JP4100199B2 - ディジタル放送波中継方法、送信機及び受信機 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル放送波信号を中継するディジタル放送波中継方法、並びにその方法を利用するディジタル放送波中継用送信機及び受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
地上波ディジタル放送において、マイクロ波中継を行う中継局は、放送波周波数帯からマイクロ波帯に変換して、アンテナより放射する。
前記中継局においては、放送波を周波数変換するときに、局部発振器が必要になる。周波数変換時に、局部発振器の周波数精度がそのまま搬送波に乗り移って、搬送波の周波数精度が劣化する。
【０００３】
特に、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 変調方式を用いた放送波では、搬送波の周波数精度が要求されるので、局部発振器として位相雑音の少ない周波数精度の高いものが要求される。
また、従来、受信機側で搬送波周波数精度の劣化を保障する提案もなされている。この方法は、ＯＦＤＭ復調部で高速フーリエ変換された後の周波数領域で、常に固定位置に挿入されている一部の信号の、位置の誤差を検出して、全搬送波に共通な位相雑音を検出し、これを打ち消す補正をシンボルごとに行い、位相雑音を抑圧している。
【０００４】
【非特許文献１】
三木信之「地上デジタルテレビジョン放送の伝送特性」放送技術５，第173〜179頁(2001)
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、局部発振器として位相雑音の少ない周波数精度の高いものを用意すれば、コストが上がり、またその維持管理にも手間がかかる。
受信機側で対応するには、受信機の回路構成が複雑になり、これもコストの上昇につながる。
そこで、本発明は、局部発振器に周波数精度の高いものを要求せず、送信機、受信機ともに簡単な回路構成で、中継搬送波の周波数精度を良好に保持することのできるディジタル放送波中継方法、送信機及び受信機を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
局部発振器の局部発振信号の周波数をｆaと書く。
本発明のディジタル放送波中継方法は、局部発振器で発振される局部発振信号の周波数ｆaをＭ倍（Ｍは１より大きな定数）に逓倍し、ディジタル放送波信号と、前記Ｍ倍に逓倍された局部発振信号とを混合して、中間周波信号を作り、前記局部発振信号の周波数をＮ倍（Ｎ＞Ｍ）に逓倍して搬送波を作り、前記中間周波信号と前記局部発振信号とを合波した信号と、前記搬送波とを混合して、この混合された信号を中継波として送信し、この中継波に含まれる前記混合された信号に基づいて、中間周波信号と、局部発振信号とを作り、局部発振信号の周波数をＭ倍に逓倍し、前記Ｍ倍に逓倍された信号と、中間周波信号とから、ディジタル放送波信号を再現する方法である（請求項１）。
【０００７】
前記の構成によれば、送信側は、中間周波信号と、周波数ｆaの局部発振信号とが含まれる信号を作り、それを搬送波周波数に変換して送信するので、送信される中継波には、周波数Ｎｆaの搬送波信号とともに、それより中間周波数だけ高い中間周波信号と、周波数ｆaだけ高い周波数（Ｎ＋１）ｆaの信号とが含まれている。受信側では、これらの信号を混合することにより、中間周波信号を再現するとともに、周波数ｆaの局部発振信号を再現することができる。そこで、Ｍは定数として設定された数であるので既知であるから、局部発振信号の周波数をＭ倍に逓倍し、そのＭ倍に逓倍された信号と、中間周波信号とから、ディジタル放送波信号を再現することができる。
【０００８】
前記Ｍは、ディジタル放送波信号の周波数から前記局部発振信号の周波数ｆaを引いた周波数を、前記局部発振信号の周波数ｆaで割った値よりも大きく、かつ前記Ｍは、ディジタル放送波信号の周波数を、前記局部発振信号の周波数ｆaで割った値よりも小さな定数であれば（請求項２）、中間周波信号の信号が、周波数Ｎｆaの搬送波信号と、それより周波数ｆaだけ高い周波数（Ｎ＋１）ｆaの信号との間に入ることが保証される。
【０００９】
前記局部発振信号の周波数ｆaは、ディジタル放送波信号の周波数帯域の２倍よりも高い周波数であることが好ましい（請求項３）。送信される中継波には、周波数Ｎｆaの搬送波信号とともに、それより中間周波数だけ高い中間周波信号と、周波数ｆaだけ高い周波数（Ｎ＋１）ｆaの信号とが含まれているので、その周波数帯幅は、ｆaとなっている。この周波数帯幅ｆaの中に、ディジタル放送波信号の帯域を２つ包含可能であることが好ましいからである。その理由は、受信側で信号を混合して、中間周波信号と、周波数ｆaの局部発振信号とを再現するときに、周波数０からｆaまでの間の帯域に、中間周波信号とともにそのイメージ信号が入るからである。なお、このイメージ信号はフィルタで取り除けばよい。
【００１０】
前記局部発振信号の周波数ｆaの上限は発明の実施上規定されないが、周波数ｆaが増大するほど中継波の占有帯域幅が広がるので、周波数の有効利用の観点から、制限することが好ましい。
本発明のディジタル放送波中継用送信機は、前記ディジタル放送波中継方法に用いられ、局部発振信号を発振する局部発振器と、局部発振器で発振される局部発振信号に基づいて、周波数逓倍された信号を作り出す非線形回路と、周波数逓倍された信号から、周波数Ｍ倍に逓倍された信号を取り出す第１のフィルタ回路と、周波数Ｎ倍に逓倍された搬送波信号を取り出す第２のフィルタ回路と、ディジタル放送波信号と、前記Ｍ倍に逓倍された信号とを混合して、中間周波信号を作る第１の混合器と、前記局部発振信号を第１の所定時間遅延させる第１の遅延回路と、前記中間周波信号と、第１の所定時間遅延された前記局部発振信号とを合波する合波回路と、前記周波数Ｎ倍に逓倍された搬送波信号を第２の所定時間遅延させる第１の遅延回路と、合波回路によって合波された信号と、第２の所定時間遅延された周波数Ｎ倍に逓倍された前記搬送波信号とを混合する第２の混合器とを備え、この混合された信号を中継波として送信するものである（請求項４）。
【００１１】
前記の構成によれば、中間周波信号と、周波数ｆaの局部発振信号とを合波した信号を作り、それを搬送波周波数に変換して送信するので、送信される中継波には、周波数Ｎｆaの搬送波信号とともに、それより中間周波数だけ高い中間周波信号と、周波数ｆaだけ高い周波数（Ｎ＋１）ｆaの信号とが含まれている。受信側では、これらの信号を混合することにより、中間周波信号を再現するとともに、周波数ｆaの局部発振信号を再現し、再現された局部発振信号の周波数をＭ倍に逓倍し、そのＭ倍に逓倍された信号と、中間周波信号とから、ディジタル放送波信号を再現することができる。
【００１２】
また、本発明のディジタル放送波中継用受信機は、ディジタル放送波中継方法に用いられる受信機であって、ディジタル放送中継波に含まれる信号が、搬送波と、搬送波に乗ったディジタル放送波の中間周波信号と、搬送波よりも送信機の局部発振信号の周波数だけ高い信号であり、ディジタル放送中継波に含まれる前記各信号に基づいて、中間周波信号と、局部発振信号とが含まれる信号を作り出す非線形回路と、非線形回路の出力信号から、中間周波信号を取り出す第１のフィルタ回路と、局部発振信号を取り出す第２のフィルタ回路と、中間周波信号を遅延させる遅延回路と、局部発振信号の周波数をＭ倍に逓倍する回路と、前記Ｍ倍に逓倍された信号と、中間周波信号とを混合することによってディジタル放送波信号を再現するための混合器とを備える（請求項５）。
【００１３】
ディジタル放送中継波に含まれる信号が、搬送波と、搬送波に乗ったディジタル放送波の中間周波信号と、搬送波の周波数よりも送信機の局部発振信号の周波数ｆaだけ高い信号であるので、受信したディジタル放送中継波に含まれる前記信号に基づいて、中間周波信号と、周波数ｆaの局部発振信号とを再現することができる。局部発振信号の周波数をＭ倍（Ｍは、送信機で設定された定数）に逓倍し、前記Ｍ倍に逓倍された信号と、中間周波信号とを混合することによってディジタル放送波信号を再現することができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、添付図面を参照しながら詳細に説明する。
図１は、中継局の送信機１の構成を示すブロック図である。送信機１は、周波数ｆaの局部発振信号を作る局部発振器１１、局部発振器１１からの局部発振信号を受けてより高い周波数を含む非線形信号を作り出す２ポートの非線形回路１２、非線形信号から所定周波数成分Ｍｆa，Ｎｆaの信号を取り出すバンドパスフィルタ１３，１４、及び２つの遅延回路１５，１６を有する。なお、図１において各種増幅器が存在するが、図示を省略している（図３においても同じ）。
【００１５】
前記「非線形回路」とは、入力信号ｉと出力信号Ｏとの関係が、
Ｏ＝ａ0＋ａ1ｉ＋ａ2ｉ2＋ａ3ｉ3＋・・・
のように非線形の関係で表される回路をいう。具体的には、ダイオードの比較的電流の少ない湾曲部、トランジスタのベース電圧対コレクタ電流特性、ＦＥＴのゲート電圧対ドレイン電流特性などを利用する。
送信機１に入力されるＯＦＤＭ放送波は、混合器１７によって、周波数Ｍｆaの信号と混合され中間周波信号に変換される。中間周波信号は、バンドパスフィルタ１８を通して、合波器１９によって、周波数ｆaの局部発振信号と合波される。このとき、局部発振信号は遅延回路１５によって遅延されているが、この遅延時間は、局部発振器１１から発振された局部発振信号が、２ポートの非線形回路１２、バンドパスフィルタ１３、混合器１７、バンドパスフィルタ１８を通過する間に受ける遅延時間と同じ時間に設定されている。
【００１６】
さらに合波された信号は、混合器２０によって、周波数成分Ｎｆaの信号と混合される。このとき、局部発振信号は遅延回路１６によって遅延されているが、この遅延時間は、２ポートの非線形回路１２から出力された局部発振信号が、バンドパスフィルタ１３、混合器１７、バンドパスフィルタ１８、合波器１９を通過する間に受ける遅延時間から、バンドパスフィルタ１４を通過する間に受ける遅延時間を引いた時間に設定されている。混合器２０から出力される信号は、バンドパスフィルタ２１を通してアンテナから放射される。
【００１７】
図２は、周波数ｆaの局部発振信号、ＯＦＤＭ放送波などの周波数スペクトル図である。縦軸は信号電力、横軸は周波数を表す。ＯＦＤＭ放送波は、帯域の広がりを持ち、その中心周波数をｆcで表す。周波数ｆaの局部発振信号は、前記２ポートの非線形回路１２で非線形処理され、図２(a)に示すように、バンドパスフィルタによって周波数Ｍｆaの信号が取り出される。周波数Ｍｆaの範囲は、周波数ｆaより大きくＯＦＤＭ放送波の周波数ｆcを超えないように、ｆa＜Ｍｆa＜ｆcで規定される。 すなわち、
１＜Ｍ＜（ｆc／ｆa）
その周波数Ｍｆaの信号とＯＦＤＭ放送波とが混合器１７によって混合されて、図２(b)に示すように中間周波数ｆc−Ｍｆaの中間周波信号が生成される。
【００１８】
この中間周波数ｆc−Ｍｆaの中間周波信号は、合波器１９により周波数ｆaの信号と合波される。
この場合、中間周波数ｆc−Ｍｆaの範囲は、周波数ｆaを超えないように、０＜ｆc−Ｍｆa＜ｆaで規定される。すなわち、
［（ｆc−ｆa）／ｆa］＜Ｍ＜（ｆc／ｆa）
この結果、図２(c)に示すように中間周波数ｆc−Ｍｆaの信号と周波数ｆaの信号とが並存する状態となる。これらの信号は、混合器２０によって、周波数成分Ｎｆaの信号と混合される結果、周波数成分Ｎｆaの信号と、周波数Ｎｆa＋（ｆc−Ｍｆa）の信号と、周波数（Ｎ＋１）ｆaの信号が発生し、バンドパスフィルタ２１を通してアンテナから放射される。アンテナから放射されるマイクロ波の占有帯域幅は、（Ｎ＋１）ｆa−Ｎｆa＝ｆaとなり、局部発振器の周波数ｆaに等しくなる。
【００１９】
ここで、数値設計例を掲げる。ＯＦＤＭ放送波として４７３ＭＨｚ（１７ｃｈ）、帯域が±３ＭＨｚ合計６ＭＨｚの信号を中継することを想定する。ｆa＝１８ＭＨｚの局部発振器を用いる場合、Ｍ＝４７３／１８＝２６とすれば、中間周波数ｆc−Ｍｆa＝４７３−２６×１８＝５ＭＨｚの信号を作ることができる。中間周波信号の帯域は６ＭＨｚであり、５ＭＨｚ±３ＭＨｚ＝２〜８ＭＨｚの間に存在する。中継するマイクロ波周波数が３．６ＧＨｚであれば、Ｎを、３６００／１８＝２００に設定する。
【００２０】
図３は、中継局の受信機２の構成を示すブロック図である。受信機２は、中継されてきた周波数Ｎｆa，Ｎｆa＋（ｆc−Ｍｆa），（Ｎ＋１）ｆaの３つの信号を通過させる帯域を持ったバンドパスフィルタ２３と、これらの信号に非線形歪を与える２ポートの非線形回路２４と、非線形信号から中間周波数帯（ｆc−Ｍｆa）の信号及び周波数ｆaの信号をそれぞれ取り出すバンドパスフィルタ２５，２６と、遅延回路２７と、周波数ｆaをＭ倍に逓倍する逓倍器２８とを有する。
【００２１】
前記周波数Ｎｆa，Ｎｆa＋（ｆc−Ｍｆa），（Ｎ＋１）ｆaの３つの信号は、非線形回路２４によって互いに混合される。(1)周波数Ｎｆaの信号とＮｆa＋（ｆc−Ｍｆa）の信号との混合によって、（ｆc−Ｍｆa）の中間周波信号が作られる。(2) 周波数Ｎｆa＋（ｆc−Ｍｆa）の信号と（Ｎ＋１）ｆaの信号との混合によって、周波数ｆa−（ｆc−Ｍｆa）の信号が作られる。さらに(3) 周波数Ｎｆaの信号と周波数（Ｎ＋１）ｆaの信号との混合によって周波数ｆaの信号が作られる。
【００２２】
図４(a)は、非線形回路２４によって作られた前記３つの信号の周波数スペクトル図である。縦軸は信号電力、横軸は周波数を表す。図に示されるように、中間周波信号と周波数ｆa−（ｆc−Ｍｆa）のイメージ信号とは、占有帯域幅０〜ｆaの中に、互いに重なることなく存在している。
前述した数値例を使えば、中間周波信号の周波数は５ＭＨｚ、周波数ｆa−（ｆc−Ｍｆa）のイメージ信号は１８−５＝１３ＭＨｚとなる。中間周波信号は２〜８ＭＨｚ、イメージ信号は１３ＭＨｚ±３ＭＨｚ＝１０〜１６ＭＨｚとなり、２つの信号が、帯域ｆa＝１８ＭＨｚの中に重複することなく存在できる。
【００２３】
バンドパスフィルタ２５は、（ｆc−Ｍｆa）の中間周波数信号を通過させ、前記周波数ｆa−（ｆc−Ｍｆa）の信号と周波数ｆaの信号をカットする。バンドパスフィルタ２６は、周波数ｆaの信号を通過させる。このバンドパスフィルタ２６を通過した周波数ｆaの信号は、逓倍器２８によりＭ倍に逓倍され、周波数Ｍｆaの信号となる。これらの信号を、図４(b)に示す。
最後に、混合器２９によって、周波数（ｆc−Ｍｆa）の中間周波信号と、周波数Ｍｆaの信号とが混合され、図４(c)に示すように、周波数ｆcのＯＦＤＭ信号が取り出される。
【００２４】
次に、本発明の位相雑音の相殺効果について説明する。送信機１において放射される周波数成分Ｎｆaの信号は、上に説明したように、中間周波信号（ｆc−Ｍｆa）を作るのに使用される。周波数Ｎｆaの信号と周波数（Ｎ＋１）ｆaの信号とから作られた周波数ｆaの信号はＭ倍に逓倍され、逓倍された後、周波数ｆcのＯＦＤＭ信号を作るのに使用される。
このように、受信機２は、受信機２内に局部発振器をもたず、中継されてきた電波に含まれる信号に基づいて周波数変換しているため、送信機１の局部発振器から搬送波に乗り移った位相雑音を、受信機２で相殺することができる。
【００２５】
以上で、本発明の実施の形態を説明したが、本発明の実施は、前記の形態に限定されるものではない。例えば、前述した数値例は一例であり、本発明がこれに限定されないことはいうまでもない。その他、本発明の範囲内で種々の変更を施すことが可能である。
【００２６】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、ディジタル放送中継波を受信するときに、受信機内に局部発振器をもつ必要はなく、中継されてきた電波に含まれる信号に基づいて周波数変換するため、送信機の局部発振器から搬送波に乗り移った位相雑音を相殺することができる。したがって、送信機の局部発振器に周波数精度の高いものを要求せず、送信機、受信機ともに簡単な回路構成で、中継搬送波の周波数精度を良好に保持することができ、放送波の画質、音質の劣化を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】中継局の送信機１の構成を示すブロック図である。
【図２】周波数ｆaの局部発振信号、ＯＦＤＭ放送波などの周波数スペクトル図である。
【図３】中継局の受信機２の構成を示すブロック図である。
【図４】 (a)は非線形回路によって作られた３つの信号の周波数スペクトル図、(b)はバンドパスフィルタを通過した信号の周波数スペクトル図、(c)は取り出されたＯＦＤＭ信号の図である。
【符号の説明】
１ 送信機
２ 受信機
１１ 局部発振器
１２ ２ポートの非線形回路
１３，１４ バンドパスフィルタ
１５，１６ 遅延回路
１７ 混合器
１８ バンドパスフィルタ
１９ 合波器
２０ 混合器
２１ バンドパスフィルタ
２３ バンドパスフィルタ
２４ ２ポートの非線形回路
２５，２６ バンドパスフィルタ
２７ 遅延回路
２８ 逓倍器
２９ 混合器
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル放送波信号を中継するディジタル放送波中継方法、並びにその方法を利用するディジタル放送波中継用送信機及び受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
地上波ディジタル放送において、マイクロ波中継を行う中継局は、放送波周波数帯からマイクロ波帯に変換して、アンテナより放射する。
前記中継局においては、放送波を周波数変換するときに、局部発振器が必要になる。周波数変換時に、局部発振器の周波数精度がそのまま搬送波に乗り移って、搬送波の周波数精度が劣化する。
【０００３】
特に、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 変調方式を用いた放送波では、搬送波の周波数精度が要求されるので、局部発振器として位相雑音の少ない周波数精度の高いものが要求される。
また、従来、受信機側で搬送波周波数精度の劣化を保障する提案もなされている。この方法は、ＯＦＤＭ復調部で高速フーリエ変換された後の周波数領域で、常に固定位置に挿入されている一部の信号の、位置の誤差を検出して、全搬送波に共通な位相雑音を検出し、これを打ち消す補正をシンボルごとに行い、位相雑音を抑圧している。
【０００４】
【非特許文献１】
三木信之「地上デジタルテレビジョン放送の伝送特性」放送技術５，第173〜179頁(2001)
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、局部発振器として位相雑音の少ない周波数精度の高いものを用意すれば、コストが上がり、またその維持管理にも手間がかかる。
受信機側で対応するには、受信機の回路構成が複雑になり、これもコストの上昇につながる。
そこで、本発明は、局部発振器に周波数精度の高いものを要求せず、送信機、受信機ともに簡単な回路構成で、中継搬送波の周波数精度を良好に保持することのできるディジタル放送波中継方法、送信機及び受信機を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
局部発振器の局部発振信号の周波数をｆaと書く。
本発明のディジタル放送波中継方法は、局部発振器で発振される局部発振信号の周波数ｆaをＭ倍（Ｍは１より大きな定数）に逓倍し、ディジタル放送波信号と、前記Ｍ倍に逓倍された局部発振信号とを混合して、中間周波信号を作り、前記局部発振信号の周波数をＮ倍（Ｎ＞Ｍ）に逓倍して搬送波を作り、前記中間周波信号と前記局部発振信号とを合波した信号と、前記搬送波とを混合して、この混合された信号を中継波として送信し、この中継波に含まれる前記混合された信号に基づいて、中間周波信号と、局部発振信号とを作り、局部発振信号の周波数をＭ倍に逓倍し、前記Ｍ倍に逓倍された信号と、中間周波信号とから、ディジタル放送波信号を再現する方法である（請求項１）。
【０００７】
前記の構成によれば、送信側は、中間周波信号と、周波数ｆaの局部発振信号とが含まれる信号を作り、それを搬送波周波数に変換して送信するので、送信される中継波には、周波数Ｎｆaの搬送波信号とともに、それより中間周波数だけ高い中間周波信号と、周波数ｆaだけ高い周波数（Ｎ＋１）ｆaの信号とが含まれている。受信側では、これらの信号を混合することにより、中間周波信号を再現するとともに、周波数ｆaの局部発振信号を再現することができる。そこで、Ｍは定数として設定された数であるので既知であるから、局部発振信号の周波数をＭ倍に逓倍し、そのＭ倍に逓倍された信号と、中間周波信号とから、ディジタル放送波信号を再現することができる。
【０００８】
前記Ｍは、ディジタル放送波信号の周波数から前記局部発振信号の周波数ｆaを引いた周波数を、前記局部発振信号の周波数ｆaで割った値よりも大きく、かつ前記Ｍは、ディジタル放送波信号の周波数を、前記局部発振信号の周波数ｆaで割った値よりも小さな定数であれば（請求項２）、中間周波信号の信号が、周波数Ｎｆaの搬送波信号と、それより周波数ｆaだけ高い周波数（Ｎ＋１）ｆaの信号との間に入ることが保証される。
【０００９】
前記局部発振信号の周波数ｆaは、ディジタル放送波信号の周波数帯域の２倍よりも高い周波数であることが好ましい（請求項３）。送信される中継波には、周波数Ｎｆaの搬送波信号とともに、それより中間周波数だけ高い中間周波信号と、周波数ｆaだけ高い周波数（Ｎ＋１）ｆaの信号とが含まれているので、その周波数帯幅は、ｆaとなっている。この周波数帯幅ｆaの中に、ディジタル放送波信号の帯域を２つ包含可能であることが好ましいからである。その理由は、受信側で信号を混合して、中間周波信号と、周波数ｆaの局部発振信号とを再現するときに、周波数０からｆaまでの間の帯域に、中間周波信号とともにそのイメージ信号が入るからである。なお、このイメージ信号はフィルタで取り除けばよい。
【００１０】
前記局部発振信号の周波数ｆaの上限は発明の実施上規定されないが、周波数ｆaが増大するほど中継波の占有帯域幅が広がるので、周波数の有効利用の観点から、制限することが好ましい。
本発明のディジタル放送波中継用送信機は、前記ディジタル放送波中継方法に用いられ、局部発振信号を発振する局部発振器と、局部発振器で発振される局部発振信号に基づいて、周波数逓倍された信号を作り出す非線形回路と、周波数逓倍された信号から、周波数Ｍ倍に逓倍された信号を取り出す第１のフィルタ回路と、周波数Ｎ倍に逓倍された搬送波信号を取り出す第２のフィルタ回路と、ディジタル放送波信号と、前記Ｍ倍に逓倍された信号とを混合して、中間周波信号を作る第１の混合器と、前記局部発振信号を第１の所定時間遅延させる第１の遅延回路と、前記中間周波信号と、第１の所定時間遅延された前記局部発振信号とを合波する合波回路と、前記周波数Ｎ倍に逓倍された搬送波信号を第２の所定時間遅延させる第１の遅延回路と、合波回路によって合波された信号と、第２の所定時間遅延された周波数Ｎ倍に逓倍された前記搬送波信号とを混合する第２の混合器とを備え、この混合された信号を中継波として送信するものである（請求項４）。
【００１１】
前記の構成によれば、中間周波信号と、周波数ｆaの局部発振信号とを合波した信号を作り、それを搬送波周波数に変換して送信するので、送信される中継波には、周波数Ｎｆaの搬送波信号とともに、それより中間周波数だけ高い中間周波信号と、周波数ｆaだけ高い周波数（Ｎ＋１）ｆaの信号とが含まれている。受信側では、これらの信号を混合することにより、中間周波信号を再現するとともに、周波数ｆaの局部発振信号を再現し、再現された局部発振信号の周波数をＭ倍に逓倍し、そのＭ倍に逓倍された信号と、中間周波信号とから、ディジタル放送波信号を再現することができる。
【００１２】
また、本発明のディジタル放送波中継用受信機は、ディジタル放送波中継方法に用いられる受信機であって、ディジタル放送中継波に含まれる信号が、搬送波と、搬送波に乗ったディジタル放送波の中間周波信号と、搬送波よりも送信機の局部発振信号の周波数だけ高い信号であり、ディジタル放送中継波に含まれる前記各信号に基づいて、中間周波信号と、局部発振信号とが含まれる信号を作り出す非線形回路と、非線形回路の出力信号から、中間周波信号を取り出す第１のフィルタ回路と、局部発振信号を取り出す第２のフィルタ回路と、中間周波信号を遅延させる遅延回路と、局部発振信号の周波数をＭ倍に逓倍する回路と、前記Ｍ倍に逓倍された信号と、中間周波信号とを混合することによってディジタル放送波信号を再現するための混合器とを備える（請求項５）。
【００１３】
ディジタル放送中継波に含まれる信号が、搬送波と、搬送波に乗ったディジタル放送波の中間周波信号と、搬送波の周波数よりも送信機の局部発振信号の周波数ｆaだけ高い信号であるので、受信したディジタル放送中継波に含まれる前記信号に基づいて、中間周波信号と、周波数ｆaの局部発振信号とを再現することができる。局部発振信号の周波数をＭ倍（Ｍは、送信機で設定された定数）に逓倍し、前記Ｍ倍に逓倍された信号と、中間周波信号とを混合することによってディジタル放送波信号を再現することができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、添付図面を参照しながら詳細に説明する。
図１は、中継局の送信機１の構成を示すブロック図である。送信機１は、周波数ｆaの局部発振信号を作る局部発振器１１、局部発振器１１からの局部発振信号を受けてより高い周波数を含む非線形信号を作り出す２ポートの非線形回路１２、非線形信号から所定周波数成分Ｍｆa，Ｎｆaの信号を取り出すバンドパスフィルタ１３，１４、及び２つの遅延回路１５，１６を有する。なお、図１において各種増幅器が存在するが、図示を省略している（図３においても同じ）。
【００１５】
前記「非線形回路」とは、入力信号ｉと出力信号Ｏとの関係が、
Ｏ＝ａ0＋ａ1ｉ＋ａ2ｉ2＋ａ3ｉ3＋・・・
のように非線形の関係で表される回路をいう。具体的には、ダイオードの比較的電流の少ない湾曲部、トランジスタのベース電圧対コレクタ電流特性、ＦＥＴのゲート電圧対ドレイン電流特性などを利用する。
送信機１に入力されるＯＦＤＭ放送波は、混合器１７によって、周波数Ｍｆaの信号と混合され中間周波信号に変換される。中間周波信号は、バンドパスフィルタ１８を通して、合波器１９によって、周波数ｆaの局部発振信号と合波される。このとき、局部発振信号は遅延回路１５によって遅延されているが、この遅延時間は、局部発振器１１から発振された局部発振信号が、２ポートの非線形回路１２、バンドパスフィルタ１３、混合器１７、バンドパスフィルタ１８を通過する間に受ける遅延時間と同じ時間に設定されている。
【００１６】
さらに合波された信号は、混合器２０によって、周波数成分Ｎｆaの信号と混合される。このとき、局部発振信号は遅延回路１６によって遅延されているが、この遅延時間は、２ポートの非線形回路１２から出力された局部発振信号が、バンドパスフィルタ１３、混合器１７、バンドパスフィルタ１８、合波器１９を通過する間に受ける遅延時間から、バンドパスフィルタ１４を通過する間に受ける遅延時間を引いた時間に設定されている。混合器２０から出力される信号は、バンドパスフィルタ２１を通してアンテナから放射される。
【００１７】
図２は、周波数ｆaの局部発振信号、ＯＦＤＭ放送波などの周波数スペクトル図である。縦軸は信号電力、横軸は周波数を表す。ＯＦＤＭ放送波は、帯域の広がりを持ち、その中心周波数をｆcで表す。周波数ｆaの局部発振信号は、前記２ポートの非線形回路１２で非線形処理され、図２(a)に示すように、バンドパスフィルタによって周波数Ｍｆaの信号が取り出される。周波数Ｍｆaの範囲は、周波数ｆaより大きくＯＦＤＭ放送波の周波数ｆcを超えないように、ｆa＜Ｍｆa＜ｆcで規定される。 すなわち、
１＜Ｍ＜（ｆc／ｆa）
その周波数Ｍｆaの信号とＯＦＤＭ放送波とが混合器１７によって混合されて、図２(b)に示すように中間周波数ｆc−Ｍｆaの中間周波信号が生成される。
【００１８】
この中間周波数ｆc−Ｍｆaの中間周波信号は、合波器１９により周波数ｆaの信号と合波される。
この場合、中間周波数ｆc−Ｍｆaの範囲は、周波数ｆaを超えないように、０＜ｆc−Ｍｆa＜ｆaで規定される。すなわち、
［（ｆc−ｆa）／ｆa］＜Ｍ＜（ｆc／ｆa）
この結果、図２(c)に示すように中間周波数ｆc−Ｍｆaの信号と周波数ｆaの信号とが並存する状態となる。これらの信号は、混合器２０によって、周波数成分Ｎｆaの信号と混合される結果、周波数成分Ｎｆaの信号と、周波数Ｎｆa＋（ｆc−Ｍｆa）の信号と、周波数（Ｎ＋１）ｆaの信号が発生し、バンドパスフィルタ２１を通してアンテナから放射される。アンテナから放射されるマイクロ波の占有帯域幅は、（Ｎ＋１）ｆa−Ｎｆa＝ｆaとなり、局部発振器の周波数ｆaに等しくなる。
【００１９】
ここで、数値設計例を掲げる。ＯＦＤＭ放送波として４７３ＭＨｚ（１７ｃｈ）、帯域が±３ＭＨｚ合計６ＭＨｚの信号を中継することを想定する。ｆa＝１８ＭＨｚの局部発振器を用いる場合、Ｍ＝４７３／１８＝２６とすれば、中間周波数ｆc−Ｍｆa＝４７３−２６×１８＝５ＭＨｚの信号を作ることができる。中間周波信号の帯域は６ＭＨｚであり、５ＭＨｚ±３ＭＨｚ＝２〜８ＭＨｚの間に存在する。中継するマイクロ波周波数が３．６ＧＨｚであれば、Ｎを、３６００／１８＝２００に設定する。
【００２０】
図３は、中継局の受信機２の構成を示すブロック図である。受信機２は、中継されてきた周波数Ｎｆa，Ｎｆa＋（ｆc−Ｍｆa），（Ｎ＋１）ｆaの３つの信号を通過させる帯域を持ったバンドパスフィルタ２３と、これらの信号に非線形歪を与える２ポートの非線形回路２４と、非線形信号から中間周波数帯（ｆc−Ｍｆa）の信号及び周波数ｆaの信号をそれぞれ取り出すバンドパスフィルタ２５，２６と、遅延回路２７と、周波数ｆaをＭ倍に逓倍する逓倍器２８とを有する。
【００２１】
前記周波数Ｎｆa，Ｎｆa＋（ｆc−Ｍｆa），（Ｎ＋１）ｆaの３つの信号は、非線形回路２４によって互いに混合される。(1)周波数Ｎｆaの信号とＮｆa＋（ｆc−Ｍｆa）の信号との混合によって、（ｆc−Ｍｆa）の中間周波信号が作られる。(2) 周波数Ｎｆa＋（ｆc−Ｍｆa）の信号と（Ｎ＋１）ｆaの信号との混合によって、周波数ｆa−（ｆc−Ｍｆa）の信号が作られる。さらに(3) 周波数Ｎｆaの信号と周波数（Ｎ＋１）ｆaの信号との混合によって周波数ｆaの信号が作られる。
【００２２】
図４(a)は、非線形回路２４によって作られた前記３つの信号の周波数スペクトル図である。縦軸は信号電力、横軸は周波数を表す。図に示されるように、中間周波信号と周波数ｆa−（ｆc−Ｍｆa）のイメージ信号とは、占有帯域幅０〜ｆaの中に、互いに重なることなく存在している。
前述した数値例を使えば、中間周波信号の周波数は５ＭＨｚ、周波数ｆa−（ｆc−Ｍｆa）のイメージ信号は１８−５＝１３ＭＨｚとなる。中間周波信号は２〜８ＭＨｚ、イメージ信号は１３ＭＨｚ±３ＭＨｚ＝１０〜１６ＭＨｚとなり、２つの信号が、帯域ｆa＝１８ＭＨｚの中に重複することなく存在できる。
【００２３】
バンドパスフィルタ２５は、（ｆc−Ｍｆa）の中間周波数信号を通過させ、前記周波数ｆa−（ｆc−Ｍｆa）の信号と周波数ｆaの信号をカットする。バンドパスフィルタ２６は、周波数ｆaの信号を通過させる。このバンドパスフィルタ２６を通過した周波数ｆaの信号は、逓倍器２８によりＭ倍に逓倍され、周波数Ｍｆaの信号となる。これらの信号を、図４(b)に示す。
最後に、混合器２９によって、周波数（ｆc−Ｍｆa）の中間周波信号と、周波数Ｍｆaの信号とが混合され、図４(c)に示すように、周波数ｆcのＯＦＤＭ信号が取り出される。
【００２４】
次に、本発明の位相雑音の相殺効果について説明する。送信機１において放射される周波数成分Ｎｆaの信号は、上に説明したように、中間周波信号（ｆc−Ｍｆa）を作るのに使用される。周波数Ｎｆaの信号と周波数（Ｎ＋１）ｆaの信号とから作られた周波数ｆaの信号はＭ倍に逓倍され、逓倍された後、周波数ｆcのＯＦＤＭ信号を作るのに使用される。
このように、受信機２は、受信機２内に局部発振器をもたず、中継されてきた電波に含まれる信号に基づいて周波数変換しているため、送信機１の局部発振器から搬送波に乗り移った位相雑音を、受信機２で相殺することができる。
【００２５】
以上で、本発明の実施の形態を説明したが、本発明の実施は、前記の形態に限定されるものではない。例えば、前述した数値例は一例であり、本発明がこれに限定されないことはいうまでもない。その他、本発明の範囲内で種々の変更を施すことが可能である。
【００２６】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、ディジタル放送中継波を受信するときに、受信機内に局部発振器をもつ必要はなく、中継されてきた電波に含まれる信号に基づいて周波数変換するため、送信機の局部発振器から搬送波に乗り移った位相雑音を相殺することができる。したがって、送信機の局部発振器に周波数精度の高いものを要求せず、送信機、受信機ともに簡単な回路構成で、中継搬送波の周波数精度を良好に保持することができ、放送波の画質、音質の劣化を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】中継局の送信機１の構成を示すブロック図である。
【図２】周波数ｆaの局部発振信号、ＯＦＤＭ放送波などの周波数スペクトル図である。
【図３】中継局の受信機２の構成を示すブロック図である。
【図４】 (a)は非線形回路によって作られた３つの信号の周波数スペクトル図、(b)はバンドパスフィルタを通過した信号の周波数スペクトル図、(c)は取り出されたＯＦＤＭ信号の図である。
【符号の説明】
１ 送信機
２ 受信機
１１ 局部発振器
１２ ２ポートの非線形回路
１３，１４ バンドパスフィルタ
１５，１６ 遅延回路
１７ 混合器
１８ バンドパスフィルタ
１９ 合波器
２０ 混合器
２１ バンドパスフィルタ
２３ バンドパスフィルタ
２４ ２ポートの非線形回路
２５，２６ バンドパスフィルタ
２７ 遅延回路
２８ 逓倍器
２９ 混合器
Claims (5)
- 局部発振器で発振される局部発振信号の周波数をＭ倍（Ｍは１より大きな実数で定数）に逓倍し、
ディジタル放送波信号と、前記Ｍ倍に逓倍された局部発振信号とを混合して、中間周波信号を作り、
前記局部発振信号の周波数をＮ倍（Ｎ＞Ｍ）に逓倍して搬送波を作り、
前記中間周波信号と前記局部発振信号とを合波した信号と、前記搬送波とを混合して、この混合された信号を中継波として送信し、
この中継波に含まれる前記混合された信号に基づいて、中間周波信号と、局部発振信号とを作り、
局部発振信号の周波数をＭ倍に逓倍し、
前記Ｍ倍に逓倍された信号と、中間周波信号とから、ディジタル放送波信号を再現することを特徴とするディジタル放送波中継方法。 - 前記Ｍは、ディジタル放送波信号の周波数から前記局部発振信号の周波数を引いた周波数を、前記局部発振信号の周波数で割った値よりも大きく、かつ前記Ｍは、ディジタル放送波信号の周波数を、前記局部発振信号の周波数で割った値よりも小さな定数である請求項１記載のディジタル放送波中継方法。
- 前記局部発振信号の周波数は、ディジタル放送波信号の周波数帯域幅の２倍よりも高い周波数であることを特徴とする請求項１記載のディジタル放送波中継方法。
- 請求項１記載のディジタル放送波中継方法に用いられる送信機であって、
局部発振信号を発振する局部発振器と、
局部発振器で発振される局部発振信号に基づいて、周波数逓倍された信号を作り出す非線形回路と、
周波数逓倍された信号から、周波数Ｍ倍に逓倍された信号を取り出す第１のフィルタ回路と、周波数Ｎ倍に逓倍された搬送波信号を取り出す第２のフィルタ回路と、
ディジタル放送波信号と、前記Ｍ倍に逓倍された信号とを混合して、中間周波信号を作る第１の混合器と、
前記局部発振信号を第１の所定時間遅延させる第１の遅延回路と、
前記中間周波信号と、第１の所定時間遅延された前記局部発振信号とを合波する合波回路と、
前記周波数Ｎ倍に逓倍された搬送波信号を第２の所定時間遅延させる第１の遅延回路と、
合波回路によって合波された信号と、第２の所定時間遅延された周波数Ｎ倍に逓倍された前記搬送波信号とを混合する第２の混合器とを備え、
この混合された信号を中継波として送信することを特徴とするディジタル放送波中継用送信機。 - 請求項１記載のディジタル放送波中継方法に用いられる受信機であって、
ディジタル放送中継波に含まれる信号が、搬送波と、搬送波に乗ったディジタル放送波の中間周波信号と、搬送波よりも送信機の局部発振信号の周波数だけ高い信号であり、
ディジタル放送中継波に含まれる前記各信号に基づいて、中間周波信号と、局部発振信号とが含まれる信号を作り出す非線形回路と、
非線形回路の出力信号から、中間周波信号を取り出す第１のフィルタ回路と、局部発振信号を取り出す第２のフィルタ回路と、
中間周波信号を遅延させる遅延回路と、
局部発振信号の周波数をＭ倍に逓倍する回路と、
前記Ｍ倍に逓倍された信号と、中間周波信号とを混合することによってディジタル放送波信号を再現するための混合器とを備えることを特徴とするディジタル放送波中継用受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003065493A JP4100199B2 (ja) | 2003-03-11 | 2003-03-11 | ディジタル放送波中継方法、送信機及び受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003065493A JP4100199B2 (ja) | 2003-03-11 | 2003-03-11 | ディジタル放送波中継方法、送信機及び受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004274610A JP2004274610A (ja) | 2004-09-30 |
| JP4100199B2 true JP4100199B2 (ja) | 2008-06-11 |
Family
ID=33126500
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003065493A Expired - Fee Related JP4100199B2 (ja) | 2003-03-11 | 2003-03-11 | ディジタル放送波中継方法、送信機及び受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4100199B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4611842B2 (ja) * | 2005-08-24 | 2011-01-12 | シャープ株式会社 | リピータ装置 |
| CN101895357B (zh) * | 2010-07-12 | 2012-05-30 | 上海新干通通信设备有限公司 | 可切入紧急告警语音信号的多频调频广播系统 |
| WO2019107105A1 (ja) | 2017-11-30 | 2019-06-06 | 株式会社村田製作所 | 無線通信装置 |
-
2003
- 2003-03-11 JP JP2003065493A patent/JP4100199B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2004274610A (ja) | 2004-09-30 |
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