JP3892945B2 - サンプリングされた振幅リードチャネルおよび２進データをリードする方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、コンピュータ記憶システム用のサンプリングされた振幅リードチャネルにおけるタイミングリカバリに関する。具体的には、本発明は、各サンプル事例におけるアナログリード信号の傾きを制御することによって、タイミングリカバリのための位相誤差推定値の正確さを改善する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタルコンピュータ用の磁気ディスク記憶システムにおいて、（典型的には、誘導性コイル型の）ライトヘッドは、複数の２進「１」値および「０」値から構成されるシーケンスを記録するために、磁束の遷移を磁気ディスクの表面上にライトする。記録されたこの２進データをリードするために、回転する磁気ディスクの近傍に位置づけられたリードヘッドは、磁束の遷移を検出し、対応するパルスをアナログリード信号に発生する。これらのパルスは、それからリードチャネル回路により、推定された２進シーケンスに検出・復号化される。誤差がない場合、推定された２進シーケンスは、記録されている２進シーケンスに等しいが、推定された２進シーケンス内に誤差をもたらす原因になる、アナログリード信号の信号対雑音比の低下を招く数多くの要因がある。
【０００３】
パルス検出処理時の誤差は、符号間干渉（ＩＳＩ）および／またはチャネルノイズによりもたらされることが最も多い。従来、リードチャネルは、アナログリード信号におけるピークを検出する簡単なアナログピーク検出器のかたちで実現されてきた。しかし、ＩＳＩおよびチャネルノイズが増大すると、アナログピーク検出器の精度も急速に低下する。この悪影響を緩和するために、最近の記憶システムは、ＩＳＩおよびチャネルノイズが検出アルゴリズムに与える影響を考慮に入れた、さらに高度なディジタル信号処理回路を有するサンプリングされた振幅リードチャネルを用いている。
【０００４】
この目的のために、サンプリングされた振幅リードチャネルは、アナログリード信号をサンプリングすることによって、離散時間サンプル値のシーケンスを生成するサンプリングデバイスと、サンプル値をボーレート（符号ビットレート）に同期させるタイミングリカバリとを備えている。その後、シーケンス検出器が、それらの同期サンプル値を文脈に従って推定することによって、推定された２進データについて最尤（most likely）のシーケンスを選択する。公知の離散時間シーケンス検出方法としては、最尤シーケンス検出（ＭＬＳＤ）、ビタビ検出（ＭＬＳＤの近似）を用いたパーシャルレスポンス（ＰＲ）、判定帰還等化（ＤＦＥ）、改善された判定帰還等化（ＥＤＦＥ）、および判定帰還を用いた固定遅延ツリー検索（ＦＤＴＳ／ＤＦ）などが挙げられる。
【０００５】
ＭＬＳＤ（またはその近似）を実施する離散時間シーケンス検出器は、ある与えられた信号対雑音比においてビット誤りレートを大幅に改善することができるものの、それらの検出器は、それでも、リードチャネルのその他の局面により制約を受けている。例えば、公知のビタビ型シーケンス検出器は、リード信号が所望のパーシャルレスポンスに等化され、かつタイミングリカバリがボーレートに対して正確に同期がとられている時のみ、最適に動作する。タイミングリカバリに誤差が発生すると、検出アルゴリズムに誤差をもたらしうる信号雑音が生じる結果となる。
【０００６】
タイミングリカバリの動作は、リードチャネルのダイパルス応答、すなわち、あるビット期間のあいだライト電流をオンにスイッチングすることに対するリードチャネルの応答から理解される。パーシャルレスポンスクラスＩＶ（ＰＲ４）リードチャネルのダイパルス応答は、図３Ａに示されている。同期のとられた各サンプリング事例において、ダイパルスサンプル値は、…０、０、＋１、０、−１、０、０、…である。ユーザデータを磁気ディスクにライトする時、データビットは、「１」ビットが正の電流を誘導し（ａ（ｎ）＝＋１）、「０」ビットが負の電流を誘導する（ａ（ｎ）＝−１）ように、記録ヘッドコイル内の電流を変調する。結果として得られるアナログリード信号ｙ（ｔ）は、ダイパルス応答ｈ（ｔ−ｎＴ）の遅延されたバージョンの線形結合である。
【０００７】
ｙ（ｔ）＝Σａ（ｎ）・ｈ（ｔ−ｎＴ） （１）
ここで、Ｔは、ボーレート間隔である。タイミングリカバリは、サンプル値がダイパルス応答＋１、０、−１のみの関数となるように（すなわち、サンプルが、＋２、０または−２の値をとるように）、アナログリード信号のサンプルを、ボーレート（符号ビットレート）に同期させることを試みる。
【０００８】
従来、タイミングリカバリは、サンプリングデバイス（例えば、アナログ・ディジタル変換器）が、データ変調レートに対応する周波数でアナログリード信号をサンプリングするように、サンプリングデバイスを制御する。あるいは、アナログリード信号は、非同期的にサンプリングされてもよく、非同期サンプル値を補間することによって、同期サンプル値を発生してもよい。
【０００９】
もしタイミングリカバリがボーレートに対して同期がとられないのなら、サンプリングされたダイパルス応答には誤差が生じ、例えば、（…０、−０．１、＋０．９、＋０．１、−０．９、−０．１、０…）のようになる。また、これに対応して、リード信号のサンプル値にも誤差が生じる。タイミング誤差または位相誤差を補償するために、位相同期ループ（ＰＬＬ）は、サンプルがボーレートに対して同期がとられるまで、サンプリング周波数（または補間間隔）を調整する。
【００１０】
ＰＲ４リードチャネルの位相同期ループでは、位相誤差ΔΘは、通常、タイミング勾配アルゴリズムを用いて計算される。
【００１１】
ΔΘ＝Ｙk・（Ｘk-1）＋Ｙk-1・（Ｘk） （２）
ここで、Ｙkは、実際のサンプル値であり、Ｘkは、推定されたＰＲ４サンプル値または理想のＰＲ４サンプル値である。位相誤差ΔΘは、電圧制御された発振器（ＶＣＯ）の動作を制御し、ＶＣＯの出力は、サンプリング周波数の同期がとられるまで、アナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）のようなサンプリングデバイスのサンプリング周波数を制御する。あるいは、補間間隔を位相誤差ΔΘから計算し、補間フィルタを用いて同期サンプル値を発生するのに用いてもよい。
【００１２】
従来のＰＲ４リードチャネルにおいて本発明に関連する別の構成要素は、入力データシーケンスを、それがディスクにライトされる前にプリコードする、１／（１＋Ｄ2）プリコーダである。１／（１＋Ｄ2）プリコーダがＰＲ４チャネルの（１−Ｄ2）伝達関数を補償し、ビット誤りの伝搬を防止することは、当業者には理解できるであろう。しかし、このプリコーダの特徴は、ある与えられた入力シーケンスに対して、プリコーダの初期状態（すなわち、Ｄ2遅延レジスタの初期状態である００、０１、１０、１１）次第で、可能な出力シーケンスが４つあるということにある。１／（１＋Ｄ2）プリコーダの４つの初期状態に対応する４つのアナログリード信号のすべてが、タイミングリカバリに最適な波形を示すわけではない。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
方程式（２）のタイミング勾配アルゴリズムは、それぞれのサンプル事例においてアナログリード信号の傾きを近似することによって、位相誤差ΔΘを計算する。しかし、この傾きの近似は、図５に示されているように、データに依存する。図５は、従来のＰＲ４リードチャネルにおいてディスク上にライトされた同一のデータシーケンスに対する２つの可能なアナログリード信号（すなわち、これら２つの可能なアナログリード信号は、１／（１＋Ｄ2）プリコーダの初期状態に依存している）を示している。サンプル事例３とサンプル事例４との間で、上側の波形におけるアナログリード信号の傾きは、下側の波形におけるアナログリード信号の傾きよりも十分によく規定されうる。容易に理解できるように、これは、符号間干渉（ＩＳＩ）の与える影響が、（破線で示されているように）第２のダイパルス応答の極性次第で変わってくるからである。よって、下側の波形に比べて、上側の波形のほうが、方程式（２）の位相誤差推定値にはるかに近似した傾きを与えることができる。
【００１４】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、各サンプル事例においてアナログリード信号におけるパルスの傾きを制御することによって、タイミングリカバリＰＬＬにおける位相誤差推定値を最適化する能力をもつ、ＰＲ４リードチャネルを提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明によるディスク記憶媒体上に位置づけられたリードヘッドからのアナログリード信号におけるパルスをサンプリングすることによって発生された離散時間サンプル値のシーケンスからディジタルデータをリードする、サンプリングされた振幅リードチャネルは、（ａ）タイミングリカバリのための位相誤差推定値を改善する第１のマッピングに従って、ライト動作の間に、ユーザデータをコードワードに符号化するエンコーダであって、該位相誤差推定値が、該アナログリード信号における該パルスの傾きの関数として発生される、エンコーダと、（ｂ）リード動作の間に該アナログリード信号をサンプリングすることによって、該離散時間サンプル値のシーケンスを発生する、サンプリングデバイスと、（ｃ）同期サンプル値を該離散時間サンプル値および該位相誤差推定値の関数として発生する、タイミングリカバリと、（ｄ）該同期サンプル値から該コードワードを検出する、離散時間検出器と、を備えており、そのことにより上記目的が達成される。
【００１６】
ある実施形態では、前記第１のマッピングが、以下の表３Ａ〜表３Ｆに従って作用する。
【００１７】
【表３Ａ】
【００１８】
【表３Ｂ】
【００１９】
【表３Ｃ】
【００２０】
【表３Ｄ】
【００２１】
【表３Ｅ】
【００２２】
【表３Ｆ】
【００２３】
ある実施形態では、前記第１のマッピングの逆である第２のマッピングに従って、リード動作の間に、前記コードワードを復号化するデコーダをさらに備えている。
【００２４】
ある実施形態では、前記第２のマッピングが、以下の表４Ａ〜表４Ｇに従って作用する。
【００２５】
【表４Ａ】
【００２６】
【表４Ｂ】
【００２７】
【表４Ｃ】
【００２８】
【表４Ｄ】
【００２９】
【表４Ｅ】
【００３０】
【表４Ｆ】
【００３１】
【表４Ｇ】
【００３２】
ある実施形態では、Ｙk・（Ｘk-1）＋Ｙk-1・（Ｘk）（ここで、Ｙkは、実際のサンプル値であり、Ｘkは、推定されたサンプル値である）に比例する前記位相誤差推定値を発生する位相誤差検出器をさらに備えている。
【００３３】
ある実施形態では、（ａ）前記ユーザデータに応答して、該ユーザデータにより発生された前記位相誤差推定値の質を測定する、グレーダと、（ｂ）もし該測定された質が、所定の閾値を下回っているのなら、該ユーザデータを前記第１のマッピングに従ってマッピングする手段と、をさらに備えている。
【００３４】
ある実施形態では、前記コードワードがそれぞれ、前記ユーザデータが前記第１のマッピングに従ってマッピングされたどうかを示すマップビットを含んでいる。
【００３５】
ある実施形態では、前記第１のマッピングの逆である第２のマッピングに従って、リード動作の間に前記コードワードを復号化するデコーダをさらに備えている、サンプリングされた振幅リードチャネルであって、もし前記ユーザデータが該第１のマッピングに従ってマッピングされていないことを前記マップビットが示すのなら、該デコーダが、該コードワードを該第２のマッピングに従ってマッピングしない。
【００３６】
ある実施形態では、前記アナログリード信号の傾きをあるサンプル事例において制御する手段をさらに備えている。
【００３７】
ある実施形態では、前記傾きを制御する前記手段が、前記コードワードを前記ディスクにライトするＮＲＺＩ変調器を備えている。
【００３８】
ある実施形態では、前記エンコーダが、（ａ）前記コードワードが所定のランレングス制約に違反しているかどうかを検出する、ＲＬＬ検出器と、（ｂ）該コードワードが、該ランレングス制約に違反しないように、該コードワードを修正する手段と、をさらに備えている。
【００３９】
ある実施形態では、前記コードワードの符号レートが、１６／１７である。
【００４０】
本発明によるディスク記憶媒体上に位置づけられたリードヘッドからのアナログリード信号におけるパルスをサンプリングすることによって発生された離散時間サンプル値のシーケンスから２進データをリードする、サンプリングされた振幅リードチャネルは、該２進データが第１のマッピングに従って符号化されたコードワードを含んでいる、サンプリングされた振幅リードチャネルであって、（ａ）該アナログリード信号をサンプリングすることによって、該離散時間サンプル値のシーケンスを発生する、サンプリングデバイスと、（ｂ）該離散時間サンプル値に応答して同期サンプル値を発生する、タイミングリカバリであって、あるサンプル事例における該アナログリード信号の該パルスの傾きに対して位相誤差推定値を発生する位相誤差検出器を備えている、タイミングリカバリと、（ｃ）該同期サンプル値から該コードワードを検出する、離散時間検出器と、（ｄ）該第１のマッピングの逆である第２のマッピングに従って該コードワードを復号化するデコーダであって、該第１のマッピングが、該タイミングリカバリ用の該位相誤差推定値を改善する、デコーダと、を備えており、そのことにより上記目的が達成される。
【００４１】
ある実施形態では、（ａ）もし対応する位相誤差推定値の質が所定の閾値を下回っているのなら、前記２進データが前記第１のマッピングを用いて符号化され、（ｂ）もし該対応する位相誤差推定値の該質が該所定の閾値を下回っていないのなら、該２進データが該第１のマッピングを用いて符号化されず、（ｃ）前記コードワードがそれぞれ、前記ユーザデータが該第１のマッピングに従ってマッピングされたどうかを示すマップビットを含んでおり、かつ（ｄ）もし該コードワードが該第１のマッピングを用いて符号化されたことを該マップビットが示すのなら、前記デコーダが、前記第２のマッピングを用いて該コードワードのそれぞれを復号化するのに該マップビットを用いる。
【００４２】
ある実施形態では、前記コードワードの符号レートが、１６／１７である。
【００４３】
ある実施形態では、前記位相誤差推定値を発生する前記位相誤差検出器が、Ｙk・（Ｘk-1）＋Ｙk-1・（Ｘk）（ここで、Ｙkは、実際のサンプル値であり、Ｘkは、推定されたサンプル値である）に従って動作する。
【００４４】
本発明によるディスク記憶媒体上に位置づけられたリードヘッドからのアナログリード信号におけるパルスをサンプリングすることによって発生された離散時間サンプル値のシーケンスから２進データをリードする方法において、該２進データが第１のマッピングに従って符号化されたコードワードを含んでいる、方法は、（ａ）該アナログリード信号をサンプリングすることによって、該離散時間サンプル値のシーケンスを発生するステップと、（ｂ）あるサンプル事例における該アナログリード信号の該パルスの傾きに対する位相誤差を推定するステップと、（ｃ）該離散時間サンプル値および該ステップ（ｂ）の該位相誤差推定値に応答して、同期サンプル値を発生するステップと、（ｄ）該同期サンプル値から該コードワードを検出するステップと、（ｅ）該第１のマッピングの逆である第２のマッピングに従って該コードワードを復号化するステップであって、該第１のマッピングが、タイミングリカバリ用の該位相誤差推定値を改善する、ステップと、を含んでおり、そのことにより上記目的が達成される。
【００４５】
ある実施形態では、前記位相誤差を推定する前記ステップが、Ｙk・（Ｘk-1）＋Ｙk-1・（Ｘk）（ここで、Ｙkは、実際のサンプル値であり、Ｘkは、推定されたサンプル値である）に従って作用する。
【００４６】
ある実施形態では、前記コードワードが、符号化されていない２進データに対応する前記位相誤差推定値の測定された質に依存して、前記第１のマッピングを用いて選択的に符号化される、２進データをリードする方法であって、該コードワードが該第１のマッピングに従って符号化されたかどうかを示すマップビットを該コードワードにおいて復号化するステップをさらに含んでいる。
【００４７】
ある実施形態では、前記コードワードが、１６／１７の符号レートで符号化される。
【００４８】
以下に作用を説明する。
【００４９】
より正確な位相誤差推定値を与えることによってタイミングリカバリを改善する符号化スキームを有する、磁気記録用のパーシャルレスポンスクラスＶＩ（ＰＲ４）リードチャネルが開示される。本発明では、（あいまいな初期状態を避けるために）従来の１／（１＋Ｄ2）プリコーダは用いられないので、リードチャネルは、磁気ディスク上にライトされる磁束の遷移を直接、制御することができる。これにより、リードチャネルには、各サンプル事例においてアナログリード信号に十分に規定された傾きを生成する基準に従ってユーザデータを符号化することが可能になるので、タイミングリカバリの位相誤差推定値の正確さを改善することができる。
【００５０】
符号化処理のあいだ、入力ユーザデータシンボルは、そのシンボルをリードすることにより得られる位相誤差推定値の質に従って「グレードが決められる」。もしシンボルのグレードが所定の閾値を下回っているのなら、そのシンボルは、より正確な位相誤差推定値が得られるようにする基準に従ってマッピングされる。マッピングされたシンボルに「１」ビットが加えられると、結果として生ずるコードワードがマッピングされることを示す。もしシンボルのグレードが所定の閾値を上回っており、結果として得られる位相誤差推定値が、十分に正確であることを示すのなら、そのシンボルは、マッピングなしで直接、コードワードに符号化され、そのコードワードがマッピングされないことを示す「０」ビットが付加される。
【００５１】
その後、これらのコードワードは、１／（１＋Ｄ2）プリコーダによりプリコードするのではなく、よく知られているＮＲＺＩフォーマットに従ってディスク上に直接、ライトされる。このようにして、あるサンプリング事例におけるアナログリード信号の傾きを知ることができるので、上述のマッピング処理を簡単にすることができる。
【００５２】
リードバック時に、一対のインタリーブされたスライディング閾値検出器として実施されるＰＲ４ビタビ検出器は、予備データシーケンスを出力する。この予備データシーケンスを、ＮＲＺＩ変換器に通すことによって、推定されたＮＲＺＩデータシーケンスを生成する。その後、エンコーダとは逆の演算を実施するデコーダが、推定されたＮＲＺＩシーケンスを推定されたユーザデータシーケンスに復号化する。誤差がない場合、推定されたユーザデータシーケンスは、もともと記録されていたユーザデータシーケンスに等しい。
【００５３】
【発明の実施の形態】
本願は、以下の同時係属中の米国特許出願、すなわち、「サンプル推定等化、欠陥スキャニング、チャネル品質、ディジタルサーボ復調、タイミングリカバリ用のＰＩＤフィルタおよびＤＣオフセット制御を含むサンプリングされた振幅リードチャネル」と題された米国特許出願第０８／３４１，２５１号、「同期パーシャルレスポンス記録のための改善されたタイミングリカバリ」と題された米国特許出願第０８／３１３，４９１号（現在、共に取り下げられている）、および「サンプリングされた振幅磁気記録のための改善された欠陥許容シンクマーク検出器」と題された米国特許出願第０８／５３３，７９７号に関連している。本願は、また、以下に掲げるいくつかの米国特許、すなわち、「同期波形サンプリング用のタイミングリカバリ回路」と題された米国特許第５，３５９，６３１号、「複雑さの低減されたビタビ型シーケンス検出器のための方法および装置」と題された米国特許第５，２９１，４９９号、「同期波形サンプリングのための利得制御回路」と題された米国特許第５，２９７，１８４号、「ディジタルパルス検出器」と題された米国特許第５，３２９，５５４号、および「同期リードチャネル」と題された米国特許第５，４２４，８８１号にも関連している。上に列挙した特許出願および特許のすべては、同一の譲受人に譲渡されており、本願でも、それらのすべてが参考として援用される。
【００５４】
本発明の上記局面および利点、ならびにその他の局面および利点は、添付の図面を参照しながら以下に述べる本発明の詳細な説明を読めば、よりよく理解できるであろう。
【００５５】
（従来のサンプリングされた振幅リードチャネル）
図１をここで参照すれば、従来のサンプリングされた振幅リードチャネルの詳細なブロック図が示されている。ライト動作のあいだ、ユーザデータ２またはデータ発生器４からのプリアンブルデータ（例えば２Ｔのプリアンブルデータ）が、媒体上にライトされる。ＲＬＬエンコーダ６は、ＲＬＬ制約条件にしたがって、ユーザデータ２を２進シーケンスｂ（ｎ）８に符号化する。１／（１＋Ｄ2）プリコーダ１０は、記録チャネル１８および等化器フィルタの伝達関数を補償し、ビット誤りの伝搬を防止するために、２進シーケンスｂ（ｎ）８をプリコードする。プリコーダ１０の出力（プリコードされたシーケンス〜ｂ（ｎ）１２）は、〜ｂ（Ｎ）＝０をａ（Ｎ）＝−１に、かつ〜ｂ（Ｎ）＝１をａ（Ｎ）＝＋１に変調するＮＲＺ変調器１４によって、シンボルａ（ｎ）１６に変換される。ライト回路９は、シンボルａ（ｎ）１６に応答して、ボーレート１／Ｔで記録ヘッドコイル中の電流を変調することによって、２進シーケンスを媒体上に記録する。周波数シンセサイザ５２は、ボーレートライトクロック５４をライト回路９に供給する。また、周波数シンセサイザ５２は、記録ヘッドがその上に位置しているゾーンに従ってチャネルデータレート信号（ＣＤＲ）３０により調整される。
【００５６】
記録された２進シーケンスを媒体からリードするとき、タイミングリカバリ２８は、まず、リードチャネルへの入力としてマルチプレクサ６０を通したライトクロック５４を選択することによって、ライト周波数にロックする。いったんライト周波数にロックされると、マルチプレクサ６０は、記録されたユーザデータよりも前にディスク上に記録されたアクイジションプリアンブルを得るために、リードヘッドからの信号１９をリードチャネルへの入力として選択する。可変利得増幅器２２は、アナログリード信号５８の振幅を調整し、アナログフィルタ２０は、エイリアシングノイズを減衰させるとともに、所望の応答を得るために初期等化をおこなう。サンプリングデバイス２４は、アナログフィルタ２０からのアナログリード信号６２をサンプリングし、離散時間等化器フィルタ２６は、所望の応答を得るためにサンプル値２５をさらに等化する。パーシャルレスポンス記録においては、所望の応答は、例えば、しばしば以下の表５から選択される。
【００５７】
【表５】
【００５８】
等化の後、リード信号５８の振幅と、サンプリングデバイス２４の周波数および位相とをそれぞれ調整するために、等化されたサンプル値３２は、判定により向きの決められた利得制御５０と、タイミングリカバリ回路２８とに与えられる。タイミングリカバリは、等化されたサンプル３２をボーレートに同期させるために、ライン２３を介してサンプリングデバイス２４の周波数を調整する。周波数シンセサイザ５２は、温度、電圧およびプロセスのばらつきに対してタイミングリカバリ周波数を所定の値に揃えるために、センタ周波数の粗い設定値をライン６４を介してタイミングリカバリ回路２８に与える。チャネルデータレート（ＣＤＲ）信号３０は、シンセサイザ５２の周波数範囲を、現在のゾーンについてのデータレートにしたがって調整する。利得制御５０は、チャネルの周波数応答の大きさを所望のパーシャルレスポンスに一致させるために、ライン２１を介して可変利得増幅器２２の利得を調整する。
【００５９】
等化されたサンプル３２は、ＰＲ４シーケンス検出器３４（典型的には、一対のインタリーブされたスライディング閾値検出器として実施される）にも送られる。ＰＲ４シーケンス検出器３４は、サンプル値から推定された２進シーケンス＾ｂ（ｎ）３３を検出する。ＲＬＬデコーダ３６は、ＰＲ４シーケンス検出器３４からの推定された２進シーケンス＾ｂ（ｎ）３３を、推定されたユーザデータ３７に復号化する。データシンク検出器６６は、ＲＬＬデコーダ３６の動作をフレームに同期させるために、データセクタ１５の中のシンクマーク７０（図２Ｂに示す）を検出する。誤差がなければ、推定された２進シーケンス＾ｂ（ｎ）３３は、記録された２進シーケンスｂ（ｎ）８と一致し、復号化されたユーザデータ３７は、記録されたユーザデータ２と一致する。
【００６０】
（データフォーマット）
図２Ａは、１連の同心円状データトラック１３を備えた磁気媒体のデータフォーマットの１例を示す。ここで、それぞれのデータトラック１３は、サーボウェッジ１７の埋め込まれた複数のセクタ１５を有している。サーボコントローラ（不図示）が、サーボウェッジ１７内のサーボデータを処理し、そのサーボデータに応答して、リード／ライトヘッドを所望のトラック上に位置づける。また、サーボコントローラは、サーボウェッジ１７内のサーボバーストを処理することによって、データをライトしたり、リードしたりしながら、所望のトラックのセンタライン上にヘッドを位置合わせし続ける。サーボウェッジ１７は、簡単な離散時間パルス検出器によっても、あるいは離散時間シーケンス検出器３４によっても検出されうる。もしシーケンス検出器３４がサーボデータを検出すれば、サーボウェッジ１７のフォーマットは、ユーザデータセクタ１５と同様に、プリアンブルと、シンクマークとを含むことになる。
【００６１】
図２Ｂは、アクイジションプリアンブル６８、シンクマーク７０およびデータ７２を備えたユーザデータセクタ１５のフォーマットを示す。タイミングリカバリは、アクイジションプリアンブル６８を処理することによって、データ７２をリードする前に正しいサンプリング周波数および位相を得ており、シンクマーク７０は、データ７２の始まりを区切る。
【００６２】
記憶密度の全体を増加させるために、ディスクは、１トラック当たり１４個のデータセクタを有する外側のゾーン１１と、１トラック当たり７個のデータセクタを有する内側のゾーン２７とに区分される。実用時には、ディスクは、実際には、ゾーン当たりのセクタ数が互いに異なる複数のゾーンに区分される。その場合、データは、それぞれ異なるデータレートでそれぞれのゾーンに記録されたり、そこから検出されたりする。
【００６３】
（従来のタイミングリカバリ）
図３Ａは、結合された記録チャネルｑ(ｔ) ４２、アナログフィルタｆ(ｔ) ４４、および離散時間等化器ｃ(ｎ)４６のＰＲ４ダイパルス応答ｈ（ｔ）４０を示している。もしサンプリング周波数および位相が正しい（τ＝０）なら、等化されたサンプルシーケンスは、｛０、 ０、 ＋１、 ０、 −１、 ０、 ０、…｝となる。これに対して、位相誤差（τ！＝０）は、等化されたサンプルシーケンスに誤差をもたらす。例えば位相誤差をもつサンプルシーケンスは、｛＋０．１、−０．２、 ＋０．４、 ＋０．８、−０．４、−０．８、 ＋０．２、 −０．１、 …｝でありうる。これらの誤差は、符号間干渉（ＩＳＩ）が存在する時には大きくなる。図３Ｂに示されているように、最適なサンプリングの事例は、ＩＳＩが最小になる、アイダイヤグラムの開口４８において起こる。理想的なＰＲ４記録チャネルでは、最適なサンプリング位相は、τ＝０の時（すなわち、リード信号のサンプルが、ボーレートと同期がとられている時）である。
【００６４】
図１に示す従来のＰＲ４リードチャネルでは、タイミングリカバリ回路２８は、サンプリングデバイスを同期させることによって、リード信号のサンプル値をボーレートに同期させる。図４は、従来のサンプリングタイミングリカバリ回路２８の概観を示している。可変周波数発振器（ＶＦＯ）１６４は、典型的にはディジタルリードチャネルにおけるアナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）であるサンプリングデバイス２４のサンプリングクロック２３を制御する。マルチプレクサ１５９は、アクイジションのあいだは等化されていないサンプル値２５を選択し、トラッキングのあいだは等化されたサンプル値３２を選択することによって、付随するレイテンシを避けるために、アクイジションのあいだ、離散等化器フィルタ２６をタイミングループから除く。位相誤差推定器１５５は、ライン１４９を介して受け取られたサンプル値と、ライン１４３上の、スライサのようなサンプル値推定器１４１からの推定されたサンプル値Ｘkとに応答して、位相誤差推定値を発生する。ループフィルタ１６０は、位相誤差をフィルタリングすることによって、サンプリングクロック２３と、ボーレートとの間の周波数差に比例した値に落ちつく周波数オフセットΔｆ １６７を発生する。周波数オフセットΔｆ １６７は、周波数シンセサイザ５２からのセンタ周波数制御信号６４とともに、サンプリングクロック２３をＶＦＯ １６４の出力において調整することによって、サンプリングをボーレートに同期させる。
【００６５】
ゼロ位相スタート回路１６２は、ＶＦＯ １６４の動作をアクイジションの始めに停止させることによって、サンプリングクロック２３と、リード信号６２との間の初期位相誤差を最小にする。これは、ＶＦＯ １６４をディセーブルし、アナログリード信号６２におけるゼロクロスを検出し、検出されたゼロクロスと第１のボーレートサンプルとの間の所定の遅延の後にＶＦＯ １６４を再びイネーブルすることによっておこなわれる。
【００６６】
図４の位相誤差推定器１５５は、以下の確率勾配方程式（２）に従って動作する。
【００６７】
ΔΘ＝Ｙk・（Ｘk-1）＋Ｙk-1・（Ｘk） （２）
ここで、Ｙkは、実際のサンプル値１４９であり、Ｘkは、スライサ１４１の出力における推定されたサンプル値１４３である。
【００６８】
位相誤差ΔΘを推定するための上記方程式は、それぞれのサンプル事例におけるアナログリード信号に含まれるパルスの傾きを近似することに基づいている。もしこの傾きが十分に規定されないのなら、位相誤差推定値の精度が低下する。１／（１＋Ｄ2）プリコーダ１０を用いる、図１に示す従来のＰＲ４リードチャネルでは、データシンボルを表すアナログパルスの傾きは、そのシンボルがディスク上にライトされた時のプリコーダ１０の状態によってはうまく規定できない。このことは、図５に示されている。図５は、従来のＰＲ４リードチャネルにおいてディスク上にライトされた同一のデータシンボルに対する２つの可能なアナログリード信号（すなわち、これら２つの可能なアナログリード信号は、１／（１＋Ｄ2）プリコーダの初期状態に依存している）を示している。サンプル事例３とサンプル事例４との間で、上側の波形におけるアナログリード信号の傾きは、下側の波形におけるアナログリード信号の傾きよりも十分によく規定されうる。容易に理解できるように、これは、符号間干渉（ＩＳＩ）の与える影響が、（破線で示されているように）第２のダイパルス応答の極性次第で変わってくるからである。よって、下側の波形に比べて、上側の波形のほうが、方程式（２）の位相誤差推定値にはるかに近似した傾きを与えることができる。
【００６９】
（改善されたサンプリングされた振幅リードチャネル）
図６は、本発明による改善されたサンプリングされた振幅リードチャネルを示している。符号化スキームを簡単にするために、図１に示されている従来のＲＬＬエンコーダ６の代わりに、後述するようにタイミングリカバリの位相誤差推定値を改善する本発明によるＲＬＬ／タイミングエンコーダ１７０が用いられている。さらに、図１の１／（１＋Ｄ2）プリコーダ１０およびＮＲＺ変調器１４は用いられない。その代わり、符号化されたデータシンボルｂ（ｎ）８は、ＮＲＺＩ変調器１７２を用いて磁気ディスクに直接、ライトされる。すなわち、データシンボルｂ（ｎ）８内の「１」ビットについては、ＮＲＺＩ変調器１７２は、ライト電流を（正から負に、またはその逆に）トグルし、「０」ビットについては、ライト電流を変更しないままにする。
【００７０】
記録された２進データをリードする時には、図６のリードチャネルは、上述した図１に示す従来技術によるリードチャネルと同様に動作する。好ましくは２つのインタリーブされたスライディング閾値検出器として実施される、ビタビ型のＰＲ４シーケンス検出器１７４は、図１の検出器３４と同様に、等化されたサンプル値３２の偶数インタリーブおよび奇数インタリーブを処理する。しかし、従来の１／（１＋Ｄ2）プリコーダ１０が用いられないので、ＰＲ４シーケンス検出器１７４は、データシーケンス１７６内で検出された「１」に対応するそれぞれの磁気遷移について符号ビット１７８を出力する（すなわち、シーケンス検出器１７４は、符号付きのＰＲ４データを出力する）。符号ビット１７８には、それぞれのインタリーブにおいてシーケンス検出器１７４により出力される「１」ビットおよび「０」ビットのそれぞれが関連づけられる。例えば、もし偶数のインタリーブにおいて正の遷移が検出されれば、シーケンス検出器１７４は、偶数のインタリーブにおいて負の遷移が検出されるまで、複数の「＋０」値が後続する「＋１」を出力する。表６による組合わせロジックを伴って実施されるＮＲＺＩ変換器１８０は、符号付きのＰＲ４データを推定された符号付きのＮＲＺＩシーケンス（ＳＮＲＺＩ）＾ｂ（ｎ）３３に変換する。そしてこのようにして、ディスクにライトされたデータシンボルｂ（ｎ）８の表現に変換しなおす。
【００７１】
【表６】
【００７２】
ＰＲ４シーケンス検出器１７４およびＮＲＺＩ変換器１８０について代わりに実施可能な形態が、図７Ａおよび図７Ｂに示されている。この実施の形態では、スライディング閾値ビタビ検出器１７１Ａおよび１７１Ｂは、等化されたサンプル値３２の偶数インタリーブおよび奇数インタリーブをそれぞれ処理するが、上述したような符号ビット１７８は出力しない。その代わり、それぞれの検出器は、（従来のＮＲＺＩ状態遷移図ではなく）図７Ａに示されているＮＲＺ状態遷移図に従って動作するように改変されている。２つの状態１７３Ａおよび１７３Ｂは、ＮＲＺシーケンスの状態、すなわち、磁束の極性を示している。遷移の分岐には、参照符号±Ｓ／Ｘというラベルがつけられている。ここで、±Ｓは信号サンプルを表し、Ｘは２進ＮＲＺシーケンスを表す。検出器１７１Ａおよび１７１Ｂにより出力されるＮＲＺシーケンス１７５Ａおよび１７５Ｂが、マルチプレクサ１７７で組み合わされることによって、シフトレジスタ１８１へとシフトされる完全なＮＲＺシーケンス１７９を形成する。シフトレジスタの出力１７６は、その後、ＮＲＺシーケンス１７９を１−Ｄフィルタ１８０に通すことによって、符号付きのＮＲＺＩシーケンス＾ｂ（ｎ）３３に変換される。ここで、フィルタ内の加算器１８３は、１０を底とする（ＸＯＲゲートではない）。
【００７３】
推定されたＮＲＺＩシーケンス＾ｂ（ｎ）３３は、推定されたユーザデータシーケンス３７を発生するために、ＲＬＬ／タイミングエンコーダ１７０とは逆のマッピングに従って、ＲＬＬ／タイミングデコーダ１８２により復号化される。誤り検出および訂正（ＥＤＡＣ）回路１８４は、推定されたユーザデータシーケンス内の誤りを検出、訂正することによって、ホストコンピュータに転送される訂正されたユーザデータシーケンス１８６を発生する。
【００７４】
上述したように、図１に示す従来の１／（１＋Ｄ2）プリコーダ１０は、ビット誤りの伝搬を防止する。このことは、ビット指向の誤り検出を用い、例えばファイヤコードのような訂正符号を用いる記憶システムには必要である。本発明は、後述する独特のエンコーダ１７０／デコーダ１８４実現方式により、このビット誤り伝搬の問題に対処する。ＥＤＡＣ回路１８４は、例えば、リードソロモン符号のような公知のバイト指向の誤り訂正符号のいずれかに従って動作する。このような符号の詳細については、当業者にはよく知られている。
【００７５】
（エンコーダ）
本発明の一局面は、ディスク上にライトされる磁気遷移を制御し、それによりリードバック時に結果として得られるアナログパルスの各サンプル事例における傾きを制御することによって、図６のタイミングリカバリ回路２８における位相誤差推定値を改善することができるように、データを符号化すること（１７０）にある。本発明によれば、磁束遷移を制御することが可能である。なぜなら、図１に示す従来のＰＲ４リードチャネルに見られる１／（１＋Ｄ2）プリコーダ１０は、図示されているように、図６のＰＲ４リードチャネルでは用いられないからである。換言すれば、データシンボルのある与えられた入力シーケンスについて、結果として得られるアナログリード信号は、あいまいさなしに決めることができる。よって、このリード信号は、結果として得られる位相誤差推定値の質に従って評価されうる。
【００７６】
よって、本発明では、ユーザデータシンボルはそれぞれ、そのシンボルが生成することになる最終的な位相誤差推定値の質に従って、そのグレードが決められる。もし、あるデータシンボルのグレードが所定の閾値を超えており、結果として得られる位相誤差推定値が十分に正確であることが示されるのなら、そのデータシンボルは、修正なしでディスクにライトされる。しかし、もしそのグレードが閾値を下回っているのなら、そのデータシンボルは、位相誤差推定値の正確さを改善する新しいシンボルに符号化される。
【００７７】
本発明によるＲＬＬ／タイミングエンコーダ１７０の詳細なブロック図は、図８Ａに示されている。ユーザデータ２は、１７ビットシフトレジスタ１８８に下位バイト１９０と上位バイト１９２とをロードすることによって、一度に１６ビット処理される。シフトレジスタの中央ビット１９４は「０」にセットされ、コードワードが当初はマッピングされないことを示す。以下の説明から理解できるように、現在のコードワードのグレードを決めることができるように、以前のコードワードの下位バイト１９６が、レジスタ１９８にロードされる。
【００７８】
グレーダ２００は、それぞれのビットがシフトレジスタ１８８からライン２０２を介してシフトアウトするときに、現在のコードワードにおけるそれぞれのビットのグレードを決める。コードワードのこれらのビットは、グレードが決められた後、ライン２０２を介して再びレジスタ１８８へとシフトしなおされる。ビットのグレードは、レジスタ２０６に蓄積され（２０４）、全コードワードのグレード２０８は、比較器２１０において以前の閾値と比較される。閾値を超えたかどうかによって、レジスタ１８８にシフトしなおされていた現在のコードワードが、この時点で符号化される。
【００７９】
好ましい実施の形態では、比較器２１０における閾値は、１８である。もしコードワードのグレード２０８が１８を超えているのなら、そのコードワードはマッピングされない。なぜなら、このコードワードは、すでに、正確な位相誤差推定値を発生できるからである。逆に、もしコードワードのグレード２０８が１８を下回っているのなら、上位バイト１９２および下位バイト１９０は、以下の表７Ａ〜表７Ｆに従って動作する８／８エンコーダ２１２により、より正確な位相誤差推定値を与える新しいコードワード２１４にそれぞれ独立してマッピングされる。この選択的マッピングは、グレード比較器２１０の出力２１８と、ＦＯＲＣＥ ＭＡＰ信号２２０およびＩＮＨＩＢＩＴ信号２２２とによって制御されるマルチプレクサ２１６を通して実施される。これら２つの信号については、以下に詳しく説明する。
【００８０】
【表７Ａ】
【００８１】
【表７Ｂ】
【００８２】
【表７Ｃ】
【００８３】
【表７Ｄ】
【００８４】
【表７Ｅ】
【００８５】
【表７Ｆ】
【００８６】
コードワードに含まれるそれぞれのビットのビットグレードは、以下の表８に従って生成される。最も正確な位相誤差推定値を与えるビットシーケンスについては、表８は、現在グレードが決められつつある対応するビットに関連づけられたグレード値を示している。すなわち、図８Ａのグレーダ２００は、現在グレードが決められつつある（２０２）ビットを、周辺のビットの文脈に則って評価する。もし入力シーケンスと、表８に掲げられてシーケンスのうちのいずれか一つとの間に一致が見られれば、グレーダ２００は、グレードの決められたビットに対応するグレード値を出力する。そうでなければ、グレーダ２００は、ゼロのグレードを出力する。
【００８７】
【表８】
【００８８】
例えば、以前のコードワードと現在のコードワードとが以下のようである場合を考える。
【００８９】
以前のコードワード 現在のコードワード
…ＸＸＸ０１１０１ １１００１０１１００１１１０１１
図８Ａのグレーダ２００は、現在のコードワードの最初のビットに対してビットグレード２を出力する。なぜなら、このビットは、表８の第１欄、第６行のシーケンス「０１１１０」の第３のビットであるからである。第２のビットについては、グレード２が出力される。なぜなら、このビットは、第１欄、第６行のシーケンス「０１１１０」の第４のビットであるからである。第３のビットについては、グレード０が出力される。なぜなら、このビットは、表８の行のどれとも一致しないからである。第４のビットには、グレード２が割り当てられる。なぜなら、このビットは、第１行のシーケンスと一致するからである。以下も同様である。
【００９０】
一致が見られるのは、表８のシーケンスが現在のコードワードを超えない場合のみである。例えば、現在のコードワードのビット１６のグレードを決める時、表８では、行３の最後の欄、ならびに、行１０および１１の第１欄のみが用いられる。なぜなら、その他のシーケンスは、すべて現在のコードワードの端を超えているからである。さらに、表８の最後の行は、一致がほかに見られない時には、現在のコードワードのビット１３〜１６のグレードを決めるのに用いられる。
【００９１】
タイミングリカバリのための位相誤差推定値の正確さを最適化するためにユーザデータを符号化することに加えて、ＲＬＬ／タイミングエンコーダ１７０は、コードワードが確実に以下の制約を満たすようにしなければならない。すなわち、
１．リードバック時には、リード信号のサンプル値に含まれる、連続する非ゼロのサンプルの間に最大ｋ個の（ｋの好ましい値は１４である）サンプルが確実に発生するようにする制約と、
２．リードバック時には、リード信号サンプル値に含まれる偶数および奇数のインタリーブの両方で、現在のコードワードの中央ビットに続くビットから始まり、後続するコードワードの中央ビットで終わる１７ビットから構成されるそれぞれのシーケンスに、非ゼロのサンプル値が確実に発生するようにする制約と、の２つである。
【００９２】
上記第１の制約は、ＲＬＬ（ｄ、ｋ）符号の公知のｋ制約に類似している。すなわち、この制約は、ＰＲ４リードチャネル用のタイミングリカバリ２８を確実に正しく動作させる。なぜなら、位相誤差推定値は、非ゼロのサンプル値が等化器２６の出力において処理される時のみ計算されるからである。上記第２の制約は、ＰＲ４シーケンス検出器３４において確実にパスを除外すること（path closure）ができるようにし（すなわち、疑似破局的な誤り事象を符号化の対象から外し（code out））、ＰＲ４シーケンス検出器３４によりどのような最小距離の誤り事象が発生されても、そのような誤り事象が３つよりも多くのコードワードバイトに影響を及ぼす事態を確実に防止できる。これにより得られる効果については、以下に述べるＥＤＡＣ回路１８４の説明を読めば、もっとよく理解できるであろう。
【００９３】
図８Ａにおいて、ランレングス検出器２２４は、現在のコードワード１８８の上位バイト２２８、以前のコードワード２２６の予め処理された（prepended）下位バイト１９８およびマッピングされたコードワード２１４を決めることによって、上記２つの制約が満たされているかどうかを判定する。上記２つの制約についてチェックをおこなうためには、入力シーケンスを１＋Ｄフィルタ（不図示）に通すことによって、その入力シーケンスをＰＲ４フォーマットに変換しなければならない。もし現在のコードワードがマッピングされておらず、上記ランレングス制約に違反しているのなら、ランレングス検出器２２４は、マルチプレクサ２１６においてコードワードが強制的にマッピングされるようにするＦＯＲＣＥ ＭＡＰ信号２２０をアサートする。表７Ａ〜表７Ｆに示すようにマッピング用にセットされたコードワードは、もしＦＯＲＣＥ ＭＡＰ信号２２０がアクティベートされれば、マッピング後のコードワードが上記制約を必ず満たすことを保証する。
【００９４】
もし、より正確な位相誤差推定値を与えるために、現在のコードワードが新しいコードワード２１４にマッピングされる（２１２）のなら、ランレングス検出器２２４は、マッピングされたコードワード２１４と、以前のコードワードの予め処理された下位バイト１９８とをチェックすることによって、上記２つの制約が満たされているかどうかをチェックする。もしマッピングされたコードワード２１４が上記制約に違反しているのなら、ランレングス検出器２２４は、マルチプレクサ２１６におけるマッピングを禁止するＩＮＨＩＢＩＴ信号２２２をアサートする。表７Ａ〜表７Ｆのマッピング用にセットされたコードワードは、もしＩＮＨＩＢＩＴ信号２２２がアクティベートされれば、マッピングされていないコードワードが上記制約を必ず満たすことを保証する。
【００９５】
８／８エンコーダ２１２は、表７Ａ〜表７Ｆに従ってマッピングされたコーワード２１４を以下のように生成する。まず、エンコーダ２１２は、レジスタ２２８に格納されている現在のコードワードの上位バイト１９２を表７Ａ〜表７Ｆに従ってマッピングする。次に、レジスタ２３０に格納されている現在のコードワードの下位バイト１９０がビット反転（bit-wise reversed）され（２３２）、上位バイト２２８と同じマッピングを用いて（すなわち、表７Ａ〜表７Ｆを用いて）８／８エンコーダ２１２により符号化される。マルチプレクサ２１６の出力におけるマッピングされた／マッピングされていないコードワード２３４は、１７ビットのシフトレジスタ２２６にロードされる。上位バイトは、レジスタ２３６にロードされ、下位バイトは、ビット反転された（２３８）後、レジスタ２４０にロードされる。シフトレジスタ２２６の中央ビット２４２は、もしコードワードがマッピングされているのなら、マルチプレクサ２４４を介して「１」ビットとしてロードされ、もしコードワードがマッピングされていないのなら、「０」ビットとしてロードされる。中央ビット２４２は、図６のデコーダ１８２により、リード動作の間にコードワードを復号化するのに用いられる。このことについては、ＥＤＡＣ回路１８４を説明する次のセクションで図８Ｂを参照して詳しく説明する。
【００９６】
（誤り検出および訂正）
図６に示されている本発明によるリードチャネルは、ＲＬＬ／タイミングデコーダ１８２により出力された推定されたデータシーケンス３７における誤りを訂正する、誤り検出および訂正回路（ＥＤＡＣ）１８４においてバイト指向の誤り訂正符号（ＥＣＣ）を実施する。例えば、リードソロモン符号のようなバイト指向のＥＤＡＣシステムでは、ディスクにライトされるコードワードを形成するためにデータに付加される冗長シンボルを生成するために、データは数学的に処理される。これらの冗長シンボルは、その後、リードバック時に、推定され復号化されたデータシーケンス３７における誤りを検出し、訂正するために用いられる。
【００９７】
ここで、再び図２Ａおよび図２Ｂを参照すると、トラック１３における各セクタ１５は、単一のＥＣＣコードワードを表すことができる。すなわち、１個のセクタのデータフィールド７２は、ユーザデータと、そのユーザデータの終わりに付加される冗長シンボルとを含むことができる。しかし、磁気記録システムにおいて最もよく発生する誤りは、典型的には、２つ以上の連続するバイトに及ぶバースト誤りである。多数のコードワードをつくるために１個のセクタにおけるデータをインタリーブすれば、ＥＤＡＣ回路１８４のパフォーマンスが改善されることはよく知られている。なぜなら、バースト誤りは、単一のコードワードに影響を及ぼすのではなく、多数のコードワードにわたって広がるからである。このことは、図９Ａに示されている。図９Ａは、３つのインタリーブされたコードワードに分割された、典型的な５１２バイトセクタを示している。データバイト０は、コードワード１の第１のバイトであり、データバイト３は、その第２のバイトである。データバイト１は、コードワード２の第１のバイトであり、データバイト４は、その第２のバイトである。以下も同様である。もしバースト誤りがデータバイト３に始まり、データバイト５で終わるのなら、インタリーブされていないシステムのように１個のコードワード中の３つのバイトに誤りがあるのではなく、１コードワードにつき１バイトのみに誤りがあることになる。本発明では、ＥＤＡＣ回路１８４は、好ましくは、３インタリーブ・リードソロモン誤り訂正符号として実施される。このような符号は、例えば、米国特許第5,446,743号に開示されている。この特許は、本発明と同一の譲受人に譲渡されている。
【００９８】
インタリーブされたバイト指向の符号を用いた誤り訂正に関する、従来の技術によるリードチャネルの別の局面は、図１に示されているＲＬＬエンコーダ６およびＲＬＬデコーダ３６（ＥＮＤＥＣ）である。典型的には、検出されたデータシーケンスにおけるそれぞれのビット誤りが、復号化された出力シーケンスにおける１バイトのみに影響を及ぼすだけですむように、従来のＥＮＤＥＣの符号レートは選択される。例えば、先に引用した米国特許第5,422,760号は、９ビットの各コードワードを８ビットのデータバイトに復号化することによって、復号化された出力シーケンスにおいて９ビットの誤りからのビット誤り伝搬を１バイトまたは２バイトに制限する、８／９ ＥＮＤＥＣを開示している。しかし、このような従来の８／９ ＥＮＤＥＣに関する欠点としては、レートが８／９と低いことに伴うオーバーヘッドのために記憶容量が低下することが挙げられる。例えば、レート１６／１７のようなもっと高いレートのＥＮＤＥＣを従来の技術により実施すれば、２つのコードワードに広がるバースト誤りが、復号化されたシーケンス３７における４つのバイトに悪影響を及ぼす結果、図９Ａのコードワードのうちの１つが、誤りを含むバイトを２つ含むことになってしまう。本発明は、検出された２進シーケンス３３において９ビット以下の広がりをもつどのようなバースト誤りでも、復号化された出力シーケンス３７では最大でも２バイトに影響を及ぼすようにし、１７ビット以下の誤りなら、最大でも３バイトに影響を及ぼすようにする、レート１６／１７ ＥＮＤＥＣを設けることによってこの問題を克服する。よって、図９Ａにおけるインタリーブされたそれぞれのコードワードでは、１７ビット以下の広がりをもつどのような誤りに対しても、検出された２進シーケンス３３における誤りを含むバイトは最大でも１バイトとなる。
【００９９】
このことは、本発明によれば、コードワードの最初の８ビットを、最後の８ビットからは独立して復号化することにより達成される。本発明によるデコーダ１８２は、図８Ｂに示されている。ＰＲ４／ＮＲＺＩ変換器１８０により出力された推定されたＮＲＺＩシーケンス＾ｂ（ｎ）３３は、８ビット上位バイトレジスタ２４８、中央ビットレジスタ２５０および下位バイトレジスタ２５２を有するレジスタ２４６へとシリアルにシフトされる。いったん１７ビットのコードワードの全体がレジスタ２４６内にシフトされれば、上位バイト２４８が、８／８デコーダ２５６への入力としてマルチプレクサ２５４を通して選択される。８／８デコーダ２５６は、以下の表９Ａ〜表９Ｇに従って復号化されたバイト２５８を出力する。中央ビット２５０は、受け取られたコードワードが図８Ａの８／８ ＲＬＬ／タイミングエンコーダ１７０により符号化されたかどうかによって、復号化されたバイト２５８か、または、上位バイト２６２をマルチプレクサ２６０を介して選択する。マルチプレクサ２６０の出力は、デマルチプレクサ２６３を通してルーティングされ、１６ビットレジスタ２６６の上位バイト２６４に格納される。次に、コードワードの下位バイト２５２がビット反転され（２６８）、マルチプレクサ２５４を通してルーティングされた後、表９Ａ〜表９Ｇに従って８／８デコーダ２５６によりマッピングされる（すなわち、コードワードの上位バイト２４８を復号化するのにも、下位バイト２５２を復号化するのにも同じデコーダが用いられるので、回路のコストを下げ、その複雑さを緩和することができる）。中央ビット２５０は、受け取られたコードワードが図８Ａの８／８ ＲＬＬ／タイミングエンコーダ１７０により符号化されたかどうかによって、復号化されたバイト２５８か、または、下位バイト２６２をマルチプレクサ２６０を介して選択する。マルチプレクサ２６０の出力は、デマルチプレクサ２６３を通してルーティングされ、ビット反転された（２７０）後、１６ビットレジスタ２６６の下位バイト２７２に格納される。
【０１００】
【表９Ａ】
【０１０１】
【表９Ｂ】
【０１０２】
【表９Ｃ】
【０１０３】
【表９Ｄ】
【０１０４】
【表９Ｅ】
【０１０５】
【表９Ｆ】
【０１０６】
【表９Ｇ】
【０１０７】
以上の説明により、本発明によるデコーダ１８２が、１７ビットのコードワードを上位バイト、下位バイトの順で互いに独立して復号化することは明らかであろう。すなわち、従来の技術とは異なり、本発明では、もしあるコードワードの下位バイトに誤りが含まれていれば、その上位バイトを正しく復号化する。逆の場合も同様である。その結果、あるコードワードの第１のビットに始まり、第２のコードワードの第１のバイトを超えて広がっている（つまり、少なくとも２５ビット長である）誤りは、復号化された出力の３バイトに影響を及ぼすのみとなる。また、１７ビット以下の広がりをもつ誤りは、３つの連続する復号化されたバイトに影響を及ぼすのみとなる。なぜなら、１７ビットの誤りは、最大でも１個の中央ビットに影響を及ぼすのみであるからである。よって、１７ビット以下の広がりをもつどのような誤りでも、図９Ａに示されている３つのインタリーブでは、１コードワードにつき１バイトにしか悪影響を及ぼさない。
【０１０８】
図６のＰＲ４シーケンス検出器３４における最小距離誤り事象が、１７ビットを超える広がりをもつことにより、連続するコードワードの２つの中央ビットに悪影響を及ぼし、復号化された出力のうちの４バイトが誤りを含むようになることもありうる。このことは、図９Ｂに示されている。図９Ｂは、あるインタリーブにおいて検出されたシーケンスのトレリス図２７４およびディスク上に記録された対応するコードワード２７５を示す図である。このシーケンス例では、チャネルノイズが原因で、シーケンス検出器は、第１のコードワード２８０の第５のビット２７８で偽の正遷移２７６を検出しており、後続するコードワード２８６の第１０のビット２８４で負遷移２８２を検出している。その結果、ＰＲ４シーケンス検出器３４により出力される誤りを含むシーケンス出力は、正しいシーケンスである…０−、０−、０−、０−、０−、０−、０−、０−、０−、０−、０−、０−、…ではなく、…１＋、０＋、０＋、０＋、０＋、０＋、０＋、０＋、０＋、０＋、０＋、１−、…となる。第１のコードワード２８０の中央ビット２８８の絶対値は正しく「０」と検出されるものの、符号ビットは、誤って「＋」として検出されるので、ＰＲ４／ＮＲＺＩ変換器１８０は、正しくない値を出力することになる。よって、第１のコードワード２８０の両バイトともに、誤って復号化されることになる。同様に、第２のコードワード２８６の第１のバイトの符号ビットも誤っているので、それらのビットもまた、ＰＲ４／ＮＲＺＩ変換器１８０により誤って復号化されることになる。最後に、第２のコードワード２８６の第２のバイトも誤って復号化される。なぜなら、第１のビット２８４における偽の負遷移２８２は、正しい値である「０−」ではなく、「１−」として検出されるからである。よって、本発明の一局面は、ＰＲ４シーケンス検出器における最小距離誤り事象が、２つの連続するコードワードの中央ビットを超えて広がるのを防止することによって、その誤り事象の長さを３つの連続するコードワードバイトに制約することである。
【０１０９】
本発明では、偶数インタリーブおよび奇数インタリーブの両方において、１７ビットのシーケンスごとに非ゼロのサンプル値が検出されるように入力シーケンスを符号化することによって、ＰＲ４検出器における最小距離誤り事象の長さを３コードワードバイトに制約する。ここで、それぞれの１７ビットシーケンスは、ある１７ビットコードワードの中央ビット２８９の直後のビットから始まり、後続するコードワードの中央ビット２９０で終わる。このことは、図９Ｃに示されている。図９Ｃは、第１のコードワード２９４の第２のバイトに「１」ビット３００が符号化されていることを除いて、図９Ｂに示すシーケンスと同じコードワードシーケンスに対するトレリス図２９２を示している。このようにして、第１のコードワード２９４の中央ビット２８９に続く最初のビットに始まり、第２のコードワード２９８の中央ビット２９０で終わる広がりの中で、非ゼロのサンプル値２９６が、リード信号のサンプル値において検出される。図からわかるように、これにより、（ノイズサンプル２７６の振幅が、第１のコードワード２９４における「１」ビット３００により生成される信号サンプル２９６の振幅よりも小さい（その可能性は高い）とすれば）正のノイズサンプル２７６によりもたらされた最小距離誤り事象が、２つの連続する中央ビットに広がることを防止することができる。
【０１１０】
よって、上述したように、図８Ａのエンコーダ１７０は、現在のコードワード１８８の上位バイト２２８、以前のコードワード２２６の予め処理された下位バイト１９８およびマッピングされたコードワード２１４を評価するＲＬ検出器２２４を備えている。もし上記制約が満たされないのなら、ＲＬ検出器２２４は、上述したように（ＦＯＲＣＥ ＭＡＰ信号２２０またはＩＮＨＩＢＩＴ信号２２２を介して）コードワードが強制的にマッピングされるようにするか、または、マッピングを禁止する。
【０１１１】
よって、各コードワードの上位バイトおよび下位バイトを互いに独立して復号化し、かつ、ＰＲ４検出器における最小距離誤り事象が２つの連続するコードワードの中央ビットに広がることを防止することによって、１７ビット以下の長さをもつ誤り事象により悪影響を及ぼされる連続するコードワードバイトの数は、最大でも３となる。すなわち、図９Ａの３インタリーブシステムの場合、１７ビット以下のバースト誤り事象は、それぞれのコードワードでわずか１バイトに悪影響が及ぼされるにすぎない。このようにして、本発明によれば、従来の技術による１６／１７ ＥＮＤＥＣで見られるような４コードワードバイトにわたる誤りの伝搬を防止しつつ、効率のよいレート１６／１７ ＥＮＤＥＣを実施することができる。
【０１１２】
本発明の各局面は、本願明細書で以上に開示した実施の形態によって完全に実現される。しかし、本発明のさまざまな局面が、他の異なる実施の形態によっても、本発明の本質的作用からはずれることなく実現可能であることは、当業者には理解できよう。例えば、図８Ａに示すエンコーダ１７０および図８Ｂに示すデコーダ１８２は、組み合わせのロジックを用いても、あるいはルックアップテーブルを用いても実施することができる。このような改変およびその他の改変は、以上に開示した教示を考慮すれば、自明であり、単なる設計上の選択事項にすぎない。以上に開示した特定の実施の形態は、あくまでも例示を目的とするものであり、本発明の範囲を限定するためのものではない。本発明の範囲は、添付の請求の範囲により適切に解釈されるべきである。
【０１１３】
【発明の効果】
本発明によれば、各サンプル事例においてアナログリード信号におけるパルスの傾きを制御することによって、タイミングリカバリＰＬＬにおける位相誤差推定値を最適化する能力をもつ、ＰＲ４リードチャネルを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のサンプリングされた振幅リードチャネルのブロック図である。
【図２Ａ】複数のユーザデータセクタおよび複数の埋め込みサーボデータセクタから構成される複数の同心円状データトラックを有する磁気ディスク記憶媒体のデータフォーマットの一例を示す図である。
【図２Ｂ】ユーザデータセクタのフォーマットの一例を示す図である。
【図３Ａ】タイミング位相誤差τをもつＰＲ４リードチャネルのサンプリングされたダイパルス応答を示す図である。
【図３Ｂ】ＰＲ４リードチャネルの３レベル「アイダイアグラム」を示す図である。
【図４】位相同期ループに用いられる位相誤差推定器を有するＰＲ４リードチャネルのための従来のタイミングリカバリ回路を示す詳細ブロック図である。
【図５】従来のＰＲ４リードチャネルに１／（１＋Ｄ2）プリコーダを用いる時の、同一のユーザデータ入力シーケンスから得られる２つのアナログリード波形を示す図である。
【図６】本発明による改善されたサンプリングされた振幅リードチャネルのブロック図である。
【図７Ａ】ダイコードシーケンスの場合のＮＲＺ状態遷移図である。
【図７Ｂ】図７Ａの状態遷移図に従って動作する、スライディング閾値ビタビシーケンス検出器の実現形態を示す図である。
【図８Ａ】図４の位相誤差推定器の動作を最適化するために、ユーザデータを符号化する１６／１７エンコーダを詳細に示す図である。
【図８Ｂ】検出されたＮＲＺＩデータシーケンスを推定されたユーザデータシーケンスに復号化する際に、図８Ａのエンコーダとは逆の演算をおこなう１６／１７デコーダを詳細に示す図である。
【図９Ａ】３つのインタリーブされたＥＣＣコードワードのかたちで磁気ディスク上に記録される１セクタのデータを示す図である。
【図９Ｂ】最小距離ＰＲ４誤り事象が２つの連続するコードワードの中央のビット間に広がることによって、復号化された出力シーケンスの４つのバイトに悪影響を及ぼすことを説明する図である。
【図９Ｃ】図９Ｂの誤り伝搬を防止する、本発明による符号化制約を示す図である。
【符号の説明】
２ ユーザデータ
４ データ発生器
９ ライト回路
１８ 磁気記録チャネル
２０ アナログ受信フィルタ
２２ 可変利得増幅器
２４ Ａ／Ｄ変換器
２６ 離散等化器フィルタ
２８ タイミングリカバリ
５０ 利得制御
５２ 周波数シンセサイザ
６０ マルチプレクサ
６６ データシンク検出器
１７２ ＮＲＺＩ変調器
１７４ ＰＲ４シーケンス検出器
１８０ ＰＲ４／ＮＲＺＩ変換器
１８２ ＲＬＬ／タイミングデコーダ
１８６ 誤り訂正されたユーザデータ
【発明の属する技術分野】
本発明は、コンピュータ記憶システム用のサンプリングされた振幅リードチャネルにおけるタイミングリカバリに関する。具体的には、本発明は、各サンプル事例におけるアナログリード信号の傾きを制御することによって、タイミングリカバリのための位相誤差推定値の正確さを改善する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタルコンピュータ用の磁気ディスク記憶システムにおいて、（典型的には、誘導性コイル型の）ライトヘッドは、複数の２進「１」値および「０」値から構成されるシーケンスを記録するために、磁束の遷移を磁気ディスクの表面上にライトする。記録されたこの２進データをリードするために、回転する磁気ディスクの近傍に位置づけられたリードヘッドは、磁束の遷移を検出し、対応するパルスをアナログリード信号に発生する。これらのパルスは、それからリードチャネル回路により、推定された２進シーケンスに検出・復号化される。誤差がない場合、推定された２進シーケンスは、記録されている２進シーケンスに等しいが、推定された２進シーケンス内に誤差をもたらす原因になる、アナログリード信号の信号対雑音比の低下を招く数多くの要因がある。
【０００３】
パルス検出処理時の誤差は、符号間干渉（ＩＳＩ）および／またはチャネルノイズによりもたらされることが最も多い。従来、リードチャネルは、アナログリード信号におけるピークを検出する簡単なアナログピーク検出器のかたちで実現されてきた。しかし、ＩＳＩおよびチャネルノイズが増大すると、アナログピーク検出器の精度も急速に低下する。この悪影響を緩和するために、最近の記憶システムは、ＩＳＩおよびチャネルノイズが検出アルゴリズムに与える影響を考慮に入れた、さらに高度なディジタル信号処理回路を有するサンプリングされた振幅リードチャネルを用いている。
【０００４】
この目的のために、サンプリングされた振幅リードチャネルは、アナログリード信号をサンプリングすることによって、離散時間サンプル値のシーケンスを生成するサンプリングデバイスと、サンプル値をボーレート（符号ビットレート）に同期させるタイミングリカバリとを備えている。その後、シーケンス検出器が、それらの同期サンプル値を文脈に従って推定することによって、推定された２進データについて最尤（most likely）のシーケンスを選択する。公知の離散時間シーケンス検出方法としては、最尤シーケンス検出（ＭＬＳＤ）、ビタビ検出（ＭＬＳＤの近似）を用いたパーシャルレスポンス（ＰＲ）、判定帰還等化（ＤＦＥ）、改善された判定帰還等化（ＥＤＦＥ）、および判定帰還を用いた固定遅延ツリー検索（ＦＤＴＳ／ＤＦ）などが挙げられる。
【０００５】
ＭＬＳＤ（またはその近似）を実施する離散時間シーケンス検出器は、ある与えられた信号対雑音比においてビット誤りレートを大幅に改善することができるものの、それらの検出器は、それでも、リードチャネルのその他の局面により制約を受けている。例えば、公知のビタビ型シーケンス検出器は、リード信号が所望のパーシャルレスポンスに等化され、かつタイミングリカバリがボーレートに対して正確に同期がとられている時のみ、最適に動作する。タイミングリカバリに誤差が発生すると、検出アルゴリズムに誤差をもたらしうる信号雑音が生じる結果となる。
【０００６】
タイミングリカバリの動作は、リードチャネルのダイパルス応答、すなわち、あるビット期間のあいだライト電流をオンにスイッチングすることに対するリードチャネルの応答から理解される。パーシャルレスポンスクラスＩＶ（ＰＲ４）リードチャネルのダイパルス応答は、図３Ａに示されている。同期のとられた各サンプリング事例において、ダイパルスサンプル値は、…０、０、＋１、０、−１、０、０、…である。ユーザデータを磁気ディスクにライトする時、データビットは、「１」ビットが正の電流を誘導し（ａ（ｎ）＝＋１）、「０」ビットが負の電流を誘導する（ａ（ｎ）＝−１）ように、記録ヘッドコイル内の電流を変調する。結果として得られるアナログリード信号ｙ（ｔ）は、ダイパルス応答ｈ（ｔ−ｎＴ）の遅延されたバージョンの線形結合である。
【０００７】
ｙ（ｔ）＝Σａ（ｎ）・ｈ（ｔ−ｎＴ） （１）
ここで、Ｔは、ボーレート間隔である。タイミングリカバリは、サンプル値がダイパルス応答＋１、０、−１のみの関数となるように（すなわち、サンプルが、＋２、０または−２の値をとるように）、アナログリード信号のサンプルを、ボーレート（符号ビットレート）に同期させることを試みる。
【０００８】
従来、タイミングリカバリは、サンプリングデバイス（例えば、アナログ・ディジタル変換器）が、データ変調レートに対応する周波数でアナログリード信号をサンプリングするように、サンプリングデバイスを制御する。あるいは、アナログリード信号は、非同期的にサンプリングされてもよく、非同期サンプル値を補間することによって、同期サンプル値を発生してもよい。
【０００９】
もしタイミングリカバリがボーレートに対して同期がとられないのなら、サンプリングされたダイパルス応答には誤差が生じ、例えば、（…０、−０．１、＋０．９、＋０．１、−０．９、−０．１、０…）のようになる。また、これに対応して、リード信号のサンプル値にも誤差が生じる。タイミング誤差または位相誤差を補償するために、位相同期ループ（ＰＬＬ）は、サンプルがボーレートに対して同期がとられるまで、サンプリング周波数（または補間間隔）を調整する。
【００１０】
ＰＲ４リードチャネルの位相同期ループでは、位相誤差ΔΘは、通常、タイミング勾配アルゴリズムを用いて計算される。
【００１１】
ΔΘ＝Ｙk・（Ｘk-1）＋Ｙk-1・（Ｘk） （２）
ここで、Ｙkは、実際のサンプル値であり、Ｘkは、推定されたＰＲ４サンプル値または理想のＰＲ４サンプル値である。位相誤差ΔΘは、電圧制御された発振器（ＶＣＯ）の動作を制御し、ＶＣＯの出力は、サンプリング周波数の同期がとられるまで、アナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）のようなサンプリングデバイスのサンプリング周波数を制御する。あるいは、補間間隔を位相誤差ΔΘから計算し、補間フィルタを用いて同期サンプル値を発生するのに用いてもよい。
【００１２】
従来のＰＲ４リードチャネルにおいて本発明に関連する別の構成要素は、入力データシーケンスを、それがディスクにライトされる前にプリコードする、１／（１＋Ｄ2）プリコーダである。１／（１＋Ｄ2）プリコーダがＰＲ４チャネルの（１−Ｄ2）伝達関数を補償し、ビット誤りの伝搬を防止することは、当業者には理解できるであろう。しかし、このプリコーダの特徴は、ある与えられた入力シーケンスに対して、プリコーダの初期状態（すなわち、Ｄ2遅延レジスタの初期状態である００、０１、１０、１１）次第で、可能な出力シーケンスが４つあるということにある。１／（１＋Ｄ2）プリコーダの４つの初期状態に対応する４つのアナログリード信号のすべてが、タイミングリカバリに最適な波形を示すわけではない。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
方程式（２）のタイミング勾配アルゴリズムは、それぞれのサンプル事例においてアナログリード信号の傾きを近似することによって、位相誤差ΔΘを計算する。しかし、この傾きの近似は、図５に示されているように、データに依存する。図５は、従来のＰＲ４リードチャネルにおいてディスク上にライトされた同一のデータシーケンスに対する２つの可能なアナログリード信号（すなわち、これら２つの可能なアナログリード信号は、１／（１＋Ｄ2）プリコーダの初期状態に依存している）を示している。サンプル事例３とサンプル事例４との間で、上側の波形におけるアナログリード信号の傾きは、下側の波形におけるアナログリード信号の傾きよりも十分によく規定されうる。容易に理解できるように、これは、符号間干渉（ＩＳＩ）の与える影響が、（破線で示されているように）第２のダイパルス応答の極性次第で変わってくるからである。よって、下側の波形に比べて、上側の波形のほうが、方程式（２）の位相誤差推定値にはるかに近似した傾きを与えることができる。
【００１４】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、各サンプル事例においてアナログリード信号におけるパルスの傾きを制御することによって、タイミングリカバリＰＬＬにおける位相誤差推定値を最適化する能力をもつ、ＰＲ４リードチャネルを提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明によるディスク記憶媒体上に位置づけられたリードヘッドからのアナログリード信号におけるパルスをサンプリングすることによって発生された離散時間サンプル値のシーケンスからディジタルデータをリードする、サンプリングされた振幅リードチャネルは、（ａ）タイミングリカバリのための位相誤差推定値を改善する第１のマッピングに従って、ライト動作の間に、ユーザデータをコードワードに符号化するエンコーダであって、該位相誤差推定値が、該アナログリード信号における該パルスの傾きの関数として発生される、エンコーダと、（ｂ）リード動作の間に該アナログリード信号をサンプリングすることによって、該離散時間サンプル値のシーケンスを発生する、サンプリングデバイスと、（ｃ）同期サンプル値を該離散時間サンプル値および該位相誤差推定値の関数として発生する、タイミングリカバリと、（ｄ）該同期サンプル値から該コードワードを検出する、離散時間検出器と、を備えており、そのことにより上記目的が達成される。
【００１６】
ある実施形態では、前記第１のマッピングが、以下の表３Ａ〜表３Ｆに従って作用する。
【００１７】
【表３Ａ】
【表３Ｂ】
【表３Ｃ】
【表３Ｄ】
【表３Ｅ】
【表３Ｆ】
ある実施形態では、前記第１のマッピングの逆である第２のマッピングに従って、リード動作の間に、前記コードワードを復号化するデコーダをさらに備えている。
【００２４】
ある実施形態では、前記第２のマッピングが、以下の表４Ａ〜表４Ｇに従って作用する。
【００２５】
【表４Ａ】
【表４Ｂ】
【表４Ｃ】
【表４Ｄ】
【表４Ｅ】
【表４Ｆ】
【表４Ｇ】
ある実施形態では、Ｙk・（Ｘk-1）＋Ｙk-1・（Ｘk）（ここで、Ｙkは、実際のサンプル値であり、Ｘkは、推定されたサンプル値である）に比例する前記位相誤差推定値を発生する位相誤差検出器をさらに備えている。
【００３３】
ある実施形態では、（ａ）前記ユーザデータに応答して、該ユーザデータにより発生された前記位相誤差推定値の質を測定する、グレーダと、（ｂ）もし該測定された質が、所定の閾値を下回っているのなら、該ユーザデータを前記第１のマッピングに従ってマッピングする手段と、をさらに備えている。
【００３４】
ある実施形態では、前記コードワードがそれぞれ、前記ユーザデータが前記第１のマッピングに従ってマッピングされたどうかを示すマップビットを含んでいる。
【００３５】
ある実施形態では、前記第１のマッピングの逆である第２のマッピングに従って、リード動作の間に前記コードワードを復号化するデコーダをさらに備えている、サンプリングされた振幅リードチャネルであって、もし前記ユーザデータが該第１のマッピングに従ってマッピングされていないことを前記マップビットが示すのなら、該デコーダが、該コードワードを該第２のマッピングに従ってマッピングしない。
【００３６】
ある実施形態では、前記アナログリード信号の傾きをあるサンプル事例において制御する手段をさらに備えている。
【００３７】
ある実施形態では、前記傾きを制御する前記手段が、前記コードワードを前記ディスクにライトするＮＲＺＩ変調器を備えている。
【００３８】
ある実施形態では、前記エンコーダが、（ａ）前記コードワードが所定のランレングス制約に違反しているかどうかを検出する、ＲＬＬ検出器と、（ｂ）該コードワードが、該ランレングス制約に違反しないように、該コードワードを修正する手段と、をさらに備えている。
【００３９】
ある実施形態では、前記コードワードの符号レートが、１６／１７である。
【００４０】
本発明によるディスク記憶媒体上に位置づけられたリードヘッドからのアナログリード信号におけるパルスをサンプリングすることによって発生された離散時間サンプル値のシーケンスから２進データをリードする、サンプリングされた振幅リードチャネルは、該２進データが第１のマッピングに従って符号化されたコードワードを含んでいる、サンプリングされた振幅リードチャネルであって、（ａ）該アナログリード信号をサンプリングすることによって、該離散時間サンプル値のシーケンスを発生する、サンプリングデバイスと、（ｂ）該離散時間サンプル値に応答して同期サンプル値を発生する、タイミングリカバリであって、あるサンプル事例における該アナログリード信号の該パルスの傾きに対して位相誤差推定値を発生する位相誤差検出器を備えている、タイミングリカバリと、（ｃ）該同期サンプル値から該コードワードを検出する、離散時間検出器と、（ｄ）該第１のマッピングの逆である第２のマッピングに従って該コードワードを復号化するデコーダであって、該第１のマッピングが、該タイミングリカバリ用の該位相誤差推定値を改善する、デコーダと、を備えており、そのことにより上記目的が達成される。
【００４１】
ある実施形態では、（ａ）もし対応する位相誤差推定値の質が所定の閾値を下回っているのなら、前記２進データが前記第１のマッピングを用いて符号化され、（ｂ）もし該対応する位相誤差推定値の該質が該所定の閾値を下回っていないのなら、該２進データが該第１のマッピングを用いて符号化されず、（ｃ）前記コードワードがそれぞれ、前記ユーザデータが該第１のマッピングに従ってマッピングされたどうかを示すマップビットを含んでおり、かつ（ｄ）もし該コードワードが該第１のマッピングを用いて符号化されたことを該マップビットが示すのなら、前記デコーダが、前記第２のマッピングを用いて該コードワードのそれぞれを復号化するのに該マップビットを用いる。
【００４２】
ある実施形態では、前記コードワードの符号レートが、１６／１７である。
【００４３】
ある実施形態では、前記位相誤差推定値を発生する前記位相誤差検出器が、Ｙk・（Ｘk-1）＋Ｙk-1・（Ｘk）（ここで、Ｙkは、実際のサンプル値であり、Ｘkは、推定されたサンプル値である）に従って動作する。
【００４４】
本発明によるディスク記憶媒体上に位置づけられたリードヘッドからのアナログリード信号におけるパルスをサンプリングすることによって発生された離散時間サンプル値のシーケンスから２進データをリードする方法において、該２進データが第１のマッピングに従って符号化されたコードワードを含んでいる、方法は、（ａ）該アナログリード信号をサンプリングすることによって、該離散時間サンプル値のシーケンスを発生するステップと、（ｂ）あるサンプル事例における該アナログリード信号の該パルスの傾きに対する位相誤差を推定するステップと、（ｃ）該離散時間サンプル値および該ステップ（ｂ）の該位相誤差推定値に応答して、同期サンプル値を発生するステップと、（ｄ）該同期サンプル値から該コードワードを検出するステップと、（ｅ）該第１のマッピングの逆である第２のマッピングに従って該コードワードを復号化するステップであって、該第１のマッピングが、タイミングリカバリ用の該位相誤差推定値を改善する、ステップと、を含んでおり、そのことにより上記目的が達成される。
【００４５】
ある実施形態では、前記位相誤差を推定する前記ステップが、Ｙk・（Ｘk-1）＋Ｙk-1・（Ｘk）（ここで、Ｙkは、実際のサンプル値であり、Ｘkは、推定されたサンプル値である）に従って作用する。
【００４６】
ある実施形態では、前記コードワードが、符号化されていない２進データに対応する前記位相誤差推定値の測定された質に依存して、前記第１のマッピングを用いて選択的に符号化される、２進データをリードする方法であって、該コードワードが該第１のマッピングに従って符号化されたかどうかを示すマップビットを該コードワードにおいて復号化するステップをさらに含んでいる。
【００４７】
ある実施形態では、前記コードワードが、１６／１７の符号レートで符号化される。
【００４８】
以下に作用を説明する。
【００４９】
より正確な位相誤差推定値を与えることによってタイミングリカバリを改善する符号化スキームを有する、磁気記録用のパーシャルレスポンスクラスＶＩ（ＰＲ４）リードチャネルが開示される。本発明では、（あいまいな初期状態を避けるために）従来の１／（１＋Ｄ2）プリコーダは用いられないので、リードチャネルは、磁気ディスク上にライトされる磁束の遷移を直接、制御することができる。これにより、リードチャネルには、各サンプル事例においてアナログリード信号に十分に規定された傾きを生成する基準に従ってユーザデータを符号化することが可能になるので、タイミングリカバリの位相誤差推定値の正確さを改善することができる。
【００５０】
符号化処理のあいだ、入力ユーザデータシンボルは、そのシンボルをリードすることにより得られる位相誤差推定値の質に従って「グレードが決められる」。もしシンボルのグレードが所定の閾値を下回っているのなら、そのシンボルは、より正確な位相誤差推定値が得られるようにする基準に従ってマッピングされる。マッピングされたシンボルに「１」ビットが加えられると、結果として生ずるコードワードがマッピングされることを示す。もしシンボルのグレードが所定の閾値を上回っており、結果として得られる位相誤差推定値が、十分に正確であることを示すのなら、そのシンボルは、マッピングなしで直接、コードワードに符号化され、そのコードワードがマッピングされないことを示す「０」ビットが付加される。
【００５１】
その後、これらのコードワードは、１／（１＋Ｄ2）プリコーダによりプリコードするのではなく、よく知られているＮＲＺＩフォーマットに従ってディスク上に直接、ライトされる。このようにして、あるサンプリング事例におけるアナログリード信号の傾きを知ることができるので、上述のマッピング処理を簡単にすることができる。
【００５２】
リードバック時に、一対のインタリーブされたスライディング閾値検出器として実施されるＰＲ４ビタビ検出器は、予備データシーケンスを出力する。この予備データシーケンスを、ＮＲＺＩ変換器に通すことによって、推定されたＮＲＺＩデータシーケンスを生成する。その後、エンコーダとは逆の演算を実施するデコーダが、推定されたＮＲＺＩシーケンスを推定されたユーザデータシーケンスに復号化する。誤差がない場合、推定されたユーザデータシーケンスは、もともと記録されていたユーザデータシーケンスに等しい。
【００５３】
【発明の実施の形態】
本願は、以下の同時係属中の米国特許出願、すなわち、「サンプル推定等化、欠陥スキャニング、チャネル品質、ディジタルサーボ復調、タイミングリカバリ用のＰＩＤフィルタおよびＤＣオフセット制御を含むサンプリングされた振幅リードチャネル」と題された米国特許出願第０８／３４１，２５１号、「同期パーシャルレスポンス記録のための改善されたタイミングリカバリ」と題された米国特許出願第０８／３１３，４９１号（現在、共に取り下げられている）、および「サンプリングされた振幅磁気記録のための改善された欠陥許容シンクマーク検出器」と題された米国特許出願第０８／５３３，７９７号に関連している。本願は、また、以下に掲げるいくつかの米国特許、すなわち、「同期波形サンプリング用のタイミングリカバリ回路」と題された米国特許第５，３５９，６３１号、「複雑さの低減されたビタビ型シーケンス検出器のための方法および装置」と題された米国特許第５，２９１，４９９号、「同期波形サンプリングのための利得制御回路」と題された米国特許第５，２９７，１８４号、「ディジタルパルス検出器」と題された米国特許第５，３２９，５５４号、および「同期リードチャネル」と題された米国特許第５，４２４，８８１号にも関連している。上に列挙した特許出願および特許のすべては、同一の譲受人に譲渡されており、本願でも、それらのすべてが参考として援用される。
【００５４】
本発明の上記局面および利点、ならびにその他の局面および利点は、添付の図面を参照しながら以下に述べる本発明の詳細な説明を読めば、よりよく理解できるであろう。
【００５５】
（従来のサンプリングされた振幅リードチャネル）
図１をここで参照すれば、従来のサンプリングされた振幅リードチャネルの詳細なブロック図が示されている。ライト動作のあいだ、ユーザデータ２またはデータ発生器４からのプリアンブルデータ（例えば２Ｔのプリアンブルデータ）が、媒体上にライトされる。ＲＬＬエンコーダ６は、ＲＬＬ制約条件にしたがって、ユーザデータ２を２進シーケンスｂ（ｎ）８に符号化する。１／（１＋Ｄ2）プリコーダ１０は、記録チャネル１８および等化器フィルタの伝達関数を補償し、ビット誤りの伝搬を防止するために、２進シーケンスｂ（ｎ）８をプリコードする。プリコーダ１０の出力（プリコードされたシーケンス〜ｂ（ｎ）１２）は、〜ｂ（Ｎ）＝０をａ（Ｎ）＝−１に、かつ〜ｂ（Ｎ）＝１をａ（Ｎ）＝＋１に変調するＮＲＺ変調器１４によって、シンボルａ（ｎ）１６に変換される。ライト回路９は、シンボルａ（ｎ）１６に応答して、ボーレート１／Ｔで記録ヘッドコイル中の電流を変調することによって、２進シーケンスを媒体上に記録する。周波数シンセサイザ５２は、ボーレートライトクロック５４をライト回路９に供給する。また、周波数シンセサイザ５２は、記録ヘッドがその上に位置しているゾーンに従ってチャネルデータレート信号（ＣＤＲ）３０により調整される。
【００５６】
記録された２進シーケンスを媒体からリードするとき、タイミングリカバリ２８は、まず、リードチャネルへの入力としてマルチプレクサ６０を通したライトクロック５４を選択することによって、ライト周波数にロックする。いったんライト周波数にロックされると、マルチプレクサ６０は、記録されたユーザデータよりも前にディスク上に記録されたアクイジションプリアンブルを得るために、リードヘッドからの信号１９をリードチャネルへの入力として選択する。可変利得増幅器２２は、アナログリード信号５８の振幅を調整し、アナログフィルタ２０は、エイリアシングノイズを減衰させるとともに、所望の応答を得るために初期等化をおこなう。サンプリングデバイス２４は、アナログフィルタ２０からのアナログリード信号６２をサンプリングし、離散時間等化器フィルタ２６は、所望の応答を得るためにサンプル値２５をさらに等化する。パーシャルレスポンス記録においては、所望の応答は、例えば、しばしば以下の表５から選択される。
【００５７】
【表５】
等化の後、リード信号５８の振幅と、サンプリングデバイス２４の周波数および位相とをそれぞれ調整するために、等化されたサンプル値３２は、判定により向きの決められた利得制御５０と、タイミングリカバリ回路２８とに与えられる。タイミングリカバリは、等化されたサンプル３２をボーレートに同期させるために、ライン２３を介してサンプリングデバイス２４の周波数を調整する。周波数シンセサイザ５２は、温度、電圧およびプロセスのばらつきに対してタイミングリカバリ周波数を所定の値に揃えるために、センタ周波数の粗い設定値をライン６４を介してタイミングリカバリ回路２８に与える。チャネルデータレート（ＣＤＲ）信号３０は、シンセサイザ５２の周波数範囲を、現在のゾーンについてのデータレートにしたがって調整する。利得制御５０は、チャネルの周波数応答の大きさを所望のパーシャルレスポンスに一致させるために、ライン２１を介して可変利得増幅器２２の利得を調整する。
【００５９】
等化されたサンプル３２は、ＰＲ４シーケンス検出器３４（典型的には、一対のインタリーブされたスライディング閾値検出器として実施される）にも送られる。ＰＲ４シーケンス検出器３４は、サンプル値から推定された２進シーケンス＾ｂ（ｎ）３３を検出する。ＲＬＬデコーダ３６は、ＰＲ４シーケンス検出器３４からの推定された２進シーケンス＾ｂ（ｎ）３３を、推定されたユーザデータ３７に復号化する。データシンク検出器６６は、ＲＬＬデコーダ３６の動作をフレームに同期させるために、データセクタ１５の中のシンクマーク７０（図２Ｂに示す）を検出する。誤差がなければ、推定された２進シーケンス＾ｂ（ｎ）３３は、記録された２進シーケンスｂ（ｎ）８と一致し、復号化されたユーザデータ３７は、記録されたユーザデータ２と一致する。
【００６０】
（データフォーマット）
図２Ａは、１連の同心円状データトラック１３を備えた磁気媒体のデータフォーマットの１例を示す。ここで、それぞれのデータトラック１３は、サーボウェッジ１７の埋め込まれた複数のセクタ１５を有している。サーボコントローラ（不図示）が、サーボウェッジ１７内のサーボデータを処理し、そのサーボデータに応答して、リード／ライトヘッドを所望のトラック上に位置づける。また、サーボコントローラは、サーボウェッジ１７内のサーボバーストを処理することによって、データをライトしたり、リードしたりしながら、所望のトラックのセンタライン上にヘッドを位置合わせし続ける。サーボウェッジ１７は、簡単な離散時間パルス検出器によっても、あるいは離散時間シーケンス検出器３４によっても検出されうる。もしシーケンス検出器３４がサーボデータを検出すれば、サーボウェッジ１７のフォーマットは、ユーザデータセクタ１５と同様に、プリアンブルと、シンクマークとを含むことになる。
【００６１】
図２Ｂは、アクイジションプリアンブル６８、シンクマーク７０およびデータ７２を備えたユーザデータセクタ１５のフォーマットを示す。タイミングリカバリは、アクイジションプリアンブル６８を処理することによって、データ７２をリードする前に正しいサンプリング周波数および位相を得ており、シンクマーク７０は、データ７２の始まりを区切る。
【００６２】
記憶密度の全体を増加させるために、ディスクは、１トラック当たり１４個のデータセクタを有する外側のゾーン１１と、１トラック当たり７個のデータセクタを有する内側のゾーン２７とに区分される。実用時には、ディスクは、実際には、ゾーン当たりのセクタ数が互いに異なる複数のゾーンに区分される。その場合、データは、それぞれ異なるデータレートでそれぞれのゾーンに記録されたり、そこから検出されたりする。
【００６３】
（従来のタイミングリカバリ）
図３Ａは、結合された記録チャネルｑ(ｔ) ４２、アナログフィルタｆ(ｔ) ４４、および離散時間等化器ｃ(ｎ)４６のＰＲ４ダイパルス応答ｈ（ｔ）４０を示している。もしサンプリング周波数および位相が正しい（τ＝０）なら、等化されたサンプルシーケンスは、｛０、 ０、 ＋１、 ０、 −１、 ０、 ０、…｝となる。これに対して、位相誤差（τ！＝０）は、等化されたサンプルシーケンスに誤差をもたらす。例えば位相誤差をもつサンプルシーケンスは、｛＋０．１、−０．２、 ＋０．４、 ＋０．８、−０．４、−０．８、 ＋０．２、 −０．１、 …｝でありうる。これらの誤差は、符号間干渉（ＩＳＩ）が存在する時には大きくなる。図３Ｂに示されているように、最適なサンプリングの事例は、ＩＳＩが最小になる、アイダイヤグラムの開口４８において起こる。理想的なＰＲ４記録チャネルでは、最適なサンプリング位相は、τ＝０の時（すなわち、リード信号のサンプルが、ボーレートと同期がとられている時）である。
【００６４】
図１に示す従来のＰＲ４リードチャネルでは、タイミングリカバリ回路２８は、サンプリングデバイスを同期させることによって、リード信号のサンプル値をボーレートに同期させる。図４は、従来のサンプリングタイミングリカバリ回路２８の概観を示している。可変周波数発振器（ＶＦＯ）１６４は、典型的にはディジタルリードチャネルにおけるアナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）であるサンプリングデバイス２４のサンプリングクロック２３を制御する。マルチプレクサ１５９は、アクイジションのあいだは等化されていないサンプル値２５を選択し、トラッキングのあいだは等化されたサンプル値３２を選択することによって、付随するレイテンシを避けるために、アクイジションのあいだ、離散等化器フィルタ２６をタイミングループから除く。位相誤差推定器１５５は、ライン１４９を介して受け取られたサンプル値と、ライン１４３上の、スライサのようなサンプル値推定器１４１からの推定されたサンプル値Ｘkとに応答して、位相誤差推定値を発生する。ループフィルタ１６０は、位相誤差をフィルタリングすることによって、サンプリングクロック２３と、ボーレートとの間の周波数差に比例した値に落ちつく周波数オフセットΔｆ １６７を発生する。周波数オフセットΔｆ １６７は、周波数シンセサイザ５２からのセンタ周波数制御信号６４とともに、サンプリングクロック２３をＶＦＯ １６４の出力において調整することによって、サンプリングをボーレートに同期させる。
【００６５】
ゼロ位相スタート回路１６２は、ＶＦＯ １６４の動作をアクイジションの始めに停止させることによって、サンプリングクロック２３と、リード信号６２との間の初期位相誤差を最小にする。これは、ＶＦＯ １６４をディセーブルし、アナログリード信号６２におけるゼロクロスを検出し、検出されたゼロクロスと第１のボーレートサンプルとの間の所定の遅延の後にＶＦＯ １６４を再びイネーブルすることによっておこなわれる。
【００６６】
図４の位相誤差推定器１５５は、以下の確率勾配方程式（２）に従って動作する。
【００６７】
ΔΘ＝Ｙk・（Ｘk-1）＋Ｙk-1・（Ｘk） （２）
ここで、Ｙkは、実際のサンプル値１４９であり、Ｘkは、スライサ１４１の出力における推定されたサンプル値１４３である。
【００６８】
位相誤差ΔΘを推定するための上記方程式は、それぞれのサンプル事例におけるアナログリード信号に含まれるパルスの傾きを近似することに基づいている。もしこの傾きが十分に規定されないのなら、位相誤差推定値の精度が低下する。１／（１＋Ｄ2）プリコーダ１０を用いる、図１に示す従来のＰＲ４リードチャネルでは、データシンボルを表すアナログパルスの傾きは、そのシンボルがディスク上にライトされた時のプリコーダ１０の状態によってはうまく規定できない。このことは、図５に示されている。図５は、従来のＰＲ４リードチャネルにおいてディスク上にライトされた同一のデータシンボルに対する２つの可能なアナログリード信号（すなわち、これら２つの可能なアナログリード信号は、１／（１＋Ｄ2）プリコーダの初期状態に依存している）を示している。サンプル事例３とサンプル事例４との間で、上側の波形におけるアナログリード信号の傾きは、下側の波形におけるアナログリード信号の傾きよりも十分によく規定されうる。容易に理解できるように、これは、符号間干渉（ＩＳＩ）の与える影響が、（破線で示されているように）第２のダイパルス応答の極性次第で変わってくるからである。よって、下側の波形に比べて、上側の波形のほうが、方程式（２）の位相誤差推定値にはるかに近似した傾きを与えることができる。
【００６９】
（改善されたサンプリングされた振幅リードチャネル）
図６は、本発明による改善されたサンプリングされた振幅リードチャネルを示している。符号化スキームを簡単にするために、図１に示されている従来のＲＬＬエンコーダ６の代わりに、後述するようにタイミングリカバリの位相誤差推定値を改善する本発明によるＲＬＬ／タイミングエンコーダ１７０が用いられている。さらに、図１の１／（１＋Ｄ2）プリコーダ１０およびＮＲＺ変調器１４は用いられない。その代わり、符号化されたデータシンボルｂ（ｎ）８は、ＮＲＺＩ変調器１７２を用いて磁気ディスクに直接、ライトされる。すなわち、データシンボルｂ（ｎ）８内の「１」ビットについては、ＮＲＺＩ変調器１７２は、ライト電流を（正から負に、またはその逆に）トグルし、「０」ビットについては、ライト電流を変更しないままにする。
【００７０】
記録された２進データをリードする時には、図６のリードチャネルは、上述した図１に示す従来技術によるリードチャネルと同様に動作する。好ましくは２つのインタリーブされたスライディング閾値検出器として実施される、ビタビ型のＰＲ４シーケンス検出器１７４は、図１の検出器３４と同様に、等化されたサンプル値３２の偶数インタリーブおよび奇数インタリーブを処理する。しかし、従来の１／（１＋Ｄ2）プリコーダ１０が用いられないので、ＰＲ４シーケンス検出器１７４は、データシーケンス１７６内で検出された「１」に対応するそれぞれの磁気遷移について符号ビット１７８を出力する（すなわち、シーケンス検出器１７４は、符号付きのＰＲ４データを出力する）。符号ビット１７８には、それぞれのインタリーブにおいてシーケンス検出器１７４により出力される「１」ビットおよび「０」ビットのそれぞれが関連づけられる。例えば、もし偶数のインタリーブにおいて正の遷移が検出されれば、シーケンス検出器１７４は、偶数のインタリーブにおいて負の遷移が検出されるまで、複数の「＋０」値が後続する「＋１」を出力する。表６による組合わせロジックを伴って実施されるＮＲＺＩ変換器１８０は、符号付きのＰＲ４データを推定された符号付きのＮＲＺＩシーケンス（ＳＮＲＺＩ）＾ｂ（ｎ）３３に変換する。そしてこのようにして、ディスクにライトされたデータシンボルｂ（ｎ）８の表現に変換しなおす。
【００７１】
【表６】
ＰＲ４シーケンス検出器１７４およびＮＲＺＩ変換器１８０について代わりに実施可能な形態が、図７Ａおよび図７Ｂに示されている。この実施の形態では、スライディング閾値ビタビ検出器１７１Ａおよび１７１Ｂは、等化されたサンプル値３２の偶数インタリーブおよび奇数インタリーブをそれぞれ処理するが、上述したような符号ビット１７８は出力しない。その代わり、それぞれの検出器は、（従来のＮＲＺＩ状態遷移図ではなく）図７Ａに示されているＮＲＺ状態遷移図に従って動作するように改変されている。２つの状態１７３Ａおよび１７３Ｂは、ＮＲＺシーケンスの状態、すなわち、磁束の極性を示している。遷移の分岐には、参照符号±Ｓ／Ｘというラベルがつけられている。ここで、±Ｓは信号サンプルを表し、Ｘは２進ＮＲＺシーケンスを表す。検出器１７１Ａおよび１７１Ｂにより出力されるＮＲＺシーケンス１７５Ａおよび１７５Ｂが、マルチプレクサ１７７で組み合わされることによって、シフトレジスタ１８１へとシフトされる完全なＮＲＺシーケンス１７９を形成する。シフトレジスタの出力１７６は、その後、ＮＲＺシーケンス１７９を１−Ｄフィルタ１８０に通すことによって、符号付きのＮＲＺＩシーケンス＾ｂ（ｎ）３３に変換される。ここで、フィルタ内の加算器１８３は、１０を底とする（ＸＯＲゲートではない）。
【００７３】
推定されたＮＲＺＩシーケンス＾ｂ（ｎ）３３は、推定されたユーザデータシーケンス３７を発生するために、ＲＬＬ／タイミングエンコーダ１７０とは逆のマッピングに従って、ＲＬＬ／タイミングデコーダ１８２により復号化される。誤り検出および訂正（ＥＤＡＣ）回路１８４は、推定されたユーザデータシーケンス内の誤りを検出、訂正することによって、ホストコンピュータに転送される訂正されたユーザデータシーケンス１８６を発生する。
【００７４】
上述したように、図１に示す従来の１／（１＋Ｄ2）プリコーダ１０は、ビット誤りの伝搬を防止する。このことは、ビット指向の誤り検出を用い、例えばファイヤコードのような訂正符号を用いる記憶システムには必要である。本発明は、後述する独特のエンコーダ１７０／デコーダ１８４実現方式により、このビット誤り伝搬の問題に対処する。ＥＤＡＣ回路１８４は、例えば、リードソロモン符号のような公知のバイト指向の誤り訂正符号のいずれかに従って動作する。このような符号の詳細については、当業者にはよく知られている。
【００７５】
（エンコーダ）
本発明の一局面は、ディスク上にライトされる磁気遷移を制御し、それによりリードバック時に結果として得られるアナログパルスの各サンプル事例における傾きを制御することによって、図６のタイミングリカバリ回路２８における位相誤差推定値を改善することができるように、データを符号化すること（１７０）にある。本発明によれば、磁束遷移を制御することが可能である。なぜなら、図１に示す従来のＰＲ４リードチャネルに見られる１／（１＋Ｄ2）プリコーダ１０は、図示されているように、図６のＰＲ４リードチャネルでは用いられないからである。換言すれば、データシンボルのある与えられた入力シーケンスについて、結果として得られるアナログリード信号は、あいまいさなしに決めることができる。よって、このリード信号は、結果として得られる位相誤差推定値の質に従って評価されうる。
【００７６】
よって、本発明では、ユーザデータシンボルはそれぞれ、そのシンボルが生成することになる最終的な位相誤差推定値の質に従って、そのグレードが決められる。もし、あるデータシンボルのグレードが所定の閾値を超えており、結果として得られる位相誤差推定値が十分に正確であることが示されるのなら、そのデータシンボルは、修正なしでディスクにライトされる。しかし、もしそのグレードが閾値を下回っているのなら、そのデータシンボルは、位相誤差推定値の正確さを改善する新しいシンボルに符号化される。
【００７７】
本発明によるＲＬＬ／タイミングエンコーダ１７０の詳細なブロック図は、図８Ａに示されている。ユーザデータ２は、１７ビットシフトレジスタ１８８に下位バイト１９０と上位バイト１９２とをロードすることによって、一度に１６ビット処理される。シフトレジスタの中央ビット１９４は「０」にセットされ、コードワードが当初はマッピングされないことを示す。以下の説明から理解できるように、現在のコードワードのグレードを決めることができるように、以前のコードワードの下位バイト１９６が、レジスタ１９８にロードされる。
【００７８】
グレーダ２００は、それぞれのビットがシフトレジスタ１８８からライン２０２を介してシフトアウトするときに、現在のコードワードにおけるそれぞれのビットのグレードを決める。コードワードのこれらのビットは、グレードが決められた後、ライン２０２を介して再びレジスタ１８８へとシフトしなおされる。ビットのグレードは、レジスタ２０６に蓄積され（２０４）、全コードワードのグレード２０８は、比較器２１０において以前の閾値と比較される。閾値を超えたかどうかによって、レジスタ１８８にシフトしなおされていた現在のコードワードが、この時点で符号化される。
【００７９】
好ましい実施の形態では、比較器２１０における閾値は、１８である。もしコードワードのグレード２０８が１８を超えているのなら、そのコードワードはマッピングされない。なぜなら、このコードワードは、すでに、正確な位相誤差推定値を発生できるからである。逆に、もしコードワードのグレード２０８が１８を下回っているのなら、上位バイト１９２および下位バイト１９０は、以下の表７Ａ〜表７Ｆに従って動作する８／８エンコーダ２１２により、より正確な位相誤差推定値を与える新しいコードワード２１４にそれぞれ独立してマッピングされる。この選択的マッピングは、グレード比較器２１０の出力２１８と、ＦＯＲＣＥ ＭＡＰ信号２２０およびＩＮＨＩＢＩＴ信号２２２とによって制御されるマルチプレクサ２１６を通して実施される。これら２つの信号については、以下に詳しく説明する。
【００８０】
【表７Ａ】
【表７Ｂ】
【表７Ｃ】
【表７Ｄ】
【表７Ｅ】
【表７Ｆ】
コードワードに含まれるそれぞれのビットのビットグレードは、以下の表８に従って生成される。最も正確な位相誤差推定値を与えるビットシーケンスについては、表８は、現在グレードが決められつつある対応するビットに関連づけられたグレード値を示している。すなわち、図８Ａのグレーダ２００は、現在グレードが決められつつある（２０２）ビットを、周辺のビットの文脈に則って評価する。もし入力シーケンスと、表８に掲げられてシーケンスのうちのいずれか一つとの間に一致が見られれば、グレーダ２００は、グレードの決められたビットに対応するグレード値を出力する。そうでなければ、グレーダ２００は、ゼロのグレードを出力する。
【００８７】
【表８】
例えば、以前のコードワードと現在のコードワードとが以下のようである場合を考える。
【００８９】
以前のコードワード 現在のコードワード
…ＸＸＸ０１１０１ １１００１０１１００１１１０１１
図８Ａのグレーダ２００は、現在のコードワードの最初のビットに対してビットグレード２を出力する。なぜなら、このビットは、表８の第１欄、第６行のシーケンス「０１１１０」の第３のビットであるからである。第２のビットについては、グレード２が出力される。なぜなら、このビットは、第１欄、第６行のシーケンス「０１１１０」の第４のビットであるからである。第３のビットについては、グレード０が出力される。なぜなら、このビットは、表８の行のどれとも一致しないからである。第４のビットには、グレード２が割り当てられる。なぜなら、このビットは、第１行のシーケンスと一致するからである。以下も同様である。
【００９０】
一致が見られるのは、表８のシーケンスが現在のコードワードを超えない場合のみである。例えば、現在のコードワードのビット１６のグレードを決める時、表８では、行３の最後の欄、ならびに、行１０および１１の第１欄のみが用いられる。なぜなら、その他のシーケンスは、すべて現在のコードワードの端を超えているからである。さらに、表８の最後の行は、一致がほかに見られない時には、現在のコードワードのビット１３〜１６のグレードを決めるのに用いられる。
【００９１】
タイミングリカバリのための位相誤差推定値の正確さを最適化するためにユーザデータを符号化することに加えて、ＲＬＬ／タイミングエンコーダ１７０は、コードワードが確実に以下の制約を満たすようにしなければならない。すなわち、
１．リードバック時には、リード信号のサンプル値に含まれる、連続する非ゼロのサンプルの間に最大ｋ個の（ｋの好ましい値は１４である）サンプルが確実に発生するようにする制約と、
２．リードバック時には、リード信号サンプル値に含まれる偶数および奇数のインタリーブの両方で、現在のコードワードの中央ビットに続くビットから始まり、後続するコードワードの中央ビットで終わる１７ビットから構成されるそれぞれのシーケンスに、非ゼロのサンプル値が確実に発生するようにする制約と、の２つである。
【００９２】
上記第１の制約は、ＲＬＬ（ｄ、ｋ）符号の公知のｋ制約に類似している。すなわち、この制約は、ＰＲ４リードチャネル用のタイミングリカバリ２８を確実に正しく動作させる。なぜなら、位相誤差推定値は、非ゼロのサンプル値が等化器２６の出力において処理される時のみ計算されるからである。上記第２の制約は、ＰＲ４シーケンス検出器３４において確実にパスを除外すること（path closure）ができるようにし（すなわち、疑似破局的な誤り事象を符号化の対象から外し（code out））、ＰＲ４シーケンス検出器３４によりどのような最小距離の誤り事象が発生されても、そのような誤り事象が３つよりも多くのコードワードバイトに影響を及ぼす事態を確実に防止できる。これにより得られる効果については、以下に述べるＥＤＡＣ回路１８４の説明を読めば、もっとよく理解できるであろう。
【００９３】
図８Ａにおいて、ランレングス検出器２２４は、現在のコードワード１８８の上位バイト２２８、以前のコードワード２２６の予め処理された（prepended）下位バイト１９８およびマッピングされたコードワード２１４を決めることによって、上記２つの制約が満たされているかどうかを判定する。上記２つの制約についてチェックをおこなうためには、入力シーケンスを１＋Ｄフィルタ（不図示）に通すことによって、その入力シーケンスをＰＲ４フォーマットに変換しなければならない。もし現在のコードワードがマッピングされておらず、上記ランレングス制約に違反しているのなら、ランレングス検出器２２４は、マルチプレクサ２１６においてコードワードが強制的にマッピングされるようにするＦＯＲＣＥ ＭＡＰ信号２２０をアサートする。表７Ａ〜表７Ｆに示すようにマッピング用にセットされたコードワードは、もしＦＯＲＣＥ ＭＡＰ信号２２０がアクティベートされれば、マッピング後のコードワードが上記制約を必ず満たすことを保証する。
【００９４】
もし、より正確な位相誤差推定値を与えるために、現在のコードワードが新しいコードワード２１４にマッピングされる（２１２）のなら、ランレングス検出器２２４は、マッピングされたコードワード２１４と、以前のコードワードの予め処理された下位バイト１９８とをチェックすることによって、上記２つの制約が満たされているかどうかをチェックする。もしマッピングされたコードワード２１４が上記制約に違反しているのなら、ランレングス検出器２２４は、マルチプレクサ２１６におけるマッピングを禁止するＩＮＨＩＢＩＴ信号２２２をアサートする。表７Ａ〜表７Ｆのマッピング用にセットされたコードワードは、もしＩＮＨＩＢＩＴ信号２２２がアクティベートされれば、マッピングされていないコードワードが上記制約を必ず満たすことを保証する。
【００９５】
８／８エンコーダ２１２は、表７Ａ〜表７Ｆに従ってマッピングされたコーワード２１４を以下のように生成する。まず、エンコーダ２１２は、レジスタ２２８に格納されている現在のコードワードの上位バイト１９２を表７Ａ〜表７Ｆに従ってマッピングする。次に、レジスタ２３０に格納されている現在のコードワードの下位バイト１９０がビット反転（bit-wise reversed）され（２３２）、上位バイト２２８と同じマッピングを用いて（すなわち、表７Ａ〜表７Ｆを用いて）８／８エンコーダ２１２により符号化される。マルチプレクサ２１６の出力におけるマッピングされた／マッピングされていないコードワード２３４は、１７ビットのシフトレジスタ２２６にロードされる。上位バイトは、レジスタ２３６にロードされ、下位バイトは、ビット反転された（２３８）後、レジスタ２４０にロードされる。シフトレジスタ２２６の中央ビット２４２は、もしコードワードがマッピングされているのなら、マルチプレクサ２４４を介して「１」ビットとしてロードされ、もしコードワードがマッピングされていないのなら、「０」ビットとしてロードされる。中央ビット２４２は、図６のデコーダ１８２により、リード動作の間にコードワードを復号化するのに用いられる。このことについては、ＥＤＡＣ回路１８４を説明する次のセクションで図８Ｂを参照して詳しく説明する。
【００９６】
（誤り検出および訂正）
図６に示されている本発明によるリードチャネルは、ＲＬＬ／タイミングデコーダ１８２により出力された推定されたデータシーケンス３７における誤りを訂正する、誤り検出および訂正回路（ＥＤＡＣ）１８４においてバイト指向の誤り訂正符号（ＥＣＣ）を実施する。例えば、リードソロモン符号のようなバイト指向のＥＤＡＣシステムでは、ディスクにライトされるコードワードを形成するためにデータに付加される冗長シンボルを生成するために、データは数学的に処理される。これらの冗長シンボルは、その後、リードバック時に、推定され復号化されたデータシーケンス３７における誤りを検出し、訂正するために用いられる。
【００９７】
ここで、再び図２Ａおよび図２Ｂを参照すると、トラック１３における各セクタ１５は、単一のＥＣＣコードワードを表すことができる。すなわち、１個のセクタのデータフィールド７２は、ユーザデータと、そのユーザデータの終わりに付加される冗長シンボルとを含むことができる。しかし、磁気記録システムにおいて最もよく発生する誤りは、典型的には、２つ以上の連続するバイトに及ぶバースト誤りである。多数のコードワードをつくるために１個のセクタにおけるデータをインタリーブすれば、ＥＤＡＣ回路１８４のパフォーマンスが改善されることはよく知られている。なぜなら、バースト誤りは、単一のコードワードに影響を及ぼすのではなく、多数のコードワードにわたって広がるからである。このことは、図９Ａに示されている。図９Ａは、３つのインタリーブされたコードワードに分割された、典型的な５１２バイトセクタを示している。データバイト０は、コードワード１の第１のバイトであり、データバイト３は、その第２のバイトである。データバイト１は、コードワード２の第１のバイトであり、データバイト４は、その第２のバイトである。以下も同様である。もしバースト誤りがデータバイト３に始まり、データバイト５で終わるのなら、インタリーブされていないシステムのように１個のコードワード中の３つのバイトに誤りがあるのではなく、１コードワードにつき１バイトのみに誤りがあることになる。本発明では、ＥＤＡＣ回路１８４は、好ましくは、３インタリーブ・リードソロモン誤り訂正符号として実施される。このような符号は、例えば、米国特許第5,446,743号に開示されている。この特許は、本発明と同一の譲受人に譲渡されている。
【００９８】
インタリーブされたバイト指向の符号を用いた誤り訂正に関する、従来の技術によるリードチャネルの別の局面は、図１に示されているＲＬＬエンコーダ６およびＲＬＬデコーダ３６（ＥＮＤＥＣ）である。典型的には、検出されたデータシーケンスにおけるそれぞれのビット誤りが、復号化された出力シーケンスにおける１バイトのみに影響を及ぼすだけですむように、従来のＥＮＤＥＣの符号レートは選択される。例えば、先に引用した米国特許第5,422,760号は、９ビットの各コードワードを８ビットのデータバイトに復号化することによって、復号化された出力シーケンスにおいて９ビットの誤りからのビット誤り伝搬を１バイトまたは２バイトに制限する、８／９ ＥＮＤＥＣを開示している。しかし、このような従来の８／９ ＥＮＤＥＣに関する欠点としては、レートが８／９と低いことに伴うオーバーヘッドのために記憶容量が低下することが挙げられる。例えば、レート１６／１７のようなもっと高いレートのＥＮＤＥＣを従来の技術により実施すれば、２つのコードワードに広がるバースト誤りが、復号化されたシーケンス３７における４つのバイトに悪影響を及ぼす結果、図９Ａのコードワードのうちの１つが、誤りを含むバイトを２つ含むことになってしまう。本発明は、検出された２進シーケンス３３において９ビット以下の広がりをもつどのようなバースト誤りでも、復号化された出力シーケンス３７では最大でも２バイトに影響を及ぼすようにし、１７ビット以下の誤りなら、最大でも３バイトに影響を及ぼすようにする、レート１６／１７ ＥＮＤＥＣを設けることによってこの問題を克服する。よって、図９Ａにおけるインタリーブされたそれぞれのコードワードでは、１７ビット以下の広がりをもつどのような誤りに対しても、検出された２進シーケンス３３における誤りを含むバイトは最大でも１バイトとなる。
【００９９】
このことは、本発明によれば、コードワードの最初の８ビットを、最後の８ビットからは独立して復号化することにより達成される。本発明によるデコーダ１８２は、図８Ｂに示されている。ＰＲ４／ＮＲＺＩ変換器１８０により出力された推定されたＮＲＺＩシーケンス＾ｂ（ｎ）３３は、８ビット上位バイトレジスタ２４８、中央ビットレジスタ２５０および下位バイトレジスタ２５２を有するレジスタ２４６へとシリアルにシフトされる。いったん１７ビットのコードワードの全体がレジスタ２４６内にシフトされれば、上位バイト２４８が、８／８デコーダ２５６への入力としてマルチプレクサ２５４を通して選択される。８／８デコーダ２５６は、以下の表９Ａ〜表９Ｇに従って復号化されたバイト２５８を出力する。中央ビット２５０は、受け取られたコードワードが図８Ａの８／８ ＲＬＬ／タイミングエンコーダ１７０により符号化されたかどうかによって、復号化されたバイト２５８か、または、上位バイト２６２をマルチプレクサ２６０を介して選択する。マルチプレクサ２６０の出力は、デマルチプレクサ２６３を通してルーティングされ、１６ビットレジスタ２６６の上位バイト２６４に格納される。次に、コードワードの下位バイト２５２がビット反転され（２６８）、マルチプレクサ２５４を通してルーティングされた後、表９Ａ〜表９Ｇに従って８／８デコーダ２５６によりマッピングされる（すなわち、コードワードの上位バイト２４８を復号化するのにも、下位バイト２５２を復号化するのにも同じデコーダが用いられるので、回路のコストを下げ、その複雑さを緩和することができる）。中央ビット２５０は、受け取られたコードワードが図８Ａの８／８ ＲＬＬ／タイミングエンコーダ１７０により符号化されたかどうかによって、復号化されたバイト２５８か、または、下位バイト２６２をマルチプレクサ２６０を介して選択する。マルチプレクサ２６０の出力は、デマルチプレクサ２６３を通してルーティングされ、ビット反転された（２７０）後、１６ビットレジスタ２６６の下位バイト２７２に格納される。
【０１００】
【表９Ａ】
【表９Ｂ】
【表９Ｃ】
【表９Ｄ】
【表９Ｅ】
【表９Ｆ】
【表９Ｇ】
以上の説明により、本発明によるデコーダ１８２が、１７ビットのコードワードを上位バイト、下位バイトの順で互いに独立して復号化することは明らかであろう。すなわち、従来の技術とは異なり、本発明では、もしあるコードワードの下位バイトに誤りが含まれていれば、その上位バイトを正しく復号化する。逆の場合も同様である。その結果、あるコードワードの第１のビットに始まり、第２のコードワードの第１のバイトを超えて広がっている（つまり、少なくとも２５ビット長である）誤りは、復号化された出力の３バイトに影響を及ぼすのみとなる。また、１７ビット以下の広がりをもつ誤りは、３つの連続する復号化されたバイトに影響を及ぼすのみとなる。なぜなら、１７ビットの誤りは、最大でも１個の中央ビットに影響を及ぼすのみであるからである。よって、１７ビット以下の広がりをもつどのような誤りでも、図９Ａに示されている３つのインタリーブでは、１コードワードにつき１バイトにしか悪影響を及ぼさない。
【０１０８】
図６のＰＲ４シーケンス検出器３４における最小距離誤り事象が、１７ビットを超える広がりをもつことにより、連続するコードワードの２つの中央ビットに悪影響を及ぼし、復号化された出力のうちの４バイトが誤りを含むようになることもありうる。このことは、図９Ｂに示されている。図９Ｂは、あるインタリーブにおいて検出されたシーケンスのトレリス図２７４およびディスク上に記録された対応するコードワード２７５を示す図である。このシーケンス例では、チャネルノイズが原因で、シーケンス検出器は、第１のコードワード２８０の第５のビット２７８で偽の正遷移２７６を検出しており、後続するコードワード２８６の第１０のビット２８４で負遷移２８２を検出している。その結果、ＰＲ４シーケンス検出器３４により出力される誤りを含むシーケンス出力は、正しいシーケンスである…０−、０−、０−、０−、０−、０−、０−、０−、０−、０−、０−、０−、…ではなく、…１＋、０＋、０＋、０＋、０＋、０＋、０＋、０＋、０＋、０＋、０＋、１−、…となる。第１のコードワード２８０の中央ビット２８８の絶対値は正しく「０」と検出されるものの、符号ビットは、誤って「＋」として検出されるので、ＰＲ４／ＮＲＺＩ変換器１８０は、正しくない値を出力することになる。よって、第１のコードワード２８０の両バイトともに、誤って復号化されることになる。同様に、第２のコードワード２８６の第１のバイトの符号ビットも誤っているので、それらのビットもまた、ＰＲ４／ＮＲＺＩ変換器１８０により誤って復号化されることになる。最後に、第２のコードワード２８６の第２のバイトも誤って復号化される。なぜなら、第１のビット２８４における偽の負遷移２８２は、正しい値である「０−」ではなく、「１−」として検出されるからである。よって、本発明の一局面は、ＰＲ４シーケンス検出器における最小距離誤り事象が、２つの連続するコードワードの中央ビットを超えて広がるのを防止することによって、その誤り事象の長さを３つの連続するコードワードバイトに制約することである。
【０１０９】
本発明では、偶数インタリーブおよび奇数インタリーブの両方において、１７ビットのシーケンスごとに非ゼロのサンプル値が検出されるように入力シーケンスを符号化することによって、ＰＲ４検出器における最小距離誤り事象の長さを３コードワードバイトに制約する。ここで、それぞれの１７ビットシーケンスは、ある１７ビットコードワードの中央ビット２８９の直後のビットから始まり、後続するコードワードの中央ビット２９０で終わる。このことは、図９Ｃに示されている。図９Ｃは、第１のコードワード２９４の第２のバイトに「１」ビット３００が符号化されていることを除いて、図９Ｂに示すシーケンスと同じコードワードシーケンスに対するトレリス図２９２を示している。このようにして、第１のコードワード２９４の中央ビット２８９に続く最初のビットに始まり、第２のコードワード２９８の中央ビット２９０で終わる広がりの中で、非ゼロのサンプル値２９６が、リード信号のサンプル値において検出される。図からわかるように、これにより、（ノイズサンプル２７６の振幅が、第１のコードワード２９４における「１」ビット３００により生成される信号サンプル２９６の振幅よりも小さい（その可能性は高い）とすれば）正のノイズサンプル２７６によりもたらされた最小距離誤り事象が、２つの連続する中央ビットに広がることを防止することができる。
【０１１０】
よって、上述したように、図８Ａのエンコーダ１７０は、現在のコードワード１８８の上位バイト２２８、以前のコードワード２２６の予め処理された下位バイト１９８およびマッピングされたコードワード２１４を評価するＲＬ検出器２２４を備えている。もし上記制約が満たされないのなら、ＲＬ検出器２２４は、上述したように（ＦＯＲＣＥ ＭＡＰ信号２２０またはＩＮＨＩＢＩＴ信号２２２を介して）コードワードが強制的にマッピングされるようにするか、または、マッピングを禁止する。
【０１１１】
よって、各コードワードの上位バイトおよび下位バイトを互いに独立して復号化し、かつ、ＰＲ４検出器における最小距離誤り事象が２つの連続するコードワードの中央ビットに広がることを防止することによって、１７ビット以下の長さをもつ誤り事象により悪影響を及ぼされる連続するコードワードバイトの数は、最大でも３となる。すなわち、図９Ａの３インタリーブシステムの場合、１７ビット以下のバースト誤り事象は、それぞれのコードワードでわずか１バイトに悪影響が及ぼされるにすぎない。このようにして、本発明によれば、従来の技術による１６／１７ ＥＮＤＥＣで見られるような４コードワードバイトにわたる誤りの伝搬を防止しつつ、効率のよいレート１６／１７ ＥＮＤＥＣを実施することができる。
【０１１２】
本発明の各局面は、本願明細書で以上に開示した実施の形態によって完全に実現される。しかし、本発明のさまざまな局面が、他の異なる実施の形態によっても、本発明の本質的作用からはずれることなく実現可能であることは、当業者には理解できよう。例えば、図８Ａに示すエンコーダ１７０および図８Ｂに示すデコーダ１８２は、組み合わせのロジックを用いても、あるいはルックアップテーブルを用いても実施することができる。このような改変およびその他の改変は、以上に開示した教示を考慮すれば、自明であり、単なる設計上の選択事項にすぎない。以上に開示した特定の実施の形態は、あくまでも例示を目的とするものであり、本発明の範囲を限定するためのものではない。本発明の範囲は、添付の請求の範囲により適切に解釈されるべきである。
【０１１３】
【発明の効果】
本発明によれば、各サンプル事例においてアナログリード信号におけるパルスの傾きを制御することによって、タイミングリカバリＰＬＬにおける位相誤差推定値を最適化する能力をもつ、ＰＲ４リードチャネルを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のサンプリングされた振幅リードチャネルのブロック図である。
【図２Ａ】複数のユーザデータセクタおよび複数の埋め込みサーボデータセクタから構成される複数の同心円状データトラックを有する磁気ディスク記憶媒体のデータフォーマットの一例を示す図である。
【図２Ｂ】ユーザデータセクタのフォーマットの一例を示す図である。
【図３Ａ】タイミング位相誤差τをもつＰＲ４リードチャネルのサンプリングされたダイパルス応答を示す図である。
【図３Ｂ】ＰＲ４リードチャネルの３レベル「アイダイアグラム」を示す図である。
【図４】位相同期ループに用いられる位相誤差推定器を有するＰＲ４リードチャネルのための従来のタイミングリカバリ回路を示す詳細ブロック図である。
【図５】従来のＰＲ４リードチャネルに１／（１＋Ｄ2）プリコーダを用いる時の、同一のユーザデータ入力シーケンスから得られる２つのアナログリード波形を示す図である。
【図６】本発明による改善されたサンプリングされた振幅リードチャネルのブロック図である。
【図７Ａ】ダイコードシーケンスの場合のＮＲＺ状態遷移図である。
【図７Ｂ】図７Ａの状態遷移図に従って動作する、スライディング閾値ビタビシーケンス検出器の実現形態を示す図である。
【図８Ａ】図４の位相誤差推定器の動作を最適化するために、ユーザデータを符号化する１６／１７エンコーダを詳細に示す図である。
【図８Ｂ】検出されたＮＲＺＩデータシーケンスを推定されたユーザデータシーケンスに復号化する際に、図８Ａのエンコーダとは逆の演算をおこなう１６／１７デコーダを詳細に示す図である。
【図９Ａ】３つのインタリーブされたＥＣＣコードワードのかたちで磁気ディスク上に記録される１セクタのデータを示す図である。
【図９Ｂ】最小距離ＰＲ４誤り事象が２つの連続するコードワードの中央のビット間に広がることによって、復号化された出力シーケンスの４つのバイトに悪影響を及ぼすことを説明する図である。
【図９Ｃ】図９Ｂの誤り伝搬を防止する、本発明による符号化制約を示す図である。
【符号の説明】
２ ユーザデータ
４ データ発生器
９ ライト回路
１８ 磁気記録チャネル
２０ アナログ受信フィルタ
２２ 可変利得増幅器
２４ Ａ／Ｄ変換器
２６ 離散等化器フィルタ
２８ タイミングリカバリ
５０ 利得制御
５２ 周波数シンセサイザ
６０ マルチプレクサ
６６ データシンク検出器
１７２ ＮＲＺＩ変調器
１７４ ＰＲ４シーケンス検出器
１８０ ＰＲ４／ＮＲＺＩ変換器
１８２ ＲＬＬ／タイミングデコーダ
１８６ 誤り訂正されたユーザデータ
Claims (20)
- ディスク記憶媒体上に位置づけられたリードヘッドからのアナログリード信号におけるパルスをサンプリングすることによって発生された離散時間サンプル値のシーケンスからディジタルデータをリードする、サンプリングされた振幅リードチャネルであって、
（ａ）タイミングリカバリのための位相誤差推定値を改善する第１のマッピングに従って、ライト動作の間に、ユーザデータをコードワードに符号化するエンコーダであって、該位相誤差推定値が、該アナログリード信号における該パルスの傾きの関数として発生される、エンコーダと、
（ｂ）リード動作の間に該アナログリード信号をサンプリングすることによって、該離散時間サンプル値のシーケンスを発生する、サンプリングデバイスと、
（ｃ）同期サンプル値を該離散時間サンプル値および該位相誤差推定値の関数として発生する、タイミングリカバリと、
（ｄ）該同期サンプル値から該コードワードを検出する、離散時間検出器と、を備えている、サンプリングされた振幅リードチャネル。 - 前記第１のマッピングが、以下の表１Ａ〜表１Ｆに従って作用する、請求項１に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。
- 前記第１のマッピングの逆である第２のマッピングに従って、リード動作の間に、前記コードワードを復号化するデコーダをさらに備えている、請求項１に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。
- 前記第２のマッピングが、以下の表２Ａ〜表２Ｇに従って作用する、請求項３に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。
- Ｙｋ・（Ｘｋ−１）＋Ｙｋ−１・（Ｘｋ）（ここで、Ｙｋは、実際のサンプル値であり、Ｘｋは、推定されたサンプル値である）に比例する前記位相誤差推定値を発生する位相誤差検出器をさらに備えている、請求項１に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。
- （ａ）前記ユーザデータに応答して、該ユーザデータにより発生された前記位相誤差推定値の質を測定する、グレーダと、
（ｂ）もし該測定された質が、所定の閾値を下回っているのなら、該ユーザデータを前記第１のマッピングに従ってマッピングする手段と、
をさらに備えている、請求項１に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。 - 前記コードワードがそれぞれ、前記ユーザデータが前記第１のマッピングに従ってマッピングされたどうかを示すマップビットを含んでいる、請求項６に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。
- 前記第１のマッピングの逆である第２のマッピングに従って、リード動作の間に前記コードワードを復号化するデコーダをさらに備えている、サンプリングされた振幅リードチャネルであって、もし前記ユーザデータが該第１のマッピングに従ってマッピングされていないことを前記マップビットが示すのなら、該デコーダが、該コードワードを該第２のマッピングに従ってマッピングしない、請求項７に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。
- 前記アナログリード信号の傾きをあるサンプル事例において制御する手段をさらに備えている、請求項１に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。
- 前記傾きを制御する前記手段が、前記コードワードを前記ディスク記憶媒体にライトするＮＲＺＩ変調器を備えている、請求項９に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。
- 前記エンコーダが、
（ａ）前記コードワードが所定のランレングス制約に違反しているかどうかを検出する、ＲＬ検出器と、
（ｂ）該コードワードが、該ランレングス制約に違反しないように、該コードワードを修正する手段と、
を備えている、請求項１に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。 - 前記コードワードの符号レートが、１６／１７である、請求項１に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。
- ディスク記憶媒体上に位置づけられたリードヘッドからのアナログリード信号におけるパルスをサンプリングすることによって発生された離散時間サンプル値のシーケンスから２進データをリードする、サンプリングされた振幅リードチャネルにおいて、該２進データが第１のマッピングに従って符号化されたコードワードを含んでいる、サンプリングされた振幅リードチャネルであって、
（ａ）該アナログリード信号をサンプリングすることによって、該離散時間サンプル値のシーケンスを発生する、サンプリングデバイスと、
（ｂ）該離散時間サンプル値に応答して同期サンプル値を発生する、タイミングリカバリであって、あるサンプル事例における該アナログリード信号の該パルスの傾きに対して位相誤差推定値を発生する位相誤差検出器を備えている、タイミングリカバリと、
（ｃ）該同期サンプル値から該コードワードを検出する、離散時間検出器と、
（ｄ）該第１のマッピングの逆である第２のマッピングに従って該コードワードを復号化するデコーダであって、該第１のマッピングが、該タイミングリカバリ用の該位相誤差推定値を改善する、デコーダと、
を備えている、サンプリングされた振幅リードチャネル。 - （ａ）もし対応する位相誤差推定値の質が所定の閾値を下回っているのなら、前記２進データが前記第１のマッピングを用いて符号化され、
（ｂ）もし該対応する位相誤差推定値の該質が該所定の閾値を下回っていないのなら、該２進データが該第１のマッピングを用いて符号化されず、
（ｃ）前記コードワードがそれぞれ、前記ユーザデータが該第１のマッピングに従ってマッピングされたどうかを示すマップビットを含んでおり、かつ
（ｄ）もし該コードワードが該第１のマッピングを用いて符号化されたことを該マップビットが示すのなら、前記デコーダが、前記第２のマッピングを用いて該コードワードのそれぞれを復号化するのに該マップビットを用いる、請求項１３に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。 - 前記コードワードの符号レートが、１６／１７である、請求項１３に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。
- 前記位相誤差推定値を発生する前記位相誤差検出器が、
Ｙｋ・（Ｘｋ−１）＋Ｙｋ−１・（Ｘｋ）（ここで、Ｙｋは、実際のサンプル値であり、Ｘｋは、推定されたサンプル値である）
に従って動作する、請求項１３に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。 - ディスク記憶媒体上に位置づけられたリードヘッドからのアナログリード信号におけるパルスをサンプリングすることによって発生された離散時間サンプル値のシーケンスから２進データをリードする方法において、該２進データが第１のマッピングに従って符号化されたコードワードを含んでいる、方法であって、
（ａ）該アナログリード信号をサンプリングすることによって、該離散時間サンプル値のシーケンスを発生するステップと、
（ｂ）あるサンプル事例における該アナログリード信号の該パルスの傾きに対する位相誤差を推定するステップと、
（ｃ）該離散時間サンプル値および該ステップ（ｂ）の該位相誤差推定値に応答して、同期サンプル値を発生するステップと、
（ｄ）該同期サンプル値から該コードワードを検出するステップと、
（ｅ）該第１のマッピングの逆である第２のマッピングに従って該コードワードを復号化するステップであって、該第１のマッピングが、タイミングリカバリ用の該位相誤差推定値を改善する、ステップと、
を含んでいる、２進データをリードする方法。 - 前記位相誤差を推定する前記ステップが、
Ｙｋ・（Ｘｋ−１）＋Ｙｋ−１・（Ｘｋ）（ここで、Ｙｋは、実際のサンプル値であり、Ｘｋは、推定されたサンプル値である）
に従って作用する、請求項１７に記載の２進データをリードする方法。 - 前記コードワードが、符号化されていない２進データに対応する前記位相誤差推定値の測定された質に依存して、前記第１のマッピングを用いて選択的に符号化される、２進データをリードする方法であって、該コードワードが該第１のマッピングに従って符号化されたかどうかを示すマップビットを該コードワードにおいて復号化するステップをさらに含んでいる、請求項１７に記載の２進データをリードする方法。
- 前記コードワードが、１６／１７の符号レートで符号化される、請求項１７に記載の２進データをリードする方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/681,693 | 1996-07-29 | ||
| US08/681,693 US5838738A (en) | 1996-07-29 | 1996-07-29 | Coding to improve timing recovery in a sampled amplitude read channel |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1092120A JPH1092120A (ja) | 1998-04-10 |
| JP3892945B2 true JP3892945B2 (ja) | 2007-03-14 |
Family
ID=24736373
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20349897A Expired - Fee Related JP3892945B2 (ja) | 1996-07-29 | 1997-07-29 | サンプリングされた振幅リードチャネルおよび２進データをリードする方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5838738A (ja) |
| EP (1) | EP0823708A3 (ja) |
| JP (1) | JP3892945B2 (ja) |
| KR (1) | KR980011323A (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6067034A (en) * | 1997-04-07 | 2000-05-23 | Vocal Technologies Ltd. | Maximal bit packing method |
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| US6490328B1 (en) * | 1999-05-11 | 2002-12-03 | Intel Corporation | High speed data transceiver in harsh wiring networks |
| KR100300306B1 (ko) | 1999-05-28 | 2001-09-26 | 윤종용 | 무선통신 시스템에서 채널 적응형 맵 채널 복호 장치 및 방법 |
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| CN1650591B (zh) * | 2002-03-11 | 2010-05-12 | 松下电器产业株式会社 | 载波再现装置 |
| JP4219341B2 (ja) * | 2004-06-01 | 2009-02-04 | 三洋電機株式会社 | アナログデジタル変換器、それを用いた信号処理システム、および撮像装置 |
| US7643235B2 (en) | 2006-09-28 | 2010-01-05 | Seagate Technology Llc | Synchronization for data communication |
| US20100028132A2 (en) * | 2007-03-23 | 2010-02-04 | Flodesign Wind Turbine Corporation | Wind turbine with mixers and ejectors |
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| US5416806A (en) * | 1992-06-15 | 1995-05-16 | International Business Machines Corporation | Timing loop method and apparatus for PRML data detection |
| US5258933A (en) * | 1992-08-27 | 1993-11-02 | Quantum Corporation | Timing control for PRML class IV sampling data detection channel |
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-
1996
- 1996-07-29 US US08/681,693 patent/US5838738A/en not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-07-25 EP EP97305624A patent/EP0823708A3/en not_active Withdrawn
- 1997-07-29 JP JP20349897A patent/JP3892945B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1997-07-29 KR KR1019970037118A patent/KR980011323A/ko not_active Application Discontinuation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1092120A (ja) | 1998-04-10 |
| KR980011323A (ko) | 1998-04-30 |
| EP0823708A3 (en) | 1999-07-28 |
| EP0823708A2 (en) | 1998-02-11 |
| US5838738A (en) | 1998-11-17 |
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| A521 | Written amendment |
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| A711 | Notification of change in applicant |
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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