JP3958994B2 - インバータシステム - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のインバータを制御することによって、対応するコイル電流を制御し、２つの電源間の電力変換を制御するインバータシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、モータの駆動電流制御にインバータが広く利用されている。このインバータは、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子の直列接続からなるアームをモータのコイル端に対応して有し、アームの中間点をコイル端に接続する。従って、各アームの上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のオンオフを制御することで、モータ駆動電流を任意に制御することができる。
【０００３】
また、特開平１１−１７８１１４号公報に示されるシステムでは、インバータ駆動の交流モータのコイル中性点とインバータの負極母線との間に直流電源を接続している。一方、インバータの正極母線、負極母線間には、コンデンサが接続されている。
【０００４】
ここで、インバータの各スイッチング素子のオンオフを制御して、インバータから交流モータの各相コイルに駆動電流を供給した場合、各相のコイルの接続端（各アームの中間点）の電位の平均値が交流モータの中性点電位となるはずである。一方、中性点電位は、ここに接続されている直流電源の電圧に固定されている。そこで、インバータ出力における各相電位の平均値が直流電源の陽極電位と釣り合っていなければ、中性点を出入りする零相電流が流れて、コンデンサを充電または放電することになる。そして、この零相電流が、常にインバータから出力された各相電位の平均値と直流電源の陽極電位が釣り合うように流れ、釣り合った段階で零相電流が零になる。
【０００５】
通常の交流モータの駆動であれば、中性点電位は、インバータ入力電圧の１／２の電圧になるため、コンデンサ電圧は直流電源の陽極電位の２倍になる。ここで、インバータにおける上側スイッチング素子と、下側スイッチング素子のオン期間の比である変調率を制御することで、インバータ入力電圧と中性点電位の比を変更することができる。すなわち、上側スイッチング素子のオン期間を下側スイッチング素子に比べ小さくすることで、コンデンサ電圧に対し、中性点電位が低くなる。そこで、直流電源電圧を小さくして、インバータ入力電圧を十分高くできることになる。
【０００６】
このようなシステムによれば、バッテリなどの直流電源の電圧を低くしておき、モータの駆動電圧であるコンデンサ電圧を高くできる。そこで、交流モータの高出力時において、高電圧で駆動できるため同一出力を得るための電流量を比較的小さくできるという効果が得られる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述の従来例では、中性点電位を低くすることで、直流電源電圧と、コンデンサ電圧の比を大きくしている。モータの駆動電流は、中性点電位を中心に振動する電圧波形を有している。従って、モータ駆動電流の交流電圧の最大振幅値が中性点電圧（直流電源電圧）の２倍を超えると、電圧波形に歪みが生じる。そこで、交流電圧の最大振幅値が直流電源電圧の２倍に制限されるという問題があった。
【０００８】
本発明は、このような制限を受けることなく、インバータ入力側の電源と、コイル間に接続される電源の電圧比を大きくすることができるインバータシステムを提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、端部同士が直接接続されていない独立した複数のコイルに接続される複数の出力端を有し、ＰＷＭ制御により各コイルの両端電位を独立して制御するインバータと、前記複数のコイルの中の１つのコイルの中間部の任意の点と他のコイルの中間部の任意の点との間に設けられ電力を蓄積または放出可能な第１電力蓄積手段と、前記インバータの入力側の両端間に設けられ電力を蓄積または放出可能な第２電力蓄積手段と、を有し、前記インバータの制御によって、前記複数のコイルの両端電位をそれぞれ独立に制御することで、前記第１および第２電力蓄積手段間における電力の変換を制御する。
【００１０】
本発明によれば、複数のコイルの両端電位を独立に制御するため、各コイルの平均電位を任意に決定できる。そこで、第１電力蓄積手段と第２電力蓄積手段の電圧比を大きくしても、コイルの平均電位を高くすることができ、コイルの電流を確保することができる。
【００１１】
また、本発明は、端部同士が直接接続されていない独立した複数のコイルに接続される複数の出力端を有し、ＰＷＭ制御により各コイルの両端電位を独立して制御するインバータと、前記複数のコイルの中の１つのコイルの中間部の任意の点とインバータの入力側の一端との間に設けられ電力を蓄積または放出可能な第１電力蓄積手段と、前記インバータの入力側の両端間に設けられ電力を蓄積または放出可能な第２電力蓄積手段と、を有し、前記インバータの制御によって、前記複数のコイルの両端電位をそれぞれ独立に制御することで、前記第１および第２電力蓄積手段間における電力の変換を制御する。
【００１２】
このように、第１電力蓄積手段を１つのコイルとインバータ入力端との間に接続した場合には、そのコイルとインバータ入力端子の間の電位差が第１電力蓄積手段で決定される。従って、このコイルの平均電圧は第１電力蓄積手段により決定されるが、他のコイルの平均電圧は任意に決定することができる。
【００１３】
また、前記インバータは、上側スイッチング素子と、下側スイッチング素子の直列接続からなるアームをそれぞれ複数有し、この複数のアームの中点が複数のコイルの端部に接続されており、この上側スイッチング素子のオン期間と、下側スイッチング素子のオン期間の比である変調率によって、第１電力蓄積手段の電圧と、第２電力蓄積手段の電圧の比を決定することが好適である。
【００１４】
このように、変調率によって、各コイルの平均電位が決定され、コイル間の平均電位差が第１電源電圧となるので、その変調率を決定しているＰＷＭ制御における三角波の振幅が第２電源電圧になる。従って、変調率の制御によって、第２電源の電圧値を任意の電圧に設定することができる。
【００１５】
また、前記インバータにおける変調率を変更することで、各コイルの両端電位を制御し、各コイルにおける相電流を制御することが好適である。これによって、コイルに所望の相電流を供給することができる。
【００１６】
また、前記第１電力蓄積手段は、バッテリであり、前記第２電力蓄積手段はコンデンサであることが好適である。これによって、定電圧のバッテリを用いて、インバータ入力電圧を高電圧にできる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
【００１８】
「システム構成」
図１に、本実施形態に係るインバータシステムを示す。コイルＬ１の両端は、インバータＩＮＶの２つのアーム出力端に接続されている。一方、このインバータの一対の入力端（正極母線および負極母線）には電源としてのコンデンサＣ１が接続されている。
【００１９】
インバータＩＮＶの１相分（コイルＬ１に対応する一対のアーム）は、スイッチング素子である４つのトランジスタＱ１〜Ｑ４と、これらトランジスタＱ１〜Ｑ４のエミッタ・コレクタ間をそれぞれ接続し、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流す４つのダイオードＤ１〜Ｄ４からなっている。トランジスタＱ１、Ｑ２は、入力端間に直列接続され、これらのトランジスタＱ１、Ｑ２の接続点が一方の出力端になっている。また、トランジスタＱ３、Ｑ４も、入力端間に直列接続され、これらのトランジスタＱ３、Ｑ４の接続点が他方の出力端になっている。すなわち、トランジスタＱ１、Ｑ２の接続点がコイルＬ１の一端に接続され、トランジスタＱ３、Ｑ４の接続点がコイルＬ２の他端に接続されている。
【００２０】
従って、トランジスタＱ１、Ｑ４をオンすることによって、コンデンサＣ１からの電流が、コイルＬ１を一方向に流れ、トランジスタＱ３、Ｑ２をオンすることによって、コンデンサＣ１からの電流がコイルＬ１を他方向に流れる。
【００２１】
また、コイルＬ２の両端は、一対の入力端（正負母線）がコンデンサＣ１の両端に接続されたインバータＩＮＶの１相分（コイルＬ２に対応する一対のアーム）の出力端に接続されている。このインバータのコイルＬ２に対応する部分は、コイルＬ１に対応する部分と同様の構成を有している。すなわち、４つのトランジスタＱ５〜Ｑ８と、これらトランジスタＱ５〜Ｑ８のエミッタ・コレクタ間をそれぞれ接続し、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流す４つのダイオードＤ５〜Ｄ８からなっている。トランジスタＱ５、Ｑ６は、入力端間に直列接続され、これらのトランジスタＱ５、Ｑ６の接続点がコイルＬ２の一旦に接続されており、トランジスタＱ７、Ｑ８も、入力端間に直列接続され、これらのトランジスタＱ７、Ｑ８の接続点がコイルＬ２の他端に接続されている。
【００２２】
従って、トランジスタＱ５、Ｑ８をオンすることによって、コンデンサＣ１からの電流が、コイルＬ２を一方向に流れ、トランジスタＱ７、Ｑ６をオンすることによって、コンデンサＣ１からの電流がコイルＬ２を他方向に流れる。
【００２３】
そこで、インバータＩＮＶのスイッチングを制御することで、コイルＬ１、Ｌ２の電流を任意に制御することができる。例えば、このコイルＬ１、Ｌ２により、２相の交流モータが形成される。
【００２４】
そして、このコイルＬ１の任意の点（本例の場合には中点）と、コイルＬ２の任意の点（中点）の間には、バッテリＢが配置されている。従って、コイルＬ１、Ｌ２の中点間の電圧差は、バッテリＢの電圧に固定される。従って、コイルＬ１、Ｌ２の中点間の電圧差がバッテリＢの電圧になるようにバッテリＢとコンデンサＣ１間に電流が流れコンデンサＣ１の電圧が決定される。なお、バッテリＢの正極がコイルＬ１の中点に接続され、負極がコイルＬ２の中点に接続されている。なお、バッテリＢを２つのコイルＬ１、Ｌ２の中点に接続すると、コイルの平均電位と中点電位が同一電位になるため、制御が容易になる。
【００２５】
ここで、インバータＩＮＶにおける上側トランジスタＱ１、Ｑ３、Ｑ５、Ｑ７のオン期間と、下側トランジスタＱ２、Ｑ４、Ｑ６、Ｑ８のオン期間の長さに差を付けることによって、コイルＬ１、Ｌ２の両端の平均電圧を任意の値に制御できる。そこで、各コイルＬ１、Ｌ２を流れる電流および両コイルの中点から出入りする電流を任意に制御することができる。
【００２６】
すなわち、図２に示すように、Ｌ１＋出力電位指令と三角波キャリアを比較し、Ｌ１＋出力電位指令より、三角波が大きいときにトランジスタＱ１をオンし、三角波が小さいときにトランジスタＱ２をオンする。また、Ｌ１−出力電位指令より、三角波が大きいときにトランジスタＱ３をオンし三角波が小さいときにトランジスタＱ４をオンし、Ｌ２＋出力電位指令より、三角波が大きいときにトランジスタＱ５をオンし三角波が小さいときにトランジスタＱ６をオン、Ｌ２−出力電位指令より、三角波が大きいときにトランジスタＱ７をオンし、三角波が小さいときにトランジスタＱ８をオンする。
【００２７】
このとき、コイルＬ１の平均電位と、コイルＬ２の平均電位との電位差がバッテリＢの電圧ＶｂになるようにコンデンサＣ１を介して電流が流れる。その結果、コンデンサＣ１の電圧（インバータＩＮＶの入力電圧）は、図２の三角波の幅に相当する電圧Ｖｃ１になる。
【００２８】
すなわち、バッテリＢの電圧Ｖｂ、インバータ入力電圧（コンデンサ電圧）Ｖｃ１およびコイルＬ１、Ｌ２の平均電位が、図２に示す大小関係になるまで、バッテリＢとコンデンサＣ１との間に循環電流が流れ、図２に示す状態が釣り合い状態になる。
【００２９】
ここで、１つのアームにおける上側トランジスタのオン期間と下側トランジスタのオン期間の比（変調率）は、図２に示すように、三角波である搬送波の一周期に対する出力電位指令の大きさの割合である。すなわち、出力電位指令を高くすると、それだけ三角波が指令値を上回る期間が少なくなる。そして、三角波が出力電位指令を上回る期間を各相の上側トランジスタのオン期間、下側トランジスタのオフ期間とすることで、上下トランジスタのオン期間の比（すなわち変調率）が決定されている。
【００３０】
従って、ここのコイルＬ１、Ｌ２の両端電位（平均電位）はそれぞれに対応する一対のアームにおける平均の変調率によって決定される。さらに、２つの中点電位の電位差は、バッテリＢの電圧Ｖｂである。従って、バッテリ電圧Ｖｂ、コイルＬ１、Ｌ２に対応する一対のアームの変調率ｄ１、ｄ２と、コンデンサ電圧Ｖｃ１の間には、次の関係がある。
【００３１】
Ｖｃ１＝Ｖｂ／（ｄ１−ｄ２）
バッテリ電圧Ｖｂは定まっているため、インバータＩＮＶのコイルＬ１に対応する一対のアームと、コイルＬ２に対応する一対のアームにおける変調率ｄ１、ｄ２を制御することで、コンデンサ電圧Ｖｃを決定することができる。
【００３２】
なお、上述の例では、インバータの搬送波周期Ｔｓに対し、デッドタイムをおかずにスイッチングトランジスタをオンオフした。すなわち、デューティー比５０％の場合には、上下トランジスタとも５０％の期間オンするようにした。しかし、スイッチング期間における貫通電流を完全になくすために、上下トランジスタを両方ともオフするデッドタイムＴｄを設ける場合も多い。この場合には、上述の式は、次のように書き換えて適用される。
【００３３】
Ｖｃ＝Ｖｂ／｛（ｄ１−Ｔｄ／Ｔｓ）−（ｄ２＋Ｔｄ／Ｔｓ）｝
従って、デッドタイムを設ける場合においても、変調率ｄ１，ｄ２を制御することでコンデンサ電圧Ｖｃを決定することができる。
【００３４】
さらに、本実施形態では、インバータＩＮＶの各コイルＬ１、Ｌ２における一対の出力端Ｌ１＋、Ｌ１−、Ｌ２＋、Ｌ２−の電位を図２に示すように変化させる。これによって、各コイルＬ１、Ｌ２には、両端電圧の差に応じた電流が流れ、これがコイルＬ１、Ｌ２の駆動電流（相電流）になる。
【００３５】
このように、本実施形態によれば、インバータＩＮＶによる各コイルＬ１、Ｌ２の両端に印加する電圧を調整することによって、コンデンサ電圧Ｖｃ１を制御できる。従って、インバータＩＮＶの出力電圧に応じてインバータの入力電圧（コンデンサＣ１電圧Ｖｃ１）を適切に制御することで、インバータＩＮＶの効率を上昇することができる。また、バッテリＢの電圧も任意に設定できるため他の電源との共用が可能になる。例えば、電気自動車や、ハイブリッド自動車において、バッテリ電圧を低く抑えることが可能になり、安全面や、コスト面で有利になる。
【００３６】
さらに、各コイルＬ１、Ｌ２の平均電位は、必ずしもアース電位に近い値にする必要はない。そこで、各コイル電流における電圧振幅の最大値について制限があまりなく、バッテリＢ電圧Ｖｂとコンデンサ電圧Ｖｃ１の比を比較的自由に設定することができる。
【００３７】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータとして機能する回路にコイルの自己インダクタンスの１／２相とのリアクトルが内在する。従来のモータ中性点とアースとの間にバッテリを配置する構成では、中性点を出入りする電流については、コイルがリアクトルとして機能せず、中性点とバッテリの間に別のリアクトルを配置する必要があったが、本実施形態の構成により、このような特別なリアクトルが不要になる。従って、コスト、スペース、および効率の面で有利になる。
【００３８】
さらに、各コイルＬ１、Ｌ２の各端電位は、対応するインバータＩＮＶのアームによって完全に独立して制御される。従って、インバータＩＮＶの１つのアームの故障は、１つのコイルの１端の電位に影響するだけである。従って、その部分だけ切り離して、他のコイルへの電流供給により、補償することも可能となる。特に、２相以上のモータであれば、その回転を維持することも可能となり、フェイルセーフ機構を構成しやすくなる。
【００３９】
なお、上述の例では、両コイルＬ１、Ｌ２の中点間にバッテリＢを接続した。しかし、接続点は両コイルＬ１、Ｌ２における任意の点でよい。例えば、コイルＬ１へのバッテリＢの接続点がコイルＬ１をＮ１（Ｌ１＋側）：Ｎ２（Ｌ１−側）に分割する点であり、コイルＬ２へのバッテリＢの接続点がコイルＬ２をＮ３（Ｌ２＋側）：Ｎ４（Ｌ２−側）に分割する点であった場合、
・（Ｌ１＋出力電位指令の振幅）−（Ｌ１−出力電位指令の振幅）＝Ｌ１相の相電圧指令
・（Ｌ２＋出力電位指令の振幅）−（Ｌ２−出力電位指令の振幅）＝Ｌ２相の相電圧指令
・（Ｌ１＋出力電位指令の振幅）：（Ｌ１−出力電位指令の振幅）＝Ｎ１：Ｎ２
・（Ｌ２＋出力電位指令の振幅）：（Ｌ２−出力電位指令の振幅）＝Ｎ３：Ｎ４
という条件を満足すれば、接続点はコイルＬ１、Ｌ２の任意の点でよい。
【００４０】
図３は、３相モータに適用した場合の構成例を示している。インバータＩＮＶは、３相のコイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３に対応して、６アーム構成になっている。すなわち、２アーム分のトランジスタＱ９〜Ｑ１２、ダイオードＤ９〜Ｄ１２が追加されている。そして、トランジスタＱ９とＱ１０の接続点がコイルＬ３の一端に接続され、トランジスタＱ１１とＱ１２の接続点がコイルＬ３の他端に接続されている。
【００４１】
一方、コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３は、互いに１２０度位相が異なるように配置され、１つのロータ（図示せず）を回転させるモータを構成している。
【００４２】
そして、本実施形態では、コイルＬ１の中点と、コイルＬ３の中点との間に、バッテリＢが接続され、コイルＬ３の中点と、コイルＬ２の中点の間にコンデンサＣ２が配置されている。なお、コンデンサＣ１は、インバータＩＮＶの入力端（正極母線、負極母線）に接続されている。
【００４３】
この構成において、図４に示すように、インバータＩＮＶの３つの出力電位指令Ｌ１＋、Ｌ１−、Ｌ２＋、Ｌ２−、Ｌ３＋、Ｌ３−と三角波キャリアを比較し、出力電位指令が三角波キャリアより大きいときにインバータＩＮＶのそれぞれのコイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３に対応する一対のアームの上側トランジスタをオンさせ、三角波キャリアより小さいときに下側トランジスタをオンさせる。このとき、コイルＬ１の平均電位と、コイルＬ３の平均電位との電位差がバッテリＢの電圧ＶｂになるようにコンデンサＣを介して電流が流れる。その結果、コンデンサＣの電圧Ｖｃ、図４の三角波の幅に相当する電圧になる。また、コイルＬ３の中点とコイルＬ２の中点間に接続されているコンデンサＣ２の電圧は、コイルＬ３の電圧指令値と、コイルＬ２の電圧指令値の差の電圧として決定されてる。
【００４４】
すなわち、バッテリＢの電圧Ｖｂ、インバータ入力電圧Ｖｃ１およびコンデンサ電圧Ｖｃ２が図４に示す大小関係になるまで、バッテリＢとコンデンサＣ１、Ｃ２の間に循環電流が流れ、図４に示す状態が釣り合い状態になる。
【００４５】
このような、３相のモータコイルに対するシステムであっても、上述の場合と同様に、コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３における平均電位を自由に設定して、バッテリＢの電圧に対し、インバータ入力電圧Ｖｃ１を任意に設定することができる。特に、１つのコイルに対するインバータのアームの故障などの場合に、他のコイルへの電流を制御して、モータの回転を維持することも可能になる。
【００４６】
図５には、３相ＰＭ（永久磁石）モータに対する結線例を示してある。この例では、コイルＬ２の中点にバッテリＢの負極が接続され、コイルＬ１とコイルＬ３の中点にバッテリＢの正極が接続されている。従って、コイルＬ１とコイルＬ３の中点電位は、同一電位になっている。なお、コイルＬ１の中点と、コイルＬ３の中点の間にコンデンサを設ければ、図３の回路と同等の回路になる。
【００４７】
図において、ステータに記載している磁極は、ＤＣ−ＤＣコンバータ作用をする循環電流が形成する磁極を示している。この図からも分かるように、本実施形態によれば、循環電流が流れる回路内にモータ磁気回路を利用したインダクタンスが形成され、これが電力変換に利用される。従って、リアクトルの追加が必要なくなる。
【００４８】
また、循環電流が形成する磁極とロータの磁極との間に吸引反発力が発生する。しかし、モータの回転方向成分は、互いにキャンセルするため、トルクリップルにはならず、回転に悪影響はない。なお、図５において、半径方向の力はキャンセルされずに残るが、軸の剛性は十分に高いので問題にならない。また、モータの磁極を多極化することによって、半径方向の力をキャンセルすることも可能である。
【００４９】
また、図６は、２相のコイルを有するシステムの他の構成例を示す図である。この図６のシステムでは、バッテリＢの正極がコイルＬ１の任意の１点（この例では、Ｎ１：Ｎ２で分割された中間点）に接続され、負極がインバータＩＮＶの負極母線に接続されている。
【００５０】
これによって、図７に示されるように、コイルＬ１の平均電位がバッテリＢの電圧である電圧Ｖ２に設定される。そこで、コイルＬ１に対する相電位指令の振幅をピーク幅で電圧Ｖ２の２倍以下とすることで、コイルＬ１における相電流についての歪みを防止できる。一方、コイルＬ２に対する相電位指令については任意に設定することができる。
【００５１】
なお、この例で、コイルＬ１へのバッテリＢの接続点がコイルＬ１をＮ１（Ｌ１＋側）：Ｎ２（Ｌ１−側）に分割する点であった場合、
・（Ｌ１＋出力電位指令の振幅）−（Ｌ１−出力電位指令の振幅）＝Ｌ１相の相電位指令
・（Ｌ１＋出力電位指令の振幅）：（Ｌ１−出力電位指令の振幅）＝Ｎ１：Ｎ２という条件を満足すれば、接続点はコイルＬ１の任意の点でよい。
【００５２】
このような構成によって、上述の実施形態と同様の作用効果が得られる。また、図６、７では２相のコイルの構成を示したが、３相以上であっても同様に構成することができる。１つ以上のバッテリについて、インバータの入力側の一端に接続することができる。なお、コイルの接続点の電圧をインバータ入力側電圧の中間の電圧に設定できれば、バッテリの電圧はどのような電圧でもよく、また正極母線に接続してもよい。
【００５３】
本発明は、例えば多相モータで駆動力を発生する車両用（電気自動車やハイブリッド車両など）に用いることが可能であるが、これに限らずインバータで駆動され得る多相モータを用いるインバータシステム全般に適用できるものである。
【００５４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、複数のコイルの両端電位を独立に制御するため、各コイルの平均電位を任意に決定できる。そこで、第１電源と第２電源の電圧比を大きくしても、コイルの平均電位を高くすることができ、コイルの電流を確保することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 ２相のコイルを有するシステム構成を示す図である。
【図２】 ２相のコイルを有するシステムにおけるインバータ入力電圧および直流電源電圧の関係を示す図である。
【図３】 ３相のコイルを有するシステム構成を示す図である。
【図４】 ３相のコイルを有するシステムにおけるインバータ入力電圧および直流電源電圧の関係を示す図である。
【図５】 ３相ＰＭモータに適用した場合の結線例と循環電流が形成する磁極の関係を示す図である。
【図６】 ２相のコイルを有するシステムの他の構成を示す図である。
【図７】 ２相のコイルを有するシステムの他の構成におけるインバータ入力電圧および直流電源電圧の関係を示す図である。
【符号の説明】
Ｂ バッテリ、Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ１２ ダイオード、ＩＮＶインバータ、Ｌ１〜Ｌ３ コイル、Ｑ１〜Ｑ１２ トランジスタ（スイッチング素子）。
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のインバータを制御することによって、対応するコイル電流を制御し、２つの電源間の電力変換を制御するインバータシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、モータの駆動電流制御にインバータが広く利用されている。このインバータは、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子の直列接続からなるアームをモータのコイル端に対応して有し、アームの中間点をコイル端に接続する。従って、各アームの上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のオンオフを制御することで、モータ駆動電流を任意に制御することができる。
【０００３】
また、特開平１１−１７８１１４号公報に示されるシステムでは、インバータ駆動の交流モータのコイル中性点とインバータの負極母線との間に直流電源を接続している。一方、インバータの正極母線、負極母線間には、コンデンサが接続されている。
【０００４】
ここで、インバータの各スイッチング素子のオンオフを制御して、インバータから交流モータの各相コイルに駆動電流を供給した場合、各相のコイルの接続端（各アームの中間点）の電位の平均値が交流モータの中性点電位となるはずである。一方、中性点電位は、ここに接続されている直流電源の電圧に固定されている。そこで、インバータ出力における各相電位の平均値が直流電源の陽極電位と釣り合っていなければ、中性点を出入りする零相電流が流れて、コンデンサを充電または放電することになる。そして、この零相電流が、常にインバータから出力された各相電位の平均値と直流電源の陽極電位が釣り合うように流れ、釣り合った段階で零相電流が零になる。
【０００５】
通常の交流モータの駆動であれば、中性点電位は、インバータ入力電圧の１／２の電圧になるため、コンデンサ電圧は直流電源の陽極電位の２倍になる。ここで、インバータにおける上側スイッチング素子と、下側スイッチング素子のオン期間の比である変調率を制御することで、インバータ入力電圧と中性点電位の比を変更することができる。すなわち、上側スイッチング素子のオン期間を下側スイッチング素子に比べ小さくすることで、コンデンサ電圧に対し、中性点電位が低くなる。そこで、直流電源電圧を小さくして、インバータ入力電圧を十分高くできることになる。
【０００６】
このようなシステムによれば、バッテリなどの直流電源の電圧を低くしておき、モータの駆動電圧であるコンデンサ電圧を高くできる。そこで、交流モータの高出力時において、高電圧で駆動できるため同一出力を得るための電流量を比較的小さくできるという効果が得られる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述の従来例では、中性点電位を低くすることで、直流電源電圧と、コンデンサ電圧の比を大きくしている。モータの駆動電流は、中性点電位を中心に振動する電圧波形を有している。従って、モータ駆動電流の交流電圧の最大振幅値が中性点電圧（直流電源電圧）の２倍を超えると、電圧波形に歪みが生じる。そこで、交流電圧の最大振幅値が直流電源電圧の２倍に制限されるという問題があった。
【０００８】
本発明は、このような制限を受けることなく、インバータ入力側の電源と、コイル間に接続される電源の電圧比を大きくすることができるインバータシステムを提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、端部同士が直接接続されていない独立した複数のコイルに接続される複数の出力端を有し、ＰＷＭ制御により各コイルの両端電位を独立して制御するインバータと、前記複数のコイルの中の１つのコイルの中間部の任意の点と他のコイルの中間部の任意の点との間に設けられ電力を蓄積または放出可能な第１電力蓄積手段と、前記インバータの入力側の両端間に設けられ電力を蓄積または放出可能な第２電力蓄積手段と、を有し、前記インバータの制御によって、前記複数のコイルの両端電位をそれぞれ独立に制御することで、前記第１および第２電力蓄積手段間における電力の変換を制御する。
【００１０】
本発明によれば、複数のコイルの両端電位を独立に制御するため、各コイルの平均電位を任意に決定できる。そこで、第１電力蓄積手段と第２電力蓄積手段の電圧比を大きくしても、コイルの平均電位を高くすることができ、コイルの電流を確保することができる。
【００１１】
また、本発明は、端部同士が直接接続されていない独立した複数のコイルに接続される複数の出力端を有し、ＰＷＭ制御により各コイルの両端電位を独立して制御するインバータと、前記複数のコイルの中の１つのコイルの中間部の任意の点とインバータの入力側の一端との間に設けられ電力を蓄積または放出可能な第１電力蓄積手段と、前記インバータの入力側の両端間に設けられ電力を蓄積または放出可能な第２電力蓄積手段と、を有し、前記インバータの制御によって、前記複数のコイルの両端電位をそれぞれ独立に制御することで、前記第１および第２電力蓄積手段間における電力の変換を制御する。
【００１２】
このように、第１電力蓄積手段を１つのコイルとインバータ入力端との間に接続した場合には、そのコイルとインバータ入力端子の間の電位差が第１電力蓄積手段で決定される。従って、このコイルの平均電圧は第１電力蓄積手段により決定されるが、他のコイルの平均電圧は任意に決定することができる。
【００１３】
また、前記インバータは、上側スイッチング素子と、下側スイッチング素子の直列接続からなるアームをそれぞれ複数有し、この複数のアームの中点が複数のコイルの端部に接続されており、この上側スイッチング素子のオン期間と、下側スイッチング素子のオン期間の比である変調率によって、第１電力蓄積手段の電圧と、第２電力蓄積手段の電圧の比を決定することが好適である。
【００１４】
このように、変調率によって、各コイルの平均電位が決定され、コイル間の平均電位差が第１電源電圧となるので、その変調率を決定しているＰＷＭ制御における三角波の振幅が第２電源電圧になる。従って、変調率の制御によって、第２電源の電圧値を任意の電圧に設定することができる。
【００１５】
また、前記インバータにおける変調率を変更することで、各コイルの両端電位を制御し、各コイルにおける相電流を制御することが好適である。これによって、コイルに所望の相電流を供給することができる。
【００１６】
また、前記第１電力蓄積手段は、バッテリであり、前記第２電力蓄積手段はコンデンサであることが好適である。これによって、定電圧のバッテリを用いて、インバータ入力電圧を高電圧にできる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
【００１８】
「システム構成」
図１に、本実施形態に係るインバータシステムを示す。コイルＬ１の両端は、インバータＩＮＶの２つのアーム出力端に接続されている。一方、このインバータの一対の入力端（正極母線および負極母線）には電源としてのコンデンサＣ１が接続されている。
【００１９】
インバータＩＮＶの１相分（コイルＬ１に対応する一対のアーム）は、スイッチング素子である４つのトランジスタＱ１〜Ｑ４と、これらトランジスタＱ１〜Ｑ４のエミッタ・コレクタ間をそれぞれ接続し、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流す４つのダイオードＤ１〜Ｄ４からなっている。トランジスタＱ１、Ｑ２は、入力端間に直列接続され、これらのトランジスタＱ１、Ｑ２の接続点が一方の出力端になっている。また、トランジスタＱ３、Ｑ４も、入力端間に直列接続され、これらのトランジスタＱ３、Ｑ４の接続点が他方の出力端になっている。すなわち、トランジスタＱ１、Ｑ２の接続点がコイルＬ１の一端に接続され、トランジスタＱ３、Ｑ４の接続点がコイルＬ２の他端に接続されている。
【００２０】
従って、トランジスタＱ１、Ｑ４をオンすることによって、コンデンサＣ１からの電流が、コイルＬ１を一方向に流れ、トランジスタＱ３、Ｑ２をオンすることによって、コンデンサＣ１からの電流がコイルＬ１を他方向に流れる。
【００２１】
また、コイルＬ２の両端は、一対の入力端（正負母線）がコンデンサＣ１の両端に接続されたインバータＩＮＶの１相分（コイルＬ２に対応する一対のアーム）の出力端に接続されている。このインバータのコイルＬ２に対応する部分は、コイルＬ１に対応する部分と同様の構成を有している。すなわち、４つのトランジスタＱ５〜Ｑ８と、これらトランジスタＱ５〜Ｑ８のエミッタ・コレクタ間をそれぞれ接続し、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流す４つのダイオードＤ５〜Ｄ８からなっている。トランジスタＱ５、Ｑ６は、入力端間に直列接続され、これらのトランジスタＱ５、Ｑ６の接続点がコイルＬ２の一旦に接続されており、トランジスタＱ７、Ｑ８も、入力端間に直列接続され、これらのトランジスタＱ７、Ｑ８の接続点がコイルＬ２の他端に接続されている。
【００２２】
従って、トランジスタＱ５、Ｑ８をオンすることによって、コンデンサＣ１からの電流が、コイルＬ２を一方向に流れ、トランジスタＱ７、Ｑ６をオンすることによって、コンデンサＣ１からの電流がコイルＬ２を他方向に流れる。
【００２３】
そこで、インバータＩＮＶのスイッチングを制御することで、コイルＬ１、Ｌ２の電流を任意に制御することができる。例えば、このコイルＬ１、Ｌ２により、２相の交流モータが形成される。
【００２４】
そして、このコイルＬ１の任意の点（本例の場合には中点）と、コイルＬ２の任意の点（中点）の間には、バッテリＢが配置されている。従って、コイルＬ１、Ｌ２の中点間の電圧差は、バッテリＢの電圧に固定される。従って、コイルＬ１、Ｌ２の中点間の電圧差がバッテリＢの電圧になるようにバッテリＢとコンデンサＣ１間に電流が流れコンデンサＣ１の電圧が決定される。なお、バッテリＢの正極がコイルＬ１の中点に接続され、負極がコイルＬ２の中点に接続されている。なお、バッテリＢを２つのコイルＬ１、Ｌ２の中点に接続すると、コイルの平均電位と中点電位が同一電位になるため、制御が容易になる。
【００２５】
ここで、インバータＩＮＶにおける上側トランジスタＱ１、Ｑ３、Ｑ５、Ｑ７のオン期間と、下側トランジスタＱ２、Ｑ４、Ｑ６、Ｑ８のオン期間の長さに差を付けることによって、コイルＬ１、Ｌ２の両端の平均電圧を任意の値に制御できる。そこで、各コイルＬ１、Ｌ２を流れる電流および両コイルの中点から出入りする電流を任意に制御することができる。
【００２６】
すなわち、図２に示すように、Ｌ１＋出力電位指令と三角波キャリアを比較し、Ｌ１＋出力電位指令より、三角波が大きいときにトランジスタＱ１をオンし、三角波が小さいときにトランジスタＱ２をオンする。また、Ｌ１−出力電位指令より、三角波が大きいときにトランジスタＱ３をオンし三角波が小さいときにトランジスタＱ４をオンし、Ｌ２＋出力電位指令より、三角波が大きいときにトランジスタＱ５をオンし三角波が小さいときにトランジスタＱ６をオン、Ｌ２−出力電位指令より、三角波が大きいときにトランジスタＱ７をオンし、三角波が小さいときにトランジスタＱ８をオンする。
【００２７】
このとき、コイルＬ１の平均電位と、コイルＬ２の平均電位との電位差がバッテリＢの電圧ＶｂになるようにコンデンサＣ１を介して電流が流れる。その結果、コンデンサＣ１の電圧（インバータＩＮＶの入力電圧）は、図２の三角波の幅に相当する電圧Ｖｃ１になる。
【００２８】
すなわち、バッテリＢの電圧Ｖｂ、インバータ入力電圧（コンデンサ電圧）Ｖｃ１およびコイルＬ１、Ｌ２の平均電位が、図２に示す大小関係になるまで、バッテリＢとコンデンサＣ１との間に循環電流が流れ、図２に示す状態が釣り合い状態になる。
【００２９】
ここで、１つのアームにおける上側トランジスタのオン期間と下側トランジスタのオン期間の比（変調率）は、図２に示すように、三角波である搬送波の一周期に対する出力電位指令の大きさの割合である。すなわち、出力電位指令を高くすると、それだけ三角波が指令値を上回る期間が少なくなる。そして、三角波が出力電位指令を上回る期間を各相の上側トランジスタのオン期間、下側トランジスタのオフ期間とすることで、上下トランジスタのオン期間の比（すなわち変調率）が決定されている。
【００３０】
従って、ここのコイルＬ１、Ｌ２の両端電位（平均電位）はそれぞれに対応する一対のアームにおける平均の変調率によって決定される。さらに、２つの中点電位の電位差は、バッテリＢの電圧Ｖｂである。従って、バッテリ電圧Ｖｂ、コイルＬ１、Ｌ２に対応する一対のアームの変調率ｄ１、ｄ２と、コンデンサ電圧Ｖｃ１の間には、次の関係がある。
【００３１】
Ｖｃ１＝Ｖｂ／（ｄ１−ｄ２）
バッテリ電圧Ｖｂは定まっているため、インバータＩＮＶのコイルＬ１に対応する一対のアームと、コイルＬ２に対応する一対のアームにおける変調率ｄ１、ｄ２を制御することで、コンデンサ電圧Ｖｃを決定することができる。
【００３２】
なお、上述の例では、インバータの搬送波周期Ｔｓに対し、デッドタイムをおかずにスイッチングトランジスタをオンオフした。すなわち、デューティー比５０％の場合には、上下トランジスタとも５０％の期間オンするようにした。しかし、スイッチング期間における貫通電流を完全になくすために、上下トランジスタを両方ともオフするデッドタイムＴｄを設ける場合も多い。この場合には、上述の式は、次のように書き換えて適用される。
【００３３】
Ｖｃ＝Ｖｂ／｛（ｄ１−Ｔｄ／Ｔｓ）−（ｄ２＋Ｔｄ／Ｔｓ）｝
従って、デッドタイムを設ける場合においても、変調率ｄ１，ｄ２を制御することでコンデンサ電圧Ｖｃを決定することができる。
【００３４】
さらに、本実施形態では、インバータＩＮＶの各コイルＬ１、Ｌ２における一対の出力端Ｌ１＋、Ｌ１−、Ｌ２＋、Ｌ２−の電位を図２に示すように変化させる。これによって、各コイルＬ１、Ｌ２には、両端電圧の差に応じた電流が流れ、これがコイルＬ１、Ｌ２の駆動電流（相電流）になる。
【００３５】
このように、本実施形態によれば、インバータＩＮＶによる各コイルＬ１、Ｌ２の両端に印加する電圧を調整することによって、コンデンサ電圧Ｖｃ１を制御できる。従って、インバータＩＮＶの出力電圧に応じてインバータの入力電圧（コンデンサＣ１電圧Ｖｃ１）を適切に制御することで、インバータＩＮＶの効率を上昇することができる。また、バッテリＢの電圧も任意に設定できるため他の電源との共用が可能になる。例えば、電気自動車や、ハイブリッド自動車において、バッテリ電圧を低く抑えることが可能になり、安全面や、コスト面で有利になる。
【００３６】
さらに、各コイルＬ１、Ｌ２の平均電位は、必ずしもアース電位に近い値にする必要はない。そこで、各コイル電流における電圧振幅の最大値について制限があまりなく、バッテリＢ電圧Ｖｂとコンデンサ電圧Ｖｃ１の比を比較的自由に設定することができる。
【００３７】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータとして機能する回路にコイルの自己インダクタンスの１／２相とのリアクトルが内在する。従来のモータ中性点とアースとの間にバッテリを配置する構成では、中性点を出入りする電流については、コイルがリアクトルとして機能せず、中性点とバッテリの間に別のリアクトルを配置する必要があったが、本実施形態の構成により、このような特別なリアクトルが不要になる。従って、コスト、スペース、および効率の面で有利になる。
【００３８】
さらに、各コイルＬ１、Ｌ２の各端電位は、対応するインバータＩＮＶのアームによって完全に独立して制御される。従って、インバータＩＮＶの１つのアームの故障は、１つのコイルの１端の電位に影響するだけである。従って、その部分だけ切り離して、他のコイルへの電流供給により、補償することも可能となる。特に、２相以上のモータであれば、その回転を維持することも可能となり、フェイルセーフ機構を構成しやすくなる。
【００３９】
なお、上述の例では、両コイルＬ１、Ｌ２の中点間にバッテリＢを接続した。しかし、接続点は両コイルＬ１、Ｌ２における任意の点でよい。例えば、コイルＬ１へのバッテリＢの接続点がコイルＬ１をＮ１（Ｌ１＋側）：Ｎ２（Ｌ１−側）に分割する点であり、コイルＬ２へのバッテリＢの接続点がコイルＬ２をＮ３（Ｌ２＋側）：Ｎ４（Ｌ２−側）に分割する点であった場合、
・（Ｌ１＋出力電位指令の振幅）−（Ｌ１−出力電位指令の振幅）＝Ｌ１相の相電圧指令
・（Ｌ２＋出力電位指令の振幅）−（Ｌ２−出力電位指令の振幅）＝Ｌ２相の相電圧指令
・（Ｌ１＋出力電位指令の振幅）：（Ｌ１−出力電位指令の振幅）＝Ｎ１：Ｎ２
・（Ｌ２＋出力電位指令の振幅）：（Ｌ２−出力電位指令の振幅）＝Ｎ３：Ｎ４
という条件を満足すれば、接続点はコイルＬ１、Ｌ２の任意の点でよい。
【００４０】
図３は、３相モータに適用した場合の構成例を示している。インバータＩＮＶは、３相のコイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３に対応して、６アーム構成になっている。すなわち、２アーム分のトランジスタＱ９〜Ｑ１２、ダイオードＤ９〜Ｄ１２が追加されている。そして、トランジスタＱ９とＱ１０の接続点がコイルＬ３の一端に接続され、トランジスタＱ１１とＱ１２の接続点がコイルＬ３の他端に接続されている。
【００４１】
一方、コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３は、互いに１２０度位相が異なるように配置され、１つのロータ（図示せず）を回転させるモータを構成している。
【００４２】
そして、本実施形態では、コイルＬ１の中点と、コイルＬ３の中点との間に、バッテリＢが接続され、コイルＬ３の中点と、コイルＬ２の中点の間にコンデンサＣ２が配置されている。なお、コンデンサＣ１は、インバータＩＮＶの入力端（正極母線、負極母線）に接続されている。
【００４３】
この構成において、図４に示すように、インバータＩＮＶの３つの出力電位指令Ｌ１＋、Ｌ１−、Ｌ２＋、Ｌ２−、Ｌ３＋、Ｌ３−と三角波キャリアを比較し、出力電位指令が三角波キャリアより大きいときにインバータＩＮＶのそれぞれのコイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３に対応する一対のアームの上側トランジスタをオンさせ、三角波キャリアより小さいときに下側トランジスタをオンさせる。このとき、コイルＬ１の平均電位と、コイルＬ３の平均電位との電位差がバッテリＢの電圧ＶｂになるようにコンデンサＣを介して電流が流れる。その結果、コンデンサＣの電圧Ｖｃ、図４の三角波の幅に相当する電圧になる。また、コイルＬ３の中点とコイルＬ２の中点間に接続されているコンデンサＣ２の電圧は、コイルＬ３の電圧指令値と、コイルＬ２の電圧指令値の差の電圧として決定されてる。
【００４４】
すなわち、バッテリＢの電圧Ｖｂ、インバータ入力電圧Ｖｃ１およびコンデンサ電圧Ｖｃ２が図４に示す大小関係になるまで、バッテリＢとコンデンサＣ１、Ｃ２の間に循環電流が流れ、図４に示す状態が釣り合い状態になる。
【００４５】
このような、３相のモータコイルに対するシステムであっても、上述の場合と同様に、コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３における平均電位を自由に設定して、バッテリＢの電圧に対し、インバータ入力電圧Ｖｃ１を任意に設定することができる。特に、１つのコイルに対するインバータのアームの故障などの場合に、他のコイルへの電流を制御して、モータの回転を維持することも可能になる。
【００４６】
図５には、３相ＰＭ（永久磁石）モータに対する結線例を示してある。この例では、コイルＬ２の中点にバッテリＢの負極が接続され、コイルＬ１とコイルＬ３の中点にバッテリＢの正極が接続されている。従って、コイルＬ１とコイルＬ３の中点電位は、同一電位になっている。なお、コイルＬ１の中点と、コイルＬ３の中点の間にコンデンサを設ければ、図３の回路と同等の回路になる。
【００４７】
図において、ステータに記載している磁極は、ＤＣ−ＤＣコンバータ作用をする循環電流が形成する磁極を示している。この図からも分かるように、本実施形態によれば、循環電流が流れる回路内にモータ磁気回路を利用したインダクタンスが形成され、これが電力変換に利用される。従って、リアクトルの追加が必要なくなる。
【００４８】
また、循環電流が形成する磁極とロータの磁極との間に吸引反発力が発生する。しかし、モータの回転方向成分は、互いにキャンセルするため、トルクリップルにはならず、回転に悪影響はない。なお、図５において、半径方向の力はキャンセルされずに残るが、軸の剛性は十分に高いので問題にならない。また、モータの磁極を多極化することによって、半径方向の力をキャンセルすることも可能である。
【００４９】
また、図６は、２相のコイルを有するシステムの他の構成例を示す図である。この図６のシステムでは、バッテリＢの正極がコイルＬ１の任意の１点（この例では、Ｎ１：Ｎ２で分割された中間点）に接続され、負極がインバータＩＮＶの負極母線に接続されている。
【００５０】
これによって、図７に示されるように、コイルＬ１の平均電位がバッテリＢの電圧である電圧Ｖ２に設定される。そこで、コイルＬ１に対する相電位指令の振幅をピーク幅で電圧Ｖ２の２倍以下とすることで、コイルＬ１における相電流についての歪みを防止できる。一方、コイルＬ２に対する相電位指令については任意に設定することができる。
【００５１】
なお、この例で、コイルＬ１へのバッテリＢの接続点がコイルＬ１をＮ１（Ｌ１＋側）：Ｎ２（Ｌ１−側）に分割する点であった場合、
・（Ｌ１＋出力電位指令の振幅）−（Ｌ１−出力電位指令の振幅）＝Ｌ１相の相電位指令
・（Ｌ１＋出力電位指令の振幅）：（Ｌ１−出力電位指令の振幅）＝Ｎ１：Ｎ２という条件を満足すれば、接続点はコイルＬ１の任意の点でよい。
【００５２】
このような構成によって、上述の実施形態と同様の作用効果が得られる。また、図６、７では２相のコイルの構成を示したが、３相以上であっても同様に構成することができる。１つ以上のバッテリについて、インバータの入力側の一端に接続することができる。なお、コイルの接続点の電圧をインバータ入力側電圧の中間の電圧に設定できれば、バッテリの電圧はどのような電圧でもよく、また正極母線に接続してもよい。
【００５３】
本発明は、例えば多相モータで駆動力を発生する車両用（電気自動車やハイブリッド車両など）に用いることが可能であるが、これに限らずインバータで駆動され得る多相モータを用いるインバータシステム全般に適用できるものである。
【００５４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、複数のコイルの両端電位を独立に制御するため、各コイルの平均電位を任意に決定できる。そこで、第１電源と第２電源の電圧比を大きくしても、コイルの平均電位を高くすることができ、コイルの電流を確保することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 ２相のコイルを有するシステム構成を示す図である。
【図２】 ２相のコイルを有するシステムにおけるインバータ入力電圧および直流電源電圧の関係を示す図である。
【図３】 ３相のコイルを有するシステム構成を示す図である。
【図４】 ３相のコイルを有するシステムにおけるインバータ入力電圧および直流電源電圧の関係を示す図である。
【図５】 ３相ＰＭモータに適用した場合の結線例と循環電流が形成する磁極の関係を示す図である。
【図６】 ２相のコイルを有するシステムの他の構成を示す図である。
【図７】 ２相のコイルを有するシステムの他の構成におけるインバータ入力電圧および直流電源電圧の関係を示す図である。
【符号の説明】
Ｂ バッテリ、Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ１２ ダイオード、ＩＮＶインバータ、Ｌ１〜Ｌ３ コイル、Ｑ１〜Ｑ１２ トランジスタ（スイッチング素子）。
Claims (5)
- 端部同士が直接接続されていない独立した複数のコイルに接続される複数の出力端を有し、ＰＷＭ制御により各コイルの両端電位を独立して制御するインバータと、
前記複数のコイルの中の１つのコイルの中間部の任意の点と他のコイルの中間部の任意の点との間に設けられ電力を蓄積または放出可能な第１電力蓄積手段と、
前記インバータの入力側の両端間に設けられ電力を蓄積または放出可能な第２電力蓄積手段と、
を有し、
前記インバータの制御によって、前記複数のコイルの両端電位をそれぞれ独立に制御することで、前記第１および第２電力蓄積手段間における電力の変換を制御するインバータシステム。 - 端部同士が直接接続されていない独立した複数のコイルに接続される複数の出力端を有し、ＰＷＭ制御により各コイルの両端電位を独立して制御するインバータと、
前記複数のコイルの中の１つのコイルの中間部の任意の点とインバータの入力側の一端との間に設けられ電力を蓄積または放出可能な第１電力蓄積手段と、
前記インバータの入力側の両端間に設けられ電力を蓄積または放出可能な第２電力蓄積手段と、
を有し、
前記インバータの制御によって、前記複数のコイルの両端電位をそれぞれ独立に制御することで、前記第１および第２電力蓄積手段間における電力の変換を制御するインバータシステム。 - 請求項１または２に記載のシステムにおいて、
前記インバータは、上側スイッチング素子と、下側スイッチング素子の直列接続からなるアームをそれぞれ複数有し、この複数のアームの中点が複数のコイルの端部に接続されており、
この上側スイッチング素子のオン期間と、下側スイッチング素子のオン期間の比である変調率によって、第１電力蓄積手段の電圧と、第２電力蓄積手段の電圧の比を決定するインバータシステム。 - 請求項３に記載のシステムにおいて、
前記インバータにおける変調率を変更することで、各コイルの両端電位を制御し、各コイルにおける相電流を制御するインバータシステム。 - 請求項１〜４のいずれか１つに記載のシステムにおいて、
前記第１電力蓄積手段は、バッテリであり、前記第２電力蓄積手段はコンデンサであるインバータシステム。
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