JP3941206B2 - High voltage IC - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は、パワーデバイスの制御駆動用などに用いられる高耐圧ICに関する。
【0002】
【従来の技術】
パワーデバイスは、モータ制御用のインバータやコンバータなど多くの分野で広く利用されている。このパワーデバイスの駆動および制御は、従来個別の半導体素子や電子部品を組み合わせて構成した電子回路によっていたが、近年LSI(大規模集積回路)技術を利用した1000Vを超える高耐圧ICが実用化されており、更に駆動・制御回路とパワーデバイスと同一半導体基板上に集積したパワーICが用いられている。
【0003】
図10はモータ制御用インバータのパワー部を中心に説明する回路構成図である。三相モータ70を駆動するために用いるパワーデバイスはブリッジ回路を構成し、同一パッケージに収納されたパワーモジュール71の構造をしている。この図ではパワーモジュール71はパワーデバイスである絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ(以下、IGBTと称す)とダイオードによって構成されている。同図ではIGBTはQ1〜Q6、ダイオードはD1〜D6で示されている。 主電源VCC2 の高電位側VCC2HはQ1、Q2、Q3のコレクタ(以下、ドレインと称する場合もある)に接続し、低電位側VCC2LはQ4、Q5、Q6のエミッタ(以下、ソースと称する場合もある)に接続し、各IGBTのゲートは主回路駆動回路72の出力に接続し、主回路駆動回路72の入力端子I/Oは通常のマイクロコンピュータに接続し、パワーモジュール71で構成されるインバータの出力U、V、Wは三相モータ70に接続している。
【0004】
主電源VCC2 は通常100〜400Vと高電圧である。特にQ4,Q5,Q6がそれぞれオフ状態の時は、Q1,Q2,Q3のソース電位がそれぞれ高電圧になるため、これらのゲートを駆動する場合にソース電位より更に高い電圧で駆動しなければならないため、主回路駆動回路72にはフォトカプラー(PC:Photo Coupler)や高耐圧IC(以下、HVICと称す。HVIC:High Voltage Integrated Circuit)が用いられる。また主回路駆動回路72の入出力端子I/O(Input/Output)は通常マイクロコンピュータへ接続され、そのマイクロコンピュータによりパワーモジュール71で構成されるインバータ回路全体の制御がなされる。つぎにこの中のHVICについて一例を示す。
【0005】
図11はHVICの素子構成図である。主回路駆動回路72を形成しているHVICは入出力端子I/Oを通してマイクロコンピュータと信号のやり取りを行い、どのIGBTをオンさせ、オフさせるかの制御信号を発生させる制御回路(以下、CUと称す。CU:Control Unit)と、このCUからの信号を、受けてIGBTのゲートを駆動し、またIGBTの過電流、過熱を検出し、異常信号をCUに伝えるゲート駆動回路(以下、GDUと称す。GDU:Gate
Control Unit)と、図10のブリッジを構成するIGBTの内、高電位側に接続するQ1,Q2,Q3のゲート信号およびアラーム信号について、VCC2LレベルとVCC2Hとを媒介する働きをするレベルシフト回路(以下、LSUと称す。LSU:Level Shift Unit)とからなる。このGDUはQ1、Q2、Q3と接続するGDU−U、GDU−V、GDU−WとQ4、Q5、Q6と接続するGDU−X、GDU−Y、GDU−Zで構成される。つぎにこの中のLSUについて一例を示す。
【0006】
図12はLSUの基本構成図である。基本構成としては高耐圧nチャネルMOSFET61と抵抗RL1および高耐圧pチャネルMOSFET62と抵抗RL2が用いられる。高耐圧nチャネルMOSFET61はCUからの信号を高電位側VCC2HにあるGDU−U,V,Wへレベルシフトするためのもの、また高耐圧pチャネルMOSFET62は過電流や過熱の異常信号を低電位側VCC2LにあるCUへレベルシフトするためのものであり、特にQ1,Q2,Q3の過電流検知や過熱検知等の異常信号を出さない場合は、この高耐圧pチャネルMOSFET62は不要となる。このLSUに用いられる高耐圧nチャネルMOSFET61および高耐圧pチャネルMOSFET62は三相モータ70を駆動するIGBT(Q1〜Q6)と同等の600Vから1200Vの耐圧値が要求される。
【0007】
つぎに、高耐圧部の回路を低耐圧部の回路から電気的に分離する具体的な高耐圧分離方法について説明する。これまで誘電体分離、接合分離および自己分離が報告されているが、誘電体分離や接合分離は分離構造が複雑で製造コストが高く、耐圧が高くなるほど製造コストが高くなる。これに対して、自己分離は製造コストが低く抑えられるという長所を有する。
【0008】
図13は自己分離により形成した従来の高耐圧nチャネルレベルシフタと高耐圧pチャネルレベルシフタを有する高耐圧ICの要部平面図である。同図において、100はp- 基板、1はn- ウエル領域、2はp- オフセット領域、3はn領域、4はpウエル領域、5はnドレイン領域、6a、6bはp領域、10はn+ ソース領域、13と14はn+ 領域、15a、15bはp+ 領域、17はp+ ソース領域、18はp+ ドレイン領域、31、32はゲート電極を示す。
【0009】
高耐圧nチャネルレベルシフタはnドレイン領域5と、nドレイン領域5と図示されていないドレイン電極とのオーミック接触をとるためのn+ 領域13と、ゲート電極31と、n+ ソース領域10と、ゲート駆動回路U−GDU(この他にV−GDU、W−GDU、X−GDU、Y−GDU、Z−GDUがある)の電源の高電位側と接続する高電位電極と接続するn領域3で構成される。
【0010】
一方、高耐圧pチャネルレベルシフタはp+ ドレイン領域18と、ゲート電極32と、p+ ソース領域17と、図示されていないCOM電極41と接続するpウエル領域4で構成される。
高耐圧nチャネルレベルシフタは、nドレイン領域5とn領域3との間隔を広くして、図14の寄生抵抗R1を大きくしている。また高耐圧pチャネルレベルシフタは、p+ ドレイン領域18とpウエル領域4との間隔を広くして、図15の寄生抵抗R2を大きくしている。また、通常、nドレイン領域5およびp+ ドレイン領域18が、ゲート電極31およびゲート電極32で取り囲まれるようにレイアウトする。
【0011】
図14は図13のC−C’線で切断した要部断面図である。同図はnチャネルレベルシフタの要部断面図である。同図において、41はCOM(COM電極)、42aはドレイン電極、43はGDU電源の高電位電極、44はGDU電源の低電位電極、RL1はレベルシフト用抵抗、R1は寄生抵抗、HVJTは高耐圧構造部を示す。前記のCOMは図10のVCC2Lと接続する。VCCはGDU−Uの電源である。U−OUTはVCCの低電位側に接続する端子で図10のU−OUTと接続し、三相モータMと接続する。OUTはドレイン電極42aと接続するドレイン端子でGDU−Uと接続する。U−VCCはVCCの高電位側に接続する端子である。その他の符号は図13と同一である。
【0012】
つぎに、さらに詳しく説明する。各構成素子はn- ウエル領域1表面上に形成され、高耐圧nチャネルMOSFETはゲート電極31、pウエル領域4に形成された第1n + ソース領域11、第2n + ソース領域12からなるn+ ソース領域10、p- オフセット領域2を用いたダブルRESURF(REduced−SURface−Field:表面耐圧構造の一種)による高耐圧分離部(以下HVJT称す。HVJT:High Voltage Junction Terminal)およびn+ ドレイン領域5により構成される。また、n- ウエル領域1と、n- ウエル領域1内に構成される低耐圧のnチャネルMOSFETと低耐圧のpチャネルMOSFETからなる相補形MOSFET回路(以下、CMOS回路と称す)のLowレベル(以下、Lレベルと称す)に相当する電位にあるpウエル領域4は、HVICを駆動するための電源VCCを介して接続され、このn- ウエル領域1とpウエル領域4のpn接合は常に逆バイアスされている。抵抗RL1はこの電源VCCと接続するn+ 領域14と高耐圧nチャネルMOSFETのnドレイン領域5間に設けられ、抵抗RL1を通る電流によって所定の電圧を発生させ、VCC2Lレベルのオン・オフ信号を高電位のU−VCCレベルのオン・オフ信号へと出力する。
【0013】
図15は図13のD−D’線で切断した要部断面図である。同図は高耐圧pチャネルレベルシフタの要部断面図である。符号は図14と同一である。また42bはドレイン電極、RL2はレベルシフト用抵抗、R2は寄生抵抗、OUTはドレイン電極42bと接続するドレイン端子でCUと接続する。
つぎに、詳しく説明する。前記と同様に各構成素子はn- ウエル領域1の表面上に形成され、高耐圧pチャネルMOSFETはゲート電極32、p+ ソース領域17、ドリフト領域を兼ねるp- オフセット領域2によるHVJTおよびp+ ドレイン領域18により構成される。n領域3とCMOSのLレベルに相当する電位にあるpウエル領域4はHVICを駆動するための電源VCCを介して接続され、このn- ウエル領域1とpウエル領域4のpn接合は常に逆バイアスされている。抵抗RL2はVCC2Lと接続されるpウエル領域4と高耐圧pチャネルMOSFETのp+ ドレイン領域18間に設けられ、抵抗RL2を通る電流によって所定の電圧を発生させ、VCC2Hレベルの異常信号をVCC2Lレベルの信号へと出力する。素子のレイアウトは図15に示すように高耐圧nチャネルMOSFETと同様にp+ ドレイン領域18をゲート電極32が取り囲むような形となる。
【0014】
【発明が解決しようとする課題】
この高耐圧nチャネルMOSFETおよび高耐圧pチャネルMOSFETを用いたレベルシフタ(以下、nチャネルレベルシフタ、pチャネルレベルシフタと称す)において、入力信号をレベルシフトするためには抵抗(RL1、RL2)にこの高耐圧nチャネルおよびpチャネルMOSFETからの電流が十分に流れて、抵抗(RL1,RL2)の両端にGDUおよびCUのCMOSを駆動させることができる電圧を発生させる必要がある。しかし、これらの構造を自己分離により形成すると、高耐圧nチャネルMOSFETが形成される場合においては、図14に示すようにn- ウエル領域1に寄生抵抗R1が作り込まれてしまい、pチャネルMOSFETが形成される場合においては、図15に示すようにp- オフセット領域2に寄生抵抗R2が作り込まれてしまう。具体的に説明すると、図14の高耐圧nチャネルMOSFETの場合において、チャネルを通った電子はnドレイン領域5の他に電源VCCの高電位側VCC2Hがn+ 領域14を介して接続するn領域3にも入り得る。また高耐圧pチャネルMOSFETの場合においては、正孔はp+ ドレイン領域18の他に電源VCCの低電位側VCC2Lに接続するpウエル領域4にも入り得る。このため、抵抗(RL1, RL2)の抵抗値に比べて寄生抵抗R1、R2の抵抗値が小さい場合には、電流は寄生抵抗R1、R2を通して殆ど流れ、抵抗(RL1, RL2)を通して流れない。そうすると、抵抗(RL1, RL2)で発生する電圧がGDU内に形成されたCMOSを駆動する電圧(スレッシュホールド電圧)に達せず、レベルシフタとして機能をしなくなる。
【0015】
これを回避する方法として、寄生抵抗を大きくすることが有効である。つまり、高耐圧nチャネルMOSFETに関してはnドレイン領域5とn領域3との距離を大きくとり、また高耐圧pチャンネルMOSFETに関してはp+ ドレイン領域18とVCC2Lレベルにあるpウエル領域4との距離を大きくとることで寄生抵抗を大きくする方法である。しかし、この方法だと不純物濃度及び厚さを変えることができず距離を大きくとることしかできないので、レベルシフタの面積が大きくなりチップコストが高くなるという欠点がある。一方、小さな寄生抵抗に大きな電流を流して、寄生抵抗に発生する電圧を大きくして、この寄生抵抗と並列接続している抵抗(RL1, RL2)に発生する電圧を大きくして、GDUを構成するCMOSを動作させ、オン・オフ信号をレベルシフトさせることは可能である。しかし、この場合は、消費電力が大きくなるという欠点がある。
【0016】
この発明の目的は、前記課題を解決するために、nチャネルおよびpチャネルレベルシフタの寄生抵抗を大きくすることで、チップサイズの小型化を図り、低コストで且つ、低消費電力のHVICを提供することである。
【0017】
【課題を解決するための手段】
前記の目的を達成するために、p形の半導体基板内にn形のウエル領域を形成し、該ウエル領域内にパワーデバイスのゲート駆動回路と横型のnチャネルMOSFETを形成し、主電源の高電位側が接続されるn領域が前記ゲート駆動回路の全周に設けられており、前記nチャネルMOSFETがソース領域、ゲート電極とドレイン領域との間に高耐圧分離部を有し、該高耐圧分離部が前記ゲート駆動回路の前記n領域の外側を取り囲んでおり、主電源の高電位側にレベルシフト用抵抗を介して前記nチャネルMOSFETのドレイン領域が接続される高耐圧ICにおいて、前記ドレイン領域と前記n領域との間のウエル領域に、局部的にn型の領域がウエル領域の深さ方向の全域にわたって存在しない開口部を形成する構成とする。
【0018】
前記ウエル領域の開口部は前記ウエル領域が局部的に形成されないことにより前記半導体基板が露出している部分である構成とする。また、前記ウエル領域の開口部は前記ウエル領域を局部的に貫通して前記半導体基板に達するトレンチ溝であることとする。あるいは、前記ウエル領域の開口部は前記半導体基板と同じp形で、かつ前記ウエル領域を局部的に貫通して前記半導体基板まで達する拡散層であることとする。
【0019】
【0020】
【0021】
【0022】
【0023】
前記のようにドレイン領域とゲート駆動回路との間のウエル領域に、局部的にn型の領域がウエル領域の深さ方向の全域にわたって存在しない開口部による高抵抗領域を形成することにより、チップサイズを大きくすることなしにレベルシフタの寄生抵抗を大きくすることができる。
【0024】
【発明の実施の形態】
図1はこの発明の第1実施例で、HVICの一部の要部平面図であり、図2は図1のnチャネルMOSFET部を拡大した要部平面図であり、図3は図1のA−A’線で切断した要部断面図であり、図4は図1のB−B’線で切断した要部断面図である。
【0025】
図1は図10の上アームにあるIGBTであるQ1を駆動する図11に示した一つのGDUであるGDU−Uと、LSU(RL1、RL2は省略されている)を示している。勿論、GDU−V、GDU−Wも同様の構成をしている。また半導体の表面にゲート電極が投影された平面図を示している。
尚、同図においてnチャネルレベルシフタおよびpチャネルレベルシフタは一つずつ記載してあるが、この1入力方式では、nチャネルMOSFETおよびpチャネルMOSFETが長い期間オン状態となり、これらのMOSFETのオン期間中に貫通電流が流れ続けて、消費電力が大きくなる。これを回避するためにそれぞれ二つずつnチャネルMOSFETおよびpチャネルMOSFETを設ける2入力方式とすることで、オン信号・オフ信号をパルス的に伝えることでMOSFETのオン期間を短縮して、レベルシフタの消費電力を大幅に低減することができるので、この方式が用いられることが多い。以下に説明する実施例では単純化して1入力方式に対応するHVICについてとした。勿論、2入力方式に同様のやり方で展開できる。
【0026】
図1、図2、図3および図4を用いて、この発明の第1実施例のHVICを説明する。
まず、nチャネルレベルシフタについて説明する。図1に示すように、nチャネルレベルシフタに用いられる高耐圧nチャネルMOSFETはGDU−Uの角に配置されている。この高耐圧nチャネルMOSFETのn+ ソース領域10は、図2で示すように第1n+ ソース領域11と第2n+ ソース領域12の2個に分離されて形成されている(この第1と第2の番号をつけたのは、同一導電形のn+ ソース領域を二分割したためである)。高耐圧nチャネルMOSFETのnドレイン領域5と電源VCCの高電位側と接続するn領域3との間のn- ウエル領域1を局部的にp基板100が露出する開口部21を設け、図3で示す高抵抗領域51を形成する。この高抵抗領域51はn- ウエル領域1が湾曲している箇所を含んでいる。この高抵抗領域51を設けることで高耐圧nチャネルMOSFETのnドレイン5からn領域3にいたる寄生抵抗R1 をチップ面積を大きくすること無く、大きくすることができる。なぜならば、第1および第2ソース領域11、12からゲート電極31の真下に形成されたチャネルを通して、n- ウエル領域1に注入された電子の一部が寄生抵抗R1を通してn領域3に流入し、不要な電流となる。しかし、この高抵抗領域51を設けることで、この電流が高抵抗領域51を迂回して流れ、その結果、寄生抵抗R1が大きくなり、不要な電流を低減することができる。
【0027】
この高抵抗領域51の入れ方としては、図1に示すように高耐圧nチャネルMOSFETのnドレイン領域5とGDU−Uの外周に位置するn領域3の外周とを結ぶ点線と、GDU−Uの外周に位置するn領域3とで囲まれた三角形領域内で、且つ、nドレイン領域5を中心として高耐圧nチャネルMOSFETの第2n+ ソース領域12と対向する箇所に形成すると、前記の迂回して流れる電子の通路の長さが長くなり効果的である。但しこの高抵抗領域51が前記の点線に達すると耐圧が劣化する可能性があるため、これに達しないようにしなければならない。なぜならばこの点線は空乏層が広がるHVJTの端部となるため、この点線に高抵抗領域51が達すると、空乏層の延びが抑えられて、電界集中を起こすからである。
【0028】
またn- ウエル領域1を開口した場合は、高抵抗領域51でn- ウエル領域1が二分割されることがなく、高抵抗領域51以外の領域はn- ウエル領域1で繋がっている。U−VCCとCOM間に電圧を印加すると、n- ウエル領域1とp- 基板100で形成されるpn接合が逆バイアスされ、この高抵抗領域51(この領域はp- 基板100である)は低い電圧でピンチオフする。そのため、n- ウエル領域1を完全に二分割した場合(開口するのでは無く、完全にn- ウエル領域1を切り離した場合)に比べて耐圧の低下は小さいという利点がある。開口部21の形状をスリット状に形成した場合、このスリットは開口部が潰れない程度の幅でよい。
【0029】
また図1ではnドレイン領域5を中心に円弧を書くような曲線状の開口部21を示したが、曲線でなく多数の直線の集まりでもよく、また多数の小さな独立した円が連なっても、寄生抵抗R1 が増加するので、効果がある。また全体のレイアウトの都合上、GDU−Uを四角に近い形でレイアウトする場合は、図13のように高耐圧nチャネルMOSFETはゲート電極10とnドレイン領域5のある領域がとび出た形にしてもよい。
【0030】
次に図4の参考例を用いてpチャネルレベルシフタについて述べる。図1において高耐圧pチャネルMOSFETはGDU−Uの角に配置し、高耐圧pチャネルMOSFETのp+ ドレイン領域18とp- オフセット領域2の外周のpウエル領域4(この外周にVCC2Lレベルのコンタクトをとるためのp+ 領域16があり、p+ ドレイン領域18と同時に形成される。)の間のp- オフセット領域2を局部的に開口する。この開口部22でn- ウエル領域1が露出するスリット状の高抵抗領域52を設ける。高抵抗領域52は図4のようにp- オフセット領域2が湾曲している箇所も含む。
【0031】
こうすることで高耐圧pチャネルMOSFETのp+ ドレイン領域18からpウエル領域4にいたる寄生抵抗R2をチップ面積を大きくすること無く、大きくすることができる。この高抵抗領域52は、p- オフセット領域2の外周側に形成されたpウエル領域4の内周部の曲線部と、高耐圧pチャネルMOSFETのp+ ドレイン領域18とこのpウエル領域4の内周部の直線部に垂直に下ろした点線とで囲まれる三角形領域に形成する。但し、前記と同様な理由で、この高抵抗領域52が前記の点線(HVJTの一端を示す点線)に達すると耐圧が劣化する可能性がある。また開口部22をスリット状に形成した場合、このスリットは開口部が潰れない程度の幅でよい。
【0032】
また図1ではp+ ドレイン領域18を中心に円弧を書くような曲線状の開口部22を示したが、曲線でなく多数の直線の集まりでもよく、また多数の小さな独立した円が連なっても、寄生抵抗R2が増加するので効果がある。また全体のレイアウトの都合上、これをGDU−Uの角にせず、GDU−Uの辺上に形成してもよい。
【0033】
尚、前記ではnチャネルMOSFETのソース領域が第1n+ ソース領域11と第2n+ ソース領域12に分離されているが、接続していても構わない。
また、図3において、p- オフセット領域2がn- ウエル領域1の内側で分離しているが、p- オフセット領域2を分離せずnドレイン領域5とn領域3間をp- オフセット領域2で結んでも構わない。
【0034】
また、前記以外のpウエル領域4とn領域3が直線で対向しているn- ウエル領域1およびp- オフセット領域2に高抵抗領域51および高抵抗領域52を形成しても寄生抵抗R1 、R2 を大きくする効果は極めて小さく、また設けない場合に比べて耐圧を低下させるため、高抵抗領域51、52を形成しない方がよい。尚、GDU−U内に形成されるU−VCCは電源VCCの高電位端子、U−OUTは電源VCCの低電位端子、U−GATEはG端子、U−OCは過電流検出端子、U−OTは過熱検出端子を示す。
【0035】
つぎに、前記の第1実施例のHVICを製造するための製造方法について説明する。基板はp- 基板100を用い、比抵抗は素子耐圧に大きく依存するが、例えば600Vクラスの耐圧を得ようとした場合、100Ωcm程度が必要である。このp- 基板100に低濃度(1012cm-2のオーダ)で接合深さ5〜6μm程度のリン拡散によるn- ウエル領域1を形成し、次にRESURFを構成するためのp- オフセット領域2をドーズ量が1013cm-2のオーダで接合深さが1μm程度のボロンのイオン注入で形成する。このn- ウエル領域1とp- オフセット領域2は前記の高抵抗領域51、52が形成されるように、イオン注入時のマスクに選択的に開口部(拡散後の開口部21、22となる)を設ける。
【0036】
このp- オフセット領域2は高電圧において完全に空乏化させる必要があり、また濃度によって電界集中のバランスが大きく異なるため、高耐圧を実現するためにはこのp- オフセット領域2とn- ウエル領域1のイオン注入時のドーズ量と接合深さの最適化が重要である。次にnチャネルMOSFETのチャネルを形成するためのpウエル領域4をドーズ量1013cm-2のオーダで接合深さ1μm程度、ボロンのイオン注入で形成し、電源VCCの高電位電極43にn+ 領域14を介して接続するn領域3、nドレイン領域5を1013cm-2のオーダで接合深さ1μm程度、リンのイオン注入で形成したあと、活性領域とポリシリコンによりゲート電極31、32を形成する。更にそれぞれのp領域6、n領域3およびnドレイン領域5とのコンタクトさせるためのp+ 領域15、n+ 領域14、あるいはnチャネルMOSFETのn+ ソース領域11、12を形成するためのn+ 拡散をフッ化ボロン(BF2 )やヒ素で、オーミックコンタクトが可能な表面濃度で行い、その後アルミニウムでCOM電極41、ドレイン電極42、高電位電極43、低電位電極44を形成する。
【0037】
図5はこの発明の第2実施例の要部平面図である。同図のA−A切断線による断面図は図3と同一である。同図の説明は第1実施例で説明したので省略する。この実施例ではpチャネルシフトレジスタが不要な場合や、別の半導体チップに設ける場合であり、当然チップサイズは第1実施例より小さくすることができる。
【0038】
図6はこの発明の参考例の要部平面図である。同図のB−B切断線による断面図は図4と同一である。同図の説明は第1実施例で説明したので省略する。この参考例ではnチャネルシフトレジスタを別の半導体チップに設ける場合であり、当然チップサイズは第1実施例より小さくすることができる。
図7はこの発明の第3実施例で、高抵抗領域を開口部が潰れた場合で、同図(a)はn- ウエル領域に高抵抗領域を設けた場合の実施例、同図(b)はp- オフセット領域に高抵抗領域を設けた場合の参考例である。同図(a)は図1のA−A’線で切断した要部断面図を示し、同図(b)は図1のB−B’線で切断した要部断面図である。図示されるように開口部21、22が拡散で埋まり、その部分の拡散深さt1 、t2 がn- ウエル領域1の拡散深さXj1 またはp- オフセット領域2の拡散深さXj2 より浅くなっている場合でも、その箇所の高抵抗領域53、54の領域のシート抵抗が大きくなるので、寄生抵抗を大きくするという点で効果がある。しかし、第1実施例のようにn- ウエル領域1やp- オフセット領域2が完全に開口している場合に比べるとその効果は小さい。ここでは、図1に相当した実施例を説明したが、勿論、図5、図6に相当する実施例もある。
【0039】
図8はこの発明の第4実施例で、高抵抗領域を反対の導電形領域で形成した場合で、同図(a)はn- ウエル領域に高抵抗領域を設けた場合の実施例、同図(b)はp- オフセット領域に高抵抗領域を設けた場合の参考例である。同図(a)は図1のA−A’線で切断した要部断面図を示し、同図(b)は図1のB−B’線で切断した要部断面図である。勿論、同図では高抵抗領域55、56が接合を突き抜けているが、突き抜けなくともよい。図1のようにこの場合も同様に寄生抵抗は大きくなる。
【0040】
図9はこの発明の第5実施例で、高抵抗領域をトレンチ溝で形成した場合の図で、同図(a)はn- ウエル領域に高抵抗領域を設けた場合の実施例、同図(b)はp- オフセット領域に高抵抗領域を設けた場合の参考例である。同図(a)は図1のA−A’線で切断した要部断面図を示し、同図(b)は図1のB−B’線で切断した要部断面図である。勿論、同図では高抵抗領域57、58が接合を突き抜けているが、突き抜けなくともよい。図1のようにこの場合も寄生抵抗は大きくなる。
【0041】
尚、図1において、第一高抵抗領域51と第二高抵抗領域52の形成に当たっては前記した実施例を組み合わせても勿論よい。
【0042】
【発明の効果】
この発明によれば、n- ウエル領域の一部に、開口する領域の形成、反対導電形領域の形成、さらにトレンチ溝の形成により高抵抗領域を設けることにより、それぞれnチャネルレベルシフタの高耐圧nチャネルMOSFETの耐圧特性を損なうことなく、電源と接続するn領域とドレイン領域との間に存在する寄生抵抗を大きくすることができる。これにより、従来、大きな面積を占めていた前記のドレイン領域とn領域間の面積を小さくできて、チップサイズの小型化と低コスト化を図ることができる。また寄生抵抗に流れる電流を小さくできるので、HVICの消費電力を小さくできる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 この発明の第1実施例で、HVICの一部の要部平面図
【図2】 図1のnチャネルMOSFET部を拡大した要部平面図
【図3】 図1のA−A’線で切断した要部断面図
【図4】 図1のB−B’線で切断した参考例の要部断面図
【図5】 この発明の第2実施例の要部平面図
【図6】 この発明の参考例の要部平面図
【図7】 この発明の第3実施例で、高抵抗領域を開口部が潰れた場合で、同図(a)はn- ウエル領域に高抵抗領域を設けた場合の実施例、同図(b)はp- オフセット領域に高抵抗領域を設けた場合の参考例の要部断面図
【図8】 この発明の第4実施例で、高抵抗領域を反対の導電形領域で形成した場合で、同図(a)はn- ウエル領域に高抵抗領域を設けた場合の実施例の要部断面図で、同図(b)はp- オフセット領域に高抵抗領域を設けた場合の参考例の要部断面図
【図9】 図9はこの発明の第5実施例で、高抵抗領域をトレンチ溝で形成した場合の図で、同図(a)はn- ウエル領域に高抵抗領域を設けた場合の実施例、同図(b)はp- オフセット領域に高抵抗領域を設けた参考例の場合の要部断面図
【図10】 モータ制御用インバータのパワー部を中心に説明する回路構成図
【図11】 HVICの素子構成図
【図12】 LSUの基本構成図
【図13】 自己分離により形成した従来の高耐圧nチャネルレベルシフタと高耐圧pチャネルレベルシフタを有する高耐圧ICの要部平面図
【図14】 図13のC−C’線で切断した要部断面図
【図15】 図13のD−D’線で切断した要部断面図
【符号の説明】
100 p- 基板
1 n- ウエル領域
2 p- オフセット領域
3 n領域
4 pウエル領域
5 nドレイン領域
6 p+ 領域
10 n+ ソース領域
11 第1n+ ソース領域
12 第2n+ ソース領域
13 n+ 領域
14 n+ 領域
15 p+ 領域
16 p+ 領域
17 p+ ソース領域
18 p+ ドレイン領域
21 開口部
22 開口部
31、32 ゲート電極
41 COM電極
42 ドレイン電極
43 高電位電極
44 低電位電極
51〜58 高抵抗領域
61 nチャネルMOSFET
62 pチャネルMOSFET
70 三相モータ
71 パワーモジュール
72 主回路駆動回路
VCC2 主回路電源
VCC2H 主回路電源の高電位側/高電位側電位
VCC2L 主回路電源の低電位側/低電位側電位
VCC HVICの電源
HVJT 高耐圧構造部
RL1 レベルシフト用抵抗
RL2 レベルシフト用抵抗
COM VCC2Lに接続する端子
G ゲート端子
OUT ドレイン端子
U−VCC VCCの高電位側に接続する端子/端子の電位
U−OUT VCCの低電位側に接続する端子/端子の電位
V−OUT VCCの低電位側に接続する端子/端子の電位
W−OUT VCCの低電位側に接続する端子/端子の電位
Q1〜Q6 IGBT
D1〜D6 ダイオード
GDU ゲート駆動回路
CU 制御回路
LSU シフトレジスタ
HVIC 高耐圧IC
t1 拡散深さ(n- ウエル領域の開口部が潰れた箇所)
t2 拡散深さ(p- オフセット領域の開口部が潰れた箇所)
Xj1 拡散深さ(n- ウエル領域)
Xj2 拡散深さ(p- オフセット領域)
R1 寄生抵抗
R2 寄生抵抗[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a high voltage IC used for control drive of a power device.
[0002]
[Prior art]
Power devices are widely used in many fields such as inverters and converters for motor control. This power device has been driven and controlled by an electronic circuit configured by combining individual semiconductor elements and electronic components. However, in recent years, a high voltage IC exceeding 1000 V utilizing LSI (Large Scale Integrated Circuit) technology has been put into practical use. Further, a power IC integrated on the same semiconductor substrate as the drive / control circuit and the power device is used.
[0003]
FIG. 10 is a circuit configuration diagram that focuses on the power section of the motor control inverter. The power device used to drive the three-
[0004]
The main power supply VCC2 is normally a high voltage of 100 to 400V. In particular, when Q4, Q5, and Q6 are in the off state, the source potentials of Q1, Q2, and Q3 become high voltages, respectively, so when driving these gates, they must be driven at a voltage higher than the source potential. Therefore, a photocoupler (PC: Photo Coupler) or a high voltage IC (hereinafter referred to as HVIC; HVIC: High Voltage Integrated Circuit) is used for the main
[0005]
FIG. 11 is an HVIC element configuration diagram. The HVIC forming the main
Control Unit) and a level shift circuit that functions to mediate the VCC2L level and VCC2H for the gate signals and alarm signals of Q1, Q2, and Q3 connected to the high potential side of the IGBTs constituting the bridge of FIG. Hereinafter, it is referred to as “LSU.” LSU: Level Shift Unit). This GDU is composed of GDU-U, GDU-V, GDU-W connected to Q1, Q2, and Q3, and GDU-X, GDU-Y, and GDU-Z connected to Q4, Q5, and Q6. Next, an example of the LSU is shown.
[0006]
FIG. 12 is a basic configuration diagram of the LSU. As a basic configuration, a high breakdown voltage n-
[0007]
Next, a specific high withstand voltage isolation method for electrically isolating the high withstand voltage circuit from the low withstand voltage circuit will be described. Dielectric separation, junction separation, and self-separation have been reported so far, but dielectric separation and junction separation have a complicated separation structure and a high manufacturing cost. The higher the withstand voltage, the higher the manufacturing cost. On the other hand, the self-separation has an advantage that the manufacturing cost can be kept low.
[0008]
FIG. 13 is a plan view of a main part of a high voltage IC having a conventional high voltage n channel level shifter and high voltage p channel level shifter formed by self-isolation. In the figure, 100 is p.-Substrate, 1 is n-Well region, 2 is p-Offset region, 3 is n region, 4 is p well region, 5 is n drain region, 6a and 6b are p region, 10 is n region+Source region, 13 and 14 are n+
[0009]
The high breakdown voltage n-channel level shifter has
[0010]
On the other hand, the high breakdown voltage p-channel level shifter is p+Drain region 18,
The high breakdown voltage n-channel level shifter widens the distance between the
[0011]
FIG. 14 is a cross-sectional view of the main part taken along the line C-C ′ of FIG. 13. This figure is a cross-sectional view of the main part of an n-channel level shifter. In the figure, 41 is COM (COM electrode), 42a is a drain electrode, 43 is a high potential electrode of the GDU power supply, 44 is a low potential electrode of the GDU power supply, RL1 is a level shift resistor, R1 is a parasitic resistance, and HVJT is a high voltage. A pressure | voltage resistant structure part is shown. The COM is connected to VCC2L in FIG. Vcc is the power supply for the GDU-U. U-OUT is a terminal connected to the low potential side of VCC, and is connected to U-OUT in FIG. OUT is a drain terminal connected to the
[0012]
Next, it explains in detail. Each component is n-A high breakdown voltage n-channel MOSFET formed on the surface of the
[0013]
FIG. 15 is a cross-sectional view of the main part taken along the line D-D ′ of FIG. 13. This figure is a cross-sectional view of the main part of a high breakdown voltage p-channel level shifter. The reference numerals are the same as those in FIG. 42b is a drain electrode, RL2 is a level shift resistor, R2 is a parasitic resistor, and OUT is a drain terminal connected to the
Next, it explains in detail. As above, each component is n-A high breakdown voltage p-channel MOSFET formed on the surface of the
[0014]
[Problems to be solved by the invention]
In a level shifter using the high breakdown voltage n-channel MOSFET and the high breakdown voltage p-channel MOSFET (hereinafter referred to as an n-channel level shifter and a p-channel level shifter), the high breakdown voltage is applied to the resistors (RL1, RL2) in order to level shift the input signal. The current from the n-channel and p-channel MOSFETs must flow sufficiently to generate a voltage that can drive the GDU and CU CMOS across the resistors (RL1, RL2). However, when these structures are formed by self-separation, when a high breakdown voltage n-channel MOSFET is formed,As shown in FIG.n-Well regionThe parasitic resistance R1 is built in 1 and pIn the case where a channel MOSFET is formed,As shown in FIG.p-Offset area2Parasitic resistance R2 is built in. Specifically, figure14In the case of the high breakdown voltage n-channel MOSFET, the electrons passing through the channel are not only n-
[0015]
Increasing parasitic resistance is an effective way to avoid this. That is, for the high breakdown voltage n-channel MOSFET, the distance between the
[0016]
In order to solve the above-described problems, an object of the present invention is to provide a low-cost and low-power HVIC by reducing the chip size by increasing the parasitic resistance of n-channel and p-channel level shifters. That is.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
To achieve the above objective,pIn the shape of a semiconductor substratenA well region of a shape is formed, and a gate drive circuit of a power device and a lateral n-channel MOSFET are formed in the well region.An n region to which the high potential side of the main power source is connected is provided all around the gate drive circuit;The n-channel MOSFET has a high breakdown voltage isolation portion between the source region, the gate electrode and the drain region, and the high breakdown voltage isolation portion is connected to the gate drive circuit.Outside the n regionIn a high withstand voltage IC that surrounds and is connected to the drain region of the n-channel MOSFET via a level shift resistor on the high potential side of the main power supply, the drain region and then regionIn the well region between, Locally n-type region does not exist throughout the depth direction of the well regionThe opening is formed.
[0018]
The opening of the well region isBy not forming the well region locallyThe semiconductor substrate is exposedIs partThe configuration. Also, the opening of the well regionThrough the well region locallyThe trench groove reaches the semiconductor substrate. Alternatively, the opening of the well regionIsSame as the semiconductor substratepIn shape andPenetrates the well region locally andA diffusion layer that reaches the semiconductor substrateis thereI will do it.
[0019]
[0020]
[0021]
[0022]
[0023]
As described above, in the well region between the drain region and the gate drive circuit., Locally n-type region does not exist throughout the depth direction of the well regionBy forming the high resistance region by the opening, the parasitic resistance of the level shifter can be increased without increasing the chip size.
[0024]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
1 is a plan view of a main part of a part of an HVIC according to a first embodiment of the present invention, FIG. 2 is a plan view of a main part in which the n-channel MOSFET part of FIG. 1 is enlarged, and FIG. FIG. 4 is a cross-sectional view of main parts cut along line AA ′, and FIG. 4 is a cross-sectional view of main parts cut along line BB ′ of FIG.
[0025]
FIG. 1 shows the GDU-U which is one GDU shown in FIG. 11 and the LSU (RL1 and RL2 are omitted) for driving the Q1 which is the IGBT in the upper arm of FIG. Of course, GDU-V and GDU-W have the same configuration. Further, a plan view in which the gate electrode is projected on the surface of the semiconductor is shown.
In the figure, one n-channel level shifter and one p-channel level shifter are shown. However, in this one-input system, the n-channel MOSFET and the p-channel MOSFET are turned on for a long period of time, and during the on-period of these MOSFETs. The through current continues to flow and the power consumption increases. In order to avoid this, by adopting a two-input system in which two n-channel MOSFETs and two p-channel MOSFETs are provided, the ON period of the MOSFET is shortened by transmitting the ON signal / OFF signal in a pulse manner, and the level shifter Significantly reduce power consumptionCanThis method is often used because it can. In the embodiment described below, the HVIC corresponding to the one-input method is simplified.Was. Of course, in the same way as the 2-input methodUnfoldit can.
[0026]
The HVIC according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1, 2, 3 and 4. FIG.
First, the n-channel level shifter will be described. As shown in FIG. 1, the high breakdown voltage n-channel MOSFET used for the n-channel level shifter is arranged at the corner of GDU-U. N of this high breakdown voltage n-channel MOSFET+As shown in FIG.+Source region 11 and second n+The
[0027]
As a method of inserting the
[0028]
N-When the
[0029]
Further, in FIG. 1, the
[0030]
nextUsing the reference example in Figure 4A p-channel level shifter will be described. In FIG. 1, the high breakdown voltage p-channel MOSFET is arranged at the corner of GDU-U, and the high breakdown voltage pchannelMOSFET p+Drain region 18 and p-
[0031]
By doing this, p of the high voltage p-channel MOSFET+The parasitic resistance R2 from the
[0032]
In FIG.+Although the
[0033]
In the above, the source region of the n-channel MOSFET is the first n+Source region 11 and second n+Although it is separated into the
Also figure3P-Offset
[0034]
Further, the n-
[0035]
Next, a manufacturing method for manufacturing the HVIC of the first embodiment will be described. The substrate is p-Although the specific resistance greatly depends on the element withstand voltage using the
[0036]
This p-The offset
[0037]
FIG. 5 is a plan view of an essential part of a second embodiment of the present invention. A sectional view taken along the line AA in FIG. The description of this figure is omitted because it has been described in the first embodiment. In this embodiment, the p-channel shift register is unnecessary or provided in another semiconductor chip, and the chip size can naturally be made smaller than that in the first embodiment.
[0038]
FIG. 6 shows the present invention.Reference exampleFIG. The cross-sectional view taken along the line BB in FIG. The description of this figure is omitted because it has been described in the first embodiment. thisReference exampleIn this case, the n-channel shift register is provided in another semiconductor chip, and the chip size can naturally be made smaller than that in the first embodiment.
FIG. 7 shows the first aspect of the present invention.3In the embodiment, when the opening portion of the high resistance region is crushed, FIG.-When a high resistance region is provided in the well regionExamples of(B) in the figure is p-When a high resistance area is provided in the offset areaReference exampleIt is. 1A is a cross-sectional view of the main part cut along the line A-A ′ in FIG. 1, and FIG. 2B is a cross-sectional view of the main part cut along the line B-B ′ in FIG. 1. As shown in the figure, the
[0039]
FIG. 8 shows the first aspect of the present invention.4In the embodiment, when the high resistance region is formed by the opposite conductivity type region, FIG.-When a high resistance region is provided in the well regionExamples of(B) in the figure is p-When a high resistance area is provided in the offset areaReference exampleIt is. 1A is a cross-sectional view of the main part cut along the line A-A ′ in FIG. 1, and FIG. 2B is a cross-sectional view of the main part cut along the line B-B ′ in FIG. 1. Of course, in the figure, the
[0040]
FIG. 9 shows the first aspect of the present invention.5In the embodiment, the high resistance region is formed by a trench groove, and FIG.-When a high resistance region is provided in the well regionExamples of(B) in the figure is p-When a high resistance area is provided in the offset areaReference exampleIt is. 1A is a cross-sectional view of the main part cut along the line A-A ′ in FIG. 1, and FIG. 2B is a cross-sectional view of the main part cut along the line B-B ′ in FIG. 1. Of course, in the figure, the high resistance regions 57 and 58 penetrate through the junction, but they do not have to penetrate. As shown in FIG.InIn this case also, the parasitic resistance increases.
[0041]
In FIG. 1, the first
[0042]
【The invention's effect】
According to the invention, n-Well territoryRegionalProviding a high resistance region in part by forming an open region, forming an opposite conductivity type region, and further forming a trench grooveInTherefore, the high breakdown voltage n-channel MOSFE of each n-channel level shifterT'sN region connected to the power supply without impairing the breakdown voltage characteristicsAreaParasitic resistance existing between the drain region and the drain region can be increased. As a result, the drain region and the n region, which conventionally occupied a large area, can be obtained.InterregionAs a result, the chip size can be reduced and the cost can be reduced. In addition, since the current flowing through the parasitic resistance can be reduced, the power consumption of the HVIC can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a plan view of a part of an HVIC according to a first embodiment of the present invention.
2 is an enlarged plan view of the main part of the n-channel MOSFET portion of FIG. 1;
3 is a cross-sectional view of the main part taken along the line A-A ′ of FIG. 1;
4 is a cross-sectional view taken along line B-B ′ of FIG.Reference exampleCross section of the main part
FIG. 5 is a plan view of an essential part of a second embodiment of the present invention.
FIG. 6 of the present inventionReference exampleMain part plan view
FIG. 7 shows the first aspect of the present invention.3In the embodiment, when the opening portion of the high resistance region is crushed, FIG.-When a high resistance region is provided in the well regionExamples of(B) in the figure is p-When a high resistance region is provided in the offset regionReference exampleCross section of the main part
FIG. 8 shows the first aspect of the present invention.4In the embodiment, when the high resistance region is formed by the opposite conductivity type region, FIG.-When a high resistance region is provided in the well regionExample ofIt is a cross-sectional view of the main part.-When a high resistance region is provided in the offset regionReference exampleCross section of the main part
FIG. 9 is a first view of the present invention.5In the embodiment, the high resistance region is formed by a trench groove, and FIG.-When a high resistance region is provided in the well regionExamples of(B) in the figure is p-A high resistance area was provided in the offset area.Reference exampleCross section of the main part
FIG. 10 is a circuit configuration diagram that focuses on the power section of the motor control inverter.
FIG. 11 HVIC element configuration diagram
FIG. 12 Basic configuration diagram of LSU
FIG. 13 is a plan view of the main part of a high voltage IC having a conventional high voltage n channel level shifter and high voltage p channel level shifter formed by self-isolation.
14 is a cross-sectional view of the main part taken along the line C-C ′ of FIG. 13;
15 is a cross-sectional view of a principal part taken along the line D-D ′ in FIG. 13;
[Explanation of symbols]
100 p-substrate
1 n-Well region
2 p-Offset area
3 n region
4 p-well region
5 n drain region
6 p+region
10 n+Source area
11 1n+Source area
12 2n+Source area
13 n+region
14 n+region
15 p+region
16 p+region
17 p+Source area
18 p+Drain region
21 opening
22 opening
31, 32 Gate electrode
41 COM electrode
42 Drain electrode
43 High potential electrode
44 Low potential electrode
51-58 High resistance region
61 n-channel MOSFET
62 p-channel MOSFET
70 Three-phase motor
71 Power module
72 Main circuit drive circuit
VCC2 Main circuit power supply
VCC2H Main circuit power supply high potential side / high potential side potential
VCC2L Main circuit power supply low potential side / low potential side potential
VCC HVIC power supply
HVJT high voltage structure
RL1 Level shift resistor
RL2 Level shift resistor
Terminal connected to COM VCC2L
G Gate terminal
OUT Drain terminal
U-VCC VCC / terminal potential connected to the high potential side of VCC
Terminal / terminal potential connected to low potential side of U-OUT VCC
V-OUT VCC / terminal potential connected to the low potential side of VCC
Terminal connected to the low potential side of W-OUT VCC
Q1-Q6 IGBT
D1-D6 diode
GDU gate drive circuit
CU control circuit
LSU shift register
HVIC High voltage IC
t1 diffusion depth (n-Where the well region opening is crushed)
t2 diffusion depth (p-(Where the offset area opening is crushed)
Xj1 diffusion depth (n-Well region)
Xj2 diffusion depth (p-Offset area)
R1 parasitic resistance
R2 parasitic resistance
Claims (4)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP04526198A JP3941206B2 (en) | 1998-02-26 | 1998-02-26 | High voltage IC |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP04526198A JP3941206B2 (en) | 1998-02-26 | 1998-02-26 | High voltage IC |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11243152A JPH11243152A (en) | 1999-09-07 |
JP3941206B2 true JP3941206B2 (en) | 2007-07-04 |
Family
ID=12714358
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP04526198A Expired - Lifetime JP3941206B2 (en) | 1998-02-26 | 1998-02-26 | High voltage IC |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3941206B2 (en) |
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---|---|
JPH11243152A (en) | 1999-09-07 |
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JPH01238067A (en) | Insulated gate type bipolar transistor |
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RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
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RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
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TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100413 Year of fee payment: 3 |
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S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110413 Year of fee payment: 4 |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120413 Year of fee payment: 5 |
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S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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R350 | Written notification of registration of transfer |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120413 Year of fee payment: 5 |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140413 Year of fee payment: 7 |
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R250 | Receipt of annual fees |
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R250 | Receipt of annual fees |
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