JP3939517B2 - 調光制御回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子機器の表示器やバックライトに用いられる発光素子の発光量の制御を行うための調光制御回路の構成に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、電子機器の表示器やバックライトとして搭載される発光素子に発光ダイオードが用いられるケースが増加している。発光ダイオードを含む多くの発光素子では点灯時の発光量が素子を流れる電流に依存している。そこで発光ダイオードの明るさの調整（以下、調光と言う）を行うには電流値を変化させる必要がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
調光には、電流値のアナログ量変化で行うもの（以下、アナログ調光という）と、一定電流の断続を行って断続の比率で生ずる平均電流値の変化で行うもの（以下、デジタル調光という）とが存在する。
機器によってアナログ調光かデジタル調光が行われる。調光制御回路を搭載する集積回路やモジュールは調光方式に応じて別の回路で構成しなければならず、回路の種類が増加し煩雑であった。
本発明は、アナログ調光とデジタル調光のいずれにも対応できる調光制御回路を提供することを目的とするものである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための本発明は、発光素子に流れる電流に相当する検出信号と外部からの発光素子の電流を調整する調光信号が入力され、発光素子を流れる電流を調光信号に関連する値に負帰還制御するための信号を出力する調光制御回路において、誤差増幅器の入力側と調光信号入力点間に発光素子の電流の最大値を設定する第１の回路を接続し、誤差増幅器の出力部または誤差増幅器の出力側に設けられた負帰還制御回路の誤差増幅器出力部に発光素子の電流の最小値を設定する第２の回路を接続したことを特徴とする。
【０００５】
【発明の実施の形態】
誤差増幅器に対して、発光ダイオード（ＬＥＤ）電流に相当する検出信号を入力し、さらに第１の回路を介して調光信号を入力する。さらに第２の回路を設け、それを誤差増幅器の出力部または誤差増幅器の出力側に設けられた負帰還制御回路の誤差増幅器出力部に接続する。
ここで第１の回路は、調光信号が第１の値より上のとき、クランプダイオードと基準電源で誤差増幅器に入力される電圧を固定し、ＬＥＤ電流の最大値を設定する。第２の回路は、調光信号が前記第１の値より小さい第２の値の電圧より低いとき、比較器に信号を発生させてＬＥＤ電流の最小値を設定する。
【０００６】
【実施例】
［第１の実施例の構成］
本発明の第１の実施例を図１に示す。
発光ダイオード列（以下、ＬＥＤ）のアノードは電源ＶPに接続され、カソードはＬＥＤ電流制御用のトランジスタＱ１と電流検出用の抵抗Ｒ１を介してグランドに接続される。制御トランジスタＱ１のゲートは誤差増幅器ＯＰ１の出力端子に接続されている。誤差増幅器ＯＰ１の（−）端子は検出抵抗Ｒ１と制御トランジスタＱ１との接続点Ａに接続される。
【０００７】
誤差増幅器ＯＰ１の（＋）端子は第１の回路ＣＣ１を介して調光信号の入力端子１に接続される。ここで第１の回路ＣＣ１は、入力端子１の調光信号を増幅器ＡＭ１に入力し、増幅器ＡＭ１の調光信号に比例（ｋ倍）する出力を抵抗Ｒ２を介して誤差増幅器ＯＰ１の（＋）端子に入力する。また抵抗Ｒ２と（＋）端子の接続点をクランプ用ダイオードＤ１の順方向で基準電源ＶREF1（電圧値Ｖt1）に接続し、（＋）端子の最大電圧をクランプするように構成されている。
【０００８】
誤差増幅器ＯＰ１の出力部には第２の回路ＣＣ２が接続される。ここで第２の回路ＣＣ２は、調光信号と基準電源ＶREF2の電圧（電圧値Ｖt2）が入力される比較器ＣＭＰ１を具備し、調光信号が電圧Ｖt2より低い時に誤差増幅器ＯＰ１の出力側で制御トランジスタＱ１を遮断状態にする様に構成されている。なお、第２の回路ＣＣ２のトランジスタＱ２は比較器ＣＭＰ１の極性や出力部の構成次第で不要な場合もある。
電源ＶP、ＬＥＤ、制御トランジスタＱ１、検出抵抗Ｒ１を除いた点線部の制御ブロックＤＣＣが次に説明するような制御特性を発生する部分となる。
【０００９】
［第１の実施例の動作・作用］
入力端子１に調光信号Ｖcontが加えられると、誤差増幅器ＯＰ１の（＋）端子には第１の回路ＣＣ１から調光信号の比例値の信号（電圧値＝ｋ×Ｖcont）が入力される。一方、誤差増幅器ＯＰ１の（−）端子には検出抵抗Ｒ１において電圧検出されたＬＥＤ電流ＩLに相当する検出信号（電圧値＝Ｒ１×ＩL）が入力される。
【００１０】
誤差増幅器ＯＰ１と制御トランジスタＱ１と検出抵抗Ｒ１が負帰還ループを形成しているので、誤差増幅器ＯＰ１の（＋）端子と（−）端子の間に電圧差が生じると、
１）誤差増幅器ＯＰ１の出力、即ちトランジスタＱ１のバイアスの変化
２）トランジスタＱ１のドレイン電流の変化
３）ＬＥＤと検出抵抗Ｒ１を流れる電流の変化
４）検出信号の電圧の変化、
の順に回路が動作する。これは誤差増幅器ＯＰ１の（＋）端子と（−）端子の電圧を一致させ、同時にＬＥＤ電流ＩLを制御する動作となる。なお、（＋）端子と（−）端子の電圧が等しくなることをイマジナルショートという。
【００１１】
増幅器ＡＭ１の出力（ｋ×Ｖcont）が基準電源ＶREF1の電圧値（Ｖt1）より小さい時、クランプダイオードＤ１は働かず、増幅器ＡＭ１の出力が誤差増幅器ＯＰ１の（＋）端子の入力となる。したがってイマジナルショート条件｛（＋）端子電圧｝＝｛（−）端子電圧｝は
ｋ×Ｖcont＝Ｒ１×ＩL
で表現される。変形すると、
ＩL=（ｋ×Ｖcont）／Ｒ１
となり、図２のＶcont＜（Ｖt1／ｋ）の範囲の一点鎖線部分を含む一定傾斜特性となる。
【００１２】
調光信号Ｖcontが電圧（Ｖt1）以上になるとクランプダイオードＤ１が働き、クランプダイオードＤ１の順方向電圧を無視すれば、（＋）端子の電圧は（Ｖt1）に固定される。したがってイマジナルショート条件は
Ｖt1＝Ｒ１×ＩL
となる。変形すると
ＩL=Ｖt1／Ｒ１
となり、図２のＶcont＞（Ｖt1／ｋ）の範囲の一定値特性となる。
【００１３】
調光信号Ｖcontが低下して基準電源ＶREF2の電圧（Ｖt2）以下になると、比較器ＣＭＰ１は誤差増幅器ＯＰ１の出力あるいは制御トランジスタＱ１のゲートを強制的にグランドに落とし、制御トランジスタＱ１を遮断し、ＬＥＤ電流ＩLを遮断する。図２のＶcont＝Ｖt2の垂直部分がこの遮断部である。
調光信号Ｖcontの電圧値を０からＶt1／ｋ以上まで変化させると、図２全体の特性となる。
【００１４】
調光信号ＶcontをＶt1＜Ｖcont＜（Ｖt2／ｋ）のレベルで使用した場合を図３に示す。ＬＥＤ電流ＩLを調光信号Ｖcontにより直線比例で制御可能なことが分かる。すなわち、アナログ調光が実現できる。
調光信号ＶcontをＶcont＜Ｖt1とＶcont＞（Ｖt1／ｋ）の間でパルス状に振った場合を図4に示す。この時ＬＥＤ電流ＩLは０から（Ｖt1／Ｒ１）までフルスイングで断続される。調光信号Ｖcontを、｛Ｖcontローレベル＜Ｖt2｝、｛Ｖcontハイレベル＞（Ｖt1／ｋ）｝のパルス状にして断続時間比率を変えて入力端子１に印加するとデジタル調光が実現できる。
即ち、図１の１つの回路構成でアナログ調光とデジタル調光のいずれもが実現できる。
【００１５】
［第２の実施例の構成］
本発明の第２の実施例を図５に示す。
第１の実施例では電源ＶPをＬＥＤと制御トランジスタＱ１、検出抵抗Ｒ１の直列回路に供給し、検出抵抗Ｒ１と誤差増幅器ＯＰ１と制御トランジスタＱ１の負帰還ループ構成にて制御トランジスタＱ１のバイアスを制御し、制御トランジスタＱ１を非飽和動作させ、ＬＥＤ電流ＩLを制御した。これに対して第２の実施例は、第１の実施例と同じ制御ブロックＤＣＣをトランジスタが飽和スイッチと遮断を繰り返すスイッチング方式ＤＣ−ＤＣコンバータの誤差増幅部に用いてＬＥＤ電流ＩLを制御するものである。
【００１６】
インダクタＬ１、トランジスタＱ１２、ダイオードＤ２、平滑コンデンサＣはスイッチング方式ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する。ＬＥＤはこのコンバータの出力端子２に直列の検出抵抗Ｒ１と共に接続される。制御ブロックＤＣＣの出力はＤＣ−ＤＣコンバータのＰＷＭコンパレータＣＭＰ２で発振信号ＯＳＣと比較される。ＰＷＭコンパレータＣＭＰ２の出力はトランジスタＱ１２を断続ドライブする。なお、第２の回路ＣＣ２の接続先は誤差増幅器ＯＰ１の出力部でなく、一点鎖線（ｉ）で示すトランジスタＱ１２のゲート（即ち、ＰＷＭコンパレータＣＭＰ２の出力部）でも良い。
【００１７】
［第２の実施例の動作・作用］
この構成で運転すると誤差増幅器ＯＰ１、ＰＷＭコンパレータＣＭＰ２、トランジスタＱ１２、ＤＣ−ＤＣコンバータ（の出力電圧ＶOUT）、検出抵抗Ｒ２が負帰還ループを形成する。このため第１の実施例と同じイマジナルショートの式が成立し、調光信号Ｖcontに対するＬＥＤ電流ＩLは図２の特性となる。即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータでもアナログ調光とデジタル調光が１つの回路構成で可能となる。
【００１８】
第２の実施例の第１の実施例との主な違いは、トランジスタＱ１２が飽和動作で断続される点にある。トランジスタの飽和動作はトランジスタの損失を低下させるため、第１の実施例よりもＬＥＤの消費電力に対する電源ＶPからの供給電力を少なくできる。即ち、第２の実施例では電力効率の高い調光ができるというメリットが付加できる。
【００１９】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明は、誤差増幅器に対して、ＬＥＤ電流に相当する検出信号を入力し、さらに第１の回路を介して調光信号を入力する。さらに第２の回路を設け、それを誤差増幅器の出力部または誤差増幅器の出力側に設けられた負帰還制御回路の誤差増幅器出力部に接続する構成を特徴とする。
このような本発明によれば、アナログ調光とデジタル調光の各々の要求に対して一種の回路で対応できる。しかも集積回路やモジールの設計や生産の煩雑さが解消でき、非常に有効な技術である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例による調光回路
【図２】図１に示す回路の調光信号に対するＬＥＤ電流の制御特性
【図３】アナログ調光制御を説明する図
【図４】デジタル調光制御を説明する図
【図５】本発明の第２の実施例による調光回路
【符号の説明】
１：調光信号入力端子 ＡＭ１：増幅器 ＣＣ１：第１の回路 ＣＣ２：第２の回路 ＣＭＰ１：比較器 ＤＣＣ：制御ブロック ＬＥＤ：発光ダイオード列 ＯＰ1：誤差増幅器 Ｑ１：制御トランジスタ Ｒ１：検出抵抗 ＶREF1、ＶREF2：基準電源 ＶP：電源
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子機器の表示器やバックライトに用いられる発光素子の発光量の制御を行うための調光制御回路の構成に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、電子機器の表示器やバックライトとして搭載される発光素子に発光ダイオードが用いられるケースが増加している。発光ダイオードを含む多くの発光素子では点灯時の発光量が素子を流れる電流に依存している。そこで発光ダイオードの明るさの調整（以下、調光と言う）を行うには電流値を変化させる必要がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
調光には、電流値のアナログ量変化で行うもの（以下、アナログ調光という）と、一定電流の断続を行って断続の比率で生ずる平均電流値の変化で行うもの（以下、デジタル調光という）とが存在する。
機器によってアナログ調光かデジタル調光が行われる。調光制御回路を搭載する集積回路やモジュールは調光方式に応じて別の回路で構成しなければならず、回路の種類が増加し煩雑であった。
本発明は、アナログ調光とデジタル調光のいずれにも対応できる調光制御回路を提供することを目的とするものである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための本発明は、発光素子に流れる電流に相当する検出信号と外部からの発光素子の電流を調整する調光信号が入力され、発光素子を流れる電流を調光信号に関連する値に負帰還制御するための信号を出力する調光制御回路において、誤差増幅器の入力側と調光信号入力点間に発光素子の電流の最大値を設定する第１の回路を接続し、誤差増幅器の出力部または誤差増幅器の出力側に設けられた負帰還制御回路の誤差増幅器出力部に発光素子の電流の最小値を設定する第２の回路を接続したことを特徴とする。
【０００５】
【発明の実施の形態】
誤差増幅器に対して、発光ダイオード（ＬＥＤ）電流に相当する検出信号を入力し、さらに第１の回路を介して調光信号を入力する。さらに第２の回路を設け、それを誤差増幅器の出力部または誤差増幅器の出力側に設けられた負帰還制御回路の誤差増幅器出力部に接続する。
ここで第１の回路は、調光信号が第１の値より上のとき、クランプダイオードと基準電源で誤差増幅器に入力される電圧を固定し、ＬＥＤ電流の最大値を設定する。第２の回路は、調光信号が前記第１の値より小さい第２の値の電圧より低いとき、比較器に信号を発生させてＬＥＤ電流の最小値を設定する。
【０００６】
【実施例】
［第１の実施例の構成］
本発明の第１の実施例を図１に示す。
発光ダイオード列（以下、ＬＥＤ）のアノードは電源ＶPに接続され、カソードはＬＥＤ電流制御用のトランジスタＱ１と電流検出用の抵抗Ｒ１を介してグランドに接続される。制御トランジスタＱ１のゲートは誤差増幅器ＯＰ１の出力端子に接続されている。誤差増幅器ＯＰ１の（−）端子は検出抵抗Ｒ１と制御トランジスタＱ１との接続点Ａに接続される。
【０００７】
誤差増幅器ＯＰ１の（＋）端子は第１の回路ＣＣ１を介して調光信号の入力端子１に接続される。ここで第１の回路ＣＣ１は、入力端子１の調光信号を増幅器ＡＭ１に入力し、増幅器ＡＭ１の調光信号に比例（ｋ倍）する出力を抵抗Ｒ２を介して誤差増幅器ＯＰ１の（＋）端子に入力する。また抵抗Ｒ２と（＋）端子の接続点をクランプ用ダイオードＤ１の順方向で基準電源ＶREF1（電圧値Ｖt1）に接続し、（＋）端子の最大電圧をクランプするように構成されている。
【０００８】
誤差増幅器ＯＰ１の出力部には第２の回路ＣＣ２が接続される。ここで第２の回路ＣＣ２は、調光信号と基準電源ＶREF2の電圧（電圧値Ｖt2）が入力される比較器ＣＭＰ１を具備し、調光信号が電圧Ｖt2より低い時に誤差増幅器ＯＰ１の出力側で制御トランジスタＱ１を遮断状態にする様に構成されている。なお、第２の回路ＣＣ２のトランジスタＱ２は比較器ＣＭＰ１の極性や出力部の構成次第で不要な場合もある。
電源ＶP、ＬＥＤ、制御トランジスタＱ１、検出抵抗Ｒ１を除いた点線部の制御ブロックＤＣＣが次に説明するような制御特性を発生する部分となる。
【０００９】
［第１の実施例の動作・作用］
入力端子１に調光信号Ｖcontが加えられると、誤差増幅器ＯＰ１の（＋）端子には第１の回路ＣＣ１から調光信号の比例値の信号（電圧値＝ｋ×Ｖcont）が入力される。一方、誤差増幅器ＯＰ１の（−）端子には検出抵抗Ｒ１において電圧検出されたＬＥＤ電流ＩLに相当する検出信号（電圧値＝Ｒ１×ＩL）が入力される。
【００１０】
誤差増幅器ＯＰ１と制御トランジスタＱ１と検出抵抗Ｒ１が負帰還ループを形成しているので、誤差増幅器ＯＰ１の（＋）端子と（−）端子の間に電圧差が生じると、
１）誤差増幅器ＯＰ１の出力、即ちトランジスタＱ１のバイアスの変化
２）トランジスタＱ１のドレイン電流の変化
３）ＬＥＤと検出抵抗Ｒ１を流れる電流の変化
４）検出信号の電圧の変化、
の順に回路が動作する。これは誤差増幅器ＯＰ１の（＋）端子と（−）端子の電圧を一致させ、同時にＬＥＤ電流ＩLを制御する動作となる。なお、（＋）端子と（−）端子の電圧が等しくなることをイマジナルショートという。
【００１１】
増幅器ＡＭ１の出力（ｋ×Ｖcont）が基準電源ＶREF1の電圧値（Ｖt1）より小さい時、クランプダイオードＤ１は働かず、増幅器ＡＭ１の出力が誤差増幅器ＯＰ１の（＋）端子の入力となる。したがってイマジナルショート条件｛（＋）端子電圧｝＝｛（−）端子電圧｝は
ｋ×Ｖcont＝Ｒ１×ＩL
で表現される。変形すると、
ＩL=（ｋ×Ｖcont）／Ｒ１
となり、図２のＶcont＜（Ｖt1／ｋ）の範囲の一点鎖線部分を含む一定傾斜特性となる。
【００１２】
調光信号Ｖcontが電圧（Ｖt1）以上になるとクランプダイオードＤ１が働き、クランプダイオードＤ１の順方向電圧を無視すれば、（＋）端子の電圧は（Ｖt1）に固定される。したがってイマジナルショート条件は
Ｖt1＝Ｒ１×ＩL
となる。変形すると
ＩL=Ｖt1／Ｒ１
となり、図２のＶcont＞（Ｖt1／ｋ）の範囲の一定値特性となる。
【００１３】
調光信号Ｖcontが低下して基準電源ＶREF2の電圧（Ｖt2）以下になると、比較器ＣＭＰ１は誤差増幅器ＯＰ１の出力あるいは制御トランジスタＱ１のゲートを強制的にグランドに落とし、制御トランジスタＱ１を遮断し、ＬＥＤ電流ＩLを遮断する。図２のＶcont＝Ｖt2の垂直部分がこの遮断部である。
調光信号Ｖcontの電圧値を０からＶt1／ｋ以上まで変化させると、図２全体の特性となる。
【００１４】
調光信号ＶcontをＶt1＜Ｖcont＜（Ｖt2／ｋ）のレベルで使用した場合を図３に示す。ＬＥＤ電流ＩLを調光信号Ｖcontにより直線比例で制御可能なことが分かる。すなわち、アナログ調光が実現できる。
調光信号ＶcontをＶcont＜Ｖt1とＶcont＞（Ｖt1／ｋ）の間でパルス状に振った場合を図4に示す。この時ＬＥＤ電流ＩLは０から（Ｖt1／Ｒ１）までフルスイングで断続される。調光信号Ｖcontを、｛Ｖcontローレベル＜Ｖt2｝、｛Ｖcontハイレベル＞（Ｖt1／ｋ）｝のパルス状にして断続時間比率を変えて入力端子１に印加するとデジタル調光が実現できる。
即ち、図１の１つの回路構成でアナログ調光とデジタル調光のいずれもが実現できる。
【００１５】
［第２の実施例の構成］
本発明の第２の実施例を図５に示す。
第１の実施例では電源ＶPをＬＥＤと制御トランジスタＱ１、検出抵抗Ｒ１の直列回路に供給し、検出抵抗Ｒ１と誤差増幅器ＯＰ１と制御トランジスタＱ１の負帰還ループ構成にて制御トランジスタＱ１のバイアスを制御し、制御トランジスタＱ１を非飽和動作させ、ＬＥＤ電流ＩLを制御した。これに対して第２の実施例は、第１の実施例と同じ制御ブロックＤＣＣをトランジスタが飽和スイッチと遮断を繰り返すスイッチング方式ＤＣ−ＤＣコンバータの誤差増幅部に用いてＬＥＤ電流ＩLを制御するものである。
【００１６】
インダクタＬ１、トランジスタＱ１２、ダイオードＤ２、平滑コンデンサＣはスイッチング方式ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する。ＬＥＤはこのコンバータの出力端子２に直列の検出抵抗Ｒ１と共に接続される。制御ブロックＤＣＣの出力はＤＣ−ＤＣコンバータのＰＷＭコンパレータＣＭＰ２で発振信号ＯＳＣと比較される。ＰＷＭコンパレータＣＭＰ２の出力はトランジスタＱ１２を断続ドライブする。なお、第２の回路ＣＣ２の接続先は誤差増幅器ＯＰ１の出力部でなく、一点鎖線（ｉ）で示すトランジスタＱ１２のゲート（即ち、ＰＷＭコンパレータＣＭＰ２の出力部）でも良い。
【００１７】
［第２の実施例の動作・作用］
この構成で運転すると誤差増幅器ＯＰ１、ＰＷＭコンパレータＣＭＰ２、トランジスタＱ１２、ＤＣ−ＤＣコンバータ（の出力電圧ＶOUT）、検出抵抗Ｒ２が負帰還ループを形成する。このため第１の実施例と同じイマジナルショートの式が成立し、調光信号Ｖcontに対するＬＥＤ電流ＩLは図２の特性となる。即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータでもアナログ調光とデジタル調光が１つの回路構成で可能となる。
【００１８】
第２の実施例の第１の実施例との主な違いは、トランジスタＱ１２が飽和動作で断続される点にある。トランジスタの飽和動作はトランジスタの損失を低下させるため、第１の実施例よりもＬＥＤの消費電力に対する電源ＶPからの供給電力を少なくできる。即ち、第２の実施例では電力効率の高い調光ができるというメリットが付加できる。
【００１９】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明は、誤差増幅器に対して、ＬＥＤ電流に相当する検出信号を入力し、さらに第１の回路を介して調光信号を入力する。さらに第２の回路を設け、それを誤差増幅器の出力部または誤差増幅器の出力側に設けられた負帰還制御回路の誤差増幅器出力部に接続する構成を特徴とする。
このような本発明によれば、アナログ調光とデジタル調光の各々の要求に対して一種の回路で対応できる。しかも集積回路やモジールの設計や生産の煩雑さが解消でき、非常に有効な技術である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例による調光回路
【図２】図１に示す回路の調光信号に対するＬＥＤ電流の制御特性
【図３】アナログ調光制御を説明する図
【図４】デジタル調光制御を説明する図
【図５】本発明の第２の実施例による調光回路
【符号の説明】
１：調光信号入力端子 ＡＭ１：増幅器 ＣＣ１：第１の回路 ＣＣ２：第２の回路 ＣＭＰ１：比較器 ＤＣＣ：制御ブロック ＬＥＤ：発光ダイオード列 ＯＰ1：誤差増幅器 Ｑ１：制御トランジスタ Ｒ１：検出抵抗 ＶREF1、ＶREF2：基準電源 ＶP：電源
Claims (6)
- 発光素子に流れる電流に相当する検出信号と外部からの該発光素子の電流を調整する調光信号が入力され、該発光素子を流れる電流を該調光信号に関連する値に負帰還制御するための信号を出力する調光制御回路において、誤差増幅器の入力側と調光信号入力点間に該発光素子の電流の最大値を設定する第１の回路を接続し、
該誤差増幅器の出力部または該誤差増幅器の出力側に設けられた負帰還制御回路の誤差増幅器出力部に該発光素子の電流の最小値を設定する第２の回路を接続した
ことを特徴とする調光制御回路。 - 請求項１の構成において、前記第１の回路の出力に、前記調光信号が所定の値以下のときには該調光信号の比例値の電圧、該調光信号が該所定の値より上のときには該比例値の最大にクランプされた電圧が得られることを特徴とする調光制御回路。
- 請求項２の構成において、前記第２の回路は、前記調光信号が前記所定の値より小さい第２の値の電圧より低いときに信号を発生することを特徴とする調光制御回路。
- ＤＣ−ＤＣコンバータの負帰還制御回路の誤差増幅部に設けられる請求項１の構成の制御回路。
- 発光素子に流れる電流に相当する検出信号と外部からの該発光素子の電流を調整する調光信号が入力され、該発光素子を流れる電流を該調光信号に関連する値に負帰還制御するための信号を出力する調光制御回路において、該発光素子に直列接続された制御トランジスタの制御端子に、その出力部が接続された誤差増幅器を有し、
該誤差増幅器の入力側と調光信号入力点間に該発光素子の電流の最大値を設定する第１の回路を接続し、
該誤差増幅器の出力部に該発光素子の電流の最小値を設定する第２の回路を接続した
ことを特徴とする調光制御回路。 - 発光素子に流れる電流に相当する検出信号と外部からの該発光素子の電流を調整する調光信号が入力され、該発光素子を流れる電流を該調光信号に関連する値に負帰還制御するための信号を出力する調光制御回路において、該発光素子に電源を供給するための回路の一部を構成する負帰還制御回路に、その出力部が接続された誤差増幅器を有し、
該誤差増幅器の入力側と調光信号入力点間に該発光素子の電流の最大値を設定する第１の回路を接続し、
該誤差増幅器の出力部または該負帰還制御回路の誤差増幅器出力部に該発光素子の電流の最小値を設定する第２の回路を接続した
ことを特徴とする調光制御回路。
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003068480A JP2003068480A (ja) | 2003-03-07 |
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Cited By (1)
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