の両方、あるいは片方でも期待する正常動作がみられなければ、逆流防止スイッチ制御部８内のＮＡＮＤゲート２１の出力のＡ点が“Ｈ”レベルになり、Ｒ−Ｓフリップフロップを介したＢ点は“Ｌ”レベル信号を出力し、ＰｃｈＭＯＳスイッチ１０のゲートには“Ｌ”レベル信号が出力されてＰｃｈＭＯＳトランジスタ１０がは強制オン状態になる。比較器７と発振回路３からのパルス出力の両方が正常動作し、電流検出抵抗１２から“Ｈ”レベル信号が、発振停止検出コンパレータ４から“Ｌ”レベル信号がそれぞれ出力されれば、逆流防止スイッチ制御部８内のＡ点が“Ｌ”レベルになり、比較器７で逆流防止スイッチ１０のオン・オフ制御を行う。

先にも述べたが、比較器７は消費電流削減のために、間欠動作クロック１４で制御されている。例を挙げると１秒間に７．８ｍ秒動作可能といった具合である。つまり、７．８ｍ秒間動作し、その時の状態でスイッチのオン／オフ状態を制御し、その状態を、次の動作可能パルスが来るまで保持する。しかし、図３（ａ）に示すように、常に間欠動作していると、ＰｃｈＭＯＳトランジスタ１０がオンして導通状態を保持した状態で、充電電圧がバックアップレギュレータ１の出力を超えてしまうと、次の動作可能パルスが来るまで逆流してしまう。

また、同様に、ＰｃｈＭＯＳトランジスタ１０がオンして導通状態を保持した状態で、入力電圧がなくなって、バックアップレギュレータ１の出力がでなくなると、次の動作可能パルスが来るまで、二次電池１０３から電流が逆転してしまう。

そのため、図３（ｂ）に示すように、バックアップレギュレータ１の出力電圧Ｖｉｎが充電電圧Ｖｂｕより高く、ＰｃｈＭＯＳトランジスタ１０がオンして充電状態にあるときは、比較器７は常に動作するようにし、逆にバックアップレギュレータ１の出力電圧Ｖｉｎが充電電圧Ｖｂｕより低く、ＰｃｈＭＯＳトランジスタ１０がオフして逆流防止状態にあるときは、比較器７は間欠動作クロック１４によって、間欠動作するようにしなければならない。そうすれば逆流は防げ、消費電力も削減できる。

しかしながら、起動後、比較器７と発振回路３からのパルス出力の両方が正常動作し、電流検出抵抗１２から“Ｈ”レベル信号が、発振停止検出コンパレータ４から“Ｌ”レベル信号がそれぞれ出力され、逆流防止スイッチ制御部８内のＡ点が“Ｌ”レベルになり、比較器７でＰｃｈＭＯＳトランジスタ１０のオン・オフ制御を行える状態になっても、肝心の比較器７が間欠動作クロック１４の状態で動かない可能性がある。間欠動作クロックは発振回路３の出力パルスからつくられるが、いつ発振が始まるかは完全に予測できない。

つまり、間欠動作クロック１４で確実に比較器７が動作できる状態がくるまで、ＰｃｈＭＯＳトランジスタ１０を強制オンする必要がある。例えば、間欠動作パルスが１秒周期で７．８ｍ秒間だけ動作可能な信号を出力するとすれば、１秒間逆流防止スイッチをオンしておけば、最低でも比較器７は動作可能状態になれる。そして、動作可能となったときのコンパレータ出力を状態保持しておくことで、以降の充電制御は可能となる。

そのため、タイマー９が必要になる。図４（ａ）にタイマー９の回路図、図４（ｂ）にその入出力のタイムチャートを示す。
比較器７と発振回路３からのパルス出力の両方が正常動作し、電流検出抵抗１２から“Ｈ”レベル信号が、発振停止検出コンパレータ４から“Ｌ”レベル信号がそれぞれ出力され、逆流防止スイッチ制御部８内のＣ点が“Ｈ”レベルになり、フリップフロップを動作可能にする。その後、発振回路３からのパルス出力でタイムカウントし、１秒間は出力に“Ｈ”レベルを出し続け、逆流防止スイッチを強制オンする。その後タイマー９はずっと“Ｌ”レベル信号を出し、比較器７で、逆流防止スイッチ１０は制御される。このタイマー９で起動時に“Ｈ”レベル信号を出し続ける時間は、間欠動作パルスの周期と同等以上であればよい。

比較器７から出力された信号はラッチ回路にて保持されるが、保持されるために取り込み用クロック発生器１５が必要となる。これも発振回路３の出力パルスから生成してもよい。この取り込みクロックは、間欠動作クロック１４が“Ｈ”レベル信号を出し、比較器７が動作し、出力信号を出した後で、間欠動作クロック１４が“Ｌ”レベル信号を出し、比較器７が動作不可能となる間に入れることができれば、どんな信号でもよい。

第２の実施形態によると、二次電池１０３に充電電圧がない低入力電圧の状態で起動した場合でも、強制的に逆流防止スイッチをオンでき、かつ、比較器の間欠動作により消費電流を低減したうえで、システム的に誤動作のない充電制御システムが可能となる。

（第３の実施形態）
図５は本発明の（第３の実施形態）の充電制御装置を示す。
この図５は図２とは次の点が異なっている。これは（第２の実施形態）の電流検出抵抗１２を削除して、発振停止検出コンパレータ４だけで、逆流防止スイッチ制御部８を制御するよう構成されている点だけが異なっている。

つまり、図２の電流検出抵抗１２を削除して、発振停止検出コンパレータ４だけで、逆流防止スイッチ制御部８を制御するために、発振停止検出コンパレータ４によって発振クロックが出力されているのを確認してから、逆流防止スイッチ１０が強制オンされている時間に、比較器７が十分動作できる状態になれるタイマー時間にタイマー９がセットされている。

第３の実施形態によると、二次電池１０３に充電電圧がない低入力電圧の状態で起動した場合でも、逆流防止スイッチ１０を強制的にオンでき、かつ、比較器７の間欠動作により消費電流を低減したうえで、システム的に誤動作のない充電制御システムが可能となる。

（第４の実施形態）
図６は本発明の（第４の実施形態）の充電制御装置を示す。
この図６は図５とは次の点が異なっている。

これは（第２の実施形態）の発信停止検出コンパレータ４を削除して、電流検出抵抗１２ｂだけで、逆流防止スイッチ制御部８を制御する。この時、比較器７の動作電流を発振回路用定電圧レギュレータ２からとる。そうすることで、発振回路用定電圧レギュレータ２が動作し、電流を流すと発振回路３、比較器７が動作可能になるので、電流検出抵抗１２で、発振回路用定電圧レギュレータ２、発振回路３、比較器７の動作状態を判別できる。しかし、発振回路用定電圧レギュレータ２から電流が流れ出して、発振回路３が動作するまで時間がある程度かかる。このため、発振回路３から出力クロックがでていないのに、電流検出抵抗１２ｂからの信号ですべて動作可能とシステムが判断しないように、発振回路３が動作するまでより長い遅延時間のディレー回路１６が、第３の動作検出手段として定電圧レギュレータ２の電源回路に介装した定電流源１８ｂと電流検出抵抗１２ｂの、電流検出抵抗１２ｂの一端と前記逆流防止スイッチ制御部８との間に介装して解消している。

第４の実施形態によると、二次電池１０３に充電電圧がない低入力電圧の状態で起動した場合でも、強制的に逆流防止スイッチをオンでき、かつ、比較器の間欠動作により消費電流を低減したうえで、システム的に誤動作のない充電制御システムが可能となる。

（第５の実施形態）
図７は本発明の（第５の実施形態）の充電制御装置を示す。
この図７は図２とは次の点が異なっている。

この図７では、バックアップレギュレータ１の前段に昇圧回路１７が設けられており、入力電圧Ｖｄｃの昇圧してバックアップレギュレータ１の入力に給電している。この昇圧回路１７には前記発振回路３で生成された発振クロックが制御に用いられている。

このように、（第２の実施形態）に昇圧回路１７を設け、昇圧回路１７は外部から昇圧開始の信号が入るまでは入力電圧をそのまま出力する。昇圧回路１７は発振回路３からの出力クロックによって起動制御されている。

動作に基づいて構成をより詳しく説明する。
図７において、二次電池１０３に充電電圧がない低入力電圧の状態で起動した場合、まず、プルダウン抵抗１１でＰｃｈＭＯＳトランジスタ１０のゲートの“Ｌ”レベル状態を確保する。次に比較器７と発振回路３からのクロック出力の両方が正常動作し、電流検出抵抗１２から“Ｈ”レベル信号が、発振停止検出コンパレータ４から“Ｌ”レベル信号がそれぞれ出力されれば、逆流防止スイッチ制御部８内のＡ点が“Ｌ”レベルになり、タイマー９の時間だけ逆流防止スイッチ１０をオンさせた後、比較器７で逆流防止スイッチ１０のオン・オフ制御を行う。

これで、起動時に確実に発振回路３、比較器７が動作するので、逆流の恐れもなく、昇圧回路１７が動作しないということも防げる。
この（第５の実施形態）によると、二次電池１０３に充電電圧がない低入力電圧の状態で起動した場合でも、強制的に逆流防止スイッチをオンでき、確実に発振パルスが出力しているのを確認できるので、確実に昇圧回路を起動制御することができ、システム的に誤動作のない充電制御システムが可能となる。

なお、この（第５の実施形態）では（第２の実施形態）の場合を例に挙げて説明したが、図１，図５，図６に示したその他の実施形態においても同様に実施できる。

本発明は、二次電池を有する半導体集積回路の充電回路システムにおいて、電源起動時に確実に充電し、システムの誤動作を防止することが可能な充電制御システムを形成するのに有用である。

本発明の（第１の実施形態）に係る充電制御装置の構成図本発明の（第２の実施形態）に係る充電制御装置の構成図間欠動作する比較器を使用した場合に発生する逆流の不具合のタイミングチャートと間欠動作する同実施形態の比較器を使用した場合の正常な充電動作のタイミングチャート同実施形態のタイマーの構成図と入出力の波形図本発明の（第３の実施形態）に係る充電制御装置の構成図本発明の（第４の実施形態）に係る充電制御装置の構成図本発明の（第５の実施形態）に係る充電制御装置構成図従来の充電制御装置の構成図逆流防止ダイオードを使用した従来の充電制御装置の構成図比較器を使用した従来の充電制御装置の構成図

符号の説明

１０３二次電池
Ｖｉｎ２次電池１０３を充電する電圧
Ｖｂｕ２次電池１０３の充電電圧
１バックアップレギュレータ
２定電圧レギュレータ
３発振回路
４発振停止検出コンパレータ（第２の動作検出手段）
５充電電流制限抵抗
７比較器
８，８Ａ逆流防止スイッチ制御部
９タイマー
１０ＰｃｈＭＯＳトランジスタ（逆流防止スイッチ）
１１プルダウン抵抗
１２，１８電流検出抵抗と定電流源（第１の動作検出手段）
１２ｂ，１８ｂ電流検出抵抗と定電流源（第３の動作検出手段）
１４間欠動作用クロック
１６ディレー回路
１７昇圧回路

Claims

２次電池から充電器への電流の逆流を防止する逆流防止スイッチを介して前記充電器から前記２次電池を充電する充電制御装置であって、
前記逆流防止スイッチの出力側から給電されて動作し、前記２次電池を充電する電圧と、前記充電器から前記逆流防止スイッチの入力側に入力される充電電圧とを比較し、前記逆流防止スイッチをオン／オフ制御する信号を出力する比較器と、
前記逆流防止スイッチの出力側から給電されて動作する前記比較器が動作するのに必要な電流が前記比較器の電源回路に流れていることを検出する第１の動作検出手段と、
前記逆流防止スイッチの出力側から給電されて発振する発振回路と、
前記発振回路が停止していることを検出する第２の動作検出手段と、
前記比較器が動作するのに必要な電流が前記比較器の電源回路に流れていないことを検出した場合の前記第１の動作検出手段の出力か、前記発振回路が停止していることを検出した場合の前記第２の動作検出手段の出力の少なくとも一方を検出した場合に前記比較器の出力に関わらず、前記逆流防止スイッチに対し強制的にオン状態とする信号を出力し、前記第１の動作検出手段が前記比較器の電源回路に必要な電流が流れていることと前記第２の動作検出手段が前記発振回路が停止していないことを検出した場合には、前記逆流防止スイッチに対し前記比較器の出力を出力する逆流防止スイッチ制御部と
を備えた充電制御装置。
前記比較器は、前記２次電池を充電する電圧が前記２次電池の充電電圧より高くあって前記逆流防止スイッチがオンして充電状態にあるときは、前記比較器は常に動作するようにし、それ以外では前記発振回路の出力パルスから生成される間欠動作用クロックに基づいて間欠動作するよう構成し、
前記逆流防止スイッチ制御部は、前記比較器の間欠動作の場合には前記比較器の出力に基づく前記逆流防止スイッチのオン／オフ制御状態を次の間欠動作用クロックが来るまで保持するよう構成した
請求項１記載の充電制御装置。
前記逆流防止スイッチ制御部が、前記間欠動作用クロックに基づいて前記第２の動作検出手段が動作する状態に至るまで、前記逆流防止スイッチを強制オンするタイマーを設けた
請求項２記載の充電制御装置。
前記逆流防止スイッチ制御部が前記比較器と前記第２の動作検出手段に基づいて制御されるように、前記第２の動作検出手段によって前記発振回路の出力の発振クロックを検出し、かつ、前記逆流防止スイッチが強制オンされている時間に前記比較器が動作可能となるように、前記タイマーの時間を設定した
請求項３記載の充電制御装置。
前記逆流防止スイッチの出力側に接続された定電圧レギュレータを介して前記発振回路の電源回路に給電し、
前記定電圧レギュレータが動作していることを検出する第３の動作検出手段を設け、
前記第３の動作検出手段の検出出力を遅延時間を有するディレー回路を介して前記逆流防止スイッチ制御部へ供給した
請求項４記載の充電制御装置。
前記逆流防止スイッチに供給される電圧を昇圧する昇圧回路を備え、前記昇圧回路は外部から昇圧開始の信号が入るまでは入力電圧をそのまま出力し、前記発振回路の出力クロックによって昇圧動作を起動制御するように構成した
請求項１〜請求項５の何れかに記載の充電制御装置。