JP7194320B2

JP7194320B2 - motor controller

Info

Publication number: JP7194320B2
Application number: JP2019013720A
Authority: JP
Inventors: 悠貴中島; 洋一大森
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 2019-01-30
Filing date: 2019-01-30
Publication date: 2022-12-22
Anticipated expiration: 2039-01-30
Also published as: JP2020124024A

Description

本発明は、モータを駆動するためのモータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device for driving a motor.

従来の交流モータの電流制御技術について、図４に基づいて以下に説明する。電流検出器２は、モータ１の固定子電流を回転する直交座標であるｄｑ軸上の各成分のｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑに変換して出力する。前記ｄ軸は、モータ１が誘導電動機の場合に一般的に該モータの２次鎖交磁束ベクトルの方向に定義され、モータ１が永久磁石同期電動機の場合に一般的に該電動機の回転子の永久磁石のＮ極方向に定義される。 A conventional current control technique for an AC motor will be described below with reference to FIG. A current detector 2 converts the stator current of the motor 1 into a d-axis current id and a q-axis current iq of each component on the dq axis, which is a rectangular coordinate system, and outputs the current. When the motor 1 is an induction motor, the d-axis is generally defined in the direction of the secondary flux linkage vector of the motor. It is defined in the north pole direction of the permanent magnet.

電流指令生成器４は、前記ｄｑ座標上のｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆとｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆを生成して出力する。ｄ軸偏差演算器６は、電流指令生成器４で得られたｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆと電流検出器２で得られたｄ軸電流ｉｄとのｄ軸偏差ｉｄｅを算出する。ｄ軸比例増幅器８はｄ軸偏差演算器６で得られたｄ軸偏差ｉｄｅを所定倍に増幅しｄ軸比例成分ｖｄｐを算出する。また、ｄ軸偏差ｉｄｅは、ｄ軸積分ゲイン増幅器３２で増幅された後にｄ軸積分器３４で時間積分されてｄ軸積分成分ｖｄｉとなる。 A current command generator 4 generates and outputs a d-axis current command idref and a q-axis current command iqref on the dq coordinates. A d-axis deviation calculator 6 calculates a d-axis deviation ide between the d-axis current command idref obtained by the current command generator 4 and the d-axis current id obtained by the current detector 2 . A d-axis proportional amplifier 8 amplifies the d-axis deviation ide obtained by the d-axis deviation calculator 6 by a predetermined factor to calculate a d-axis proportional component vdp. The d-axis deviation ide is amplified by the d-axis integral gain amplifier 32 and then time-integrated by the d-axis integrator 34 to become the d-axis integral component vdi.

ｑ軸偏差演算器５は、電流指令生成器４で得られたｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆと電流検出器２で得られたｑ軸電流ｉｑとのｑ軸偏差ｉｑｅを算出する。ｑ軸比例増幅器７はｑ軸偏差演算器５で得られたｑ軸偏差ｉｑｅを所定倍に増幅しｑ軸比例成分ｖｑｐを算出する。また、ｑ軸偏差ｉｑｅは、ｑ軸積分ゲイン増幅器３１で増幅された後にｑ軸積分器３３で時間積分されてｑ軸積分成分ｖｑｉとなる。 A q-axis deviation calculator 5 calculates a q-axis deviation iqe between the q-axis current command iqref obtained by the current command generator 4 and the q-axis current iq obtained by the current detector 2 . A q-axis proportional amplifier 7 amplifies the q-axis deviation iqe obtained by the q-axis deviation calculator 5 by a predetermined factor to calculate a q-axis proportional component vqp. Also, the q-axis deviation iqe is amplified by the q-axis integral gain amplifier 31 and then time-integrated by the q-axis integrator 33 to become the q-axis integral component vqi.

加算器３５は、ｑ軸比例増幅器７の出力ｖｑｐとｑ軸積分器３３の出力ｖｑｉとを加算し、ｑ軸電圧指令ｖｑｒを算出し電力変換器３へ出力する。加算器３６は、ｄ軸比例増幅器８の出力ｖｄｐとｄ軸積分器３４の出力とを加算し、ｄ軸電圧指令ｖｄｒを算出し電力変換器３へ出力する。 The adder 35 adds the output vqp of the q-axis proportional amplifier 7 and the output vqi of the q-axis integrator 33 to calculate a q-axis voltage command vqr and output it to the power converter 3 . Adder 36 adds the output vdp of d-axis proportional amplifier 8 and the output of d-axis integrator 34 , calculates d-axis voltage command vdr, and outputs it to power converter 3 .

電力変換器３は、入力した電圧指令通りの電圧をモータ１に印加するが、該電圧指令の大きさが電力変換器３の出力可能な最大電圧よりも大きければ大きさが該最大電圧で位相が指令通りの電圧をモータ１に印加する。 The power converter 3 applies a voltage to the motor 1 according to the input voltage command. applies the commanded voltage to the motor 1 .

図４に示された電流制御では、ｄ軸成分ｖｄｒとｑ軸成分ｖｑｒをもつ電圧指令ベクトルの大きさが電力変換器３の出力可能最大電圧を超えると、指令通りの電圧をモータ１に印加できないことになるので、ｄｑ軸の片方または両方の電流制御ができなくなる。この問題を解決するために提案されたのが図５に示された特許文献１記載の電流制御である。以下は図５について説明するが、図４と同一部分の説明は省略し、異なる部分のみ説明する。 In the current control shown in FIG. 4, when the magnitude of the voltage command vector having the d-axis component vdr and the q-axis component vqr exceeds the maximum output voltage of the power converter 3, the voltage as commanded is applied to the motor 1. Therefore, one or both of the dq axes cannot be controlled. To solve this problem, the current control described in Patent Document 1 shown in FIG. 5 is proposed. Although FIG. 5 will be described below, the description of the same parts as in FIG. 4 will be omitted, and only the different parts will be described.

モータ１が誘導電動機の場合の1次側の電圧方程式は、（１）式と（２）式で表される。ここで、ｖｄはｄ軸電圧、ｖｑはｑ軸電圧、Ｒ１は巻線抵抗値、Ｌσ＝Ｌ１－Ｍ・Ｍ／Ｌ２、ωは出力角周波数、Ｍは相互インダクタンス、Ｌ１とＬ２はそれぞれ１次と２次の自己インダクタンス、φ２は２次鎖交磁束の大きさ、ｐは時間微分を表す。モータ１が永久磁石同期電動機の場合の電圧方程式は、（３）式と（４）式で表される。ここで、ＬｄとＬｑはそれぞれｄ軸とｑ軸のインダクタンス、φは永久磁石磁束の大きさである。 The voltage equations on the primary side when the motor 1 is an induction motor are represented by equations (1) and (2). where vd is the d-axis voltage, vq is the q-axis voltage, R1 is the winding resistance value, Lσ=L1−M・M/L2, ω is the output angular frequency, M is the mutual inductance, and L1 and L2 are primary and secondary self-inductance, φ2 is the magnitude of the secondary interlinkage magnetic flux, and p is the time derivative. Voltage equations when the motor 1 is a permanent magnet synchronous motor are represented by equations (3) and (4). Here, Ld and Lq are the d-axis and q-axis inductances, respectively, and φ is the magnitude of the permanent magnet magnetic flux.

ｑ軸積分器３３の入力に加算器４４によってｄ軸電流偏差ｉｄｅをｄ軸速度比例増幅器４２で増幅したものを加算している。ｄ軸速度比例増幅器４２は、モータ１が誘導電動機ならば（２）式、永久磁石同期電動機ならば（４）式の右辺第３項に基づくもので、その増幅ゲインは角周波数ωに比例したものとなる。同様に、加算器４５によってｑ軸電流偏差ｉｑｅをｑ軸速度比例増幅器４３で増幅したものを加算している。ｑ軸速度比例増幅器４３は、モータ１が誘導電動機ならば（１）式、永久磁石同期電動機ならば（３）式の右辺第３項に基づくもので、その増幅ゲインは角周波数ωに比例したものとなる。加算器４５の出力は、ｄ軸積分器３４に入力される。ｄ軸積分ゲイン増幅器３２の入力にはスイッチ４１が挿入されており、スイッチ４１は、電力変換器３の入力電圧指令の大きさが電力変換器３の出力可能最大電圧より小さい場合にｄ軸電流偏差ｉｄｅ、そうで無い場合に０を出力する。 The input of the q-axis integrator 33 is added by the adder 44 to the d-axis current deviation ide amplified by the d-axis velocity proportional amplifier 42 . The d-axis velocity proportional amplifier 42 is based on the third term on the right side of equation (2) if the motor 1 is an induction motor, and equation (4) if the motor 1 is a permanent magnet synchronous motor, and its amplification gain is proportional to the angular frequency ω. become a thing. Similarly, the adder 45 adds the q-axis current deviation iqe amplified by the q-axis velocity proportional amplifier 43 . The q-axis velocity proportional amplifier 43 is based on the third term on the right side of equation (1) if the motor 1 is an induction motor, and equation (3) if the motor 1 is a permanent magnet synchronous motor, and its amplification gain is proportional to the angular frequency ω. become a thing. The output of adder 45 is input to d-axis integrator 34 . A switch 41 is inserted in the input of the d-axis integral gain amplifier 32 , and the switch 41 switches the d-axis current when the magnitude of the input voltage command to the power converter 3 is smaller than the maximum output voltage of the power converter 3 . Output deviation ide, otherwise 0.

スイッチ４１がオフ状態でも、ｄ軸電流偏差ｉｄｅはｄ軸速度比例増幅器４２と加算器４４を介してｑ軸積分器３３でｑ軸電圧指令ｖｑｒを補正することでｄ軸電流偏差を０にすることができ、ｄ軸電流制御は実現できる。しかし、電力変換器３の入力電圧指令の大きさが電力変換器３の出力可能最大電圧を超えた電圧飽和状態となると、ｑ軸積分器３３の出力は制限値に制限された固定値となるのでｄ軸電流制御はできなくなる。 Even when the switch 41 is in the OFF state, the d-axis current deviation ide is set to 0 by correcting the q-axis voltage command vqr with the q-axis integrator 33 via the d-axis velocity proportional amplifier 42 and the adder 44. and d-axis current control can be realized. However, when the magnitude of the input voltage command of the power converter 3 exceeds the maximum output voltage of the power converter 3 and enters a voltage saturation state, the output of the q-axis integrator 33 becomes a fixed value limited to the limit value. Therefore, d-axis current control becomes impossible.

一方、ｑ軸偏差演算器５の出力のｑ軸電流偏差ｉｑｅはｑ軸速度比例増幅器４３と加算器４５とｄ軸積分器３４を介してｄ軸電圧指令ｖｄｒを補正することでｑ軸電流制御は保たれたままとなる。つまり、電圧飽和状態ではｄ軸電流制御を放棄しｑ軸電流制御を優先した制御とすることができる。そして、ｑ軸は磁束軸に直交した軸であることから、ｑ軸電流を制御することでモータ１のトルクが制御できるので、電圧が飽和してもトルク制御は維持できることとなる。 On the other hand, the q-axis current deviation iqe of the output of the q-axis deviation calculator 5 corrects the d-axis voltage command vdr via the q-axis velocity proportional amplifier 43, the adder 45 and the d-axis integrator 34, thereby controlling the q-axis current. remains preserved. That is, in the voltage saturation state, the d-axis current control can be abandoned and the q-axis current control can be prioritized. Since the q-axis is orthogonal to the magnetic flux axis, the torque of the motor 1 can be controlled by controlling the q-axis current. Therefore, torque control can be maintained even if the voltage is saturated.

特開２００３－８８１９３号公報JP-A-2003-88193 特開２００３－２０９９９７号公報Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-209997 特開２０１２－１５１９３１号公報JP 2012-151931 A 特開２０１６－１６７９４６号公報JP 2016-167946 A

解決しようとする問題点は、図４の従来技術においては、電圧が飽和すると両軸または片方軸の制御ができなくなり、モータの所望の出力トルクが得られなくなることである。図５の従来技術では、電圧飽和時となっても、ｑ軸優先制御とすることができて所望の出力トルクが得られるので前記問題点を解決できるが以下の問題がある。 The problem to be solved is that, in the prior art of FIG. 4, when the voltage saturates, it becomes impossible to control both shafts or one shaft, and the desired output torque of the motor cannot be obtained. In the prior art of FIG. 5, even when the voltage is saturated, the q-axis priority control can be performed and the desired output torque can be obtained.

図６は、図５の従来技術において、電圧飽和時の電圧指令ベクトルｖｒやｖｒ１とモータ１に印加される電圧ベクトルｖやｖ１を図示している。電圧ベクトルｖやｖ１は、電力変換器３の出力可能最大電圧である電圧出力限界円内に制限されていて、電圧指令ベクトルｖｒやｖｒ１のｑ軸成分は電圧飽和によりｑ軸積分器３３の制限値ｖｑｒｌｍｔに制限されている。このｖｑｒｌｍｔは電力変換器３の出力可能最大電圧以上にする必要がある。図６に示されているように電圧飽和状態ではｑ軸電圧指令は制限値ｖｑｒｌｍｔに制限されているのでｄ軸電圧指令を調整して電圧ベクトルの位相を変化させてｑ軸電流を制御していることになる。例えば、電圧ベクトル位相をΔθ変化させるにはΔｖｄｒのｄ軸電圧指令の変化が必要になる。誘導電動機の場合は図６に示されているように、電圧ベクトルがｑ軸に近い方向を向いているので、電圧ベクトル位相を変化させるのに必要なｄ軸電圧指令の変化分は小さくて済む。しかし、永久磁石同期電動機の場合は電圧ベクトルの向きがｑ軸から大きく離れている場合があるため、電圧ベクトル位相を変化させるのに必要なｄ軸電圧指令の変化分Δｖｄｒを大きくしなければならない。従って、ｄ軸積分器３４の出力範囲を非常に大きくしておく必要があり、その積分ゲインとなるｑ軸速度比例増幅器４３やｄ軸積分ゲイン増幅器３２のゲイン調整が困難となる。 FIG. 6 shows the voltage command vectors vr and vr1 at the time of voltage saturation and the voltage vectors v and v1 applied to the motor 1 in the prior art of FIG. The voltage vectors v and v1 are limited within the voltage output limit circle that is the maximum voltage that can be output from the power converter 3, and the q-axis components of the voltage command vectors vr and vr1 are limited by the q-axis integrator 33 due to voltage saturation. Limited to the value vqrlmt. This vqrlmt must be greater than or equal to the maximum output voltage of the power converter 3 . As shown in FIG. 6, in the voltage saturation state, the q-axis voltage command is limited to the limit value vqrlmt, so the d-axis voltage command is adjusted to change the phase of the voltage vector to control the q-axis current. There will be For example, to change the voltage vector phase by .DELTA..theta., it is necessary to change the d-axis voltage command by .DELTA.vdr. In the case of an induction motor, as shown in FIG. 6, the voltage vector points in a direction close to the q-axis, so the amount of change in the d-axis voltage command required to change the voltage vector phase is small. . However, in the case of a permanent magnet synchronous motor, the direction of the voltage vector may be far away from the q-axis, so the amount of change Δvdr in the d-axis voltage command required to change the voltage vector phase must be increased. . Therefore, it is necessary to greatly increase the output range of the d-axis integrator 34, and it becomes difficult to adjust the gains of the q-axis velocity proportional amplifier 43 and the d-axis integral gain amplifier 32, which serve as integral gains.

また、電圧ベクトルの向きがｄ軸に近くなるとｄ軸電圧指令制御では電圧ベクトル位相を制御できなくなり制御不能になってしまう。このことは、回生運転で電圧ベクトルが図６の第１象限にある場合も同様である。 Further, when the direction of the voltage vector approaches the d-axis, the voltage vector phase cannot be controlled by the d-axis voltage command control, resulting in an uncontrollable state. This is the same when the voltage vector is in the first quadrant of FIG. 6 during regenerative operation.

特許文献２では、上記問題点を解決するために、交流電動機の一次鎖交磁束ベクトルと一致するＭ軸とそれに直交するＴ軸を導入し、ｄｑ軸の代わりにＭＴ軸で図５と同様な構成としているが、以下の問題がある。Ｔ軸電流優先制御とすることができるが、ｄｑ軸電流指令から回転座標変換によってＭＴ軸電流指令を得た場合は、電圧飽和によってｑ軸電流が指令と一致しなくなり、所望のトルクが得られなくなる。また電流の急変によりｄ軸から見たＭ軸の位相が急変することがある。その際に各軸の電圧指令はその位相に見合った値に急変させる必要がある。しかし積分器の出力は急変できないので、ＭＴ軸の位相が急変した場合は電流制御が不安定となることがある。 In Patent Document 2, in order to solve the above problem, an M-axis that coincides with the primary interlinkage magnetic flux vector of the AC motor and a T-axis orthogonal to it are introduced, and instead of the dq-axis, the MT-axis is used as shown in FIG. I have a configuration, but I have the following problems: T-axis current priority control is possible, but when the MT-axis current command is obtained by rotating coordinate conversion from the dq-axis current command, the q-axis current does not match the command due to voltage saturation, and the desired torque cannot be obtained. Gone. Moreover, the phase of the M-axis viewed from the d-axis may suddenly change due to a sudden change in current. At that time, the voltage command for each axis must be changed suddenly to a value that matches the phase. However, since the output of the integrator cannot change suddenly, the current control may become unstable when the phase of the MT axis changes suddenly.

上記のような問題点に鑑みてなされた本発明の目的は、
電圧飽和時に、ｑ軸電流制御出力を電圧ベクトルの接線方向成分とすることでｑ軸電流優先制御が実現でき、電圧飽和となってもトルク指令通りのトルクを出力することである。
また、電源電圧に応じた制限値でｑ軸電流指令を制限することでトルク指令通りの出力は得られなくなるが、制御不能状態に至ることを防ぐことができる。 The object of the present invention, which was made in view of the above problems, is to
To realize q-axis current priority control by setting the q-axis current control output to the tangential direction component of the voltage vector at the time of voltage saturation, and to output the torque according to the torque command even at the time of voltage saturation.
Also, by limiting the q-axis current command with a limit value corresponding to the power supply voltage, it is possible to prevent an output in accordance with the torque command from being obtained, but to prevent an uncontrollable state.

上記課題を解決するため、本発明に係るモータ制御装置は、離散時間制御するモータ制御装置であって、
ｄ軸とｑ軸の電流指令を生成する電流指令生成器と、前記電流指令生成器で生成されたｄ軸電流指令とモータに流れるｄ軸電流との偏差を算出するｄ軸電流偏差演算器と、前記電流指令生成器で生成されたｑ軸電流指令とモータに流れるｑ軸電流との偏差を算出するｑ電流偏差演算器と、
前記ｄ軸電流偏差演算器の出力に比例ゲインを乗ずるｄ軸比例増幅器と、前記ｑ軸電流偏差演算器の出力に比例ゲインを乗ずるｑ軸比例増幅器と、
前記ｄ軸電流指令と前記ｑ軸電流指令もしくは前記モータに流れるｄ軸電流とｑ軸電流とモータインピーダンスを用いて、ｄ軸からの電圧位相を演算する電圧位相演算器と、
ｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令を用いて、電圧飽和に応じた０～１の飽和度を出力する電圧飽和検知器と、
前記電圧位相演算器と前記電圧飽和検知器の出力を乗算する補正位相演算器と、
前記ｄ軸電流偏差演算器と前記ｑ軸電流偏差演算器の出力に積分ゲインとサンプル時間を乗じて、１サンプル前の出力を前記補正位相演算器の出力で逆回転座標変換したものを加算して、前記位相補正演算器の出力で回転座標変換したものをｄ軸成分とｑ軸成分に分けて出力する位相補正付き積分器と、
前記ｄ軸比例増幅器と前記位相補正付き積分器のｄ軸成分出力を加算する加算器と、前記加算器の出力に電流フィードバックもしくは電流指令を用いて算出した電圧値を加算して、前記ｄ軸電圧指令を出力するｄ軸電圧加算器と、
前記ｑ軸比例増幅器と前記位相補正付き積分器のｑ軸成分出力を加算する加算器と、前記加算器の出力に電流フィードバックもしくは電流指令を用いて算出した電圧値を加算して、前記ｑ軸電圧指令を算出するｑ軸電圧加算器を備える。 In order to solve the above problems, a motor control device according to the present invention is a motor control device that performs discrete time control,
a current command generator that generates d-axis and q-axis current commands; and a d-axis current deviation calculator that calculates the deviation between the d-axis current command generated by the current command generator and the d-axis current flowing through the motor. a q-current deviation calculator for calculating the deviation between the q-axis current command generated by the current command generator and the q-axis current flowing through the motor;
a d-axis proportional amplifier for multiplying the output of the d-axis current deviation calculator by a proportional gain, and a q-axis proportional amplifier for multiplying the output of the q-axis current deviation calculator by a proportional gain;
a voltage phase calculator that calculates a voltage phase from the d-axis using the d-axis current command and the q-axis current command or the d-axis current and q-axis current flowing through the motor and the motor impedance;
a voltage saturation detector that outputs a saturation degree of 0 to 1 according to the voltage saturation using the d-axis voltage command and the q-axis voltage command;
a correction phase calculator that multiplies the output of the voltage phase calculator and the voltage saturation detector;
The outputs of the d-axis current deviation calculator and the q-axis current deviation calculator are multiplied by an integral gain and a sample time, and the outputs of the previous sample obtained by performing reverse rotation coordinate transformation with the output of the correction phase calculator are added. an integrator with phase correction that separates the output of the phase correction arithmetic unit into a d-axis component and a q-axis component and outputs the rotational coordinate transformation,
an adder for adding the d-axis component outputs of the d-axis proportional amplifier and the integrator with phase correction; a d-axis voltage adder that outputs a voltage command;
an adder for adding the q-axis component outputs of the q-axis proportional amplifier and the integrator with phase correction; and adding a voltage value calculated using current feedback or current command to the output of the adder, A q-axis voltage adder for calculating a voltage command is provided.

また、前記電圧飽和検出器は、前記ｄ軸電圧指令と前記ｑ軸電圧指令とをベクトル成分に持つベクトル和が、電圧出力限界未満の場合には、前記電圧飽和検出器は０を出力し、ｄ軸を基準とした電圧位相を前記回転座標変換器と前記逆回転座標変換器に出力し、電圧出力限界を超過した割合に応じて線形に０から１まで変化させ、前記電圧位相演算器が演算する電圧位相を前記回転座標変換器と前記逆回転座標変換器に出力することを特徴とする。 Further, the voltage saturation detector outputs 0 when a vector sum having the d-axis voltage command and the q-axis voltage command as vector components is less than a voltage output limit, A voltage phase based on the d-axis is output to the rotating coordinate transformer and the inverse rotating coordinate transformer, linearly varied from 0 to 1 according to the ratio of exceeding the voltage output limit, and the voltage phase calculator The voltage phase to be calculated is output to the rotating coordinate transformer and the inverse rotating coordinate transformer.

また、電圧制限によるｑ軸電流制限値を出力する電圧依存制限演算器と、電流制限によるｑ軸電流制限値を出力する電流依存制限演算器と、前記電圧依存制限演算器の出力と前記電流依存制限演算器の出力との小さい方を選択しｑ軸電流制限値を算出する制限選択器と、前記電流指令生成器で生成されるｑ軸電流指令を入力して前記制限選択器の出力以下となるように制限して前記ｑ電流偏差演算器に出力する制限器を備える。 A voltage-dependent limit calculator that outputs a q-axis current limit value due to voltage limitation, a current-dependent limit calculator that outputs a q-axis current limit value due to current limit, and an output of the voltage-dependent limit calculator and the current-dependent A limit selector that calculates the q-axis current limit value by selecting the smaller one of the output of the limit calculator and the q-axis current command generated by the current command generator to input the q-axis current command that is equal to or less than the output of the limit selector. and a limiter for limiting and outputting to the q-current deviation computing unit.

本発明に係るモータ制御装置によれば、電圧飽和が発生した場合でも、ｑ軸電流制御電圧を電圧ベクトルの接線方向成分とし、ｑ軸電流優先制御とすることで、トルク指令通りのトルクを出力することができる。 According to the motor control device of the present invention, even when voltage saturation occurs, the q-axis current control voltage is the tangential component of the voltage vector, and q-axis current priority control is performed to output torque according to the torque command. can do.

本発明に係るモータ制御装置の電流制御部の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the electric current control part of the motor control apparatus which concerns on this invention. 本発明に係るモータ制御装置にｑ軸電流指令の制限を追加した図である。It is the figure which added the restriction|limiting of the q-axis current command to the motor control apparatus which concerns on this invention. ｑ軸電流制限器の詳細を示す図である。It is a figure which shows the detail of a q-axis current limiter. 電流制御の従来技術例１の説明図である。FIG. 2 is an explanatory diagram of a prior art example 1 of current control; 電流制御の従来技術例２の説明図である。FIG. 10 is an explanatory diagram of a conventional technique example 2 of current control; 従来技術の電圧ベクトルと各電圧指令の関係を図示したものである。It is a diagram illustrating the relationship between the voltage vector of the prior art and each voltage command. 本発明の電圧ベクトルと各電圧指令の関係を図示したものである。4 is a diagram illustrating the relationship between the voltage vector of the present invention and each voltage command;

以下、本発明を永久磁石同期電動機に適応した場合について、図面を参照しながら説明する。なお、図４や図５と同一部分については、同じ符号を付し、説明を省略する。また、本発明は離散時間制御を用いることを前提として説明をする。 A case where the present invention is applied to a permanent magnet synchronous motor will be described below with reference to the drawings. 4 and 5 are denoted by the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted. Also, the present invention will be described on the premise that discrete time control is used.

図１は本発明に係るモータ制御装置の構成例を示した図である。 FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a motor control device according to the present invention.

電圧位相演算器１１は、電流検出器２からの出力であるｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑもしくは、電流指令生成器からの出力であるｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆとｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆを用いてｄ軸からの電圧位相θｖを算出する。電圧位相θｖは、（５）式と（６）式から求めた電圧ベクトルのｄ軸からの電圧位相θｖである。但し、ｉｄｖはｄ軸電流ｉｄもしくはｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆであり、ｉｑｖはｑ軸電流ｉｑもしくはｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆである。また、ωは出力角周波数である。 The voltage phase calculator 11 uses the d-axis current id and the q-axis current iq output from the current detector 2 or the d-axis current command idref and the q-axis current command iqref output from the current command generator. A voltage phase θv from the d-axis is calculated. The voltage phase θv is the voltage phase θv from the d-axis of the voltage vector obtained from the equations (5) and (6). However, idv is the d-axis current id or the d-axis current command idref, and iqv is the q-axis current iq or the q-axis current command iqref. Also, ω is the output angular frequency.

電圧飽和検知器１２は、電力変換器３に入力されるｄ軸電圧指令ｖｄｒとｑ軸電圧指令ｖｑｒを用いて、電圧飽和に応じた０～１の飽和度Ｖｓを算出する。 The voltage saturation detector 12 uses the d-axis voltage command vdr and the q-axis voltage command vqr input to the power converter 3 to calculate a saturation degree Vs between 0 and 1 according to the voltage saturation.

また、電圧飽和検出器１２は、ｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令とをベクトル成分に持つベクトル和が、電圧出力限界未満の場合には、電圧飽和検出器１２は０を出力する。そして、ベクトル和が、電圧出力限界を超過した割合に応じて、線形に０から１まで変化させ、電圧位相演算器が演算する電圧位相を回転座標変換器と逆回転座標変換器に出力する。 The voltage saturation detector 12 outputs 0 when the vector sum having the d-axis voltage command and the q-axis voltage command as vector components is less than the voltage output limit. Then, the vector sum is linearly changed from 0 to 1 according to the ratio of exceeding the voltage output limit, and the voltage phase calculated by the voltage phase calculator is output to the rotating coordinate converter and the reverse rotating coordinate converter.

また、式（７）はＶｓを算出するための式の一例である。αはｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令から求められる変調率であり、Ｋは所定ゲインを表し、電圧出力限界を超過したときにＶｓは１となるような値である。そのため、式（７）を用いた場合には、変調率が０．９を超えた場合にＶｓが徐々に大きくなり、所定ゲインＫにより、変調率が所定値となるとＶｓは１を出力する。 Also, equation (7) is an example of an equation for calculating Vs. α is a modulation rate obtained from the d-axis voltage command and the q-axis voltage command, K represents a predetermined gain, and Vs is a value that becomes 1 when the voltage output limit is exceeded. Therefore, when the equation (7) is used, Vs gradually increases when the modulation rate exceeds 0.9, and Vs outputs 1 when the modulation rate reaches a predetermined value due to the predetermined gain K.

補正位相演算器１３は、補正位相角θｒをθｒ＝Ｖｓ・θｖで求め、位相補正付き積分器１００へ出力する。よって、電圧未飽和時にはθｒ＝０となり、電圧が完全に飽和した場合にはθｒ＝θｖとなる。 The corrected phase calculator 13 obtains the corrected phase angle θr by θr=Vs·θv, and outputs it to the integrator 100 with phase correction. Therefore, θr=0 when the voltage is not saturated, and θr=θv when the voltage is completely saturated.

位相補正付き積分器１００は、ｑ軸積分ゲイン増幅器１０１、ｄ軸積分ゲイン増幅器１０２、回転座標変換器１０３、逆回転座標変換器１０４、出力保存器１０５で構成される。逆回転座標変換器１０４は、出力保存器１０５に保存された位相補正付き積分器１００の１サンプル前の出力ｖｄｉ、ｖｑｉを補正位相角θｒで逆回転座標変換する。 The integrator with phase correction 100 comprises a q-axis integral gain amplifier 101 , a d-axis integral gain amplifier 102 , a rotating coordinate converter 103 , a reverse rotating coordinate converter 104 and an output storage device 105 . The counter-rotating coordinate converter 104 reverse-rotating coordinate-converts the outputs vdi and vqi of the integrator with phase correction 100 one sample before stored in the output storage unit 105 with the corrected phase angle θr.

ｄ軸積分ゲイン増幅器１０２は、ｄ軸偏差演算器６からの出力であるｄ軸電流偏差ｉｄｅに、積分ゲインとサンプル時間を乗じて、逆回転座標変換器１０４からの出力に加算したＶｘを回転座標変換器１０３へ出力する。ここでＶｘは所定値範囲に制限される。また、ｑ軸積分ゲイン増幅器１０１は、ｑ軸偏差演算器５からの出力であるｑ軸電流偏差ｉｑｅに、積分ゲインとサンプル時間を乗じて、逆回転座標変換器１０４からの出力に加算したＶｙを回転座標変換器１０３へ出力する。 The d-axis integral gain amplifier 102 multiplies the d-axis current deviation ide, which is the output from the d-axis deviation calculator 6, by the integral gain and the sample time, and rotates Vx added to the output from the reverse rotation coordinate converter 104. Output to coordinate converter 103 . Here Vx is limited to a predetermined value range. Also, the q-axis integral gain amplifier 101 multiplies the q-axis current deviation iqe, which is the output from the q-axis deviation calculator 5, by the integral gain and the sample time, and adds Vy to the output from the counter-rotating coordinate converter 104. to the rotating coordinate converter 103 .

回転座標変換器１０３は、ＶｘとＶｙを入力して補正位相角θｒで回転座標変換を行いｖｄｉ，ｖｑｉを出力する。 A rotary coordinate converter 103 inputs Vx and Vy, performs rotary coordinate conversion with a corrected phase angle θr, and outputs vdi and vqi.

加算器１８は、ｄ軸比例増幅器８のｄ軸比例出力ｖｄｐと位相補正付き積分器１００出力のｄ軸出力ｖｄｉとを加算する。また、ｄ軸電圧加算器１６は、電流検出器２からのｄ軸電流ｉｄもしくは電流指令生成器で生成されるｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆを用いて（６）式でｄ軸電圧値を算出し、加算器１８の出力に加算してｄ軸電圧指令ｖｄｒを算出し、電力変換器３へ出力する。 The adder 18 adds the d-axis proportional output vdp of the d-axis proportional amplifier 8 and the d-axis output vdi of the integrator 100 with phase correction. Further, the d-axis voltage adder 16 calculates the d-axis voltage value by equation (6) using the d-axis current id from the current detector 2 or the d-axis current command idref generated by the current command generator, The d-axis voltage command vdr is calculated by adding to the output of the adder 18 and output to the power converter 3 .

また、加算器１７は、ｑ軸比例増幅器７のｑ軸比例出力ｖｑｐと位相補正付き積分器１００出力ｑ軸出力ｖｑｉとを加算する。また、ｑ軸電圧加算器１５は、電流検出器２からのｑ軸電流ｉｑもしくは電流指令生成器で生成されるｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆを用いて（５）式でｑ軸電圧値を算出し、加算器１７の出力に加算してｑ軸電圧指令ｖｑｒを算出し、電力変換器３へ出力する。 The adder 17 adds the q-axis proportional output vqp of the q-axis proportional amplifier 7 and the q-axis output vqi output from the integrator with phase correction 100 . Further, the q-axis voltage adder 15 calculates the q-axis voltage value using the equation (5) using the q-axis current iq from the current detector 2 or the q-axis current command iqref generated by the current command generator, A q-axis voltage command vqr is calculated by adding to the output of the adder 17 and output to the power converter 3 .

以上のようにして、電流指令から電圧指令を求めることが出来る。電圧未飽和時にはθｒ＝０となるため、ｖｄｉはｉｄｅを時間積分したものとなり、ｖｑｉはｉｑｅを時間積分したものとなるので、ｄ軸とｑ軸の個別の比例積分増幅器となり、従来技術の図４と同じような構成となる。 As described above, the voltage command can be obtained from the current command. Since θr=0 when the voltage is not saturated, vdi is obtained by time-integrating ide, and vqi is obtained by time-integrating iqe. It has the same structure as 4.

電圧が完全に飽和した状態ではθｒ＝θｖとなり、図７のような電圧ベクトル関係図となる。ここでＶｋは、（６）式と（５）式の電圧を成分に持つ電圧ベクトルである。ΔＶは、ｖｄｉとｖｑｉを成分とする電圧ベクトルであり、Ｖｒはｖｄｒとｖｑｒを成分とする電圧ベクトルでＶｒとΔＶの和となる。またΔＶは、Ｖｋの法線方向成分のＶｘと接線方向成分のＶｙでも表すことができる。よって、ｑ軸積分ゲイン増幅器１０１出力のＶｙによってＶｒの位相θを制御することができる。一方、ｄ軸積分ゲイン増幅器１０２出力のＶｘではＶｒの大きさを制御することができるが、電圧飽和状態では実際にモータに印加される電圧の大きさは電圧出力限界に制限された状態となるためＶｘは所定値に制限されてｄ軸偏差演算器６出力を定常的に０とすることはできなくなる。以下では、ｑ軸積分ゲイン増幅器１０１出力のＶｙによりｑ軸電流制御ができることを説明する。 When the voltage is completely saturated, .theta.r=.theta.v, resulting in a voltage vector relationship diagram as shown in FIG. Here, Vk is a voltage vector whose components are the voltages of equations (6) and (5). ΔV is a voltage vector whose components are vdi and vqi, and Vr is a voltage vector whose components are vdr and vqr, and is the sum of Vr and ΔV. ΔV can also be represented by Vx, which is the normal component of Vk, and Vy, which is the tangential component. Therefore, the phase θ of Vr can be controlled by Vy of the q-axis integral gain amplifier 101 output. On the other hand, Vx output from the d-axis integral gain amplifier 102 can control the magnitude of Vr, but in the voltage saturation state, the magnitude of the voltage actually applied to the motor is limited to the voltage output limit. Therefore, Vx is limited to a predetermined value, and the output of the d-axis deviation calculator 6 cannot be constantly set to 0. In the following, it will be explained that the q-axis current can be controlled by the output Vy of the q-axis integral gain amplifier 101 .

モータが定常状態では、（３）式と（４）式より（８）式と（９）式となり、（８）式と（９）式を各軸電流について解くと、（１０）式と（１１）式となる。 When the motor is in a steady state, equations (3) and (4) result in equations (8) and (9). Solving equations (8) and (9) for each axis current yields equations (10) and ( 11) becomes the formula.

電力変換器が飽和電圧Ｅｍで電圧飽和している状態では、ｄ軸からの電圧位相θを用いると、（１２）式と出来る。 In a state where the power converter is saturated with the saturation voltage Em, using the voltage phase θ from the d-axis, expression (12) can be obtained.

（１０）式、（１１）式と（１２）式より、（１３）式と（１４）式となり、（１３）式と（１４）式をθで偏微分をとると、（１５）式と（１６）式となる。
となる。 (10), (11) and (12) yields (13) and (14). Equation (16) is obtained.
becomes.

（１５）式より、ω＞０かつ０≦θ≦θｖｘの範囲、または、ω＜０かつ－θｖｘ≦θ≦０の範囲で、∂ｉｑ／∂θ≧０なので、θを正に増加させればｑ軸電流ｉｑを正に増加させることが出来ることがわかる。ここで、θｖｘは（１７）式である。 (15), in the range of ω>0 and 0≤θ≤θvx, or in the range of ω<0 and -θvx≤θ≤0, since ∂iq/∂θ≥0, θ must be positively increased. It can be seen that the q-axis current iq can be positively increased. Here, θvx is the expression (17).

つまり、電圧飽和の状態では、ω＞０時に必ず０≦θであり、ω＜０時に必ず０≧θであるため、θでｑ軸電流ｉｑを制御出来ることになる。つまり、ｑ軸積分ゲイン増幅器１０１出力のＶｙでｑ軸電流ｉｑを制御出来ることになる。 That is, in the voltage saturation state, 0≦θ is always satisfied when ω>0, and 0≧θ is always satisfied when ω<0. Therefore, the q-axis current iq can be controlled by θ. That is, the q-axis current iq can be controlled by the output Vy of the q-axis integral gain amplifier 101 .

また、（１４）式より、電圧飽和時において、ｄ軸電流ｉｄはθに応じた値となる。つまり、電圧飽和時は、ｑ軸電流ｉｑを制御した結果のθに応じた値となる。 Also, from the equation (14), the d-axis current id becomes a value corresponding to θ at the time of voltage saturation. That is, at the time of voltage saturation, the value corresponds to θ resulting from controlling the q-axis current iq.

上記のように、θでｑ軸電流ｉｑを制御するにはω＞０の場合にθ＜θｖｘでなければならない。（８）式に（１２）式とθ＝θｖｘとした（１７）式を代入することで、ｑ軸電流制御の限界となるｑ軸電流制限値ｉｑＬＭＴ１を（１８）式で得ることができる。つまり飽和電圧Ｅｍの元ではｉｑＬＭＴ１以上のｑ軸電流を制御することが困難となるので、ｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆはｉｑＬＭＴ１以下に制限されなければならない。 As described above, in order to control the q-axis current iq with θ, θ<θvx must be satisfied when ω>0. By substituting the equation (12) and the equation (17) with θ=θvx into the equation (8), the q-axis current limit value iqLMT1, which is the limit of the q-axis current control, can be obtained by the equation (18). That is, under the saturation voltage Em, it becomes difficult to control a q-axis current greater than or equal to iqLMT1, so the q-axis current command iqref must be limited to iqLMT1 or less.

また、電力変換器の出力可能な電流のベクトルの大きさには限界値がある。その限界値以上の電流を流さないようにするために、その限界値を電流制限値Ｉｍとすると、（１９）式に示されるｑ軸電流制限値ｉｑＬＭＴ２でｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆは制限されなければならない。 In addition, there is a limit to the size of the current vector that can be output from the power converter. Assuming that the limit value is the current limit value Im, the q-axis current command iqref must be limited by the q-axis current limit value iqLMT2 shown in equation (19) in order not to flow a current exceeding the limit value. not.

図２は図１の電流指令生成器４とｑ軸偏差演算器５との間にｑ軸電流指令制限器２００を追加したものである。図３は図２のｑ軸電流指令制限器２００の一例を示した図あり、ｑ軸電流指令の制限方法を示した図である。電圧依存制限演算器２１は、飽和電圧Ｅｍを入力して（１８）式よりｑ軸電流制限値ｉｑＬＭＴ１を求める。電流依存制限演算器２２は、電流制限値Ｉｍから（１９）式でｑ軸電流制限値ｉｑＬＭＴ２を算出する。制限選択器２３は、ｉｑＬＭＴ１とｉｑＬＭＴ２の小さい方を選択してｉｑＬＭＴを出力する。制限器２４は、電流指令生成器４によって生成されたｑ軸電流指令をｉｑＬＭＴ内に制限して出力する。 2, a q-axis current command limiter 200 is added between the current command generator 4 and the q-axis deviation calculator 5 of FIG. FIG. 3 shows an example of the q-axis current command limiter 200 of FIG. 2, and shows a method of limiting the q-axis current command. The voltage dependent limit calculator 21 inputs the saturation voltage Em and obtains the q-axis current limit value iqLMT1 from the equation (18). A current-dependent limit calculator 22 calculates a q-axis current limit value iqLMT2 from the current limit value Im using the equation (19). A limit selector 23 selects the smaller one of iqLMT1 and iqLMT2 and outputs iqLMT. A limiter 24 limits the q-axis current command generated by the current command generator 4 within iqLMT and outputs it.

以上のようにｑ軸電流指令を制限することで、飽和電圧Ｅｍによる制御不能状態を避けることができ、また電力変換器３が許容できる電流以下にすることで電力変換器の保護を行うことができる。 By limiting the q-axis current command as described above, it is possible to avoid the uncontrollable state due to the saturation voltage Em, and to protect the power converter by reducing the current to the allowable current or less of the power converter 3. can.

本発明を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。 Having described the invention, these embodiments are provided by way of example and are not intended to limit the scope of the invention.

１モータ
２電流検出器
３電力変換装置
４電流指令生成器
５ｑ軸偏差演算器
６ｄ軸偏差演算器
７ｑ軸比例増幅器
８ｄ軸比例増幅器
１００位相補正付き積分器
１０１ｑ軸積分ゲイン増幅器
１０２ｄ軸積分ゲイン増幅器
１０３回転座標変換器
１０４逆回転座標変換器
１０５出力保存器
１１電圧飽和検出器
１２電圧位相演算器
１３位相補正演算器
１５ｑ軸電圧値加算器
１６ｄ軸電圧値加算器

２００ｑ軸電流指令制限器
２１電圧依存制限演算器
２２電流依存制限演算器
２３制限選択器
２４制限器
３１ｑ軸積分ゲイン増幅器
３２ｄ軸積分ゲイン増幅器
３３ｑ軸積分器
３４ｄ軸積分器
４１スイッチ
４２ｑ軸速度比例器
４３ｄ軸速度比例器
１７、１８、３５、３６、４４、４５加算器 1 motor 2 current detector 3 power converter 4 current command generator 5 q-axis deviation calculator 6 d-axis deviation calculator 7 q-axis proportional amplifier 8 d-axis proportional amplifier 100 integrator with phase correction 101 q-axis integral gain amplifier 102 d-axis integral gain amplifier 103 rotating coordinate converter 104 reverse rotating coordinate converter 105 output storage device 11 voltage saturation detector 12 voltage phase calculator 13 phase correction calculator 15 q-axis voltage value adder 16 d-axis voltage value adder

200 q-axis current command limiter 21 voltage-dependent limit calculator 22 current-dependent limit calculator 23 limit selector 24 limiter 31 q-axis integral gain amplifier 32 d-axis integral gain amplifier 33 q-axis integrator 34 d-axis integrator 41 switch 42 q-axis speed proportional device 43 d-axis speed proportional device 17, 18, 35, 36, 44, 45 adder

Claims

A motor control device that controls a motor at discrete times,
a current command generator that generates d-axis and q-axis current commands; and a d-axis current deviation calculator that calculates the deviation between the d-axis current command generated by the current command generator and the d-axis current flowing through the motor. a q-current deviation calculator for calculating the deviation between the q-axis current command generated by the current command generator and the q-axis current flowing through the motor;
a d-axis proportional amplifier for multiplying the output of the d-axis current deviation calculator by a proportional gain, and a q-axis proportional amplifier for multiplying the output of the q-axis current deviation calculator by a proportional gain;
a voltage phase calculator that calculates a voltage phase from the d-axis using the d-axis current command and the q-axis current command or the d-axis current and q-axis current flowing through the motor and the motor impedance;
a voltage saturation detector that outputs a saturation degree of 0 to 1 according to the voltage saturation using the d-axis voltage command and the q-axis voltage command;
a correction phase calculator that multiplies the output of the voltage phase calculator and the voltage saturation detector;
The outputs of the d-axis current deviation calculator and the q-axis current deviation calculator are multiplied by an integral gain and a sample time, and the outputs of the previous sample obtained by performing reverse rotation coordinate transformation with the output of the correction phase calculator are added. an integrator with phase correction that separates the output of the phase correction arithmetic unit into a d-axis component and a q-axis component and outputs the rotational coordinate transformation,
an adder that adds the d-axis component outputs of the d-axis proportional amplifier and the integrator with phase correction;
a d-axis voltage adder that adds a voltage value calculated using a current feedback or a current command to the output of the adder and outputs the d-axis voltage command;
an adder for adding the q-axis component outputs of the q-axis proportional amplifier and the integrator with phase correction; and adding a voltage value calculated using current feedback or current command to the output of the adder, A motor control device having a q-axis voltage adder that calculates a voltage command.

The voltage saturation detector according to claim 1,
When the vector sum having the d-axis voltage command and the q-axis voltage command as vector components is less than the voltage output limit, the voltage saturation detector sets 0 to the voltage phase based on the d-axis. output to a coordinate transformer and the inverse rotating coordinate transformer;
The voltage phase calculated by the voltage phase calculator by linearly varying from 0 to 1 according to the rate at which the vector sum having the d-axis voltage command and the q-axis voltage command as vector components exceeds the voltage output limit. to the rotating coordinate transformer and the inverse rotating coordinate transformer.

A motor control device for controlling a motor, comprising: a voltage-dependent limit calculator that outputs a q-axis current limit value based on voltage limitation; a current-dependent limit calculator that outputs a q-axis current limit value based on current limit; A limit selector that selects the smaller one of the output of the limit calculator and the output of the current-dependent limit calculator to calculate the q-axis current limit value, and the q-axis current command generated by the current command generator are input. 2. The motor control device according to claim 1, further comprising a limiter for limiting the output of the q-current deviation calculator so that the current is equal to or less than the output of the limit selector.