JP3878475B2 - 無線受信装置 - Google Patents

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Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信システムにおける複数アンテナを用いた受信装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
無線通信では、受信局において希望信号と同時に多くの干渉信号が同時に到達する。このような状況の中で、希望信号を高品質に取り出すための一手法としてアダプティブアレーアンテナがよく知られている。アダプティブアレーアンテナは、複数アンテナで信号を受信し、アンテナ間合成比率(ウエイト)を適切に調整することによって、干渉信号レベルを低減しながら、希望信号を効率的に合成する方式である。
このようなアダプティブアレーにおけるウエイト演算アルゴリズムについて現在までに多くのアルゴリズムが提案されている。中でも、SMI(Sample Matrix Inversion)アルゴリズムは高速にウエイト算出を行なうことができるアルゴリズムとして知られており、現在までに幅広く用いられている。
【0003】
図8〜図10を用いてウエイト演算アルゴリズム(SMIアルゴリズム)の技術内容について説明を行なう。
図8は受信局無線受信装置の概要を説明する最も基本的な図であり、1は複数のアンテナ(ここでは4個のアンテナとしている。)、2は前記各アンテナ1で受信された信号を用いてウエイトを算出するウエイト計算部、3は前記各アンテナ1からの受信信号にウエイト計算部2から供給されるウエイトをそれぞれ乗算する複数のウエイト乗算部、4は前記各ウエイト乗算部3からの出力を加算して合成する信号合成部である。
【0004】
この図に示すように、受信局では各アンテナ1において信号x1(q),x2(q),x3(q),x4(q)を受信する。ここで、x1(q),x2(q),x3(q),x4(q)は前記複数のアンテナ1の各アンテナにおけるq番目のサンプル値を表す複素信号である。また、q番目のサンプル値に対応する受信信号ベクトルX(q)を次式で表す。
【数1】
Figure 0003878475
ここで、Tは転置を表す。
【0005】
図9に示すように異なるK個の信号k(=1,...,K)が到来し、M個のアンテナを用いて信号受信する環境を検討対象とする。ここで、k=1は希望信号,k=2,...,Kは干渉信号を表す。信号kの変調成分sk(t)はサンプル時間Ts単位で値が変化し、E[|sk(t)|2]=1(E[・]はアンサンブル平均)を満たす。
以下では、干渉信号の存在下で新規に希望信号が到来する環境を扱う。すなわち、s1(t)はt>0で定義され、sk(t)(k=2,...,K)は全てのtに対して定義される。図10に希望信号及び干渉信号の存在する時間の関係を示す。この図に示すように、干渉信号は希望信号到来以前から存在している。
【0006】
受信局では、全ての信号を複数アンテナ1を用いて同時受信した後、ベースバンド帯域において時間間隔Tsでサンプリングする。ベースバンド信号におけるアンテナm(m=1,...,M)でのq番目の受信サンプルをxm(q)、信号kのアンテナmでの複素伝搬係数をakm、信号kの伝搬ベクトルをAk=[ak1,...,akM]Tとすると、受信信号ベクトルX(q)=[x1(q),...,xM(q)]Tは次式で表される。
【数2】
Figure 0003878475
ここで、nm(q)はアンテナmにおける雑音成分、n(q)は雑音ベクトルを表す。転置共役をH、雑音電力をPn(>0)、単位行列をIとするとE[n(q)n(q)H]=PnIを満たす。なお、式(1)では便宜上sk(q)=0(q≦0)としている。
伝搬ベクトルAkはフェージングにより変動するベクトルであり本来時変である。しかし、ここでは送受信局の移動は低速であり、フェージング変化はアダプティブアレーアンテナのウエイト制御時間に比べて十分遅いものとし、Akを固定値として扱う。
【0007】
アレー信号処理ではウエイトw=[w1,...,wM]Tに基づいてアンテナ間の信号合成を行い、信号kの合成出力z(q)=wHX(q)を生成する。従来のMMSE合成法では、ウエイト決定にあたり、受信信号wHX(q)と参照信号r(q)の平均2乗誤差<|e(q)|2>を、
【数3】
Figure 0003878475
と定義し、<|e(q)|2>を最小とするウエイトwを求める。
このウエイトは次式で決定される。
【数4】
Figure 0003878475
ここで、Φは相関行列、vは信号1に対する相関ベクトル、Nはウエイト演算用既知シンボル(サンプル)数、*は複素共役を表す。なお、参照信号r(q)は信号1の既知信号を用いてr(q)=s1(q)とする。前記図10にウエイト演算に用いる希望信号の既知シンボルの位置を斜線で示している。
式(2)のウエイト演算法を最小2乗誤差(MMSE:Minimum mean square error)に基づく演算と呼び、通常、MMSE合成法と呼ばれる。
【0008】
このように、従来の初期ウエイト決定法では信号1に含まれる既知Nシンボルを用いて式2の演算を行いウエイト収束を行う。しかし、ウエイト収束には多くの既知シンボル数Nが必要とされる場合もある。通常、アレー信号処理では受信SINRを最適状態から3[dB]以内の劣化に抑えるためには、アンテナ数の約2倍の既知サンプル数が必要とされる。また、1[dB]以内の劣化に抑えるためにはアンテナ数の約5倍の既知サンプル数が必要とされる。従って、アンテナ数の増加とともに収束に必要な既知サンプル数も増加する。特に、大規模なアレー信号処理(例えば、M=16,32)を行う場合にはウエイト収束に多くの既知サンプル数が必要とされ、フレーム内におけるデータ信号の伝送効率の劣化を招きかねない。また、特定の既知シンボル数のもとではウエイト収束を十分行えない状況も発生する。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
アダプティブアレーでは、アンテナ数の増加とともに通信容量を大きく増加できる。そのため、将来の高速伝送用無線通信では8アンテナ、16アンテナといった多くのアンテナを利用する環境も十分想定される。
多くのアンテナの利用は容量改善には効果的であるが、同時に新たな問題点も生じる。その1つは、アダプティブアレーのウエイト収束に多くの既知シンボルが必要となる点であり、必要な既知シンボル数はアンテナ数に応じて大きくなる。具体的には、最も高速なウエイト収束を有するSMIアルゴリズムでは、最適状態から1dB劣化した受信SINRを得るためにアンテナ数の約5倍の既知シンボル数が必要となる。すなわち、8アンテナの場合には40シンボル、16アンテナの場合には80シンボル程度が必要となる。このようにアンテナ数の増加とともに、多くの既知シンボルが必要とされるが、実際の移動通信では送信可能な既知シンボル数にも限界がある。従って、アンテナ数の増加とともにウエイト収束が大きな問題となり、限られた既知シンボル数でウエイト収束可能な手法が求められている。
【0010】
そこで本発明は、少ない既知シンボル数で高精度なウエイト演算を行うことが可能な無線受信装置を提供することを目的としている。
また、ウエイト演算に利用する既知シンボル数を少なくすることができるとともに、フェージング環境においてもウエイトを逐次更新することができ、フェージング変動に追従することが可能な無線受信装置を提供することを目的としている。
【0011】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の無線受信装置は、複数アンテナを用いて信号受信し、アンテナ間で信号合成を行なう無線受信装置であって、前記信号合成のための合成ウエイトを求めるにあたって、希望信号成分の存在しない時間と希望信号成分の存在する時間における前記複数アンテナからの受信信号成分を用いて相関行列演算を行い、希望信号成分の存在する時間における前記複数アンテナからの受信信号を用いて相関ベクトル演算を行い、前記相関行列及び前記相関ベクトルを用いてウエイト演算を行うようになされているものである。
また、本発明の他の無線受信装置は、複数アンテナを用いて信号受信し、アンテナ間で信号合成を行なう無線受信装置であって、一度演算されたウエイトを用いて前記複数のアンテナ間の信号の合成を行い、その合成信号のデータ判定を行った後、該判定値を参照信号に加えて再びウエイト演算を行うようになされているものである。
さらに、本発明のさらに他の無線受信装置は、複数アンテナを用いて信号受信し、アンテナ間で信号合成を行う無線受信装置であって、前記信号合成のための合成ウエイトを求めるにあたって、希望信号成分の存在しない時間と希望信号成分の存在する時間における前記複数アンテナからの受信信号成分を用いて演算した相関行列と、希望信号成分の存在する時間における前記複数アンテナからの受信信号を用いて演算した相関ベクトルとを用いて求めた合成ウエイトを用いて前記信号合成を行い、その合成信号のデータ判定を行った後、該判定値を用いて再びウエイト演算を行うようになされているものである。
さらにまた、本発明のさらに他の無線受信装置は、前記判定値を用いて得られたウエイトを用いて逐次的にデータ判定を行い、その結果を用いてウエイト演算を行ってウエイトを逐次更新するようになされているものである。
【0012】
【発明の実施の形態】
[第1の実施の形態]
図1は本発明の無線受信装置の概要を説明する最も基本的な図である。ここで、1は複数のアンテナ、2は各アンテナ1の受信信号に基づいてウエイトを計算するウエイト計算部、3は前記各アンテナ1からの受信信号に前記ウエイト計算部2から供給されるウエイトをそれぞれ乗算するウエイト乗算部、4は前記各ウエイト乗算部3からの出力を合成する信号合成部を表す。
図2は本発明の利用環境を表す時間的な送信信号の図である。この図に示すように、信号1〜Kまでが存在する。このうち、信号1は希望信号であり、信号2〜Kは干渉信号である。また、図2中の10は希望信号1の存在しない時間帯でのサンプルを表し、11は希望信号1の存在する時間帯でのサンプルを表す。
【0013】
以下では、図1〜図4を用いて本発明の第1の実施の形態について説明を行う。
本発明のこの実施の形態は、希望信号1の存在しない区間のサンプル(q≦0)を利用しつつウエイト演算を行う。
この実施の形態では、評価関数である平均2乗誤差<|e(q)|2>を次式で定義する。
【数5】
Figure 0003878475
ここで、NAは信号1の存在しない区間でのサンプル数、NBは信号1の存在する区間でのサンプル数である。
上式において参照信号r(q)は次式で表される。
【数6】
Figure 0003878475
このように、本発明のこの実施の形態においては、希望信号の存在する区間1≦q≦NBのみならず、希望信号の存在しない区間1−NA≦q≦0を含めて最小2乗誤差を定義している。すなわち、区間1−NA≦q≦0において、希望信号が存在しないという条件を有効に活用したウエイト演算法である。
【0014】
そして、この実施の形態の手法では、上記式(3)の平均2乗誤差<|e(q)|2>を最小とするウエイトwを求める。ウエイトwは次式で決定される。
【数7】
Figure 0003878475
ここで、相関ベクトルvの演算は実質上1≦q≦NBで行われ、前述した従来手法と同一となるが、相関行列Φの演算は−NA+1≦q≦NBの範囲で演算が行われる。従って、相関行列演算には信号1の到来以前の干渉信号も含まれる。なお、信号X(q)(q≦0)はあらかじめ受信局内のメモリに格納しておく。希望信号の到来が検知されると、メモリに保存されたX(q)(q≦0)をウエイト演算に利用する。
なお、希望信号1の存在しない区間のサンプル数NAを増加することにより、少ない信号1の既知サンプル数NBのもとで、より精度の良いウエイト決定を実現することができる。
【0015】
このような本発明の第1の実施の形態による効果をシミュレーションにより評価した結果を一例として示す。
ここで、受信局では、図3に示す半波長アンテナ間隔を持つ円形16アンテナアレーを用いて信号受信をする。信号k(k=1,...,K)は角度θk方向から電力Pkで受信局に到来するものとし、到来方向θkはランダム性を持たせるためθk=2πξk/100,ξk=29ξk-1 mod 101,ξ1=100によって決定する。
信号kの伝搬ベクトルAkは次式の形式で表される。
【数8】
Figure 0003878475
ここで、ωkm(m=2,...,M)はアンテナ1を基準としたアンテナmでの信号kの位相差であり、信号到来方向とアンテナ配置から決定される。シミュレーションでは、各信号電力を、
【数9】
Figure 0003878475
と定める。
【0016】
シミュレーションにおいて、各信号はサンプル時間間隔Tsで値が変化するQPSK変調信号とする。また、希望信号k=1の1≦q≦Nを既知サンプルとし、他の部分は全てデータシンボルとする。シミュレーションでは信号のシンボルを3000回ランダムに設定し、ウエイト演算を行う。求めたウエイトwに対して次式に従い平均SINRΓを計算する。
【数10】
Figure 0003878475
ここで、<・>はシミュレーションごとの平均値を表す。
【0017】
図4にM=K=16のもとで本発明の第1の実施の形態の場合及び従来方式を用いた場合のウエイト収束特性を示す。ここで、縦軸は平均SINRと最適SINRの比Γ/Γ0である。
この図から明らかなように、本発明の第1の実施の形態の場合には、信号1の存在しない区間の受信サンプルをウエイト演算に用いることにより、従来方式よりもウエイト収束特性は改善している。最適状態からSINRが3[dB]劣化した状態を実現するために必要な既知サンプル数は、従来方式が約80サンプルであるのに対し、NA=256の本発明の第1の実施の形態の場合は9サンプルである。
このように、この実施の形態によれば、高精度なウエイトを少ない既知シンボルで計算することができる。
【0018】
[第2の実施の形態]
次に、本発明の第2の実施の形態について説明する。この実施の形態で用いられている少ない既知シンボル数のもとでウエイト収束を行う手法は、データ判定帰還型回路を用いる方式であり、以下、「判定帰還型MMSE合成法」とよぶ。この判定帰還型MMSE合成法では硬判定した受信シンボルを利用して、再度ウエイト演算を行う。
【0019】
図5に、判定帰還型MMSE合成法を用いた実施の形態における無線受信装置の概要構成を示す。この図において、1は複数のアンテナ、2はウエイト計算部、3は複数のウエイト乗算部、4は信号合成部、5は前記信号合成部4から出力される受信信号の硬判定を行う判定部である。
判定帰還型MMSE合成法では、まず、これまでに得られたウエイトwを用いて一度アレー信号処理を行う。信号合成部4から受信信号z(q)=wHX(q)が得られると、判定部5によりその硬判定を行い、得られた硬判定値を参照信号として用い、再びウエイト演算を行う。受信信号z(q)は変調方式に応じて、最も距離の近い信号点として硬判定される。ただし、硬判定はデータシンボルに対してのみ行われる。
なお、この判定帰還型MMSE合成法において用いる初期ウエイトは前述した従来手法あるいは前記第1の実施の形態のいずれにより演算したものであってもよいが、ここでは、前記第1の実施の形態で示したウエイト演算法を用いるものとして説明する。
【0020】
この場合、硬判定値をz’(q)とすると、参照信号を次式で定義する。
【数11】
Figure 0003878475
ここで、NCは判定されたデータシンボル数である。図6に希望信号の存在しないサンプル(NA個)、既知シンボル(NB個)、データシンボル(NC個)の関係を示す。
【0021】
そして、次式に基づき再度ウエイト演算を行う。
【数12】
Figure 0003878475
これにより、最終的な初期ウエイトが決定される。すなわち、この実施の形態においては、データ判定値を用いる再度のウエイト演算において、初期ウエイトを算出したときの区間1−NA≦q≦NBに加え、区間NB+1≦q≦NB+NCのサンプルも用いて演算を行っている。これにより、演算精度をより向上させることができる。
なお、初期ウエイトを従来方式で求めた場合には、区間1≦q≦NB+NCのサンプルを用いることとなるが、前述した従来手法の場合よりも、精度のよいウエイトを求めることができる。
【0022】
図7にM=K=16,NC=64のもとで本発明の第1の実施の形態と上記判定帰還型MMSE合成法を併用した実施の形態及び従来方式を用いた場合のウエイト収束特性を示す。この実施の形態のように判定帰還型MMSE合成法との併用により、第1の実施の形態の場合よりもウエイト収束特性はさらに改善している。このように、第1の実施の形態で説明した手法と判定帰還型MMSE合成法を併用することにより、さらに高精度なウエイトを少ない既知シンボルのもとで得ることができる。
【0023】
なお、上述した実施の形態では、判定帰還型MMSE合成法を1回のみ利用したが、複数回繰返し用いることも可能である。すなわち、生成されたウエイトをもとにデータシンボルを判定し、該判定値を参照信号として用いてウエイト演算を行い、これを繰返す。これにより、より高精度なウエイト演算を行うことが可能となる。
【0024】
なお、以上においては、初期ウエイトのみを扱っていたが、フェージング環境では通信時間とともに伝搬路が変化する。そこで、判定データシンボルを参照信号に用いて逐次的に判定帰還型MMSE合成法のウエイト更新を行うことによりフェージング変動に追従させることが可能となる。すなわち、時間の経過と共に判定するデータを逐次的に変更し、後続のデータに関する判定値を用いて参照信号を生成する逐次更新型ウエイト演算を行う。これによりフェージングへの追従が可能となる。さらに、これを前述した第1の実施の形態で示した手法と組み合わせることにより、利用する既知シンボル数を少なくすることができる。
例えば、第1の実施の形態で示した手法で区間1−NA≦q≦NBのサンプルを用いて初期ウエイトを算出し、そのウエイトを用いて区間NB+1≦q≦NB+NCのデータシンボルを硬判定してその判定値を含む参照信号を用いてウエイト演算を実行し、該ウエイトを用いて後続する区間NB+NC+1≦q≦NB+NC+NDのデータシンボルを硬判定し、その判定値を含む参照信号を用いてウエイト演算を実行し、・・・というように、逐次得られたウエイトを用いて信号合成し、後続するデータシンボルの硬判定結果を参照信号として逐次ウエイトを更新していく。
これにより、少ない既知シンボルを用いてフェージング変動に追従するウエイト更新を行うことが可能となる。
【0025】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項1記載の無線受信装置によれば、従来方式よりも高精度な初期ウエイトの演算を行なうことが可能となり、従来方式よりも少ない既知信号シンボル数によって初期ウエイト演算を行なうことも可能となる。
また、請求項2記載の無線受信装置によれば、データ判定値を参照シンボルとして用いることにより、従来方式よりも少ない既知信号シンボル数によって初期ウエイト演算を行なうことが可能となる。
さらに、請求項3記載の無線受信装置によれば、請求項1記載の無線受信装置の場合よりもさらに高精度なウエイト演算を行うことが可能となる。
さらにまた、請求項4記載の無線受信装置によれば、ウエイト演算に利用する既知シンボルを少なくし、なおかつフェージング環境においてもウエイトを逐次更新することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の無線受信装置におけるアダプティブアレー信号処理部の構成を示す図である。
【図2】 本発明の第1の実施の形態における希望信号と干渉信号の到来する時間を説明するための図である。
【図3】 本発明の第1の実施の形態の性能評価を行うための受信機アンテナ配置を示す図である。
【図4】 本発明の第1の実施の形態及び従来方式を用いてウエイト演算を行った場合のウエイト収束特性を示す図である。
【図5】 本発明の第2の実施の形態におけるアダプティブアレー信号処理部の構成を示す図である。
【図6】 本発明の第2の実施の形態における希望信号と干渉信号の到来する時間を表す図である。
【図7】 本発明の第2の実施の形態及び従来方式を用いてウエイト演算を行った場合のウエイト収束特性を示す図である。
【図8】 従来方式のアダプティブアレーにおける信号処理部の構成を示す図である。
【図9】 受信信号モデルを表す図である。
【図10】 従来方式における希望信号と干渉信号の到来する時間を表す図である。
【符号の説明】
1 複数アンテナ
2 ウエイト計算部
3 ウエイト乗算部
4 信号合成部
5 判定部

Claims (4)

  1. 複数アンテナを用いて信号受信し、アンテナ間で信号合成を行なう無線受信装置であって、前記信号合成のための合成ウエイトを求めるにあたって、希望信号成分の存在しない時間と希望信号成分の存在する時間における前記複数アンテナからの受信信号成分を用いて相関行列演算を行い、希望信号成分の存在する時間における前記複数アンテナからの受信信号を用いて相関ベクトル演算を行い、前記相関行列及び前記相関ベクトルを用いてウエイト演算を行うことを特徴とする無線受信装置。
  2. 複数アンテナを用いて信号受信し、アンテナ間で信号合成を行なう無線受信装置であって、一度演算されたウエイトを用いて前記複数のアンテナ間の信号の合成を行い、その合成信号のデータ判定を行った後、該判定値を参照信号に加えて再びウエイト演算を行うことを特徴とする無線受信装置。
  3. 複数アンテナを用いて信号受信し、アンテナ間で信号合成を行う無線受信装置であって、前記信号合成のための合成ウエイトを求めるにあたって、希望信号成分の存在しない時間と希望信号成分の存在する時間における前記複数アンテナからの受信信号成分を用いて演算した相関行列と、希望信号成分の存在する時間における前記複数アンテナからの受信信号を用いて演算した相関ベクトルとを用いて求めた合成ウエイトを用いて前記信号合成を行い、その合成信号のデータ判定を行った後、該判定値を用いて再びウエイト演算を行うことを特徴とする無線受信装置。
  4. 前記判定値を用いて得られたウエイトを用いて逐次的にデータ判定を行い、その結果を用いてウエイト演算を行ってウエイトを逐次更新することを特徴とする請求項2あるいは3に記載の無線受信装置。
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