JP4042278B2 - Synchronous motor control system - Google Patents

Description

【００１１】
ここで、図６のように界磁極と同期して回転する２次元直交座標系（ｄｑ軸）を定義する。また、モータについては図７の等価回路について取り扱う。
【００１２】
上記の式において、インダクタンスは、漏れ成分と回転子鎖交成分とがあり、次式のようになる。
【００１３】
【数２】

【００１４】
また、トルク式は、電気角速度ωのかかった磁束項に左辺から転置した電流を乗算すればよく、次式のようになる。
【００１５】
【数３】

【００１６】
なお、本発明とは直接に関係しないが、ｄ，ｑ軸の漏れインダクタンスが等しいと近似すると、巻線インダクタンスに含まれる漏れインダクタンスは（３）式の第２項の両インダクタンスに等分だけ含まれているため、トルク式には一次、二次のどちらのインダクタンスを使用してもよいことがわかる。
【００１７】
【数４】

【００１８】
上記の（４）式の第１項が永久磁石とそれと直交な電流成分により生じるトルク成分になり、第２項が突極性によるリラクタンストルクの項になる。
【００１９】
（４）電流とトルクの関係式（最大トルク条件）
前記の（３）式によれば、リラクタンストルクの影響により、ｄ，ｑ軸の両方の電流成分によってトルクが変化することになる。これをｄ，ｑ電流座標上でトルクの等高線として表すと図８のように双曲線状になる。
【００２０】
前記の（１）、（３）式からトルクを媒介変数とする方程式に変形し、（３）式のトルク式を、左辺がｉｑとなるように変形すると、下記の（５）式となる。
【００２１】
【数５】

【００２２】
ここで、λｄ−ｉｄ・（Ｌｄ−Ｌｑ）が分母となっており、トルクー定の等高線を描くと図８のような双曲線になる。
【００２３】
図８の電流座標上において、トルクの等高線に接するように原点を中心とする補助円を描くと、その接点がトルクを発生できる最少電流の条件になる。この点で運転すると銅損が最少な効率の高い運転条件が得られる。
【００２４】
この点の物理的な意味は、振幅一定の電流ベクトルを補助円上を位相のみ回転させた場合のトルクを、図９のように横軸に電流ベクトルの位相、縦軸にトルクとして描くと分かりやすい。ちょうど、図８の電流最少動作点は、言い替えれば電流振幅が一定の条件で最大トルクを発生させる条件となっている。このことから、図８の最大トルクの軌跡上に電流ベクトルを制御する方式を「最大トルク制御」と呼ぶことが多く、以下の説明でもこの呼び方を使用する。
【００２５】
（５）電流と電圧の関係
定出力範囲では出力電圧が制限されるため、減磁電流を流す必要がある。前記の（１）式の電圧電流方程式から定常状態にて検討するため、ｐの項を零と近似して、電圧ベクトルの大きさを求めると、下記の（６）式となる。
【００２６】
【数６】

【００２７】
さらに、変形すると下記の（７）式のようになり、電流座標上で電圧の等高線は楕円の方程式となる。
【００２８】
【数７】

【００２９】
この楕円を図示したものが図１０である。電圧制限があるときには、その制限範囲は楕円状となり、それよりも外に出る電流ベクトルでは電圧が制限値を越えてしまう。そのため、（３）式のトルクの式と（７）式の電圧との２つの条件を満足する必要がある。
【００３０】
これらの条件を同じ電流座標上で示すと、図１１のように、電圧とトルクの等高線の交点が定出力範囲における動作点となる。
【００３１】
この動作点を求めるためには、（３）式と（７）式とを連立して解かねばならず代数的にはかなり複雑となる。演算時間的に制約があり、また実際にはインダクタンスなどの非線形要素などもあるため、収束計算により計算しなければならない。
【００３２】
以上が、定数が一定で線形であると仮定した場合の、ＩＰＭの特性についての説明である。
【００３３】
（６）従来の基本的な制御方式
下記の文献２では、実用的なトルク指令からｑ，ｄ軸の各電流成分に展開することが論じられている。
【００３４】
文献２「ＩＰＭモータの高効率可変速ドライブ」、柴田尚武、出光利明、亀山健（安川電機）、電気学会論文誌、ＭＩＤ−９８−１２」
【００３５】
【発明が解決しようとする課題】
前記の文献２では、トルク指令と電圧条件（電圧飽和による電圧限界）が与えられ、それら満たすようなｑ，ｄ軸の電流指令を求めているが、これらの電圧・電流・トルクの関係は線形な関係式とならないため、三角関数や平方根を使用したり、収束計算を行って近似解を得るようになっている。この収束演算をどのように構築すれば良いかが第１の問題点である。
【００３６】
第２の問題点として、電圧飽和が発生したときに、減磁電流を流して端子電圧を制御する必要がある。電機子反作用磁束による電圧成分により端子電圧が増加して、変換器の出力可能電圧を越えて電圧飽和状態となることがある。こうなると電流制御が不可能となり、不安定になってしまう。
【００３７】
電圧飽和しないように、誘起起電力自体を低めに設定する方法もあるが、電圧を低減した分だけ電流定格が増加し、ドライバに必要な容量が増加してしまう。
【００３８】
従って、モータの定格電圧は高めに設定しておいて定格電流を高めに設定しておき、直流電源電圧や出力電圧を監視しておき、電圧飽和に達しそうになったら、減磁電流を流して端子電圧の飽和を防止する制御が必要になる。
【００３９】
第３の問題点は、磁気的な非線形性によるものである。前述の文献では前提条件として、モータのインダクタンスは一定であると仮定している。しかし、実際のＩＰＭの鉄心内部では、永久磁石の磁束と電機子反作用磁束とが合成されるため、磁束変化による鉄心の磁気飽和が発生して負荷電流等によってインダクタンス成分が変化してしまう。
【００４０】
磁束の非線形性の例を電流のｄｑ座標上でｄ，ｑ軸の各磁束成分尾の等高線として示したものが、図１２、図１３の例である。
【００４１】
本来、インダクタンスが一定であれば、磁束の等高線は各軸に平行かつ等間隔になる。ところが、実際には鉄心内部の磁気飽和などの影響により、ｄ，ｑ軸成分の電流が干渉することにより、磁束が非線形に変化するため曲がった特性となっている。等間隔でないのは、インダクタンスの値が磁気飽和などにより変化しているためであり、軸に平行でないのはｄ軸電流によりｑ軸磁束が発生しているなど、軸間の干渉磁束が存在していることを意味している。これを、式的に表現すると次のようになる。
【００４２】
従来は、インダクタンスとして、Ｌｄ，Ｌｑのみ存在しており、電流と磁束の関係は次式と考えられていた。ここで、一方の対角成分は零とみなしていた。
【００４３】
【数８】

【００４４】
しかし、実際にはｄ−ｑ間軸間の干渉があり、２行２列のインダクタンスは次のような形となる。さらに、各インダクタンス成分は電流により非線形に変化してしまう。
【００４５】
【数９】

【００４６】
このような非線形性があると、トルク指令通りに出力トルクが制御できないほか、電圧も制御できず電圧飽和が発生して、電流制御系自体も制御不能に陥るため不安定になったりする。
【００４７】
このような磁束の非線形性があっても制御を行うために、下記の文献３では電圧とトルク成分をフィードバックする制御系を提案している。
【００４８】
文献３「突極形永久磁石同期電動機のトルクフィードバック制御方式、近藤圭一浪、松岡孝一（鉄道総研）、中沢洋介、清水秀幸（東芝）電気学会論文詩Ｄ，１１９刊１０号、ｐ.１１１５、平成１１年」
しかし、この論文でも次のような問題点がある。
【００４９】
トルクをフィードバックして電流指令を計算する部分に、ＰＩ演算を使用している。このＰＩ演算が固定のままではインダクタンスの変動に対応していないために、収束性が最適に制御されていない。そのため、トルク指令の変化に対して、実際の出力トルクの応答を低めに設定しなくてはならない。
【００５０】
また、文献３では電圧のフィードバックはｄ軸、トルクのフィードバックはｑ軸にのみ影響するように構成されているため、ｄ軸のフィードバック成分の影響により生じるトルク変動は直接演算によって補正されておらず、間接的に次回以降のトルクフィードバック演算で補正する形態となっている。そのため、さらに応答性が遅くなることが想定される。
【００５１】
文献３では鉄道用に開発しているため高いトルク応答性能が要求されておらず、そのような用途の場合にはこのような方式でも適用可能であるが、産業用の可変速システムとして使用するためにはトルク制御の応答性の改善が要望される。
【００５２】
本発明の目的は、上記までの課題を解決した同期電動機の制御方式を提供することにある。
【００５３】
【課題を解決するための手段】
本発明は、永久磁石を界磁源とし磁気非線形性を有する同期電動機をトルク指令に応じてトルク制御し、該トルク指令に対して最大トルク条件などによってｄ軸電流指令を演算する手段と、該トルク指令とｄ軸電流指令からｑ軸電流指令を演算する手段を有する同期電動機の制御方式であって、
前記ｑ軸電流指令を演算する手段は、
界磁に同期して回転する回転座標系の電流に応じた磁束成分を関数またはテーブル近似等で推定する磁束推定部と、
前記電流と磁束推定結果からその電流状態で発生するトルクを推定する推定トルク演算部と、
前記推定したトルクをトルク指令に一致させるよう該推定トルクとトルク指令との誤差成分を補正するｑ軸電流成分を求める電流変化量演算部と、
前記ｑ軸電流成分を現在のｑ軸電流と加算して新たなトルク電流指令として出力する電流加算部とを備えたことを特徴とする。
【００５４】
また、前記磁束推定とトルク演算と電流変化量演算及び電流加算の一連の演算は、トルク推定がトルク指令に収束するように、複数回繰り返して収束演算した結果を電流指令として出力することを特徴とする。
【００５５】
また、前記回転座標系の電流変化時のｄ軸及びｑ軸の自己インダクタンスを演算し、この自己インダクタンスを前記電流変化量演算部によるｑ軸電流演算に使用する自己インダクタンス演算部を備えたことを特徴とする。
【００５６】
また、同期電動機に印加する出力電圧が電圧制限値以上に増加した場合は減磁電流を発生させる電圧飽和防止制御手段を設け、最大トルク条件などのパターンによって出力されるｄ軸電流指令と加算したものを、新たなｄ軸電流指令とすることを特徴とする。
【００５７】
また、前記ｄ軸電流の絶対値制限値以下にした電流指令になるように、ｄ軸電流に応じてｑ軸電流の制限値を可変で減少させることを特徴とする。
【００５８】
また、前記減磁電流が同期電動機の減磁電流制限値に達してそれ以上に減磁電流を増加できないとき、かつ、まだ電圧制限値よりも高いときには、ｑ軸電流指令をさらに減少させる手段を備えたことを特徴とする。
【００５９】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
ＩＰＭを用いて、速度制御系を構成した場合の制御ブロックを図１に示す。各部は次の要素で構成されている。
【００６０】
速度制御アンプ１は、速度指令に速度検出が追従するように、ＰＩ（比例・積分）演算などにより、トルク指令を演算する。トルク−電流指令変換部２は、トルク指令と後に示す電圧飽和防止制御部からの減磁電流指令からｄ，ｑ軸の電流指令に変換する。電流制御アンプ３は電流指令に応じた実電流を発生させるため電圧を演算する。電力増幅器４は、電流制御アンプ３の出力電圧をＰＷＭ変調などによって電力増幅する。ＩＰＭ５は実際に負荷を駆動するためのモータである。位置センサ６はＩＰＭ５の回転位置（位相）を検出する。位相検出器７は、位置センサ６が出力する信号を、実際の位相角度θに変換する。速度検出器８は位置検出データ（θ）を微分して速度を演算する。絶対値変換部９は、電力増幅器４の出力電圧、または、電流制御アンプ３が出力する電圧指令より、ＩＰＭ５の端子電圧を演算する。電圧飽和防止制御部１０は端子電圧が電力増幅器の出力電圧限界に達しないように、減磁電流を制御する。
【００６１】
本実施形態は、図１におけるトルク−電流指令変換部２と電圧飽和防止制御部１０の部分について、新しい制御方法を提案するものである。それ以外の部分は従来と同様な制御方式が適用できる。また、速度制御用途以外に、トルク制御系や位置制御系など他の用途にも展開が可能である。
【００６２】
以下、トルク−電流指令変換部２と電圧飽和防止制御部１０の各部について詳細に説明する。
【００６３】
（１Ａ）非線形を考慮するため電流に対する磁束として非線形関数を定義
まず、図２の磁束テーブル１１に相当する磁束の非線形性の取り扱い方法を説明する。
【００６４】
ここでは、前記の式（９）を関数近似または磁束テーブルとして、取り扱うことにする。界磁に同期して回転する回転座標系（ｄ，ｑ座標）の電流（ｉｄ，ｉｑ）を入力とし、その時のｄｑ座標上の磁束成分（Λｄ（ｉｄ，ｉｑ）、Λｑ（ｉｄ，ｉｑ））を出力とする「非線形磁束関数」を使用する。実際には、下記のような様々な非線形性の表現方法がある。
【００６５】
・高次方程式や三角関数や対数関数を用いて関数近似して非線形性を近似する方法。
【００６６】
・２次元のテーブルをｄ軸磁束、ｑ軸磁束の２種類用意し、それらを補間して非線形を近似する方法。
【００６７】
本実施形態では、どのような非線形表現方式を適用しても同等の機能が実現できるため、抽象的に「非線形磁束関数」と呼んでこれらを表すことにする。
【００６８】
近似した「非線形磁束関数」の磁束と実磁束とを区別出来るように、テーブルデータの関数としては大文字のΛを使用して、次式の関数表現で取り扱う。
【００６９】
【数１０】

【００７０】
また、図２のインダクタンステーブル１２は、式（１０）の関数を電流成分で微分した、自己インダクタンス成分を演算する部分である。
【００７１】
このインダクタンス行列のうち、軸間の干渉項である相互インダクタンス成分は、他の自己インダクタンス成分よりも値が小さいため、図２の例では自己インダクタンスのみ使用している。次項で説明するようにこの関数を平均的な固定値と大胆に近似してしまっても、本発明が意図する機能は実現できるが、ここでは、「インダクタンス演算」を利用する例について説明する。
【００７２】
（１Ｂ）磁束の非線形を考慮したトルクの計算式
前項の電流を入力とする非線形磁束関数を使用すると、トルクを計算することができる。図２の出力トルク演算部１３は、このトルク演算を行うブロックである。まず、トルク式を導出する。式（１０）非線形磁束関数を使用すると（１）式の電圧電流方程式は（１１）式となる。
【００７３】
【数１１】

【００７４】
ここで、１項は電機子巻線の抵抗と漏れインダクタンスによる電圧降下分であり、２項が永久磁石と電機子反作用磁東による電圧成分である。２項では非線形性を考慮しているため、軸間の干渉項も非線形磁東関数の中に含まれている。
【００７５】
この方程式に基づいてトルクを計算するには、機械的エネルギーを第２項を用いて求め、それを角速度ωで割ればよい。そうすると、次式になる。
【００７６】
【数１２】

【００７７】
以上のように、非線形なインダクタンスを有するシステムであっても、磁束を直接使えばトルク演算が可能である。出力トルク演算部１３ではこのトルク演算を実行する。
【００７８】
（１Ｃ）ｄ軸電流指令の演算方法（最大トルク条件）
電流が既知である場合には、前記の（１１）式でトルクを求めることができるようになったが、実際の制御では、与えられるのはトルク指令であり、これからｉｄ，ｉｑをどのように計算するかが問題となっている。そこで、次に電流指令演算方法を説明する。
【００７９】
本項では、まずｄ軸電流（減磁電流）成分について説明する。ｄ軸電流は、トルク指令を入力として図１１の定トルク範囲の電流軌跡に相当するｄ軸電流を出力する関数を定義しておく。この関数は、磁束の非線形性が分っていれば、オフラインで事前に計算しておくことができる。
【００８０】
また、この最大トルク関数の精度に関して考察してみると、最大トルク条件からずれた結果を出力したとしても、実際には図９のように、最大トルク付近のトルク特性はなだらかな頂点を構成していることから、理想的な点とほぼ同等のトルクを得ることができる。
【００８１】
したがって、このｄ軸電流関数の精度はそれほど要求されない。多少の誤差が含まれても最大トルク条件とほぼ同等な効率を実現できるため、インダクタンスや磁束を線形と近似して計算しておいてもよい。
【００８２】
電圧飽和が起こると電流制御自体が制御不能になるため、トルクよりも電圧抑制制御側の順位を高く設定するため、トルク電流演算より前に指令を演算し、その結果からトルク電流を計算する構成とする。
【００８３】
図２の減磁電流テーブル１７と絶対値演算部１８によってこのｄ軸電流の関数演算を行う。なお、過大な減磁電流を流すと永久磁石自体が消磁してしまうようなモータの場合は、減磁電流リミッタ１９で電磁電流の最大値を制限することによりモータの保護を行ってもよい。
【００８４】
（１Ｄ）トルク指令から電流指令への変換方法（収束演算の適用）
ｄ軸電流に対して、ｑ軸電流成分は直接トルクを制御する必要が有るため、トルク制御精度が要求される。また、電圧飽和防止のため減磁電流が最大トルク条件よりも増加させる必要も生じる。そこで、トルク電流指令の演算方法は、ｄ軸電流の変化に対応できなくてはならない。
【００８５】
また、磁束特性が電流によって変化する非線形性も存在するため、ここでは収束演算を用いた演算方法を適用する。
【００８６】
前記の文献３では、単にＰＩ演算を使用していたが、本実施形態ではインダクタンスを使用して磁束の変化を予測してトルクを出力するために必要な電流を演算、さらにそれを繰り返して収束させる方式とした。
【００８７】
本実施形態ではインダクタンスという磁束の微分をつかって収束演算を行うので、一種のニュートンラプソン法的な方法であるともいえる。
【００８８】
ここで、使用するインダクタンス成分は、あくまでも電流変化時の磁束を予測するためにのみ使用しており、最終的なトルク精度は、前述の磁束テーブル１１を基準としている。つまり、インダクタンスの精度が悪いときには、収束性は劣ってくるものの、最終的な収束時のトルク精度には影響を与えない。また、ｑ軸間の干渉インダクタンス成分は計算を簡単にするために無視することにした。
【００８９】
まず・前回の電流指令ｉｄ，ｉｑが既知であり、また、その時の磁束成分Λｄ（ｉｄ，ｉｑ），Λｑ（ｉｄ，ｉｑ）も計算されており、さらに前回の電流指令によって発生するトルクＴも前記の（１２）次式で計算済みであるとする。そして、これに対して、新たなトルク指令Ｔ’とｄ軸電流指令ｉｄ’（減磁電流指令）が与えられた場合のｑ軸電流ｉｑ’を求めるものとする。
【００９０】
電流がｉｄ，ｉｑからｉｄ’，ｉｑ’に変化したと仮定した場合、この電流変化分Δｉｄ，Δｉｑによって磁束Λｄ’（ｉｄ，ｉｑ），Λｑ’（ｉｄ，ｉｑ）がどのように変化するかをインダクタンスを用いて線形近似した次式で適用して推定する。
【００９１】
【数１３】

【００９２】
【数１４】

【００９３】
本来は、軸間の干渉インダクタンスも存在するが、これを考慮すると以降で求めるトルク電流推定式が２次式となってしまうこと、また、干渉インダクタンスの値が小さく影響が小さいことから、ここでは零と近似している。
【００９４】
この前回の電流ｉｄ，ｉｑのときの磁束式と，（１２）式のトルク式より新たなｑ軸電流ｉｑ’を求める式が以下のように得られる。
【００９５】
【数１５】

【００９６】
上記の式で、前回のトルク成分との差分トルクに置き換えると、下記のように、電流の変化項で表すことができる。
【００９７】
【数１６】

【００９８】
さらに，Δｉｑを求める式に変形を行うと、
【００９９】
【数１７】

【０１００】
このように（１７）式により、ｑ軸電流の変化量として求めることが出来るため、前回値のｑ軸電流指令と加算すると次回のｉｑ’を得ることができる。
【０１０１】
このようにインダクタンスにより磁束の変化を予測してトルク電流成分が得られるので、得られた電流指令を用いて、再度非線形磁束関数による磁束演算と、それを用いたトルク演算を行い、指令値と一致することを確認する。
【０１０２】
もし、このトルク計算値が指令値と異なっている場合には、再度現在の電流を用いて同じ手順で計算を繰り返す。そうすると、最終的にはトルク指令と一致する電流・磁束条件に収束していくようになる。これが、本実施形態で適用する収束演算法であり、図２のトルク電流演算部１４に相当する。
【０１０３】
このようなインダクタンスから変化電流を求める収束法は高速ではあるが、インダクタンスの誤差などにより、真値よりも過大となり行きすぎ量が発生することもある。そうすると、収束時にハンチングしたり、収束できなかったりするため、実際には図２のローパスフィルタ１５によって電流出力に緩和ゲインをかけたりして、安定化を図ることにする。
【０１０４】
汎用インバータに適用する場合には、収束演算の繰返し数が多くなると、演算時間の制限が問題となる。場合によっては、１回しか収束演算ができないこともある。このときには図２のローパスフィルタ１６によってトルク指令自体にも一次遅れやクッション等を加えて急激な変化を抑制することも有効である。これにより、大幅に電流変化（磁束変化）が生じないため、電流指令もゆっくりと変化するようになり、収束演算回数が少なくても誤差が少なくなる。
【０１０５】
トルク指令に遅れ成分を挿入すると、当然応答性能自体も制限されてしまうため、サーボモータのように高速な応答性が要求される場合は、収束演算回数を多くする方法を採用する必要がある。トルク指令に一次遅れを挿入するのは、省エネ用途のようなそれほど応答性を要求されない用途に適している。
【０１０６】
（第２の実施形態）
第１の実施形態では、インダクタンスの非線形性を考慮して各電流状態におけるインダクタンス値を用いる例を示した。こうすると最適な収束性が得られる。しかし、インダクタンスの変動が少ない場合には、インダクタンスを平均値などの適当な固定値としてもよい。インダクタンスは収束のための電流予測演算のみに使用されており、トルク演算自体には使用されていない。つまり、インダクタンスは収束性には影響するものの、トルク精度には関係しない。
【０１０７】
そこで、本実施形態では、インダクタンスを一定値とするものである。図３にそのブロック図を示す。同図が図２と異なる部分は、インダクタンスを演算するインダクタンステーブル１２を省略した構成になる。
【０１０８】
（第３の実施形態）
本実施形態は、電圧飽和防止制御を付加した場合である。
【０１０９】
定出力範囲では回転速度が高くなっても電圧を一定に保つ必要があるため、ＩＰＭの場合は減磁電流を流す必要がある。
【０１１０】
そこで、本実施形態では、設定された電圧以上に出力電圧が上昇した場合には、負側のｄ軸電流（減磁電流）を増加させて端子電圧の上昇を抑制する電圧飽和防止制御機能を追加する。そのブロック図を図４に示す。
【０１１１】
図４では、図２に対して、電圧飽和防止制御部２０を追加する例として示している。制御部２０からの減磁電流出力はｉｄ電流指令への加算分として得る。制御部２０では、出力電圧Ｖ１より、端子電圧の絶対値成分を計算し、この成分が電圧飽和設定値Ｖｌｉｍｉｔを越えた場合には、ＰＩ演算により、減磁電流を増加させる。
【０１１２】
（第４の実施形態）
第３の実施形態では、電圧飽和を防止するため減磁電流フィードバックを追加したが、減磁電流の追加分だけ出力電流が増加してしまう。通常の電力増幅器４は電流の制限があるため、減磁電流が増加しても、この電流制限以内になるように電流指令にもリミッタ処理を行う必要が有る。
【０１１３】
実際には、減磁電流自体を削減してしまうと電圧飽和が発生して、電流制御自体が不安定となるため適用できない。
【０１１４】
そこで、本実施形態では、トルク電流に相当するｑ軸側の電流を減少させることにする。図５に制御ブロック図を示す。同図は、第３の実施形態のブロック図に、電流制限機能を追加するものとしてトルク電流リミッタ値演算部２１を設けている。
【０１１５】
演算部２１のうち、２１ａでは、ｄ軸電流Ｉｄ＿ｒｅｆの絶対値をとり、その後次式でｑ軸電流の制限値を計算する。
【０１１６】
【数１８】

【０１１７】
これにより、Ｉ'ｑ＿ｌｉｍ以下にｑ軸電流を制限しておけば、電流の絶対値がＩ１＿ｌｉｍを越えることは無くなる。
【０１１８】
次に、ｄ軸電流である減磁電流は、永久磁石が消磁しないように減磁電流の制限が設定されている場合が有る。この場合は、減磁電流を利用して電圧低下を行うことは出来なくなるため、その場合は、ｑ軸電流の方を減少させて、ｑ軸電流とインダクタンスによる電圧成分を低減させて端子電圧を抑制する。
【０１１９】
そこで、２１ｂでは、電圧飽和防止減磁電流制御部２０の減磁電流制限値以上にｄ軸電流が増加した場合は、２１ａの出力であるｑ軸電流制限値をさらに、低減させている。
【０１２０】
２１ｃでは、２１ａ、２１ｂの出力を合成したｄ軸電流制限値は絶対値であるため、負値にならにように制限している。
【０１２１】
２１ｄでは、２１ｃが出力したｑ軸電流の制限値（絶対値）に従って、実際に、ｑ軸電流指令の正及び負側をそれぞれ制限している。
【０１２２】
【発明の効果】
ＩＰＭは鉄心の突極性により、電流の電機子反作用によりインダクタンスが変化して非線形性を有していることが多い。そこで、本発明では、電流と磁束の関係を非線形関数として制御器内部に持たせる、この磁束関数を用いてトルクを計算することにより、トルク精度を改善することができる。
【０１２３】
また、インダクタンスを用いたトルクと電流との関係式より、収束性のよい電流指令演算が実現でき、その結果、トルク指令に対する応答性を改善できる。
【０１２４】
また、電圧飽和を防止するため、減磁電流フィードバック制御機能を追加し、定出力範囲でも動作可能である。
【０１２５】
さらに、変換器の電流制限に対応して、電流指令自体にも適切な制限がかかるように構成したことにより、出力トルクは減少するものの、電流制御は常に制御状態を維持できるようになり、飽和状態による不安定現象などが発生しない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示すＩＰＭの制御ブロック図。
【図２】実施形態におけるトルク−電流指令変換部のブロック図。
【図３】実施形態におけるトルク−電流指令変換部のブロック図。
【図４】実施形態における電流飽和防止制御を付加したブロック図。
【図５】実施形態におけるトルク電流リミッタ値演算を付加したブロック図。
【図６】座標軸の説明図。
【図７】ＩＰＭの等価回路図。
【図８】トルク−電流ベクトル図。
【図９】電流相差角−トルク特性図。
【図１０】電流座標上の電圧等高線図。
【図１１】電流座標上におけるトルクと電圧の等高線図。
【図１２】Ｄ軸磁束の等高線図。
【図１３】Ｑ軸磁束の等高線図。
【符号の説明】
１…速度アンプ
２…トルク−電流指令変換部
３…電流制御アンプ
４…電力増幅器
５…ＩＰＭ
６…位置センサ
７…位置検出器
８…速度検出器
９…絶対値変化部
１０、２０…電圧飽和防止制御部
１１…磁束テーブル
１２…インダクタンステーブル
１３…出力トルク演算部
１４…トルク電流演算部
１５、１６…ローパスフィルタ
１７…減磁電流テーブル
１８…絶対値回路
１９…減磁電流リミッタ
２１…トルク電流リミッタ値演算部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control system for a synchronous motor (IPM) using a permanent magnet embedded in a field iron core as a field source, and more particularly to a torque control system.
[0002]
[Prior art]
(1) Features of IPM
IPM is known to be efficient and small in size for induction motors. The reasons for the high efficiency are as follows: (a) The induction motor requires an exciting current component to generate magnetic flux, but this does not exist in the synchronous motor. Therefore, copper loss due to primary resistance is reduced. (B) The induction machine has a copper loss due to the resistance of the secondary circuit due to the principle of passing a current through the secondary circuit, but does not exist in the synchronous motor.
[0003]
The reason for downsizing is that the thickness of the secondary conductor of the induction machine is only the thickness of the permanent magnet, so that the radial dimension on the field side can be reduced and the outer dimension of the motor can be reduced.
[0004]
(2) Types of IPM
The synchronous motors are classified into SPM (Surface mounted Permanent Magnet Motor) and IPM (Independent Mounted Magnet Magnet Motor) when classified based on the shape of the field core.
[0005]
The SPM is a cylindrical iron core with a crow-shaped permanent magnet attached on its surface. The armature inductance viewed from the terminal has a cylindrical synchronous machine characteristic in which the inductance components of the d-axis (field axis) and the q-axis (axis orthogonal to the field axis) are equal.
[0006]
On the other hand, in the case of the IPM in which the permanent magnet is embedded in the iron core, the salient pole type synchronization in which the inductance components of the d-axis (field axis) and the q-axis (axis orthogonal to the field axis) are different for the armature inductance. It has mechanical characteristics.
[0007]
The present invention relates to a control method in the case of saliency such as IPM, particularly to a torque control method, and there is the following document 1 as a document explaining the characteristics of IPM.
[0008]
Reference 1 "Maximum torque control of PM brushless DC motor", Keita Hatanaka, Nursery Rhyme, Shigeo Morimoto, Yoji Takeda, Tagao Hiraiso (Osaka Prefecture University), Semiconductor Power Conversion Study Group, SPC-91-6 "
(3) Relational expression under linear conditions of IPM
Since IPM has salient pole type characteristics, reluctance torque due to saliency is generated in addition to normal permanent magnet magnetic flux and current torque, and this is used effectively to improve the output torque of the motor. There is a control method.
[0009]
First, a relational expression in a linear case in which the motor parameter is a constant value will be described. The voltage-current equation when the inductance is a fixed constant is as follows.
[0010]
[Expression 1]

[0011]
Here, a two-dimensional orthogonal coordinate system (dq axis) that rotates in synchronization with the field pole as shown in FIG. 6 is defined. As for the motor, the equivalent circuit of FIG. 7 is handled.
[0012]
In the above equation, the inductance has a leakage component and a rotor linkage component, and is expressed by the following equation.
[0013]
[Expression 2]

[0014]
Further, the torque equation may be obtained by multiplying the magnetic flux term applied with the electrical angular velocity ω by the current transposed from the left side, and is represented by the following equation.
[0015]
[Equation 3]

[0016]
Although not directly related to the present invention, when it is approximated that the leakage inductances of the d and q axes are equal, the leakage inductance included in the winding inductance is included in both inductances of the second term of Equation (3) by an equal amount. Therefore, it can be seen that the torque equation may use either primary or secondary inductance.
[0017]
[Expression 4]

[0018]
The first term of the above equation (4) is a torque component generated by a permanent magnet and a current component orthogonal thereto, and the second term is a term of reluctance torque due to saliency.
[0019]
(4) Relational expression between current and torque (maximum torque condition)
According to the above equation (3), the torque changes due to the current components of both the d and q axes due to the influence of the reluctance torque. When this is expressed as a contour line of torque on the d and q current coordinates, it becomes a hyperbolic shape as shown in FIG.
[0020]
When the equation (1) and (3) is transformed into an equation having torque as a parameter, and the torque equation of (3) is transformed so that the left side becomes iq, the following equation (5) is obtained.
[0021]
[Equation 5]

[0022]
Here, λd-id · (Ld−Lq) is a denominator, and when a constant torque contour line is drawn, a hyperbola as shown in FIG. 8 is obtained.
[0023]
On the current coordinates in FIG. 8, when an auxiliary circle centered at the origin is drawn so as to contact the contour line of the torque, the contact becomes the minimum current condition that can generate torque. Operating at this point provides highly efficient operating conditions with minimal copper loss.
[0024]
The physical meaning of this point can be understood by drawing the torque when rotating a current vector with a constant amplitude only on the auxiliary circle as the phase of the current vector on the horizontal axis and the torque on the vertical axis as shown in FIG. Cheap. The current minimum operating point in FIG. 8 is a condition for generating the maximum torque under the condition that the current amplitude is constant. For this reason, the method of controlling the current vector on the locus of the maximum torque in FIG. 8 is often referred to as “maximum torque control”, and this designation is also used in the following description.
[0025]
(5) Relationship between current and voltage
Since the output voltage is limited in the constant output range, it is necessary to pass a demagnetizing current. In order to study in a steady state from the voltage-current equation of the above equation (1), when the magnitude of the voltage vector is obtained by approximating the term of p to zero, the following equation (6) is obtained.
[0026]
[Formula 6]

[0027]
Further, when transformed, the following equation (7) is obtained, and the contour lines of the voltage on the current coordinates become an elliptic equation.
[0028]
[Expression 7]

[0029]
This ellipse is illustrated in FIG. When there is a voltage limit, the limit range becomes an ellipse, and the voltage exceeds the limit value in a current vector that goes outside the limit range. For this reason, it is necessary to satisfy the two conditions of the torque equation (3) and the voltage (7).
[0030]
When these conditions are shown on the same current coordinate, as shown in FIG. 11, the intersection of the contour lines of voltage and torque becomes the operating point in the constant output range.
[0031]
In order to obtain this operating point, equations (3) and (7) must be solved simultaneously, which is algebraically complicated. The calculation time is limited, and there are actually non-linear elements such as inductance, so it must be calculated by convergence calculation.
[0032]
The above is an explanation of the characteristics of the IPM when it is assumed that the constant is constant and linear.
[0033]
(6) Conventional basic control method
Reference 2 below discusses the development of the q and d axis current components from a practical torque command.
[0034]
Reference 2 “Highly efficient variable speed drive of IPM motor”, Naotake Shibata, Toshiaki Idemitsu, Ken Kameyama (Yaskawa Electric), IEEJ Transactions, MID-98-12 ”
[0035]
[Problems to be solved by the invention]
In the above-mentioned document 2, a torque command and a voltage condition (voltage limit due to voltage saturation) are given, and a q and d axis current command that satisfies them is obtained, but the relationship between these voltages, currents, and torques is linear. Therefore, an approximate solution is obtained by using a trigonometric function or a square root, or by performing a convergence calculation. The first problem is how to construct this convergence calculation.
[0036]
As a second problem, when voltage saturation occurs, it is necessary to flow a demagnetizing current to control the terminal voltage. The terminal voltage may increase due to the voltage component caused by the armature reaction magnetic flux, and the voltage may exceed the voltage that can be output from the converter, resulting in a voltage saturation state. In this case, current control becomes impossible and becomes unstable.
[0037]
There is a method of setting the induced electromotive force itself to be low so as not to saturate the voltage. However, the current rating increases by the amount of the reduced voltage, and the capacity required for the driver increases.
[0038]
Therefore, set the rated voltage of the motor to a high value, set the rated current to a high value, monitor the DC power supply voltage and output voltage, and if a voltage saturation is about to be reached, pass a demagnetizing current. Therefore, control to prevent saturation of the terminal voltage is required.
[0039]
The third problem is due to magnetic non-linearity. In the above-mentioned document, as a precondition, it is assumed that the inductance of the motor is constant. However, since the magnetic flux of the permanent magnet and the armature reaction magnetic flux are combined inside the actual IPM iron core, magnetic saturation of the iron core due to magnetic flux change occurs, and the inductance component changes due to load current and the like.
[0040]
Examples of magnetic flux non-linearity are shown as contour lines of the respective magnetic flux component tails of the d and q axes on the dq coordinate of the current in the examples of FIGS.
[0041]
Essentially, if the inductance is constant, the contour lines of the magnetic flux are parallel to each axis and equidistant. However, in reality, the magnetic flux changes nonlinearly due to the interference of the currents of the d and q axis components due to the influence of magnetic saturation inside the iron core, etc., so that the magnetic flux changes nonlinearly. The reason why the distance is not equal is that the inductance value has changed due to magnetic saturation or the like. The reason why it is not parallel to the axis is that the q-axis magnetic flux is generated by the d-axis current. It means that This can be expressed as follows.
[0042]
Conventionally, only Ld and Lq exist as inductances, and the relationship between current and magnetic flux has been considered as the following equation. Here, one diagonal component was regarded as zero.
[0043]
[Equation 8]

[0044]
However, in actuality, there is interference between dq axes, and the inductance of 2 rows and 2 columns is as follows. Furthermore, each inductance component changes nonlinearly with current.
[0045]
[Equation 9]

[0046]
If there is such non-linearity, the output torque cannot be controlled according to the torque command, the voltage cannot be controlled, voltage saturation occurs, and the current control system itself becomes uncontrollable and becomes unstable.
[0047]
In order to perform control even with such magnetic flux non-linearity, the following document 3 proposes a control system that feeds back voltage and torque components.
[0048]
Reference 3 “Torque feedback control method of salient pole permanent magnet synchronous motor, Kazunori Kondo, Koichi Matsuoka (Railway Research Institute), Yosuke Nakazawa, Hideyuki Shimizu (Toshiba) The Institute of Electrical Engineers, Poetry D, 119, No. 10, p. 1115, 1999
However, this paper has the following problems.
[0049]
PI calculation is used for the part that calculates the current command by feeding back the torque. The convergence is not optimally controlled because the PI calculation remains fixed and does not correspond to the variation in inductance. Therefore, the response of the actual output torque must be set low with respect to changes in the torque command.
[0050]
In Reference 3, voltage feedback is configured to affect only the d-axis, and torque feedback only affects the q-axis, so torque fluctuations caused by the influence of the d-axis feedback component are not directly corrected. Indirectly, the correction is made by the torque feedback calculation from the next time onward. Therefore, it is assumed that the response is further delayed.
[0051]
Reference 3 does not require high torque response performance because it is developed for railways. In such applications, this method can be applied, but it is used as an industrial variable speed system. Therefore, it is desired to improve the responsiveness of torque control.
[0052]
The objective of this invention is providing the control system of the synchronous motor which solved the above subject.
[0053]
[Means for Solving the Problems]
The present invention provides a permanent magnet Magnetic field nonlinearity as a field source Means for controlling the torque of the synchronous motor in accordance with the torque command, calculating a d-axis current command according to a maximum torque condition or the like for the torque command, and calculating a q-axis current command from the torque command and the d-axis current command A control method of a synchronous motor having
The means for calculating the q-axis current command is:
A magnetic flux estimator that estimates a magnetic flux component according to a current in a rotating coordinate system that rotates in synchronization with a field by a function or table approximation,
An estimated torque calculator that estimates torque generated in the current state from the current and magnetic flux estimation results;
A current change amount calculation unit for obtaining a q-axis current component for correcting an error component between the estimated torque and the torque command so that the estimated torque matches the torque command;
And a current addition unit that adds the q-axis current component to the current q-axis current and outputs a new torque current command.
[0054]
Further, the series of calculations of the magnetic flux estimation, torque calculation, current change amount calculation, and current addition outputs the result of convergence calculation repeatedly as a current command so that the torque estimation converges to the torque command. And
[0055]
Further, a self-inductance calculation unit that calculates the self-inductance of the d-axis and the q-axis when the current of the rotating coordinate system changes and uses the self-inductance for q-axis current calculation by the current change amount calculation unit is provided. Features.
[0056]
In addition, when the output voltage applied to the synchronous motor increases beyond the voltage limit value, voltage saturation prevention control means for generating a demagnetizing current is provided and added to the d-axis current command output according to a pattern such as the maximum torque condition. Is a new d-axis current command.
[0057]
In addition, the limit value of the q-axis current is variably decreased according to the d-axis current so that the current command is set to be equal to or less than the absolute value limit value of the d-axis current.
[0058]
Further, the demagnetizing current reaches the demagnetizing current limit value of the synchronous motor, and the demagnetizing current cannot be increased further. When and still Means for further reducing the q-axis current command when higher than the voltage limit value is provided.
[0059]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(First embodiment)
FIG. 1 shows a control block when a speed control system is configured using IPM. Each part is composed of the following elements.
[0060]
The speed control amplifier 1 calculates a torque command by PI (proportional / integral) calculation or the like so that the speed detection follows the speed command. The torque-current command conversion unit 2 converts a torque command and a demagnetizing current command from the voltage saturation prevention control unit described later into d and q axis current commands. The current control amplifier 3 calculates a voltage to generate an actual current corresponding to the current command. The power amplifier 4 amplifies the output voltage of the current control amplifier 3 by PWM modulation or the like. The IPM 5 is a motor for actually driving a load. The position sensor 6 detects the rotational position (phase) of the IPM 5. The phase detector 7 converts the signal output from the position sensor 6 into an actual phase angle θ. The speed detector 8 differentiates the position detection data (θ) to calculate the speed. The absolute value converter 9 calculates the terminal voltage of the IPM 5 from the output voltage of the power amplifier 4 or the voltage command output from the current control amplifier 3. The voltage saturation prevention control unit 10 controls the demagnetization current so that the terminal voltage does not reach the output voltage limit of the power amplifier.
[0061]
The present embodiment proposes a new control method for the torque-current command converter 2 and the voltage saturation prevention controller 10 in FIG. The control method similar to the conventional one can be applied to other parts. In addition to speed control applications, the present invention can be expanded to other applications such as a torque control system and a position control system.
[0062]
Hereinafter, each part of the torque-current command conversion unit 2 and the voltage saturation prevention control unit 10 will be described in detail.
[0063]
(1A) Define nonlinear function as magnetic flux for current to consider nonlinear
First, a method for handling magnetic flux nonlinearity corresponding to the magnetic flux table 11 of FIG. 2 will be described.
[0064]
Here, the equation (9) is handled as a function approximation or a magnetic flux table. The current (id, iq) of the rotating coordinate system (d, q coordinate) that rotates in synchronization with the field is input, and the magnetic flux components (Λd (id, iq), Λq (id, iq) on the dq coordinate at that time ) Is used as an output. Actually, there are various non-linear expression methods as described below.
[0065]
A method of approximating nonlinearity by function approximation using higher order equations, trigonometric functions or logarithmic functions.
[0066]
A method of approximating nonlinearity by preparing two types of two-dimensional tables, d-axis magnetic flux and q-axis magnetic flux, and interpolating them.
[0067]
In the present embodiment, an equivalent function can be realized regardless of which nonlinear expression method is applied. Therefore, these are expressed abstractly as “nonlinear magnetic flux functions”.
[0068]
In order to distinguish between the approximate "non-linear magnetic flux function" magnetic flux and the actual magnetic flux, the function of the table data is handled by the function expression of the following equation using uppercase Λ.
[0069]
[Expression 10]

[0070]
In addition, the inductance table 12 in FIG. 2 is a part that calculates a self-inductance component obtained by differentiating the function of Expression (10) with a current component.
[0071]
In this inductance matrix, the mutual inductance component, which is an interference term between the axes, has a smaller value than the other self-inductance components, so only the self-inductance is used in the example of FIG. As described in the next section, the function intended by the present invention can be realized even if this function is boldly approximated to an average fixed value. Here, an example using “inductance calculation” will be described.
[0072]
(1B) Torque calculation formula considering magnetic flux nonlinearity
Using the nonlinear magnetic flux function with the current in the previous section as input, the torque can be calculated. The output torque calculator 13 in FIG. 2 is a block that performs this torque calculation. First, a torque equation is derived. When the nonlinear magnetic flux function (10) is used, the voltage / current equation (1) becomes (11).
[0073]
## EQU11 ##

[0074]
Here, the first term is a voltage drop due to the resistance and leakage inductance of the armature winding, and the second term is a voltage component due to the permanent magnet and the armature reaction magnetic east. Since nonlinearity is considered in the second term, the interference term between axes is also included in the nonlinear magnetic east function.
[0075]
To calculate the torque based on this equation, mechanical energy is obtained using the second term and divided by the angular velocity ω. Then, the following equation is obtained.
[0076]
[Expression 12]

[0077]
As described above, even in a system having a non-linear inductance, torque can be calculated by directly using magnetic flux. The output torque calculation unit 13 executes this torque calculation.
[0078]
(1C) d-axis current command calculation method (maximum torque condition)
When the current is known, the torque can be obtained by the above equation (11). However, in actual control, what is given is a torque command. The problem is how to calculate. Therefore, a current command calculation method will be described next.
[0079]
In this section, the d-axis current (demagnetizing current) component will be described first. The d-axis current defines a function that outputs a d-axis current corresponding to the current locus in the constant torque range of FIG. 11 with a torque command as an input. This function can be pre-calculated off-line beforehand if the nonlinearity of the magnetic flux is known.
[0080]
Also, when considering the accuracy of the maximum torque function, even if a result deviating from the maximum torque condition is output, the torque characteristics near the maximum torque actually form a gentle vertex as shown in FIG. Therefore, a torque almost equal to the ideal point can be obtained.
[0081]
Accordingly, the accuracy of the d-axis current function is not so required. Even if some errors are included, an efficiency almost equal to that of the maximum torque condition can be realized. Therefore, the inductance and magnetic flux may be approximated to be linear and calculated.
[0082]
Since the current control itself becomes uncontrollable when voltage saturation occurs, the command is calculated before the torque current calculation, and the torque current is calculated from the result, in order to set the voltage suppression control side higher than the torque. And
[0083]
The demagnetizing current table 17 and the absolute value calculation unit 18 shown in FIG. In the case of a motor in which the permanent magnet itself is demagnetized when an excessive demagnetizing current is applied, the motor may be protected by limiting the maximum value of the electromagnetic current with the demagnetizing current limiter 19.
[0084]
(1D) Conversion method from torque command to current command (application of convergence calculation)
Since the q-axis current component needs to directly control the torque with respect to the d-axis current, torque control accuracy is required. In addition, it is necessary to increase the demagnetization current above the maximum torque condition to prevent voltage saturation. Therefore, the calculation method of the torque current command must be able to cope with the change of the d-axis current.
[0085]
In addition, since there is non-linearity in which the magnetic flux characteristics change with current, a calculation method using convergence calculation is applied here.
[0086]
In the above-mentioned document 3, the PI calculation is simply used, but in this embodiment, the inductance is used to calculate the current necessary for predicting the change of the magnetic flux and outputting the torque, and then it is repeated to converge. The method to let
[0087]
In the present embodiment, the convergence calculation is performed using a magnetic flux derivative called inductance, so it can be said that this is a kind of Newton-Raphson method.
[0088]
Here, the inductance component to be used is used only for predicting the magnetic flux when the current changes, and the final torque accuracy is based on the magnetic flux table 11 described above. That is, when the accuracy of the inductance is poor, the convergence is inferior, but the torque accuracy at the time of final convergence is not affected. In addition, the interference inductance component between the q axes is ignored for the sake of simplicity of calculation.
[0089]
First, the previous current commands id and iq are known, and the magnetic flux components Λd (id, iq) and Λq (id, iq) at that time are calculated, and the torque T generated by the previous current command is also calculated. It is assumed that the calculation has been completed by the following equation (12). On the other hand, a q-axis current iq ′ is obtained when a new torque command T ′ and a d-axis current command id ′ (demagnetization current command) are given.
[0090]
Assuming that the current has changed from id and iq to id ′ and iq ′, how the magnetic fluxes Λd ′ (id, iq) and Λq ′ (id, iq) change due to the current changes Δid and Δiq. Is estimated by applying the following linear approximation using inductance.
[0091]
[Formula 13]

[0092]
[Expression 14]

[0093]
Originally, there is interference inductance between shafts, but considering this, the torque current estimation formula to be obtained later becomes a quadratic formula, and the value of the interference inductance is small and the influence is small. Approximate to zero.
[0094]
An equation for obtaining a new q-axis current iq ′ from the magnetic flux equation for the previous currents id and iq and the torque equation (12) is obtained as follows.
[0095]
[Expression 15]

[0096]
When the above equation is replaced with the differential torque from the previous torque component, it can be expressed by a change term of current as follows.
[0097]
[Expression 16]

[0098]
Furthermore, when the equation for obtaining Δiq is modified,
[0099]
[Expression 17]

[0100]
Thus, since it can obtain | require as a variation | change_quantity of q-axis current by (17) Formula, if it adds with the q-axis current command of the last value, next iq 'can be obtained.
[0101]
Since the torque current component can be obtained by predicting the change of the magnetic flux by the inductance in this way, the magnetic flux calculation by the non-linear magnetic flux function and the torque calculation using the same are again performed using the obtained current command, and the command value and Make sure they match.
[0102]
If this torque calculation value is different from the command value, the calculation is repeated in the same procedure using the current current again. As a result, the current and magnetic flux conditions that coincide with the torque command finally converge. This is the convergence calculation method applied in this embodiment, and corresponds to the torque current calculation unit 14 of FIG.
[0103]
Although the convergence method for obtaining the change current from such an inductance is high speed, it may become excessively larger than the true value due to an inductance error or the like. In this case, hunting may or may not be possible at the time of convergence, so in practice, a relaxation gain is applied to the current output by the low-pass filter 15 in FIG. 2 to achieve stabilization.
[0104]
When applied to a general-purpose inverter, if the number of convergence calculation iterations increases, the limitation of calculation time becomes a problem. In some cases, the convergence calculation can be performed only once. At this time, it is also effective to suppress a sudden change by adding a first order lag, a cushion or the like to the torque command itself by the low pass filter 16 of FIG. Thereby, since a current change (magnetic flux change) does not occur significantly, the current command also changes slowly, and the error is reduced even if the number of convergence calculations is small.
[0105]
If a delay component is inserted in the torque command, the response performance itself is naturally limited. Therefore, when high-speed response is required like a servo motor, it is necessary to employ a method for increasing the number of convergence calculations. Inserting a first-order lag into the torque command is suitable for applications that do not require so much responsiveness, such as energy-saving applications.
[0106]
(Second Embodiment)
In the first embodiment, an example in which the inductance value in each current state is used in consideration of the nonlinearity of the inductance has been described. In this way, optimum convergence is obtained. However, when the fluctuation of the inductance is small, the inductance may be an appropriate fixed value such as an average value. The inductance is used only for current prediction calculation for convergence, and is not used for torque calculation itself. In other words, the inductance affects the convergence, but is not related to the torque accuracy.
[0107]
Therefore, in this embodiment, the inductance is set to a constant value. FIG. 3 shows a block diagram thereof. 2 is different from FIG. 2 in that the inductance table 12 for calculating the inductance is omitted.
[0108]
(Third embodiment)
In the present embodiment, voltage saturation prevention control is added.
[0109]
In the constant output range, it is necessary to keep the voltage constant even when the rotation speed is high. In the case of IPM, it is necessary to pass a demagnetizing current.
[0110]
Therefore, in this embodiment, a voltage saturation prevention control function that increases the negative d-axis current (demagnetization current) and suppresses the terminal voltage increase when the output voltage rises above the set voltage. to add. The block diagram is shown in FIG.
[0111]
FIG. 4 shows an example in which a voltage saturation prevention control unit 20 is added to FIG. The demagnetizing current output from the control unit 20 is obtained as an addition to the id current command. The control unit 20 calculates an absolute value component of the terminal voltage from the output voltage V1, and when this component exceeds the voltage saturation set value Vlimit, the demagnetizing current is increased by PI calculation.
[0112]
(Fourth embodiment)
In the third embodiment, demagnetization current feedback is added to prevent voltage saturation, but the output current increases by the amount of addition of the demagnetization current. Since the normal power amplifier 4 has a current limit, even if the demagnetizing current increases, it is necessary to perform a limiter process on the current command so that it is within the current limit.
[0113]
Actually, if the demagnetizing current itself is reduced, voltage saturation occurs and the current control itself becomes unstable, which is not applicable.
[0114]
Therefore, in this embodiment, the q-axis side current corresponding to the torque current is reduced. FIG. 5 shows a control block diagram. In the figure, a torque current limiter value calculation unit 21 is provided as an addition of a current limiting function to the block diagram of the third embodiment.
[0115]
Of the calculation unit 21, 21a takes the absolute value of the d-axis current Id_ref, and then calculates the limit value of the q-axis current by the following equation.
[0116]
[Formula 18]

[0117]
Thus, if the q-axis current is limited to I′q_lim or less, the absolute value of the current does not exceed I1_lim.
[0118]
Next, d-axis current Demagnetizing current In some cases, the demagnetization current limit is set so that the permanent magnet is not demagnetized. In this case, the voltage cannot be lowered using the demagnetizing current. In that case, the q-axis current is decreased, the voltage component due to the q-axis current and the inductance is reduced, and the terminal voltage is reduced. Suppress.
[0119]
Therefore, in 21b, when the d-axis current increases to be equal to or greater than the demagnetization current limit value of the voltage saturation prevention demagnetization current control unit 20, the q-axis current limit value that is the output of 21a is further reduced.
[0120]
In 21c, since the d-axis current limit value obtained by combining the outputs of 21a and 21b is an absolute value, it is limited so as to be a negative value.
[0121]
In 21d, the positive and negative sides of the q-axis current command are actually limited in accordance with the limit value (absolute value) of the q-axis current output from 21c.
[0122]
【The invention's effect】
In many cases, the IPM has non-linearity because the inductance changes due to the armature reaction of the current due to the saliency of the iron core. Therefore, in the present invention, the torque accuracy can be improved by calculating the torque using this magnetic flux function, in which the controller has the relationship between the current and the magnetic flux as a nonlinear function.
[0123]
Further, the current command calculation with good convergence can be realized from the relational expression between torque and current using inductance, and as a result, the response to the torque command can be improved.
[0124]
Moreover, in order to prevent voltage saturation, a demagnetizing current feedback control function is added, and operation is possible even in a constant output range.
[0125]
Furthermore, by configuring the current command itself to be appropriately limited in response to the current limit of the converter, the output torque is reduced, but the current control can always maintain the control state and is saturated. There is no instability due to conditions.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a control block diagram of an IPM showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of a torque-current command converter in the embodiment.
FIG. 3 is a block diagram of a torque-current command converter in the embodiment.
FIG. 4 is a block diagram to which current saturation prevention control is added in the embodiment.
FIG. 5 is a block diagram to which a torque current limiter value calculation is added in the embodiment.
FIG. 6 is an explanatory diagram of coordinate axes.
FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of IPM.
FIG. 8 is a torque-current vector diagram.
FIG. 9 is a current phase difference angle-torque characteristic diagram.
FIG. 10 is a voltage contour diagram on current coordinates.
FIG. 11 is a contour map of torque and voltage on current coordinates.
FIG. 12 is a contour map of a D-axis magnetic flux.
FIG. 13 is a contour map of a Q-axis magnetic flux.
[Explanation of symbols]
1 ... Speed amplifier
2 ... Torque-current command converter
3. Current control amplifier
4. Power amplifier
5 ... IPM
6 ... Position sensor
7 ... Position detector
8 Speed detector
9: Absolute value change section
10, 20 ... Voltage saturation prevention control unit
11 ... Magnetic flux table
12 ... Inductance table
13 ... Output torque calculation section
14 ... Torque current calculator
15, 16 ... Low-pass filter
17 ... Demagnetizing current table
18 ... Absolute value circuit
19 ... Demagnetizing current limiter
21 ... Torque current limiter value calculator

Claims (6)

Means for controlling a torque of a synchronous motor having a permanent magnet as a field source and having magnetic nonlinearity according to a torque command, and calculating a d-axis current command according to a maximum torque condition or the like with respect to the torque command; A control method for a synchronous motor having means for calculating a q-axis current command from a shaft current command,
The means for calculating the q-axis current command is:
A magnetic flux estimator that estimates a magnetic flux component according to a current in a rotating coordinate system that rotates in synchronization with a field by a function or table approximation,
An estimated torque calculator that estimates torque generated in the current state from the current and magnetic flux estimation results;
A current change amount calculation unit for obtaining a q-axis current component for correcting an error component between the estimated torque and the torque command so that the estimated torque matches the torque command;
A control method for a synchronous motor, comprising: a current addition unit that adds the q-axis current component to a current q-axis current and outputs the resultant as a new torque current command.   The series of calculations of the magnetic flux estimation, torque calculation, current change amount calculation, and current addition outputs a result of convergence calculation repeatedly as a current command so that the torque estimation converges to the torque command. The control method of the synchronous motor according to claim 1.   A self-inductance calculation unit that calculates the self-inductance of the d-axis and the q-axis at the time of current change in the rotating coordinate system and uses the self-inductance for q-axis current calculation by the current change amount calculation unit is provided. The control method of the synchronous motor according to claim 1 or 2.   When the output voltage applied to the synchronous motor increases beyond the voltage limit value, a voltage saturation prevention control means for generating a demagnetizing current is provided, which is added to the d-axis current command output according to a pattern such as the maximum torque condition. The control method for a synchronous motor according to claim 1, wherein a new d-axis current command is used.   5. The synchronous motor according to claim 4, wherein the limit value of the q-axis current is variably decreased in accordance with the d-axis current so that the current command is less than the absolute value limit value of the d-axis current. control method. When the demagnetizing current reaches the demagnetizing current limit value of the synchronous motor and cannot further increase the demagnetizing current , and when the demagnetizing current is still higher than the voltage limit value, means for further reducing the q-axis current command is provided. The synchronous motor control system according to claim 4 or 5, wherein the control system is a synchronous motor control system.

Images