JP3926410B2 - プッシュプル電力増幅器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電力増幅器、特にいくつかの電界効果トランジスターもしくは他の増幅器装置を互いに組合わせて無線周波入力信号を増幅する形式のパルス無線周波（ＲＦ）電力増幅器に関するものである。詳述すれば、本発明は前記増幅器装置のバイアスレベルを制御して、トランジスター温度の上昇にもかかわらず本装置の利得を一定に保たせる技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
最近、若干の回路設計者は高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスター（ＭＯＳＦＥＴ）を電力増幅器に、該増幅器の原価の低減ならびに大きさの縮小の手段としての利用を考え始めた。給電切換にはさらに一般的に用いられているこれらの電界効果トランジスター（ＦＥＴ）は前記無線周波（ＲＦ）電力の酸化金属半導体電界効果トランジスターに比較してドレイン電流に対しはるかに急激なゲート電圧特性を備える。これは単純な熱補償図式の実施を困難にし、かつ高価なものにする。これらの安価な電界効果トランジスターはさらに熱暴走の原因となり得る熱変動に極めて敏感である。この鋭敏性が適切に取組まれない場合、装置の破壊を結果としてもたらすことになる。換言すれば、温度変化のため閾電圧の変化が深刻な問題である。前記ドレイン電流に対するゲート電圧特性が無線周波電力の酸化金属半導体電界トランジスターと比較した時、急峻かつ突然であるという事実は結果としてさらに急速かつ一層極端な熱暴走をもたらすことになる。
【０００３】
それ以外の問題は前記高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターをローバンド（５乃至２５ＭＨｚ）磁気共鳴結像（ＭＲＩ）用のリニア無線周波パルス電力増幅器で用いるところで起こる。これらの電界効果トランジスターを用いる時、適当な高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターの選択が必要であるだけでなく、各対のトランジスター用のプッシュプル回路構成の設計にも配慮が必要である。ゲートバイアスの熱補償が動的リニア性とゲイン安定性の達成に必要である。Ｂ＋給電、すなわちドレイン電圧の熱制御はゲイン安定性の達成に必要で、また冷却装置は熱管理、すなわちトランジスターを高能率の伝熱が伴い均等に冷却できるよう最適条件で設計される必要がある。
【０００４】
前記リニア無線周波増幅器は各プッシュプル・トランジスターの対が全ローバンド（５乃至１５ＭＨｚ）全体に亘り高い平面度特性を用いて各所定の結像周波数の回りを均一に増幅する。前記動的リニア性を広範囲のパルスとでデューティサイクル全体に可能な限り高く保持する必要がある。すなわち、特定の動的範囲（４０ｄＢ）全体に亘るレスポンス利得に要する出力電力が±１．０ｄＢウィンドウ内の必要がある。
【０００５】
利得の安定性は特定のピーク無線周波出力レベルにおける利得の変動（長期間にもまた短期間にも）として定義される。利得の安定性は１５分間の作業で±０．２ｄＢ、また５０００時間の作業には±１．０ｄＢで保持する必要がある。
【０００６】
位相安定性は特定の動的範囲全体に亘り、また特定の電力レベルで長時間に亘る位相の変化として定義される。パルスの安定度は短期および長期それぞれに対し＋２°乃至−２°と＋５°乃至−５°の必要がある。
【０００７】
パルス・ドループはパルス幅全体に亘るピーク無線周波出力電力の特定出力とデューティサイクルに対する変動として定義される。パルス・ドループは±０．２ｄＢ内の必要である。
【０００８】
パルスの閾値と下降時間は無線周波出力の１０％乃至９０％レベルで測定された２５μ秒以下の必要がある。
【０００９】
ゲーテッドオン雑音指数は全装置に対する２７ｄＢ以下の必要がある。これは−８０ｄＢｍ／Ｈｚのゲートオン出力雑音フロアー以下に相当する。
【００１０】
ゲートオフ雑音指数は全装置に対する２０ｄＢを上回らない必要があり、これは−１５４ｄＢＭ／Ｈｚ以下のゲートオフ雑音フロアーに相当する。
【００１１】
前記増幅器は最小限の特定電力レベルを電圧定在波比負荷、すなわちＶＳＷＲの変動に持込むことができる必要がある。前記増幅器は最大電力可能出力を不整合負荷に持込んで、初期の磁気共鳴結像（ＭＲＩ）装置較合に有用となる必要がある。
【００１２】
現在では、ソリッドステート増幅器はリニア無線周波用に設計され、その特徴を有する無線周波電力酸化金属半導体電界効果トランジスターを利用する。最高設計作業周波数は前記トランジスターの特定最大周波数以下である。前記トランジスターの内部キャパシタンス、ＣＩＳＳ、ＣＲＳＳならびにＣＯＳＳはすべて低いもので、全電源ならびに負荷インピーダンスに及ぼす影響は無視して差支えないものである。前記無線周波電力酸化金属半導体電界効果トランジスターは典型的例として５０Ｖ（ボルト）のドレインから電源までの電圧で動作し、またプッシュプルの対は４００ワットのピーク出力電力を１３ｄＢ電力ゲインで供給できる。５キロワットのピーク無線周波電力を必要とする代表的な磁気共鳴結像用では１６のプッシュプルの対を必要とする。
【００１３】
これに反し、４００Ｖの電圧降伏特性と、３１０ワットの平均誘電容量をもつ高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターは、公称８５Ｖのドレインから電源までの電圧で操作すると、１０ｄＢの電力利得と９００ワットのピーク出力電力を伴う。これは、５キロワットの総ピーク出力電力で高電圧定在波比になるまで作動させるに足る十分な電圧降伏マージンを備えて達成させる必要がある。前記高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターは電圧降伏を避けるため８５Ｖドレイン電圧に対し、４対１のドレイン対電源降伏比よりも大きい。その間、前記無線周波入力駆動電力は負荷不整合に関係なく定格出力に対するレベルと同じものに維持される。
【００１４】
従って、高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターの電力とインピーダンス不整合容量が比較的高いため、またこれらの原価が前記無線周波電力酸化金属半導体電界効果トランジスターよりも比較的低いため、高電圧の酸化金属電界効果トランジスターを作動させる電力増幅器があればどんなものでも極めて魅力的である。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、利得安定性と動的リニア性の問題のため、これらのトランジスターは前記無線周波電力酸化金属電界効果トランジスターの代りに単純に代用できるものではない。その代り、これらのトランジスターのバイアス安定性、利得安定性ならびに動的リニア性の諸問題を考慮に入れる必要がある。これらの問題の処理手段は、これらの提起された問題が決してありふれた問題ではないが、前記先行技術の無線周波増幅技術では取組まれてこなかった。
【００１６】
これらの問題のいくつかは米国特許第５，４７７，１８８号で取組まれてきた。そこに述べられている技術は中期の利得ドリフトには有効であるが、短期の利得ドリフトには反応できなかった。
【００１７】
本発明の目的は無線周波を高電力で持込み、また先行技術の欠点の発生を防ぐ信頼できる安価な無線周波増幅器を提供することである。
【００１８】
本発明のさらに特定された目的はドレインバイアス制御とドレイン供給制御を提供して、トランジスターを動作範囲に保持して、広い温度範囲に亘って様々なパルス幅とデューティサイクルに対する良好な安定性を備えるリニア増幅を達成させることである。
【００１９】
さらに特定的な目的は前記増幅器ならびに必要とされる前記無線周波数の動作方式とは関係のないドレインバイアス制御を提供することである。
【００２０】
さらなる目的は、単純にして、しかも安価に実施できる前記無線周波電力増幅器の利得安定性と動的リニア特性を提供することである。
【００２１】
さらに特定的な目的は中期すなわち、中期用利得補正と短期用の利得補償の両補償を提供して、トランジスターダイに中、短両期の加熱効果を明らかにすることである。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明の態様によれば、前記無線周波増幅器段が多数の平行プッシュプル無線周波電力増幅器回路を備えている。これらの増幅器回路の各々は第１と第２の高電圧の酸化金属電界効果トランジスターにドレイン電圧、例えば公称８５Ｖの電源に連結されたドレインを備えてなる。無線周波入力信号を上流段から入力端子に加える。実際問題として多数のプッシュプル増幅器の出力をコンバイナー・ネットワークに連結して必要な高電力を発生させる。好ましい実施例では、転極変圧器を前記電界効果トランジスターのドレインとドレイン電圧の電源の間に用いる。
【００２３】
フルオンとカットオフ方式で動作させると、高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターは誘電のため極小熱を発生させる。連続運転では、各電界効果トランジスターは平均３１０ワットを誘電できる。パルス運転では各電界効果トランジスターは、６ｍｓのパルス幅と１０％のデューティサイクルに対して１２５０ワットピークの誘電容量を、あるいは３ｍｓ（ミリセカンド）のパルス幅と５％のデューティサイクルに対し１７８６ワットピークの誘電容量を有している。発生した熱は冷却用放熱器に可能な限り均一に流れて、前記電界効果トランジスターにその熱限界内での動作を続けさせる。回路設計は、条件の合ったトランジスターの耐用年数に余裕を与える１１５℃以下の電界効果トランジスター接合温度、あるいは１５０℃の最高接合温度に保つ必要がある。一実施例に用いられた電界効果トランジスターに対しては、接合からケースまでの平均熱インピーダンスはワット当り約０．４℃の温度で、パルス動作の熱インピーダンスはそれよりずっと低い。３ｍｓのパルス幅と５％のデューティサイクルに対する熱インピーダンスはワット当り０．７℃である。６ｍｓのパルス幅と１０％のデューティサイクルに対しての熱インピーダンスはワット当り０．１℃である。動的リニア性を±１．０ｄＢウィンドウ内に維持するには、ドレインバイアスを２５０ｍＡにすることが必要である。ゲート対ソース閾電圧は２．７乃至４．７Ｖの必要がある。
【００２４】
これらのトランジスターは１℃当り±５ｍＶの典型的ゲート／ソース電圧シフトをもっている。２５℃−７５℃−２５℃の温度サイクルの間のゲート／ソース限界シフトも±５ｍＶ以下の必要がある。
【００２５】
ドレイン−ソースオン−抵抗ＲＤＳ−ＯＮは約０．２０オームでドレイン効率と出力電力容量を測定する。前記抵抗ＲＤＳ−ＯＮは用いるドレイン−ソース電圧を下げ、従って利得安定性に影響を及ぼすダイ温度と共に増大する。これは典型的例として２５℃から７５℃への温度上昇に対し、４０％のＲＤＳ−ＯＮの増大を伴うことがあり得る。
【００２６】
前記ゲート−ソース限界は温度と共に低下し、それにより所定のゲート−ソースバイアス電圧に対するドレインバイアス電流を増大させる。これは利得安定性と動的リニア性の双方に影響を及ぼす。適当なドレインバイアス電流は最適条件の動的リニア性に対し経験的に決定される。ドレイン電流の制御により、前記増幅器の動的リニア性と利得安定性が決定される。ゲート−ソース電圧のシフトオーバータイムは前記ドレインバイアス電流安定性の限度を決定する。これを熱フィードバック制御を用いて安定させることができる。
【００２７】
トランジスターの順方向相互コンダクタンスＧｆｓは典型的例として、１０アンペアのドレイン電流に対し９．５乃至１３．５ジーメンスである。比較的低いレベル、例えば２５０ｍＡに対する順方向相互コンダクタンスＧｆｓは１．２乃至２．２ジーメンスである。
【００２８】
順方向相互コンダクタンスは電力利得とドレインバイアスを決定し、動的リニア性と増幅器ゲインの双方に影響を及ぼす。
【００２９】
前記電界効果トランジスターの動的キャパシタンスも前記利得と利得安定性に影響を及ぼす。入力キャパシタンス（ＣＩＳＳ）は典型的例として最高１９５０ｐｆになり得る。これは前記増幅器の無線周波利得容量と、最高の有用周波数（８ｄＢ最小利得を仮定して）を決める。逆伝達キャパシタンス（ＣＲＳＳ）は最高３１０ｐｆになり得る。これは増幅器の無線周波の安定性と高電圧定在波比負荷に機能させるその能力を決める。出力キャパシタンス（ＣＯＳＳ）が最高約７５０ｐｆになり得る。これは増幅器のドレイン効率と出力電力容量と、利用できる最高周波数（５０％最低ドレイン効率と仮定して）を決める。
【００３０】
前記電界効果トランジスターの温度調節と熱移動の管理のため、各プッシュプルの対の第１と第２のトランジスターを前記冷却用放熱器の部品である銅製の拡幅板の上に取付ける。アルミニウム製もしくはガラス繊維製ストラップを前記拡幅板の上に、前記ストラップと板の間にトランジスターをサンドイッチにして取付ける。各トランジスターは熱を半導体の動作領域、すなわちダイから前記拡幅板に伝熱させる銅製基板を備える。前記ストラップを前記ダイ領域に押接するよう配置して熱を前記冷却用放熱器に効率よく伝熱させる。熱検出装置例えばテンピスター（ｔｅｍｐｉｓｔｏｒ）を前記拡幅板の上、前記２つのトランジスターの間に取付け、温度の関数として変動する信号を出力させる。これをバイアス調整安定回路に連結してゲートバイアス電圧の調整乃至ドレイン電圧の変化をさせて利得安定性と動的リニア性を維持する。
【００３１】
前記無線周波増幅器はトランジスターのダイ温度の変化に応じてドレイン供給電圧を調節する利得安定性の補償回路を備える。前記利得安定性補償回路は周囲入口空気とトランジスターを冷却用放熱器の温度の測定により測定する手段を備える。前記利得安定回路は増幅器出力電力の時間の積分を示す積分信号を発生させる電力集積回路を有する。この信号を差の信号と組合わせて基準信号を発生させ、それをドレイン供給電圧の調整のために送る。これは電界効果トランジスター利得の緩慢な変化を補償する。電力集積回路は出力電力の短時限に亘る運転積分を提供し、そしてこの運転積分をバイアス回路に供給して、電力増幅段に先立ってクラスＡの前増幅器のゲートバイアスを調整する。これらの利得調整の処置が合同して全体の電力増幅器出力利得がずっと平坦であることを保証する。
【００３２】
【発明の実施の形態】
図面、最初に図１を参照すると、磁気共鳴結像（ＭＲＩ）に用いられる高周波電力増幅器装置１０は極めて安定している必要がある。この安定性が全磁気共鳴結像装置の運転にもまして重要である。利得もしくは前記無線周波増幅器と関係のある位相について僅かな不安定があっても前記ＭＲＩ装置により発生される映像の品質に悪影響を及ぼすことになる。
【００３３】
前記増幅器１０の設計は図２に示されたように、一対の高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスター１４、１６をそれぞれに用いる平行プッシュプル増幅器段１２のバンクを組込んでいる。これらの酸化金属半導体電界効果トランジスター１４、１６はエピタクシー層の厚さと、磁気共鳴結像用に従来用いられる標準無線周波電力の酸化金属半導体電界効果トンラジスターのダイ領域より大きいダイ領域を有する。前記エピタクシー層の厚さが比較して大きい理由はこの装置が従来の無線周波電力の酸化金属半導体電界効果トランジスターの３倍以上のピークドレイン−ソース電圧（降伏電圧ＢＶｄｓｓ）に耐える能力をもっているためである。前記ダイ領域が比較して大きい理由は前記装置が無線周波の酸化金属半導体電界効果トランジスター装置の電流（最大直流ＩＤ）のほぼ２倍の扱いができる必要があるからである。比較的高い直流定格と共に、高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターがその直流定格の４倍ものピーク電流に耐え得る。この用途での無線周波と高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターの双方に対する最大平均電力定格はほぼ等しいものである。
【００３４】
従来の無線周波の酸化金属半導体電界効果トランジスターは使用中送電電力のその動的範囲全体に極端にリニアになるよう設計されている。これに加え、前記無線周波の酸化金属半導体電界効果トランジスターを無線周波利得安定性と位相安定性の両点で極めて安定した設計にしている。
【００３５】
前記高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターは、高度の位相安定性を示す一方、前記無線周波酸化金属半導体電界効果トランジスターのような動作中にその動的範囲全体にリニアでないが、しかし条件に合うリニア性は全体の回路設計により達成できる。しかしながら、利得安定性の点でのその性能に関しては、前記高電圧の酸化金属半導体電界効果トラジスターは無線周波の酸化金属半導体電界効果トラジスターとほぼ同様にうまく動作するとは考えられなかった。
【００３６】
本実施例においては、前記高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスター１４、１６をクラスＡＢのプッシュプル構成で動作する。バイアスを米国特許第５，４７７，１８８号に概説された技術を用いて維持する。その技術を用いて、２５０ｍＡの零入力バイアス電流を、前記装置を通して維持する。元の動作では、ドレイン供給（Ｂ＋）もしくはドレイン電圧（Ｖｄｄ）を８５Ｖに従来のリニア電圧調整技術を用いて維持できる。
【００３７】
典型的磁気共鳴結像用増幅器運転において、装置を一方に偏らせて、電力を約５％のデューティサイクルを用いてパルス方式で送電する。各装置は約４００ワットの電力を発生させるもとになる。この知識から装置の誘電容量を次のように算出する：
Ｂｉａｓ：２５０ｍＡ×８５ＶＤＣ×０．０５ １．０６Ｗ
＋ ＲＦ： ４００Ｗ×０．０５ ２０．０ Ｗ
Ｔｏｔａｌ： ２１．０６Ｗ
この装置の電力は装置ダイの接合からフランジへ、その後、関連冷却用放熱器に伝熱される熱の形で放逸される。この熱はずっと利得を減少させ続ける根元である。結果としてドレイン−ソース抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）が装置の接合温度（ＴＪ）と共に増大することがわかる。用いられる酸化金属半導体電界効果トランジスター装置のデータシートを参照することで、接合温度ＴＪの１℃毎の上昇に対し、ドレイン−ソース抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）にほぼ２ミリオーム（０．００２Ω）の増加がある。装置の最大出力電力での運転中、接合温度ＴＪに約７５℃の上昇がある。この上昇はドレイン−ソース抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）の７５％の増大の理由となる。
【００３８】
ドレイン−ソース抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）の増大が次の現象のため利得減少の原因となる。装置のドレイン−ソース抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）が増大するに従って、供給電圧が装置全体に亘りさらに降下して、無線周波電力増幅に役立つ電圧が少なくなる。この役立つ供給電圧（Ｂ＋もしくはＶｄｄ）の降下は増幅信号の出力振幅を、時間を超えて降下させる。
【００３９】
すべての電界効果トランジスター（ＦＥＴ）は接合温度ＴＪの上昇のため、ドレイン−ソース抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）の若干の増大を体験する。無線周波用の電界効果トランジスターを、そのドレイン−ソース抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）の点、またその全利得特性の両点で若干の作業範囲全体に極めて安定するように設計する。単純な熱帰還装置はよく作用してドレイン−ソース抵抗の僅かな増大を補正して、結果として作業接合温度ＴＪの上昇により遭遇する利得の僅かな減少をもたらす。高電圧印加の使用に設計された電界効果トランジスターは、接合温度の上昇によるずっと遥かに大きい変動を経験する。この増大した不安定性は単純な温度帰還装置を、高電圧の電界効果トランジスターとの使用で、むしろむだなものにしてしまう。
【００４０】
高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスター装置は給電切換用に一層因襲的に使用されてきた。この種の環境にあっては、装置をスイッチとして、ハードオン状態とハードオフ状態に限る運転で操作する。この状態で、最大電流がソース−ドレイン路を通過するが、最少電圧が装置を超えて降下する。従って、酸化金属半導体電界効果トランジスターはこの状態では著しい電力を消費しない。第２の状態では、最大級の電圧降下はソース−ドレイン路を横切って現れるが、実際にはドレイン電流はなにも流れないので、極めて少ない電力が消費されるだけである。高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターを用いる典型的用途はスイッチ方式電力供給で、その場合、これらの装置は閉ループで標準的に作動し、送出された電力の量を定常、リアルタイムベースで調節する。
【００４１】
しかしながら、無線周波用では、全く違った動作図式がある。装置をその動作領域内で、ドレイン電流に対する極めて急な増幅特性曲線に沿って操作する。上述のようにドレイン電流の制御は米国特許第５，４７７，１８８号に概説されたような技術を用いて達成できる。パルス運転上の要求条件のため、増幅器それ自体がパルス条件下で機能する必要があり、また利得の閉ループ制御が実行できなくなって、パルス配列能力を限定する包絡線フィードバックを必要とする。
【００４２】
ここで図１に戻る。無線周波電力増幅器１０は、次々と、無線周波入力１８、前記入力信号をブランキング間隔で減衰させるブランキング回路２０と、ここで第１の固定バイアスＡ級増幅器２４、第２の制御バイアスＡ級増幅器２６と、第３のＡＢ＋級増幅器２８とそれに続いて第４のＡＢ級段２８Ｂで形成されたプリアンプ段２２とからなる。前記プリアンプ段につづいて、段状に配置した直列の信号スプリッター３０を設け、ＡＢ級のプッシュプル増幅器１２のバンクを供給する。これらの増幅器１２は図２でさらに詳細にわかる。前記電力増幅器１２につづいて、段状に配置した直列のコンバイナー３２を設けて、結合増幅出力を、方向性カップラー３４Ａを通して無線周波出力３６に供給する。制御電源３８が公称８５Ｖの直流電圧をドレイン供給電圧として供給する。ドレイン電流を増幅器１２の各々に対して測定して、前記ドレイン電流の測定値を制御回路４０の入力に入れる。トータルシステム電力出力を前記方向性カップラー３４Ａで測定し、この測定値も前記制御回路４０に入れる。前記制御回路４０は順番に前記制御電力供給３８を調節して、ドレイン電圧Ｖｄｄを調節、さらに前記プリアンプ段２２の前記Ａ級増幅器２６に供給されたゲートバイアス電圧を調節する。また、前記制御回路に結合されたものは前記増幅器アセンブリの装置キャビネットの内側に物理的に配置した周囲空気センサ４２であって、前記制御回路４０に前記周囲温度ＴＡＭＢを示す信号を入れる。装置冷却用放熱器の上に配置された別の温度センサ４４は前記冷却用放熱器の熱ＴＨＴＳＫを示す信号を供給する。この信号をさらに前記制御回路４０に送る。ここまで述べられた回路構成の細部を米国特許第５，４７７，１８８号にさらに詳細に論じている。
【００４３】
各プッシュプル電力増幅器１２の回路構成を図２にどちらかと言えば略図にして示す。前記増幅器１２を米国特許第５，４７７，１８８号にそれほど省略しない形で示している。各増幅器はプッシュプル方式（すなわち１８０度位相を異にして）に接続した一対の高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスター１４、１６を組入れる。前記高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスター１４、１６を公称８５ＶのＶｄｄで運転させ、各プッシュプル対が５乃至２５ＭＨｚを上回る範囲の周波数で９００ワット以上のピーク出力電力を産出する。前記トランジスター１４、１６は先に説明された特性に対し選ばれた高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターである。入力トランス４６はこれらの高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスター１４、１６を関連前記スプリッター３０の出力に結合し、それぞれのソース電極を接地させる。ドレイン電圧Ｖｄｄを電源３８からそれぞれのドレイン抵抗器４８と５０と、また転極トランス５２のそれぞれのウィンドウを通してそれぞれの酸化金属半導体電界効果トランジスター１４、１６のドレイン電極に印加する。前記ドレイン電極はコンデンサ５４と５６を通して、増幅出力信号を関連前記コンバイナー３２の入力に入れる出力トランス５８の入力にそれぞれ結合された交流である。図２には示されていないが、ゲートバイアスと様々な他の部材を調整するバイアス抵抗器を設ける。これらの詳細を米国特許第５，４７７，１８８号に論じている。
【００４４】
この形式の無線周波電力増幅器では、利得は増幅器により発生されると予想されるパルスの的確な形状を知ることで閉ループ方法による制御だけが可能である。この形状はユニットの入力で存在する変調パルスにより決定される。パルスのひずみは、それが条件に合わないひずみを前記磁気共鳴結像に発生させることになるので大目に見るべきでない。５０ＫＨｚの制御方式帯域幅がこれには必要である。この帯域幅をもつ制御方式は達成できるものであるが、オーバーシュートとリングの標準的制御問題に起因するパルスひずみは未解決のままである。
【００４５】
本発明はパルスモード磁気共鳴結像方式として用いる閉ループ利得制御に代るものを提案する。
【００４６】
無線周波安定性は磁気共鳴結像方式に用いる増幅器に対する決定的な設計要件である。所望の特定無線周波安定性は中期用利得安定性として述べることができ、条件に合う安定性レベルは次の通りである：
５分間 ±０．２ｄＢ
１５分間 ±０．４ｄＢ
６０分間 ±１．０ｄＢ
閉ループモードで動作される高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスター装置の使用に関連するドレインドリフトは次々と適用で変わり、またトランジスターダイの大きさと装置の誘電で変わり得る。磁気共鳴結像に対する無線周波パルスの増幅の特定の方式で起こる前記利得ドリフトを図３の図表でグラフ的に示す。
【００４７】
利得安定性に関連して２つの明白な曲線のあることが前記グラフから明らかである。利得のずっとなだらかな下降ドリフト（曲線１）は装置ダイからそのフランジに、その後、前記高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターを取付ける冷却用放熱器への緩やかな伝熱によりもたらされる。縦座標に近い曲線１の上に重ねられたどちらかと言えば鋭いスパイクは速く作用する利得ドリフトを示し、ここでは曲線２として示される。曲線１の下降ドリフトは時間ゼロから点線に沿って進むものと考えられ、その後、数秒位たって利得劣化を特色づける。利得は数分間位に亘って減少しつづけ、この実施例では約５分後のいつか安定する。このゆるやかな下降ドリフトを中期用の利得ドリフトと呼ばれることになる。このドリフトの補正の方法は利得安定性に対するいわゆるＢ＋補正により達成できる。その方法は米国特許第５，４７７，１８８号に述べられ、この明細書で参考として取入れている。
【００４８】
上述の技術では、利用できるドレイン供給電圧ＶｄｄもしくはＢ＋の量を人工的に増加させることで、前記中期用の利得ドリフトを取消して、平坦で安定した利得を提供することができた。しかしながら、その技術といえども、図３の曲線２を特徴とする他方の利得ドリフトを除去できなかった。本発明を展開させたことがこの問題と取組むことであった。
【００４９】
慎重に考慮して、本方式にあっては、前記利得の下降ドリフトの原因に一役を買っている２つの主要因があると判定された。これらの２つの主要因は次の通り：
１．装置フランジ温度と、
２．システム送電。
【００５０】
これら２つの要因は、その測定は困難ではないが、それぞれの大きさの測定を達成させる方法の説明が必要である。
【００５１】
装置フランジ温度は、その装置を取付けた冷却用放熱器の温度の測定により容易に達成できる。これは、良好な熱界面を装置と熱伝導性、例えば銅製の冷却用放熱器との間に保持する時、特に当て嵌まる。温度センサ，例えば温度センサ４４を前記酸化金属半導体電界効果トランジスター装置１４もしくは１６に極く接近させて配置すると、前記冷却用放熱器もしくはフランジ温度を正確に測定させる手段を提供できる。前記フランジのその起動もしくは周囲温度に対する温度を承知することも重要である。冷却のため装置に入る周囲空気の測定を前記冷却用放熱器冷却用空気入口、もしくはその近辺で例えば温度センサ４２を用いて行うことができる。前記２つの温度の差をマイクロプロセッサにより（あるいは適当なリニヤハードウエアで）算出してフランジ温度の作業時間中の上昇量を示す結果を出すことができる。
【００５２】
システム送電も測定する。この量は前記増幅器１０の無線周波出力に配置した前記方向性カップラー３４Ａ（図１）から供給できる。前記方向性カップラーは積分電力測定回路として作用し、マイクロプロセッサによる計量電圧として読取りできる数値を供給するか、あるいは等価リニア回路に供給できる。
【００５３】
前記中期用利得ドリフトの補償回路構成の略ブロック図を図４に示す。ここでは、Ｖｄｄは前記酸化金属半導体電界効果トランジスター１４と１６に供給される補正ドレイン供給電圧を示し；ＶＲｅｆは酸化金属半導体電界効果トランジスターの初期もしくはあきドレインあるいは供給電圧を示し；Ｋ１は利得安定性に及ぼす温度効果の換算係数であり；ＴＨＴＳＫは装置冷却用放熱器もしくはフランジ温度を示し；ＴＡＭＢは周囲もしくは起動温度であり；Ｋ２は出力もしくは送電に対する換算係数であり；そして、ＰＦＷＤはシステム出力電力である。これらのパラメーターによりもたらされる補正は次の単純式で表すことができる：
これの回路等価（図４）は前記温度値ＴＨＴＳＫとＴＡＭＢを入れ、その差出力を定常利得Ｋ１の増幅器６２に供給する減法コンバイナー６０を用いることができる。前記方向性カップラーからの電力レベルを積分（３４Ｂ）して、その後、利得Ｋ２の増幅器６４に送る。前記増幅器６２と６４の出力をコンバイナー６６の加法入力に送り、その合計出力をもう１つ別のコンバイナーの入力に入れる。最初の基準電圧ＶＲＥＦをこのコンバイナー６６のもう１つ別の入力に入れ、補正設定値ドレイン電圧Ｖｄｄをつくる。この回路は、フランジ温度の上昇に従い、また順方向電力に従って何時間も上昇する補正Ｂ＋電圧を供給する。この回路の出力特性を図５にグラフ的に示しているが、ここでは最初に約８０ボルトから上昇し、約５分後に約８５ボルトで平坦になる。この曲線は図３の曲線１の逆であり、従って、装置フランジ加熱のため前記中期用利得ドリフトを補償する。曲線２（図３）として示される鋭い下降スパイクは単に装置ダイ加熱のためである。この利得ドリフトの鋭い下降スパイクは最初かなり激しく下降し、その後、数秒して曲線１に合流することがわかる。約４秒後にこのようになる利得ドリフトは極めて少ない。
【００５４】
利得の激しい下降ドリフトをここでは短期用利得ドリフトと言う。このドリフトは送電中の装置誘電で起こる装置ダイの加熱の直接結果である。大きさと時間の関係を全装置の酸化金属半導体電界効果トランジスターダイの配置と熱慣性により決める。これらの要因と共に、前記短期用利得ドリフトに対する主要寄与係数は全増幅器１０により送電された順方向電力の量である。
【００５５】
この短期用利得ドリフトの補正を“スパイク”利得安定度補正と言うことになる。この補正はＢ＋補正の極めて、緩やかな応答時間のため必要である。それはシステム電力供給３８に必要となる時、定数のためである。リニア電力供給は典型的例として極めて緩やかで、必要とされる応答時間が１秒の何十分の一である出力電圧の変化に応答できなかった。従って、十分に迅速なしかも安定した応答をとれる補正技術をどこかで確立する必要があった。
【００５６】
本発明の技術では、“スパイク”利得安定性補正は安定したリニアＡ級電力増幅器段を増幅器２８Ａ、２８Ｂに先立って利用する。図１の実施例はこの目的で増幅器２６を用いている。この増幅器段２６は、利得に対する極めてリニア・ドレイン電流の伝達特性をもっている。このリニア段の利得を同じ速度と相補的大きさで前記短期用利得ドリフトになるまで増大させることで前記ドリップの“スパイク”（すなわち曲線２）を補正する。この利得の増大は前記増幅器を通り、そのゲートバイアス電圧ＶＧＡＴＥの上昇に比例することになるバイアス電流の増加により達成される。
【００５７】
上記に論じたように、前記短期用ドリフトに寄与する主要変数は出力電力の量であり、そして相応じて、前記“スパイク”利得安定性補正は本システムにより送出された出力電力の量に対してである。前述のＢ＋補正に関連して既に利用できる測定値を用いて、送電されたピーク電力を前記方向性カップラー３４Ａから供給し、この値を３４Ｂで積分し、曲線２の下降スパイクの形状に合わせる。この積分は出力電力の通過時間平均を提供し、前記Ａ級増幅器段２６に印加されるゲート電圧ＶＧＡＴＥの増加に換算される。バイアス電圧ＶＧＡＴＥの僅かな変化もバイアス電流の対応変化をもたらして、Ａ級増幅器段２６の無線周波利得の増大をもたらす。
【００５８】
この“スパイク”利得安定性補正を次のようにいくぶん単純な表現で表すことができる：
［式中、ＶＲＥＦは基準電圧、Ｋ３はスケーリング係数、そして△Ｔは通過間隔で、典型的例として約１０秒乃至４５秒で、その間ずっと出力電力を積分する］。この補正に対する回路構成の簡単なブロック図を図６に示し、個別リニア素子を用いるか、あるいは制御器４０内のディジタルプロセスとしてのいずれかで実現できる。
【００５９】
順方向電力ＰＦＷＤを積分器７０でＴ−△ＴからＴまでの期間中ずっと積分する（式中、Ｔは今の時間である］。この積分出力をリニア増幅器７２で概算して付加コンバイナー７４に入れる。前記基準電圧ＶＲＥＦを前記コンバイナー７４のもう１つ別の入力に入れ、それにより補正ゲートバイアス電圧ＶＧＡＴＥを発生させる。これは図７の図表に示されたように補償ゲート電圧ＶＧＡＴＥを発生する。この補正は迅速に、すなわち１秒の何十分の一以内に出力電力の変化を応答して、図３の曲線２の短期用利得ドリフトに相補的である利得増加を提供する。
【００６０】
【発明の効果】
以上述べた通り、本発明によると前記Ｂ＋バイアス補償が前記中期用利得ドリフトの稍々中間的な効果補正の調整をするが、一方ではゲート電圧ＶＧＡＴＥ補償はダイ加熱による短期用利得ドリフトに対して迅速に調整する。総合効果は利得ドリフト曲線１と２の双方の補償と、前記電力増幅器装置１０の全平坦利得特性をつくることであり、本発明は高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターを無線周波電力酸化金属電界効果トランジスターの代りの有効使用を可能にする一方、一番の欠点であった利得ドリフトを取消すことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の１つの好ましい実施例による無線周波電力増幅器のブロック図である。
【図２】 一対の高電力酸化金属半導体トランジスターを用いるプッシュプル電力増幅器の概略図である。
【図３】 装置接合加熱のため増幅器利得の時間を超えてのドリフトを示す代表的曲線である。
【図４】 中期用利得劣化を補正する利得制御回路構成の概略図である。
【図５】 中期用利得劣化補償のためドレイン電圧の時間を超えての調整を示す図表である。
【図６】 Ａ級プリアンプ段のゲート電圧を調整して短期すなわち短期用利得劣化の補償をする利得制御回路構成の概略図である。
【図７】 短期用利得劣化の補償のためのゲート電圧の時間を超えた調整を示す図表である。
【符号の説明】
１０ 高周波電力増幅器装置
１２ 平行プッシュプル増幅器段のバンク
１４ 高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスター
１６ 高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスター
１８ 無線周波入力
２０ ブランキング回路
２２ プリアンプ段
２４ 第１の固定バイアスＡ級増幅器
２６ 第２の制御バイアスＡ級増幅器
２８Ａ 第３のＡＢ級増幅器
２８Ｂ 第４のＡＢ級段
３０ 信号スプリッター
３２ 直列コンバイナー
３４Ａ 方向性カップラー
３４Ｂ 積分器の場所
３６ 無線周波出力
３８ 制御電力供給
４０ 制御回路
４２ 周囲空気温度センサ
４４ 温度センサ
４６ 入力トランス
４８ ドレイン抵抗器
５０ ドレイン抵抗器
５２ 転極トランス
５４ コンデンサ
５６ コンデンサ
５８ 出力トランス
６０ 減法コンバイナー
６２ 増幅器
６４ 増幅器
６６ コンバイナー
７０ 積分器
７２ リニア増幅器
７４ 付加コンバイナー
【発明の属する技術分野】
本発明は電力増幅器、特にいくつかの電界効果トランジスターもしくは他の増幅器装置を互いに組合わせて無線周波入力信号を増幅する形式のパルス無線周波（ＲＦ）電力増幅器に関するものである。詳述すれば、本発明は前記増幅器装置のバイアスレベルを制御して、トランジスター温度の上昇にもかかわらず本装置の利得を一定に保たせる技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
最近、若干の回路設計者は高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスター（ＭＯＳＦＥＴ）を電力増幅器に、該増幅器の原価の低減ならびに大きさの縮小の手段としての利用を考え始めた。給電切換にはさらに一般的に用いられているこれらの電界効果トランジスター（ＦＥＴ）は前記無線周波（ＲＦ）電力の酸化金属半導体電界効果トランジスターに比較してドレイン電流に対しはるかに急激なゲート電圧特性を備える。これは単純な熱補償図式の実施を困難にし、かつ高価なものにする。これらの安価な電界効果トランジスターはさらに熱暴走の原因となり得る熱変動に極めて敏感である。この鋭敏性が適切に取組まれない場合、装置の破壊を結果としてもたらすことになる。換言すれば、温度変化のため閾電圧の変化が深刻な問題である。前記ドレイン電流に対するゲート電圧特性が無線周波電力の酸化金属半導体電界トランジスターと比較した時、急峻かつ突然であるという事実は結果としてさらに急速かつ一層極端な熱暴走をもたらすことになる。
【０００３】
それ以外の問題は前記高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターをローバンド（５乃至２５ＭＨｚ）磁気共鳴結像（ＭＲＩ）用のリニア無線周波パルス電力増幅器で用いるところで起こる。これらの電界効果トランジスターを用いる時、適当な高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターの選択が必要であるだけでなく、各対のトランジスター用のプッシュプル回路構成の設計にも配慮が必要である。ゲートバイアスの熱補償が動的リニア性とゲイン安定性の達成に必要である。Ｂ＋給電、すなわちドレイン電圧の熱制御はゲイン安定性の達成に必要で、また冷却装置は熱管理、すなわちトランジスターを高能率の伝熱が伴い均等に冷却できるよう最適条件で設計される必要がある。
【０００４】
前記リニア無線周波増幅器は各プッシュプル・トランジスターの対が全ローバンド（５乃至１５ＭＨｚ）全体に亘り高い平面度特性を用いて各所定の結像周波数の回りを均一に増幅する。前記動的リニア性を広範囲のパルスとでデューティサイクル全体に可能な限り高く保持する必要がある。すなわち、特定の動的範囲（４０ｄＢ）全体に亘るレスポンス利得に要する出力電力が±１．０ｄＢウィンドウ内の必要がある。
【０００５】
利得の安定性は特定のピーク無線周波出力レベルにおける利得の変動（長期間にもまた短期間にも）として定義される。利得の安定性は１５分間の作業で±０．２ｄＢ、また５０００時間の作業には±１．０ｄＢで保持する必要がある。
【０００６】
位相安定性は特定の動的範囲全体に亘り、また特定の電力レベルで長時間に亘る位相の変化として定義される。パルスの安定度は短期および長期それぞれに対し＋２°乃至−２°と＋５°乃至−５°の必要がある。
【０００７】
パルス・ドループはパルス幅全体に亘るピーク無線周波出力電力の特定出力とデューティサイクルに対する変動として定義される。パルス・ドループは±０．２ｄＢ内の必要である。
【０００８】
パルスの閾値と下降時間は無線周波出力の１０％乃至９０％レベルで測定された２５μ秒以下の必要がある。
【０００９】
ゲーテッドオン雑音指数は全装置に対する２７ｄＢ以下の必要がある。これは−８０ｄＢｍ／Ｈｚのゲートオン出力雑音フロアー以下に相当する。
【００１０】
ゲートオフ雑音指数は全装置に対する２０ｄＢを上回らない必要があり、これは−１５４ｄＢＭ／Ｈｚ以下のゲートオフ雑音フロアーに相当する。
【００１１】
前記増幅器は最小限の特定電力レベルを電圧定在波比負荷、すなわちＶＳＷＲの変動に持込むことができる必要がある。前記増幅器は最大電力可能出力を不整合負荷に持込んで、初期の磁気共鳴結像（ＭＲＩ）装置較合に有用となる必要がある。
【００１２】
現在では、ソリッドステート増幅器はリニア無線周波用に設計され、その特徴を有する無線周波電力酸化金属半導体電界効果トランジスターを利用する。最高設計作業周波数は前記トランジスターの特定最大周波数以下である。前記トランジスターの内部キャパシタンス、ＣＩＳＳ、ＣＲＳＳならびにＣＯＳＳはすべて低いもので、全電源ならびに負荷インピーダンスに及ぼす影響は無視して差支えないものである。前記無線周波電力酸化金属半導体電界効果トランジスターは典型的例として５０Ｖ（ボルト）のドレインから電源までの電圧で動作し、またプッシュプルの対は４００ワットのピーク出力電力を１３ｄＢ電力ゲインで供給できる。５キロワットのピーク無線周波電力を必要とする代表的な磁気共鳴結像用では１６のプッシュプルの対を必要とする。
【００１３】
これに反し、４００Ｖの電圧降伏特性と、３１０ワットの平均誘電容量をもつ高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターは、公称８５Ｖのドレインから電源までの電圧で操作すると、１０ｄＢの電力利得と９００ワットのピーク出力電力を伴う。これは、５キロワットの総ピーク出力電力で高電圧定在波比になるまで作動させるに足る十分な電圧降伏マージンを備えて達成させる必要がある。前記高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターは電圧降伏を避けるため８５Ｖドレイン電圧に対し、４対１のドレイン対電源降伏比よりも大きい。その間、前記無線周波入力駆動電力は負荷不整合に関係なく定格出力に対するレベルと同じものに維持される。
【００１４】
従って、高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターの電力とインピーダンス不整合容量が比較的高いため、またこれらの原価が前記無線周波電力酸化金属半導体電界効果トランジスターよりも比較的低いため、高電圧の酸化金属電界効果トランジスターを作動させる電力増幅器があればどんなものでも極めて魅力的である。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、利得安定性と動的リニア性の問題のため、これらのトランジスターは前記無線周波電力酸化金属電界効果トランジスターの代りに単純に代用できるものではない。その代り、これらのトランジスターのバイアス安定性、利得安定性ならびに動的リニア性の諸問題を考慮に入れる必要がある。これらの問題の処理手段は、これらの提起された問題が決してありふれた問題ではないが、前記先行技術の無線周波増幅技術では取組まれてこなかった。
【００１６】
これらの問題のいくつかは米国特許第５，４７７，１８８号で取組まれてきた。そこに述べられている技術は中期の利得ドリフトには有効であるが、短期の利得ドリフトには反応できなかった。
【００１７】
本発明の目的は無線周波を高電力で持込み、また先行技術の欠点の発生を防ぐ信頼できる安価な無線周波増幅器を提供することである。
【００１８】
本発明のさらに特定された目的はドレインバイアス制御とドレイン供給制御を提供して、トランジスターを動作範囲に保持して、広い温度範囲に亘って様々なパルス幅とデューティサイクルに対する良好な安定性を備えるリニア増幅を達成させることである。
【００１９】
さらに特定的な目的は前記増幅器ならびに必要とされる前記無線周波数の動作方式とは関係のないドレインバイアス制御を提供することである。
【００２０】
さらなる目的は、単純にして、しかも安価に実施できる前記無線周波電力増幅器の利得安定性と動的リニア特性を提供することである。
【００２１】
さらに特定的な目的は中期すなわち、中期用利得補正と短期用の利得補償の両補償を提供して、トランジスターダイに中、短両期の加熱効果を明らかにすることである。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明の態様によれば、前記無線周波増幅器段が多数の平行プッシュプル無線周波電力増幅器回路を備えている。これらの増幅器回路の各々は第１と第２の高電圧の酸化金属電界効果トランジスターにドレイン電圧、例えば公称８５Ｖの電源に連結されたドレインを備えてなる。無線周波入力信号を上流段から入力端子に加える。実際問題として多数のプッシュプル増幅器の出力をコンバイナー・ネットワークに連結して必要な高電力を発生させる。好ましい実施例では、転極変圧器を前記電界効果トランジスターのドレインとドレイン電圧の電源の間に用いる。
【００２３】
フルオンとカットオフ方式で動作させると、高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターは誘電のため極小熱を発生させる。連続運転では、各電界効果トランジスターは平均３１０ワットを誘電できる。パルス運転では各電界効果トランジスターは、６ｍｓのパルス幅と１０％のデューティサイクルに対して１２５０ワットピークの誘電容量を、あるいは３ｍｓ（ミリセカンド）のパルス幅と５％のデューティサイクルに対し１７８６ワットピークの誘電容量を有している。発生した熱は冷却用放熱器に可能な限り均一に流れて、前記電界効果トランジスターにその熱限界内での動作を続けさせる。回路設計は、条件の合ったトランジスターの耐用年数に余裕を与える１１５℃以下の電界効果トランジスター接合温度、あるいは１５０℃の最高接合温度に保つ必要がある。一実施例に用いられた電界効果トランジスターに対しては、接合からケースまでの平均熱インピーダンスはワット当り約０．４℃の温度で、パルス動作の熱インピーダンスはそれよりずっと低い。３ｍｓのパルス幅と５％のデューティサイクルに対する熱インピーダンスはワット当り０．７℃である。６ｍｓのパルス幅と１０％のデューティサイクルに対しての熱インピーダンスはワット当り０．１℃である。動的リニア性を±１．０ｄＢウィンドウ内に維持するには、ドレインバイアスを２５０ｍＡにすることが必要である。ゲート対ソース閾電圧は２．７乃至４．７Ｖの必要がある。
【００２４】
これらのトランジスターは１℃当り±５ｍＶの典型的ゲート／ソース電圧シフトをもっている。２５℃−７５℃−２５℃の温度サイクルの間のゲート／ソース限界シフトも±５ｍＶ以下の必要がある。
【００２５】
ドレイン−ソースオン−抵抗ＲＤＳ−ＯＮは約０．２０オームでドレイン効率と出力電力容量を測定する。前記抵抗ＲＤＳ−ＯＮは用いるドレイン−ソース電圧を下げ、従って利得安定性に影響を及ぼすダイ温度と共に増大する。これは典型的例として２５℃から７５℃への温度上昇に対し、４０％のＲＤＳ−ＯＮの増大を伴うことがあり得る。
【００２６】
前記ゲート−ソース限界は温度と共に低下し、それにより所定のゲート−ソースバイアス電圧に対するドレインバイアス電流を増大させる。これは利得安定性と動的リニア性の双方に影響を及ぼす。適当なドレインバイアス電流は最適条件の動的リニア性に対し経験的に決定される。ドレイン電流の制御により、前記増幅器の動的リニア性と利得安定性が決定される。ゲート−ソース電圧のシフトオーバータイムは前記ドレインバイアス電流安定性の限度を決定する。これを熱フィードバック制御を用いて安定させることができる。
【００２７】
トランジスターの順方向相互コンダクタンスＧｆｓは典型的例として、１０アンペアのドレイン電流に対し９．５乃至１３．５ジーメンスである。比較的低いレベル、例えば２５０ｍＡに対する順方向相互コンダクタンスＧｆｓは１．２乃至２．２ジーメンスである。
【００２８】
順方向相互コンダクタンスは電力利得とドレインバイアスを決定し、動的リニア性と増幅器ゲインの双方に影響を及ぼす。
【００２９】
前記電界効果トランジスターの動的キャパシタンスも前記利得と利得安定性に影響を及ぼす。入力キャパシタンス（ＣＩＳＳ）は典型的例として最高１９５０ｐｆになり得る。これは前記増幅器の無線周波利得容量と、最高の有用周波数（８ｄＢ最小利得を仮定して）を決める。逆伝達キャパシタンス（ＣＲＳＳ）は最高３１０ｐｆになり得る。これは増幅器の無線周波の安定性と高電圧定在波比負荷に機能させるその能力を決める。出力キャパシタンス（ＣＯＳＳ）が最高約７５０ｐｆになり得る。これは増幅器のドレイン効率と出力電力容量と、利用できる最高周波数（５０％最低ドレイン効率と仮定して）を決める。
【００３０】
前記電界効果トランジスターの温度調節と熱移動の管理のため、各プッシュプルの対の第１と第２のトランジスターを前記冷却用放熱器の部品である銅製の拡幅板の上に取付ける。アルミニウム製もしくはガラス繊維製ストラップを前記拡幅板の上に、前記ストラップと板の間にトランジスターをサンドイッチにして取付ける。各トランジスターは熱を半導体の動作領域、すなわちダイから前記拡幅板に伝熱させる銅製基板を備える。前記ストラップを前記ダイ領域に押接するよう配置して熱を前記冷却用放熱器に効率よく伝熱させる。熱検出装置例えばテンピスター（ｔｅｍｐｉｓｔｏｒ）を前記拡幅板の上、前記２つのトランジスターの間に取付け、温度の関数として変動する信号を出力させる。これをバイアス調整安定回路に連結してゲートバイアス電圧の調整乃至ドレイン電圧の変化をさせて利得安定性と動的リニア性を維持する。
【００３１】
前記無線周波増幅器はトランジスターのダイ温度の変化に応じてドレイン供給電圧を調節する利得安定性の補償回路を備える。前記利得安定性補償回路は周囲入口空気とトランジスターを冷却用放熱器の温度の測定により測定する手段を備える。前記利得安定回路は増幅器出力電力の時間の積分を示す積分信号を発生させる電力集積回路を有する。この信号を差の信号と組合わせて基準信号を発生させ、それをドレイン供給電圧の調整のために送る。これは電界効果トランジスター利得の緩慢な変化を補償する。電力集積回路は出力電力の短時限に亘る運転積分を提供し、そしてこの運転積分をバイアス回路に供給して、電力増幅段に先立ってクラスＡの前増幅器のゲートバイアスを調整する。これらの利得調整の処置が合同して全体の電力増幅器出力利得がずっと平坦であることを保証する。
【００３２】
【発明の実施の形態】
図面、最初に図１を参照すると、磁気共鳴結像（ＭＲＩ）に用いられる高周波電力増幅器装置１０は極めて安定している必要がある。この安定性が全磁気共鳴結像装置の運転にもまして重要である。利得もしくは前記無線周波増幅器と関係のある位相について僅かな不安定があっても前記ＭＲＩ装置により発生される映像の品質に悪影響を及ぼすことになる。
【００３３】
前記増幅器１０の設計は図２に示されたように、一対の高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスター１４、１６をそれぞれに用いる平行プッシュプル増幅器段１２のバンクを組込んでいる。これらの酸化金属半導体電界効果トランジスター１４、１６はエピタクシー層の厚さと、磁気共鳴結像用に従来用いられる標準無線周波電力の酸化金属半導体電界効果トンラジスターのダイ領域より大きいダイ領域を有する。前記エピタクシー層の厚さが比較して大きい理由はこの装置が従来の無線周波電力の酸化金属半導体電界効果トランジスターの３倍以上のピークドレイン−ソース電圧（降伏電圧ＢＶｄｓｓ）に耐える能力をもっているためである。前記ダイ領域が比較して大きい理由は前記装置が無線周波の酸化金属半導体電界効果トランジスター装置の電流（最大直流ＩＤ）のほぼ２倍の扱いができる必要があるからである。比較的高い直流定格と共に、高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターがその直流定格の４倍ものピーク電流に耐え得る。この用途での無線周波と高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターの双方に対する最大平均電力定格はほぼ等しいものである。
【００３４】
従来の無線周波の酸化金属半導体電界効果トランジスターは使用中送電電力のその動的範囲全体に極端にリニアになるよう設計されている。これに加え、前記無線周波の酸化金属半導体電界効果トランジスターを無線周波利得安定性と位相安定性の両点で極めて安定した設計にしている。
【００３５】
前記高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターは、高度の位相安定性を示す一方、前記無線周波酸化金属半導体電界効果トランジスターのような動作中にその動的範囲全体にリニアでないが、しかし条件に合うリニア性は全体の回路設計により達成できる。しかしながら、利得安定性の点でのその性能に関しては、前記高電圧の酸化金属半導体電界効果トラジスターは無線周波の酸化金属半導体電界効果トラジスターとほぼ同様にうまく動作するとは考えられなかった。
【００３６】
本実施例においては、前記高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスター１４、１６をクラスＡＢのプッシュプル構成で動作する。バイアスを米国特許第５，４７７，１８８号に概説された技術を用いて維持する。その技術を用いて、２５０ｍＡの零入力バイアス電流を、前記装置を通して維持する。元の動作では、ドレイン供給（Ｂ＋）もしくはドレイン電圧（Ｖｄｄ）を８５Ｖに従来のリニア電圧調整技術を用いて維持できる。
【００３７】
典型的磁気共鳴結像用増幅器運転において、装置を一方に偏らせて、電力を約５％のデューティサイクルを用いてパルス方式で送電する。各装置は約４００ワットの電力を発生させるもとになる。この知識から装置の誘電容量を次のように算出する：
Ｂｉａｓ：２５０ｍＡ×８５ＶＤＣ×０．０５ １．０６Ｗ
＋ ＲＦ： ４００Ｗ×０．０５ ２０．０ Ｗ
Ｔｏｔａｌ： ２１．０６Ｗ
この装置の電力は装置ダイの接合からフランジへ、その後、関連冷却用放熱器に伝熱される熱の形で放逸される。この熱はずっと利得を減少させ続ける根元である。結果としてドレイン−ソース抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）が装置の接合温度（ＴＪ）と共に増大することがわかる。用いられる酸化金属半導体電界効果トランジスター装置のデータシートを参照することで、接合温度ＴＪの１℃毎の上昇に対し、ドレイン−ソース抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）にほぼ２ミリオーム（０．００２Ω）の増加がある。装置の最大出力電力での運転中、接合温度ＴＪに約７５℃の上昇がある。この上昇はドレイン−ソース抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）の７５％の増大の理由となる。
【００３８】
ドレイン−ソース抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）の増大が次の現象のため利得減少の原因となる。装置のドレイン−ソース抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）が増大するに従って、供給電圧が装置全体に亘りさらに降下して、無線周波電力増幅に役立つ電圧が少なくなる。この役立つ供給電圧（Ｂ＋もしくはＶｄｄ）の降下は増幅信号の出力振幅を、時間を超えて降下させる。
【００３９】
すべての電界効果トランジスター（ＦＥＴ）は接合温度ＴＪの上昇のため、ドレイン−ソース抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）の若干の増大を体験する。無線周波用の電界効果トランジスターを、そのドレイン−ソース抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）の点、またその全利得特性の両点で若干の作業範囲全体に極めて安定するように設計する。単純な熱帰還装置はよく作用してドレイン−ソース抵抗の僅かな増大を補正して、結果として作業接合温度ＴＪの上昇により遭遇する利得の僅かな減少をもたらす。高電圧印加の使用に設計された電界効果トランジスターは、接合温度の上昇によるずっと遥かに大きい変動を経験する。この増大した不安定性は単純な温度帰還装置を、高電圧の電界効果トランジスターとの使用で、むしろむだなものにしてしまう。
【００４０】
高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスター装置は給電切換用に一層因襲的に使用されてきた。この種の環境にあっては、装置をスイッチとして、ハードオン状態とハードオフ状態に限る運転で操作する。この状態で、最大電流がソース−ドレイン路を通過するが、最少電圧が装置を超えて降下する。従って、酸化金属半導体電界効果トランジスターはこの状態では著しい電力を消費しない。第２の状態では、最大級の電圧降下はソース−ドレイン路を横切って現れるが、実際にはドレイン電流はなにも流れないので、極めて少ない電力が消費されるだけである。高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターを用いる典型的用途はスイッチ方式電力供給で、その場合、これらの装置は閉ループで標準的に作動し、送出された電力の量を定常、リアルタイムベースで調節する。
【００４１】
しかしながら、無線周波用では、全く違った動作図式がある。装置をその動作領域内で、ドレイン電流に対する極めて急な増幅特性曲線に沿って操作する。上述のようにドレイン電流の制御は米国特許第５，４７７，１８８号に概説されたような技術を用いて達成できる。パルス運転上の要求条件のため、増幅器それ自体がパルス条件下で機能する必要があり、また利得の閉ループ制御が実行できなくなって、パルス配列能力を限定する包絡線フィードバックを必要とする。
【００４２】
ここで図１に戻る。無線周波電力増幅器１０は、次々と、無線周波入力１８、前記入力信号をブランキング間隔で減衰させるブランキング回路２０と、ここで第１の固定バイアスＡ級増幅器２４、第２の制御バイアスＡ級増幅器２６と、第３のＡＢ＋級増幅器２８とそれに続いて第４のＡＢ級段２８Ｂで形成されたプリアンプ段２２とからなる。前記プリアンプ段につづいて、段状に配置した直列の信号スプリッター３０を設け、ＡＢ級のプッシュプル増幅器１２のバンクを供給する。これらの増幅器１２は図２でさらに詳細にわかる。前記電力増幅器１２につづいて、段状に配置した直列のコンバイナー３２を設けて、結合増幅出力を、方向性カップラー３４Ａを通して無線周波出力３６に供給する。制御電源３８が公称８５Ｖの直流電圧をドレイン供給電圧として供給する。ドレイン電流を増幅器１２の各々に対して測定して、前記ドレイン電流の測定値を制御回路４０の入力に入れる。トータルシステム電力出力を前記方向性カップラー３４Ａで測定し、この測定値も前記制御回路４０に入れる。前記制御回路４０は順番に前記制御電力供給３８を調節して、ドレイン電圧Ｖｄｄを調節、さらに前記プリアンプ段２２の前記Ａ級増幅器２６に供給されたゲートバイアス電圧を調節する。また、前記制御回路に結合されたものは前記増幅器アセンブリの装置キャビネットの内側に物理的に配置した周囲空気センサ４２であって、前記制御回路４０に前記周囲温度ＴＡＭＢを示す信号を入れる。装置冷却用放熱器の上に配置された別の温度センサ４４は前記冷却用放熱器の熱ＴＨＴＳＫを示す信号を供給する。この信号をさらに前記制御回路４０に送る。ここまで述べられた回路構成の細部を米国特許第５，４７７，１８８号にさらに詳細に論じている。
【００４３】
各プッシュプル電力増幅器１２の回路構成を図２にどちらかと言えば略図にして示す。前記増幅器１２を米国特許第５，４７７，１８８号にそれほど省略しない形で示している。各増幅器はプッシュプル方式（すなわち１８０度位相を異にして）に接続した一対の高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスター１４、１６を組入れる。前記高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスター１４、１６を公称８５ＶのＶｄｄで運転させ、各プッシュプル対が５乃至２５ＭＨｚを上回る範囲の周波数で９００ワット以上のピーク出力電力を産出する。前記トランジスター１４、１６は先に説明された特性に対し選ばれた高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターである。入力トランス４６はこれらの高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスター１４、１６を関連前記スプリッター３０の出力に結合し、それぞれのソース電極を接地させる。ドレイン電圧Ｖｄｄを電源３８からそれぞれのドレイン抵抗器４８と５０と、また転極トランス５２のそれぞれのウィンドウを通してそれぞれの酸化金属半導体電界効果トランジスター１４、１６のドレイン電極に印加する。前記ドレイン電極はコンデンサ５４と５６を通して、増幅出力信号を関連前記コンバイナー３２の入力に入れる出力トランス５８の入力にそれぞれ結合された交流である。図２には示されていないが、ゲートバイアスと様々な他の部材を調整するバイアス抵抗器を設ける。これらの詳細を米国特許第５，４７７，１８８号に論じている。
【００４４】
この形式の無線周波電力増幅器では、利得は増幅器により発生されると予想されるパルスの的確な形状を知ることで閉ループ方法による制御だけが可能である。この形状はユニットの入力で存在する変調パルスにより決定される。パルスのひずみは、それが条件に合わないひずみを前記磁気共鳴結像に発生させることになるので大目に見るべきでない。５０ＫＨｚの制御方式帯域幅がこれには必要である。この帯域幅をもつ制御方式は達成できるものであるが、オーバーシュートとリングの標準的制御問題に起因するパルスひずみは未解決のままである。
【００４５】
本発明はパルスモード磁気共鳴結像方式として用いる閉ループ利得制御に代るものを提案する。
【００４６】
無線周波安定性は磁気共鳴結像方式に用いる増幅器に対する決定的な設計要件である。所望の特定無線周波安定性は中期用利得安定性として述べることができ、条件に合う安定性レベルは次の通りである：
５分間 ±０．２ｄＢ
１５分間 ±０．４ｄＢ
６０分間 ±１．０ｄＢ
閉ループモードで動作される高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスター装置の使用に関連するドレインドリフトは次々と適用で変わり、またトランジスターダイの大きさと装置の誘電で変わり得る。磁気共鳴結像に対する無線周波パルスの増幅の特定の方式で起こる前記利得ドリフトを図３の図表でグラフ的に示す。
【００４７】
利得安定性に関連して２つの明白な曲線のあることが前記グラフから明らかである。利得のずっとなだらかな下降ドリフト（曲線１）は装置ダイからそのフランジに、その後、前記高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターを取付ける冷却用放熱器への緩やかな伝熱によりもたらされる。縦座標に近い曲線１の上に重ねられたどちらかと言えば鋭いスパイクは速く作用する利得ドリフトを示し、ここでは曲線２として示される。曲線１の下降ドリフトは時間ゼロから点線に沿って進むものと考えられ、その後、数秒位たって利得劣化を特色づける。利得は数分間位に亘って減少しつづけ、この実施例では約５分後のいつか安定する。このゆるやかな下降ドリフトを中期用の利得ドリフトと呼ばれることになる。このドリフトの補正の方法は利得安定性に対するいわゆるＢ＋補正により達成できる。その方法は米国特許第５，４７７，１８８号に述べられ、この明細書で参考として取入れている。
【００４８】
上述の技術では、利用できるドレイン供給電圧ＶｄｄもしくはＢ＋の量を人工的に増加させることで、前記中期用の利得ドリフトを取消して、平坦で安定した利得を提供することができた。しかしながら、その技術といえども、図３の曲線２を特徴とする他方の利得ドリフトを除去できなかった。本発明を展開させたことがこの問題と取組むことであった。
【００４９】
慎重に考慮して、本方式にあっては、前記利得の下降ドリフトの原因に一役を買っている２つの主要因があると判定された。これらの２つの主要因は次の通り：
１．装置フランジ温度と、
２．システム送電。
【００５０】
これら２つの要因は、その測定は困難ではないが、それぞれの大きさの測定を達成させる方法の説明が必要である。
【００５１】
装置フランジ温度は、その装置を取付けた冷却用放熱器の温度の測定により容易に達成できる。これは、良好な熱界面を装置と熱伝導性、例えば銅製の冷却用放熱器との間に保持する時、特に当て嵌まる。温度センサ，例えば温度センサ４４を前記酸化金属半導体電界効果トランジスター装置１４もしくは１６に極く接近させて配置すると、前記冷却用放熱器もしくはフランジ温度を正確に測定させる手段を提供できる。前記フランジのその起動もしくは周囲温度に対する温度を承知することも重要である。冷却のため装置に入る周囲空気の測定を前記冷却用放熱器冷却用空気入口、もしくはその近辺で例えば温度センサ４２を用いて行うことができる。前記２つの温度の差をマイクロプロセッサにより（あるいは適当なリニヤハードウエアで）算出してフランジ温度の作業時間中の上昇量を示す結果を出すことができる。
【００５２】
システム送電も測定する。この量は前記増幅器１０の無線周波出力に配置した前記方向性カップラー３４Ａ（図１）から供給できる。前記方向性カップラーは積分電力測定回路として作用し、マイクロプロセッサによる計量電圧として読取りできる数値を供給するか、あるいは等価リニア回路に供給できる。
【００５３】
前記中期用利得ドリフトの補償回路構成の略ブロック図を図４に示す。ここでは、Ｖｄｄは前記酸化金属半導体電界効果トランジスター１４と１６に供給される補正ドレイン供給電圧を示し；ＶＲｅｆは酸化金属半導体電界効果トランジスターの初期もしくはあきドレインあるいは供給電圧を示し；Ｋ１は利得安定性に及ぼす温度効果の換算係数であり；ＴＨＴＳＫは装置冷却用放熱器もしくはフランジ温度を示し；ＴＡＭＢは周囲もしくは起動温度であり；Ｋ２は出力もしくは送電に対する換算係数であり；そして、ＰＦＷＤはシステム出力電力である。これらのパラメーターによりもたらされる補正は次の単純式で表すことができる：
これの回路等価（図４）は前記温度値ＴＨＴＳＫとＴＡＭＢを入れ、その差出力を定常利得Ｋ１の増幅器６２に供給する減法コンバイナー６０を用いることができる。前記方向性カップラーからの電力レベルを積分（３４Ｂ）して、その後、利得Ｋ２の増幅器６４に送る。前記増幅器６２と６４の出力をコンバイナー６６の加法入力に送り、その合計出力をもう１つ別のコンバイナーの入力に入れる。最初の基準電圧ＶＲＥＦをこのコンバイナー６６のもう１つ別の入力に入れ、補正設定値ドレイン電圧Ｖｄｄをつくる。この回路は、フランジ温度の上昇に従い、また順方向電力に従って何時間も上昇する補正Ｂ＋電圧を供給する。この回路の出力特性を図５にグラフ的に示しているが、ここでは最初に約８０ボルトから上昇し、約５分後に約８５ボルトで平坦になる。この曲線は図３の曲線１の逆であり、従って、装置フランジ加熱のため前記中期用利得ドリフトを補償する。曲線２（図３）として示される鋭い下降スパイクは単に装置ダイ加熱のためである。この利得ドリフトの鋭い下降スパイクは最初かなり激しく下降し、その後、数秒して曲線１に合流することがわかる。約４秒後にこのようになる利得ドリフトは極めて少ない。
【００５４】
利得の激しい下降ドリフトをここでは短期用利得ドリフトと言う。このドリフトは送電中の装置誘電で起こる装置ダイの加熱の直接結果である。大きさと時間の関係を全装置の酸化金属半導体電界効果トランジスターダイの配置と熱慣性により決める。これらの要因と共に、前記短期用利得ドリフトに対する主要寄与係数は全増幅器１０により送電された順方向電力の量である。
【００５５】
この短期用利得ドリフトの補正を“スパイク”利得安定度補正と言うことになる。この補正はＢ＋補正の極めて、緩やかな応答時間のため必要である。それはシステム電力供給３８に必要となる時、定数のためである。リニア電力供給は典型的例として極めて緩やかで、必要とされる応答時間が１秒の何十分の一である出力電圧の変化に応答できなかった。従って、十分に迅速なしかも安定した応答をとれる補正技術をどこかで確立する必要があった。
【００５６】
本発明の技術では、“スパイク”利得安定性補正は安定したリニアＡ級電力増幅器段を増幅器２８Ａ、２８Ｂに先立って利用する。図１の実施例はこの目的で増幅器２６を用いている。この増幅器段２６は、利得に対する極めてリニア・ドレイン電流の伝達特性をもっている。このリニア段の利得を同じ速度と相補的大きさで前記短期用利得ドリフトになるまで増大させることで前記ドリップの“スパイク”（すなわち曲線２）を補正する。この利得の増大は前記増幅器を通り、そのゲートバイアス電圧ＶＧＡＴＥの上昇に比例することになるバイアス電流の増加により達成される。
【００５７】
上記に論じたように、前記短期用ドリフトに寄与する主要変数は出力電力の量であり、そして相応じて、前記“スパイク”利得安定性補正は本システムにより送出された出力電力の量に対してである。前述のＢ＋補正に関連して既に利用できる測定値を用いて、送電されたピーク電力を前記方向性カップラー３４Ａから供給し、この値を３４Ｂで積分し、曲線２の下降スパイクの形状に合わせる。この積分は出力電力の通過時間平均を提供し、前記Ａ級増幅器段２６に印加されるゲート電圧ＶＧＡＴＥの増加に換算される。バイアス電圧ＶＧＡＴＥの僅かな変化もバイアス電流の対応変化をもたらして、Ａ級増幅器段２６の無線周波利得の増大をもたらす。
【００５８】
この“スパイク”利得安定性補正を次のようにいくぶん単純な表現で表すことができる：
［式中、ＶＲＥＦは基準電圧、Ｋ３はスケーリング係数、そして△Ｔは通過間隔で、典型的例として約１０秒乃至４５秒で、その間ずっと出力電力を積分する］。この補正に対する回路構成の簡単なブロック図を図６に示し、個別リニア素子を用いるか、あるいは制御器４０内のディジタルプロセスとしてのいずれかで実現できる。
【００５９】
順方向電力ＰＦＷＤを積分器７０でＴ−△ＴからＴまでの期間中ずっと積分する（式中、Ｔは今の時間である］。この積分出力をリニア増幅器７２で概算して付加コンバイナー７４に入れる。前記基準電圧ＶＲＥＦを前記コンバイナー７４のもう１つ別の入力に入れ、それにより補正ゲートバイアス電圧ＶＧＡＴＥを発生させる。これは図７の図表に示されたように補償ゲート電圧ＶＧＡＴＥを発生する。この補正は迅速に、すなわち１秒の何十分の一以内に出力電力の変化を応答して、図３の曲線２の短期用利得ドリフトに相補的である利得増加を提供する。
【００６０】
【発明の効果】
以上述べた通り、本発明によると前記Ｂ＋バイアス補償が前記中期用利得ドリフトの稍々中間的な効果補正の調整をするが、一方ではゲート電圧ＶＧＡＴＥ補償はダイ加熱による短期用利得ドリフトに対して迅速に調整する。総合効果は利得ドリフト曲線１と２の双方の補償と、前記電力増幅器装置１０の全平坦利得特性をつくることであり、本発明は高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスターを無線周波電力酸化金属電界効果トランジスターの代りの有効使用を可能にする一方、一番の欠点であった利得ドリフトを取消すことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の１つの好ましい実施例による無線周波電力増幅器のブロック図である。
【図２】 一対の高電力酸化金属半導体トランジスターを用いるプッシュプル電力増幅器の概略図である。
【図３】 装置接合加熱のため増幅器利得の時間を超えてのドリフトを示す代表的曲線である。
【図４】 中期用利得劣化を補正する利得制御回路構成の概略図である。
【図５】 中期用利得劣化補償のためドレイン電圧の時間を超えての調整を示す図表である。
【図６】 Ａ級プリアンプ段のゲート電圧を調整して短期すなわち短期用利得劣化の補償をする利得制御回路構成の概略図である。
【図７】 短期用利得劣化の補償のためのゲート電圧の時間を超えた調整を示す図表である。
【符号の説明】
１０ 高周波電力増幅器装置
１２ 平行プッシュプル増幅器段のバンク
１４ 高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスター
１６ 高電圧の酸化金属半導体電界効果トランジスター
１８ 無線周波入力
２０ ブランキング回路
２２ プリアンプ段
２４ 第１の固定バイアスＡ級増幅器
２６ 第２の制御バイアスＡ級増幅器
２８Ａ 第３のＡＢ級増幅器
２８Ｂ 第４のＡＢ級段
３０ 信号スプリッター
３２ 直列コンバイナー
３４Ａ 方向性カップラー
３４Ｂ 積分器の場所
３６ 無線周波出力
３８ 制御電力供給
４０ 制御回路
４２ 周囲空気温度センサ
４４ 温度センサ
４６ 入力トランス
４８ ドレイン抵抗器
５０ ドレイン抵抗器
５２ 転極トランス
５４ コンデンサ
５６ コンデンサ
５８ 出力トランス
６０ 減法コンバイナー
６２ 増幅器
６４ 増幅器
６６ コンバイナー
７０ 積分器
７２ リニア増幅器
７４ 付加コンバイナー
Claims (7)
- ・信号入力と；
・前記信号入力に結合され、出力を有するリニア・プリアンプと；
・増幅無線周波出力信号を供給する無線周波出力回路と；
・各々が前記無線周波出力回路に結合されたソース・ドレイン電流路を有し、また各々が前記リニア・プリアンプの出力に結合されたゲートを有する複数の高電圧の電界効果トランジスターと；
・前記トランジスターと熱連絡し、また前記トランジスターの温度によりそのレベルが変動する出力を有する温度センサ装置と；
からなるプッシュプル電力増幅器において、
・前記温度センサ装置の出力に結合された中期用利得安定性補償回路が前記ドレインの電圧を前記温度センサ装置の出力により制御することと；
・前記無線周波出力回路での方向性カップラーを用いて結合された入力を有する短期用利得安定性補償回路と結合して、前記リニア・プリアンプを制御し、前記無線周波電力増幅器の出力利得の中期用利得安定性及び短期用利得安定性補償回路の補償を行うこと；
を特徴とするプッシュプル電力増幅器。 - 前記リニア・プリアンプがリニア領域で作動されるＡ級増幅器段をさらに含むことを特徴とする請求項１記載のプッシュプル電力増幅器。
- 前記短期用利得安定性補償回路が前記リニア・プリアンプの前記Ａ級増幅器段に印加されるゲートバイアス電圧を制御する回路構成をさらに含むことを特徴とする請求項２記載のプッシュプル電力増幅器。
- 前記短期用利得安定性補償回路が、前記無線周波出力回路に接続され、順方向電力レベル信号を発生させる方向性カップラーと；前記順方向電力レベル信号の所定の通過時間間隔に亘る時間積分をつくる積分手段と；前記時間積分に基いて前記プリアンプの利得を制御する制御信号を発生させる回路構成をさらに含むことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載のプッシュプル電力増幅器。
- 前記所定の通過時間間隔を１０秒乃至４５秒とすることを特徴とする請求項４記載のプッシュプル電力増幅器。
- 前記所定の通過時間間隔がほぼ３０秒であることを特徴とする請求項５記載のプッシュプル電力増幅器。
- 前記時間積分をほぼ３秒の間隔で更新させることを特徴とする請求項５記載のプッシュプル電力増幅器。
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