JP3865573B2 - 誘電体漏れ波アンテナ - Google Patents
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- H01Q21/0068—Dielectric waveguide fed arrays
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、地板導体と誘電体とによって形成される電磁波の伝送路から電磁波を漏出させる誘電体漏れ波アンテナにおいて、その構造を簡単化し、能率を高くするための技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線ＬＡＮや自動車に搭載するレーダ等にミリ波帯で使用可能なアンテナの需要が高まっている。
【０００３】
ミリ波帯用のアンテナとしては、導波管に設けたスロットから電磁波を漏出させるものや、基板上に結合孔を設けてトリプレート線路で給電するいわゆるトリプレートアンテナ等、各種提案されているが、導波管を用いたアンテナはその金属壁で仕切られた立体構造を有しているため製造が難しく、また、トリプレートアンテナでは、マイクロストリップ線路程ではないが線路損失が大きく、素子の反射による不要波がトリプレート線路内を伝送するため、アンテナの能率が上がらないという問題がある。
【０００４】
このため、導波管と等価な伝送路をプリント基板の上下の金属面とその金属面を貫通するように構成されたスルーホールとによって構成した平行平板スロットアレーアンテナが提案されている（信学技報 TECHNICAL REPORT OF IEICE.A・P99-114,RCS99-111(1999-10)。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のようにプリント基板にスルーホールを用いて導波管と等価な伝送路を構成する平行平板アンテナでは、誘電体漏れ波アンテナに比べて構造的に複雑であり、スルーホール加工にともなう製造コストが高くなる。
【０００６】
また、このアンテナの場合、伝搬方向に垂直な断面内で一様な電磁界モード、即ちＴＥＭモードを用いるため、上下の金属板に同じ大きさの強い電流が流れ、導体損が発生し、これが大きな損失の原因となる。また、グレーティングローブを抑圧するために、実際に平行平板に誘電体板を挿入されているので、誘電体損も生じ、低損失化に限界があった。
【０００７】
このため、能率が高く構造が簡単なアンテナの実現が望まれていた。本発明は、この要求に応える誘電体漏れ波アンテナを提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明の請求項１の誘電体漏れ波アンテナは、
地板導体と、該地板導体の一面側に設けられ、該地板導体との間で電磁波を表面に沿って一端側から他端側へ伝送させる伝送路を形成する誘電体基板と、該誘電体基板に前記伝送路の電磁波伝送方向に沿って所定間隔で装荷され、前記電磁波を誘電体基板の表面から漏出させる複数の装荷体と、前記地板導体と誘電体基板との間に設けられた該誘電体基板より小さい誘電率を有する誘電体層と、前記地板導体と誘電体基板によって形成される伝送路の一端側に電磁波を供給する給電部とを有する誘電体漏れ波アンテナにおいて、
前記各装荷体は、前記伝送路の電磁波伝送方向と直交する方向に延び、且つ前記伝送路内の電磁波の波長のほぼ１／４の間隔をもって互いに平行に形成された２つの金属ストリップにより構成され、該２つの金属ストリップの一方が前記誘電体基板の一面側に形成され、他方が前記誘電体基板の反対面側に形成されていることを特徴としている。
【０００９】
また、本発明の請求項２の誘電体漏れ波アンテナは、
地板導体と、該地板導体の一面側に設けられ、該地板導体との間で電磁波を表面に沿って一端側から他端側へ伝送させる伝送路を形成する誘電体基板と、該誘電体基板に前記伝送路の電磁波伝送方向に沿って所定間隔で装荷され、前記電磁波を誘電体基板の表面から漏出させる複数の装荷体と、前記地板導体と誘電体基板との間に設けられた該誘電体基板より小さい誘電率を有する誘電体層と、前記地板導体と誘電体基板によって形成される伝送路の一端側に電磁波を供給する給電部とを有する誘電体漏れ波アンテナにおいて、
前記各装荷体は、前記伝送路の電磁波伝送方向に対して４５度の角度なす方向に延び、且つ前記伝送路内の電磁波の波長のほぼ１／４の間隔をもって互いに平行に形成された２つの金属ストリップにより構成され、該２つの金属ストリップの一方が前記誘電体基板の一面側に形成され、他方が前記誘電体基板の反対面側に形成されていることを特徴としている。
【００１０】
また、本発明の請求項３の誘電体漏れ波アンテナは、請求項１または請求項２の誘電体漏れ波アンテナにおいて、
前記誘電体層が空気を含む気体層または真空層であることを特徴としている。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図１、図２は、本発明の実施の形態の誘電体漏れ波アンテナ２０の構造を示している。
【００２５】
この誘電体漏れ波アンテナ２０は、金属の平板からなる地板導体２１を有しており、この地板導体２１の上面２１ａには、この実施形態の誘電体層を構成する第１の誘電体基板２２がその下面側を密着させるようにして固定されている。
【００２６】
第１の誘電体基板２２は、誘電率が低い誘電体、例えば比誘電率Ｅｒ＝２．１のＰＴＦＥ（通称テフロン）の厚さ０．２ｍｍ程度の基板からなり、一端側が凸状に湾曲した略矩形の外形を有している。
【００２７】
この第１の誘電体基板２２の上面には、地板導体２１との間で電磁波を伝送するための伝送路を形成する第２の誘電体基板２３がその下面側を密着させるようにして固定されている。
【００２８】
第２の誘電体基板２３は、電磁波を伝送させるために誘電率が高い誘電体、例えば比誘電率Ｅｒ＝９．７のアルミナの厚さ０．８ｍｍ程度の基板からなり、第１の誘電体基板２２と同一の外形を有し、第１の誘電体基板２２と外形を一致させるように重なり合っている。
【００２９】
この第２の誘電体基板２３の誘電率は上面側の空気および下面側の第１の誘電体基板２２の誘電率に比べて非常に大きいので、一端側から給電された電磁波は、この誘電率の高い第２の誘電体基板２３内を集中的にその他端側へ向かって進行していく。
【００３０】
この電磁波の伝搬作用は、第２の誘電体基板２３の幅方向に一様に生じるため、第２の誘電体基板２３の一端側へ延長された湾曲部分を除く矩形部は、電磁波をその一端側から他端側へ伝送するための同一長さの微小幅伝送路が幅方向に連続して並んだ幅広の一つの伝送路を形成していることになる。
【００３１】
この第２の誘電体基板２３の矩形部分（伝送路部）の上面には、この実施形態の装荷体として、この第２の誘電体基板２３の幅と等しい長さで所定幅ｓの複数（図では６本）の金属ストリップ２４が所定間隔ｄで平行に設けられている。なお、この金属ストリップ２４はパターン形成されたもので、その厚さは実際にはμｍオーダーで第２の誘電体基板２３の厚さに比べて無視できるほど薄いが、図では理解しやすいように厚さを誇張して示している。
【００３２】
このように、誘電体基板上に金属ストリップ２４を所定間隔で平行に設けると、基板内を進行する電磁波に空間高調波が発生し、そのうちのある電磁波が基板表面から漏出する。
【００３３】
この漏れ波の放射方向（基板と直交する軸を基準とする角度）は、一般的に次式、
φｎ＝ｓｉｎ−１〔（β／ｋ０）＋ｎ（λ０／ｄ）〕
で表される。ここで、βは誘電体線路の伝搬定数、ｋ０は自由空間中の伝搬定数、ｎは整数であり、通常はｎ＝−１のみが放射波となるように間隔ｄが選ばれている。また、放射量は金属ストリップの幅ｓによって決まる。
【００３４】
したがって、第２の誘電体基板２３に対して、基板の長さ方向（金属ストリップ２４に直交する方向）の一端側から電磁波を供給すれば、金属ストリップ２４の間隔ｄで決まる方向へ、金属ストリップの幅ｓで決まる強さの漏れ波が放射されることになる。
【００３５】
なお、このような形式の漏れ波アンテナで電磁波を漏出させる誘電体基板と地板導体とを密着させたものでは、地板導体に流れる高周波電流による導体損が大きくなってアンテナとしての能率が低下するが、この誘電体漏れ波アンテナ２０では、前記したように、地板導体２１と第２の誘電体基板２３との間に誘電率が低い誘電体層（この場合第１の誘電体基板２２）を設けているので、地板導体２１に流れる高周波電流が減少し、その導体損によるアンテナ能率の低下を大幅に抑えることができる。実際の試作結果でも５８パーセント（最新の試作結果で６５パーセントを超える）の高能率を実現できている。
【００３６】
一方、第２の誘電体基板２３の下面側には、上面側の金属ストリップ２４と装荷体対をなし、金属ストリップ２４と同一長さ、同一幅ｓをもつ金属ストリップ２５が金属ストリップ２４と同一間隔ｄで平行に設けられている。この金属ストリップ２５は、上面側の金属ストリップ２４に対して距離δ＝λｇ／４（λｇは伝送路内波長）だけ電磁波の伝搬方向へずれて設けられている。
【００３７】
このように、同一形状の装荷体対を電磁波の伝送方向にλｇ／４の間隔で設けることにより、第２の誘電体基板２３内を進行する電磁波の反射を抑制することができる。
【００３８】
即ち、金属ストリップ２５が設けられていない場合には、図３の（ａ）に示すように、第２の誘電体基板２３内を進行する電磁波のうち、金属ストリップ２４部分で反射が起こり、この反射波Γによって誘電体線路内の電界が図４のＢに示すように大きく変動する。
【００３９】
これに対し、上記のように下面側にδ＝λｇ／４だけずらして金属ストリップ２５を設けると、図３の（ｂ）に示すように、上面側の金属ストリップ２４で反射した反射波Γａと下面側の金属ストリップ２５で反射した反射波Γｂとの伝搬長の差がλｇ／２となり、互いに逆位相となって相殺される。このため、図４のＡのように変動が少ない電界分布を得ることができる。ただし、図４は、後述するように誘電体層として第１の誘電体基板２２の代わりに０．１ｍｍ厚の空気層を用いた場合の伝搬方向の距離に対する誘電体線路内の電界の変化特性を示す図である。
【００４０】
また、一般的に薄い誘電体基板の一面側だけに金属ストリップをパターン形成すると反りが発生し、この反りによって組み立て時に割れやクラック等が発生する恐れがあるが、上記のように第２の誘電体基板２３の両面に金属ストリップ２４、２５を形成すれば基板自体の反りが非常に少なくなり、割れやクラックの発生を極めて少なくできる。
【００４１】
一方、第２の誘電体基板２３の一端側で湾曲するように延長された部分は、後述する給電部３０から放射される円筒波を平面波に変換して、第２の誘電体基板２３の伝送路部（矩形部分）の一端側に同相で入力するための波面変換部２６であり、この実施形態では、第２の誘電体基板２３を一端側へ誘電体レンズをなすように延長し、その焦点位置に放射中心をもつ円筒波を、第２の誘電体基板２３の伝送路の幅方向に平行な平面波に変換している。
【００４２】
この波面変換部２６の先端縁には、後述する給電部３０との間の整合をとるための整合部２７が設けられている。
【００４３】
この整合部２７は、給電部３０側へ向かう程高さが低くなるようにテーパ状に形成されたものであり、簡単な構成でありながら、給電部３０からの電磁波を効率良く波面変換部２６へ導くことができる。
給電部３０は、導波管部３０ａとホーン部３０ｂとからなる電磁ホーン型のものであり、導波管部３０ａから入力された電磁波を波面変換部２６へ放射する。ここで、給電部３０は、放射開口面の高さが小さくて済むＨ面セクトラルホーン型またはＥ面セクトラルホーン型のものが使用されている。
【００４４】
Ｈ面セクトラルホーン型の場合、放射方向に磁界Ｈ成分をもたないＴＭ波を放射し、Ｅ面セクラルホーン型の場合には、放射方向に電界Ｅ成分をもたないＴＥ波を放射する。
【００４５】
このようなＨ面またはＥ面のセクトラルホーンは、そのホーン部３０ｂが格別長くないかぎり放射される電磁波の波面（等位相面）は円筒面となるが、前記したように、この給電部３０から放射される円筒波は、波面変換部２６によって平面波となり、第２の誘電体基板２３が形成する伝送路の一端側に同位相で入射される。
【００４６】
このため、第２の誘電体基板２３の表面からは、その幅方向において位相のあった漏れ波が放射される。即ち、給電部３０が天側または地側となるように立てて使用した場合、第２の誘電体基板２３内における電磁波の伝搬方向と、基板に直交する方向とで作る面（鉛直面）内にその成分をもつ垂直偏波の電磁波が放射されることになる。
【００４７】
このように、実施形態の誘電体漏れ波アンテナ２０は、地板導体２１と、その地板導体２１との間で電磁波を伝送するための伝送路を形成する第２の誘電体基板２３との間に、第２の誘電体基板２３より誘電率が低い誘電体層（第１の誘電体基板２２）を設けているので、地板導体２１を流れる電流による導体損が減少して、放射効率が格段に高くなる。
【００４８】
また、第２の誘電体基板２３の上面側に装荷体として設けた金属ストリップ２４に対し、電磁波の伝搬方向へδ＝λｇ／４だけずらした下面側に金属ストリップ２５を対に設けているので第２の誘電体基板２３内を進行する電磁波の反射成分を相殺することができ、設計通りの放射特性を得ることができ、複雑な放射パターンも容易に実現できる。
【００４９】
なお、前記した誘電体漏れ波アンテナ２０では、第２の誘電体基板２３の下面側に、誘電体層としての第１の誘電体基板２２を密着するように固定しているが、厳密には、第２の誘電体基板２３の下面側から金属ストリップ２５が突出しているので、この金属ストリップ２５が極めて薄いとしても、第１の誘電体基板２２と第２の誘電体基板２３とは完全に密着せず、金属ストリップ２５が設けられていない位置において僅かな空気層が発生する。
【００５１】
このような僅かな空気層による放射特性への影響が無視できない場合には、第１の誘電体基板２２の代わりに誘電体層として空気層（あるいは真空層、空気以外の気体層）を用いればよい。なお、空気以外の気体層の場合、その誘電率が第２の誘電体基板２３より小さいことが必要である。
【００５２】
例えば、誘電体層を空気層で形成する場合には、図５に示すように、地板導体２１の上に第２の誘電体基板２３をスペーサ３１を介して支持し、地板導体２１と第２の誘電体基板２３との間に空気層３２を形成する。このスペーサ３１としては、漏れ波の放射に影響を与えないように、小さく且つ低誘電率のものを用いる。
【００５３】
また、空気以外の気体層で誘電体層を形成する場合には、その気体を地板導体２１と第２の誘電体基板２３との間に封入すればよく、真空層にするには、地板導体２１と第２の誘電体基板２３との間の気体を吸い出す。
【００５４】
このように、空気層や他の気体層あるいは真空層を誘電体層とすれば、他の層が地板導体２１と第２の誘電体基板２３との間に含まれることを防止することができ、さらに設計値に近い特性のアンテナを実現できる。
【００５５】
また、前記した誘電体漏れ波アンテナ２０の場合には、装荷体として、第２の誘電体基板２３の幅に等しい長さをもつ金属ストリップ２４を伝送路の電磁波伝送方向に直交するように設けていたが、図６に示すように、伝送路の電磁波伝送方向に対して４５度の角度をもつ金属ストリップ３４を縦横に所定間隔で配列すれば、４５度偏波の電磁波を容易に放射することができる。
【００５６】
即ち、各金属ストリップ３４の長さを共振するように選んでダイポールにすると、その長さ方向に沿って高周波電流が流れるため、伝送路の電磁波伝搬方向に対して４５度の角度をもつ電磁波、即ち、４５度直線偏波の電磁波が漏出される。
【００５７】
このような４５度直線偏波の電磁波を放射するアンテナは、自動車に搭載するレーダのアンテナとして必須である。即ち、先行車をレーダ装置で探査して走行の制御を行う場合、対向車線を走行する車からレーダ波が妨害波となるが、上記のように４５度偏波のアンテナを用いれば、対向車からの電磁波は、自車のアンテナの偏波方向に直交することになり、その妨害を受けずに済む。
【００５８】
なお、このように第２の誘電体基板２３の上面側に４５度の角度をもつ金属ストリップ３４を設けた場合、その下面側に同一長さで同一幅の金属ストリップ３５をδ＝λｇ／４だけ伝送方向にずらして平行に設けることで、前記同様に伝送路内の反射波の発生を抑制することができる。
【００７１】
また、前記誘電体漏れ波アンテナ２０では、第２の誘電体基板２３の一端側を延長した誘電体レンズによって波面変換部２６を構成していたが、図７〜図９に示す誘電体漏れ波アンテナ４０のように、パラボラ反射型の波面変換部４６を用いてもよい。
【００７２】
この波面変換部４６は、円筒波を反射して平面波に変換する反射壁４６ａと、反射した平面波を第２の誘電体基板２３′の一端側に案内する案内部４６ｂとを有しており、その反射壁４６ａの上半部を第２の誘電体基板２３′の一端側に向け、下半部で地板導体２１の下面側に設けられた電磁ホーン型の給電部３０のホーン部３０ｂの開口面を塞ぐように取り付けられている。
【００７３】
したがって、給電部３０から放射された円筒波が、波面変換部４６の反射壁４６ａで反射されて平面波に変換されて第２の誘電体基板２３′の伝送路に同一位相で入力される。
【００７４】
この誘電体漏れ波アンテナ４０の場合、給電部３０を背面側に配置して電磁波を折り返すようにしているので、アンテナ全体の長さを短くすることができる。また、誘電体レンズが不要なので、第２の誘電体基板２３′の一端側を直線にする（外形を矩形にする）ことができ、これにともない整合部２７も直線的に設ければよいので基板加工が一段と容易となる。
【００７５】
なお、この誘電体漏れ波アンテナ４０の場合でも、第１の誘電体基板２２を前記図５で示したようにスペーサ３１を用いて空気層３２（または他の気体層）によって構成してもよく、また、装荷体対についても、金属ストリップ２４、２５だけでなく、前記した金属ストリップ３４、３５を用いることもできる。
【００７６】
また、前記した誘電体漏れ波アンテナ２０、４０では整合部２７を、電磁波の入力側へ向かうほど表面側の高さが低くなるようにテーパ状に加工して形成していたが、図１０に示す整合部２７′のように、電磁波の入力側へ向かうほど地板導体２１側の面の高さが高くなるようにテーパ状に形成してもよい。
【００７７】
このように、テーパ部分を地板導体側からの高さが高くなるように形成すると、より整合状態が良好になり、伝送損失が減少する。
【００７８】
例えば、給電部３０のホーン部３０ｂや波面変換部４６の案内部４６ｂの開口部の地板導体２１からの高さを１．８ｍｍ、アルミナの誘電体基板２３、２３′の厚さを０．６４ｍｍ、テーパ長８．６ｍｍ、テーパ先端厚０．２ｍｍとして、伝送損失を解析した結果、前記した整合部２７′を用いた場合は、前記整合部２７を用いた場合に比べて、周波数６０ＧＨｚ〜９０ＧＨｚの範囲で伝送損失がおおよそ０．８ｄＢ少なくなり、しかも、その変動幅が格段に少ないことが確認されている。
【００７９】
なお、上記の整合部２７、２７′を用いる場合、誘電体基板の先端をテーパ状に加工する必要があるが、このテーパ加工による割れやクラックが発生する場合には、テーパ加工をする代わりに、第２の誘電体基板２３、２３′と異なる誘電率の整合用誘電体を先端に付けて整合をとることもできる。
【００８０】
例えば、図１１のように、第２の誘電体基板２３′の先端に比誘電率Ｅ１で幅Ｌの整合用誘電体４１を取り付けて整合をとる。
【００８１】
この場合、整合用誘電体４１の長さＬを管内波長λｇの１／４に等しくなるように設定するとともに、その比誘電率Ｅ１を、第２の誘電体基板２３′（または第２の誘電体基板２３）の比誘電率Ｅｒ、波面変換部４６の案内部４６ｂ内（または給電部３０のホーン部３０ｂ内）の比誘電率Ｅ０（通常は空気で１）とすると、次の関係が成立するように選ぶことが望ましい。
【００８２】
Ｅ１＝（Ｅｒ・Ｅ０）１／２
【００８３】
また、前記実施形態の誘電体漏れ波アンテナ２０、４０では、誘電体基板２３、２３′の一端側に整合部２７、２７′を設けていたが、この誘電体基板２３、２３′の一端側に電磁波を供給する給電部３０や波面変換部４６側に整合部を設けることもできる。
【００８４】
例えば図１２に示すように、誘電体基板２３′の一端側縁部を囲むように開口された波面変換部４６の案内部４６ｂの開口部の内側に、誘電体基板２３′の表面との間の隙間が誘電体基板側へ向かって段階的に小さくなるように地板導体２１側へ長さｈだけ突出する整合部４６ｃを所定奥行きｅで幅方向に連続するように設ける。
【００８５】
この場合、整合部４６ｃの突出長ｈおよび奥行きｅは、案内部４６ｂ内のインピーダンスをＺ１、誘電体基板２３′の伝送路のインピーダンスをＺ２としたとき、整合部４６ｃと地板導体２１との間で形成される伝送路のインピーダンスＺが次の式を満足するように設定する。
【００８６】
Ｚ＝（Ｚ１・Ｚ２）１／２
【００８７】
このように案内部４６ｂの開口部の内側に整合部４６ｃを設けることで、前記したような誘電体基板に対するテーパ加工や誘電率が異なる誘電体を別に用いることなく、波面変換部４６と誘電体基板２３′の伝送路との間の整合をとることができる。
【００８８】
なお、図１２では、整合部４６ｃの先端位置と誘電体基板２３′の一端側縁部との位置が一致しているが、図１３に示すように、整合部４６ｃと誘電体基板２３′の一端側とがオーバラップするように配置してもよい。
【００８９】
また、上記整合方法は、前記した給電部３０のホーン部３０ｂと誘電体基板２３の一端側に延長形成された波面変換部２６との間の整合にも利用できる。
【００９０】
この場合には、波面変換部２３の一端側縁部を囲むように開口されたホーン部３０ｂの開口部の内側に、波面変換部２６の表面との間の隙間が段階的に小さくなるように地板導体２１側へ向かって突出する整合部を所定奥行きで幅方向に連続するように設ける。ただし、前記したように、波面変換部２６の先端側は湾曲しているので、整合部もこの波面変換部２６の先端縁に合わせて湾曲するように形成する。
【００９１】
また、前記した整合部４６ｃは、誘電体基板２３′の表面との間の隙間が段階的に小さくなるように地板導体２１側へ突出しているが、図１４に示すように、、誘電体基板２３′の表面との間の隙間が連続的に小さくなるように整合部４６ｃ′を地板導体２１側へ突出させるようにしてもよい。また、この整合方法は、前記したように、給電部３０のホーン部３０ｂと誘電体基板２３の一端側に延長形成された波面変換部２６との間の整合にも利用できる。
【００９２】
また、前記した誘電体漏れ波アンテナ２０、４０では、放射方向（主ビームの方向）が１方向の場合であったが、波面変換部２６、４６および給電部３０を変更することで、マルチビーム化することができる。
【００９３】
例えば、前記した誘電体漏れ波アンテナ２０をマルチビーム化する場合には、図１５に示す誘電体漏れ波アンテナ２０′のように、双焦点型の波面変換部２６′（誘電体レンズ）にするとともに、複数例えば５個の導波管型の放射体５１（１）〜５１（５）とカバー５２とによって給電部３０′を構成する。ここで、各放射体の放射中心Ｃ１〜Ｃ５は、波面変換部２６′の焦点面上またはその近傍に配置させる。
【００９４】
このように構成した誘電体漏れ波アンテナ２０′では、図１６に示すように、例えば、中央の放射体５１（３）から放射された円筒波Ｗａ３は、その放射中心Ｃ３から波面変換部２６′の中心を通る線Ｌ３（この場合第２の誘電体基板２３の伝送路と平行な直線）に直交する平面波Ｗｂ３に変換される。
【００９５】
このため、前記同様に第２の誘電体基板２３の伝送路に同一位相で電磁波が入力され、基板表面に直交し伝送路の伝搬方向を含む平面に沿ったビームが放射される。
【００９６】
また、例えば、上端の放射体５１（１）から放射された円筒波Ｗａ１は、その放射中心Ｃ１から波面変換部２６′の中心を通る線Ｌ１に直交する平面波Ｗｂ１に変換されて、第２の誘電体基板２３内の伝送路に入力される。
【００９７】
このため、第２の誘電体基板２３の伝送路には、図１６において上部側から下部側に向かうほど位相が遅れて電磁波が入力され、これにともない漏出される電磁波の位相も上部側から下部側（図１６において）に向かうほど位相が遅れるため、ビーム方向はその位相が遅れている方向（図１６において下側）に傾くことになる。
【００９８】
逆に、下端の放射体５１（５）から放射された円筒波Ｗａ５は、その放射中心Ｃ５から波面変換部２６′の中心を通る線Ｌ５に直交する平面波Ｗｂ５に変換されて、第２の誘電体基板２３内の伝送路に入力される。
【００９９】
このため、第２の誘電体基板２３の伝送路には、図１６において下部側から上部側に向かうほど位相が遅れて電磁波が入力され、これにともない漏出される電磁波の位相も下部側から上部側（図１６において）に向かうほど位相が遅れるため、ビーム方向はその位相が遅れている方向（図１６において上側）に傾くことになる。
【０１００】
このように、各放射体５１（１）〜５１（５）によってビーム方向が変化することになり、放射体５１（１）〜５１（５）に対して選択的に電磁波を供給すれば、その放射体の位置に対応した方向に電磁波を放射することができ、ビーム方向の切り換えが可能となる。
【０１０１】
このマルチビーム化は、前記誘電体漏れ波アンテナ４０にも適用できる。この場合には、図１７に示す誘電体漏れ波アンテナ４０′のように、波面変換部４６の反射壁４６ａをパラボラ型にするとともに、その焦点面上またはその近傍に給電部３０′の複数の放射体５１（１）〜５１（５）の放射中心Ｃ１〜Ｃ５を配置すればよい。
【０１０２】
なお、上記誘電体漏れ波アンテナ２０′、４０′では、波面変換部２６′の先端や誘電体基板２３′の先端にテーパ状の整合部２７を形成しているが、この整合部２７の代わりに、前記した整合部２７′や異なる誘電率の整合用誘電体４１を用いてもよく、誘電体漏れ波アンテナ２０′については前記案内部４６ｂの開口部に設けた整合部４６ｃと同様の整合部を、カバー５２の開口部の内側から地板導体２１側に突出するように設けてもよい。また、装荷体対として、金属ストリップ２４、２５だけでなく、前記した金属ストリップ３４、３５を用いてもよい。
【０１０３】
このようなマルチビーム化したアンテナの場合、各放射体５１（１）〜５１（５）に選択的に電磁波を供給する必要があるが、この給電回路の例を図１８、図１９に示す。
【０１０４】
図１８の給電回路は、ＩＦ回路５３から出力されるＩＦ信号をスイッチ回路５４によって各放射体５１（１）〜５１（５）に対応して設けられた複数のＲＦ回路（周波数変換回路を含む）５５（１）〜５５（５）のいずれかに選択的に入力している。
【０１０５】
一方、図１９の給電回路は、ＩＦ回路５３から出力されるＩＦ信号をＲＦ回路５５によってＲＦ信号に変換し、このＲＦ信号をスイッチ回路５６によって放射体５１（１）〜５１（５）のいずれかに選択的に入力している。
【０１０６】
なお、性能および実装の点ではＩＦ信号の切り換えを行う前記図１８の給電回路が有利であり、回路規模の点ではＲＦ回路が一組で済む前記図１９の給電回路が有利であり、目的に応じてどちらの給電回路を使用するか決めればよい。
【０１０７】
また、図示していないが、各放射体５１は、結合スロットや結合プローブ等を介してＲＦ回路５５あるいはスイッチ回路５６に結合される。
【０１０８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の請求項１の誘電体漏れ波アンテナは、地板導体と、該地板導体の一面側に設けられ、該地板導体との間で電磁波を表面に沿って一端側から他端側へ伝送させる伝送路を形成する誘電体基板と、該誘電体基板に前記伝送路の電磁波伝送方向に沿って所定間隔で装荷され、前記電磁波を誘電体基板の表面から漏出させる複数の装荷体と、前記地板導体と誘電体基板との間に設けられた該誘電体基板より小さい誘電率を有する誘電体層と、前記地板導体と誘電体基板によって形成される伝送路の一端側に電磁波を供給する給電部とを有する誘電体漏れ波アンテナにおいて、前記各装荷体は、前記伝送路の電磁波伝送方向と直交する方向に延び、且つ前記伝送路内の電磁波の波長のほぼ１／４の間隔をもって互いに平行に形成された２つの金属ストリップにより構成され、該２つの金属ストリップの一方が前記誘電体基板の一面側に形成され、他方が前記誘電体基板の反対面側に形成されている。
【０１０９】
このため、地板導体の電流損を大幅に減少させることができ、簡単な構成で放射効率が格段に高いミリ波用のアンテナを実現できる。直線偏波の電磁波を容易に放射することが でき、装荷体による伝送路内の反射波を相殺することができ、この反射による特性の乱れを防止することができる。また、誘電体基板の反りの発生を防止することができ、この反りによる基板の割れやクラックの発生を防止できる。
【０１１０】
また、本発明の請求項２の誘電体漏れ波アンテナは、地板導体と、該地板導体の一面側に設けられ、該地板導体との間で電磁波を表面に沿って一端側から他端側へ伝送させる伝送路を形成する誘電体基板と、該誘電体基板に前記伝送路の電磁波伝送方向に沿って所定間隔で装荷され、前記電磁波を誘電体基板の表面から漏出させる複数の装荷体と、前記地板導体と誘電体基板との間に設けられた該誘電体基板より小さい誘電率を有する誘電体層と、前記地板導体と誘電体基板によって形成される伝送路の一端側に電磁波を供給する給電部とを有する誘電体漏れ波アンテナにおいて、前記各装荷体は、前記伝送路の電磁波伝送方向に対して４５度の角度なす方向に延び、且つ前記伝送路内の電磁波の波長のほぼ１／４の間隔をもって互いに平行に形成された２つの金属ストリップにより構成され、該２つの金属ストリップの一方が前記誘電体基板の一面側に形成され、他方が前記誘電体基板の反対面側に形成されている。
【０１１１】
このため、地板導体の電流損を大幅に減少させることができ、簡単な構成で放射効率が格段に高いミリ波用のアンテナを実現できる。４５度直線偏波の電磁波を容易に放射することができ、装荷体による伝送路内の反射波を相殺することができ、この反射による特性の乱れを防止することができる。また、誘電体基板の反りの発生を防止することができ、この反りによる基板の割れやクラックの発生を防止できる。
【０１１２】
また、本発明の請求項３の誘電体漏れ波アンテナは、請求項１または請求項２の誘電体漏れ波アンテナにおいて、前記誘電体層が空気を含む気体層または真空層にしているので、地板導体と誘電体基板との間に誘電体層のみを介在させることができ、設計値により近い特性を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施形態の誘電体漏れ波アンテナの正面図
【図２】 図１の実施形態のＡ−Ａ線断面図
【図３】 実施形態の要部の作用を説明するための図
【図４】 実施形態の特性を示す図
【図５】 誘電体層を空気層にしたときの断面図
【図６】 装荷体の変形例を示す図
【図７】 反射型の波面変換部を用いた実施形態の正面図
【図８】 反射型の波面変換部を用いた実施形態の背面図
【図９】 図７のＢ−Ｂ線断面図
【図１０】 整合部の変形例を示す図
【図１１】 整合部の変形例を示す図
【図１２】 整合部の変形例を示す図
【図１３】 整合部の変形例を示す図
【図１４】 整合部の変形例を示す図
【図１５】 図１の実施形態の給電部と波面変換部を変形した図
【図１６】 図１５の給電部と波面変換部の作用を説明するための図
【図１７】 図８の実施形態の給電部と波面変換部を変形した図
【図１８】 給電回路の一実施例を示すブロック図
【図１９】 給電回路の一実施例を示すブロック図
【符号の説明】
２０、２０′、４０、４０′ 誘電体漏れ波アンテナ
２１ 地板導体
２２ 第１の誘電体基板
２３、２３′ 第２の誘電体基板
２４、２５ 金属ストリップ（装荷体対）
２６、２６′ 波面変換部
２７、２７′ 整合部
３０、３０′ 給電部
３１ スペーサ
３２ 空気層
３４、３５ 金属ストリップ（装荷体対）
４１ 整合用誘電体
４６、４６′ 波面変換部
４６ａ 反射壁
４６ｂ 案内部
４６ｃ、４６ｃ′ 整合部
５１ 放射体
５２ カバー
５３ ＩＦ回路
５４、５６ スイッチ回路
５５ ＲＦ回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、地板導体と誘電体とによって形成される電磁波の伝送路から電磁波を漏出させる誘電体漏れ波アンテナにおいて、その構造を簡単化し、能率を高くするための技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線ＬＡＮや自動車に搭載するレーダ等にミリ波帯で使用可能なアンテナの需要が高まっている。
【０００３】
ミリ波帯用のアンテナとしては、導波管に設けたスロットから電磁波を漏出させるものや、基板上に結合孔を設けてトリプレート線路で給電するいわゆるトリプレートアンテナ等、各種提案されているが、導波管を用いたアンテナはその金属壁で仕切られた立体構造を有しているため製造が難しく、また、トリプレートアンテナでは、マイクロストリップ線路程ではないが線路損失が大きく、素子の反射による不要波がトリプレート線路内を伝送するため、アンテナの能率が上がらないという問題がある。
【０００４】
このため、導波管と等価な伝送路をプリント基板の上下の金属面とその金属面を貫通するように構成されたスルーホールとによって構成した平行平板スロットアレーアンテナが提案されている（信学技報 TECHNICAL REPORT OF IEICE.A・P99-114,RCS99-111(1999-10)。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のようにプリント基板にスルーホールを用いて導波管と等価な伝送路を構成する平行平板アンテナでは、誘電体漏れ波アンテナに比べて構造的に複雑であり、スルーホール加工にともなう製造コストが高くなる。
【０００６】
また、このアンテナの場合、伝搬方向に垂直な断面内で一様な電磁界モード、即ちＴＥＭモードを用いるため、上下の金属板に同じ大きさの強い電流が流れ、導体損が発生し、これが大きな損失の原因となる。また、グレーティングローブを抑圧するために、実際に平行平板に誘電体板を挿入されているので、誘電体損も生じ、低損失化に限界があった。
【０００７】
このため、能率が高く構造が簡単なアンテナの実現が望まれていた。本発明は、この要求に応える誘電体漏れ波アンテナを提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明の請求項１の誘電体漏れ波アンテナは、
地板導体と、該地板導体の一面側に設けられ、該地板導体との間で電磁波を表面に沿って一端側から他端側へ伝送させる伝送路を形成する誘電体基板と、該誘電体基板に前記伝送路の電磁波伝送方向に沿って所定間隔で装荷され、前記電磁波を誘電体基板の表面から漏出させる複数の装荷体と、前記地板導体と誘電体基板との間に設けられた該誘電体基板より小さい誘電率を有する誘電体層と、前記地板導体と誘電体基板によって形成される伝送路の一端側に電磁波を供給する給電部とを有する誘電体漏れ波アンテナにおいて、
前記各装荷体は、前記伝送路の電磁波伝送方向と直交する方向に延び、且つ前記伝送路内の電磁波の波長のほぼ１／４の間隔をもって互いに平行に形成された２つの金属ストリップにより構成され、該２つの金属ストリップの一方が前記誘電体基板の一面側に形成され、他方が前記誘電体基板の反対面側に形成されていることを特徴としている。
【０００９】
また、本発明の請求項２の誘電体漏れ波アンテナは、
地板導体と、該地板導体の一面側に設けられ、該地板導体との間で電磁波を表面に沿って一端側から他端側へ伝送させる伝送路を形成する誘電体基板と、該誘電体基板に前記伝送路の電磁波伝送方向に沿って所定間隔で装荷され、前記電磁波を誘電体基板の表面から漏出させる複数の装荷体と、前記地板導体と誘電体基板との間に設けられた該誘電体基板より小さい誘電率を有する誘電体層と、前記地板導体と誘電体基板によって形成される伝送路の一端側に電磁波を供給する給電部とを有する誘電体漏れ波アンテナにおいて、
前記各装荷体は、前記伝送路の電磁波伝送方向に対して４５度の角度なす方向に延び、且つ前記伝送路内の電磁波の波長のほぼ１／４の間隔をもって互いに平行に形成された２つの金属ストリップにより構成され、該２つの金属ストリップの一方が前記誘電体基板の一面側に形成され、他方が前記誘電体基板の反対面側に形成されていることを特徴としている。
【００１０】
また、本発明の請求項３の誘電体漏れ波アンテナは、請求項１または請求項２の誘電体漏れ波アンテナにおいて、
前記誘電体層が空気を含む気体層または真空層であることを特徴としている。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図１、図２は、本発明の実施の形態の誘電体漏れ波アンテナ２０の構造を示している。
【００２５】
この誘電体漏れ波アンテナ２０は、金属の平板からなる地板導体２１を有しており、この地板導体２１の上面２１ａには、この実施形態の誘電体層を構成する第１の誘電体基板２２がその下面側を密着させるようにして固定されている。
【００２６】
第１の誘電体基板２２は、誘電率が低い誘電体、例えば比誘電率Ｅｒ＝２．１のＰＴＦＥ（通称テフロン）の厚さ０．２ｍｍ程度の基板からなり、一端側が凸状に湾曲した略矩形の外形を有している。
【００２７】
この第１の誘電体基板２２の上面には、地板導体２１との間で電磁波を伝送するための伝送路を形成する第２の誘電体基板２３がその下面側を密着させるようにして固定されている。
【００２８】
第２の誘電体基板２３は、電磁波を伝送させるために誘電率が高い誘電体、例えば比誘電率Ｅｒ＝９．７のアルミナの厚さ０．８ｍｍ程度の基板からなり、第１の誘電体基板２２と同一の外形を有し、第１の誘電体基板２２と外形を一致させるように重なり合っている。
【００２９】
この第２の誘電体基板２３の誘電率は上面側の空気および下面側の第１の誘電体基板２２の誘電率に比べて非常に大きいので、一端側から給電された電磁波は、この誘電率の高い第２の誘電体基板２３内を集中的にその他端側へ向かって進行していく。
【００３０】
この電磁波の伝搬作用は、第２の誘電体基板２３の幅方向に一様に生じるため、第２の誘電体基板２３の一端側へ延長された湾曲部分を除く矩形部は、電磁波をその一端側から他端側へ伝送するための同一長さの微小幅伝送路が幅方向に連続して並んだ幅広の一つの伝送路を形成していることになる。
【００３１】
この第２の誘電体基板２３の矩形部分（伝送路部）の上面には、この実施形態の装荷体として、この第２の誘電体基板２３の幅と等しい長さで所定幅ｓの複数（図では６本）の金属ストリップ２４が所定間隔ｄで平行に設けられている。なお、この金属ストリップ２４はパターン形成されたもので、その厚さは実際にはμｍオーダーで第２の誘電体基板２３の厚さに比べて無視できるほど薄いが、図では理解しやすいように厚さを誇張して示している。
【００３２】
このように、誘電体基板上に金属ストリップ２４を所定間隔で平行に設けると、基板内を進行する電磁波に空間高調波が発生し、そのうちのある電磁波が基板表面から漏出する。
【００３３】
この漏れ波の放射方向（基板と直交する軸を基準とする角度）は、一般的に次式、
φｎ＝ｓｉｎ−１〔（β／ｋ０）＋ｎ（λ０／ｄ）〕
で表される。ここで、βは誘電体線路の伝搬定数、ｋ０は自由空間中の伝搬定数、ｎは整数であり、通常はｎ＝−１のみが放射波となるように間隔ｄが選ばれている。また、放射量は金属ストリップの幅ｓによって決まる。
【００３４】
したがって、第２の誘電体基板２３に対して、基板の長さ方向（金属ストリップ２４に直交する方向）の一端側から電磁波を供給すれば、金属ストリップ２４の間隔ｄで決まる方向へ、金属ストリップの幅ｓで決まる強さの漏れ波が放射されることになる。
【００３５】
なお、このような形式の漏れ波アンテナで電磁波を漏出させる誘電体基板と地板導体とを密着させたものでは、地板導体に流れる高周波電流による導体損が大きくなってアンテナとしての能率が低下するが、この誘電体漏れ波アンテナ２０では、前記したように、地板導体２１と第２の誘電体基板２３との間に誘電率が低い誘電体層（この場合第１の誘電体基板２２）を設けているので、地板導体２１に流れる高周波電流が減少し、その導体損によるアンテナ能率の低下を大幅に抑えることができる。実際の試作結果でも５８パーセント（最新の試作結果で６５パーセントを超える）の高能率を実現できている。
【００３６】
一方、第２の誘電体基板２３の下面側には、上面側の金属ストリップ２４と装荷体対をなし、金属ストリップ２４と同一長さ、同一幅ｓをもつ金属ストリップ２５が金属ストリップ２４と同一間隔ｄで平行に設けられている。この金属ストリップ２５は、上面側の金属ストリップ２４に対して距離δ＝λｇ／４（λｇは伝送路内波長）だけ電磁波の伝搬方向へずれて設けられている。
【００３７】
このように、同一形状の装荷体対を電磁波の伝送方向にλｇ／４の間隔で設けることにより、第２の誘電体基板２３内を進行する電磁波の反射を抑制することができる。
【００３８】
即ち、金属ストリップ２５が設けられていない場合には、図３の（ａ）に示すように、第２の誘電体基板２３内を進行する電磁波のうち、金属ストリップ２４部分で反射が起こり、この反射波Γによって誘電体線路内の電界が図４のＢに示すように大きく変動する。
【００３９】
これに対し、上記のように下面側にδ＝λｇ／４だけずらして金属ストリップ２５を設けると、図３の（ｂ）に示すように、上面側の金属ストリップ２４で反射した反射波Γａと下面側の金属ストリップ２５で反射した反射波Γｂとの伝搬長の差がλｇ／２となり、互いに逆位相となって相殺される。このため、図４のＡのように変動が少ない電界分布を得ることができる。ただし、図４は、後述するように誘電体層として第１の誘電体基板２２の代わりに０．１ｍｍ厚の空気層を用いた場合の伝搬方向の距離に対する誘電体線路内の電界の変化特性を示す図である。
【００４０】
また、一般的に薄い誘電体基板の一面側だけに金属ストリップをパターン形成すると反りが発生し、この反りによって組み立て時に割れやクラック等が発生する恐れがあるが、上記のように第２の誘電体基板２３の両面に金属ストリップ２４、２５を形成すれば基板自体の反りが非常に少なくなり、割れやクラックの発生を極めて少なくできる。
【００４１】
一方、第２の誘電体基板２３の一端側で湾曲するように延長された部分は、後述する給電部３０から放射される円筒波を平面波に変換して、第２の誘電体基板２３の伝送路部（矩形部分）の一端側に同相で入力するための波面変換部２６であり、この実施形態では、第２の誘電体基板２３を一端側へ誘電体レンズをなすように延長し、その焦点位置に放射中心をもつ円筒波を、第２の誘電体基板２３の伝送路の幅方向に平行な平面波に変換している。
【００４２】
この波面変換部２６の先端縁には、後述する給電部３０との間の整合をとるための整合部２７が設けられている。
【００４３】
この整合部２７は、給電部３０側へ向かう程高さが低くなるようにテーパ状に形成されたものであり、簡単な構成でありながら、給電部３０からの電磁波を効率良く波面変換部２６へ導くことができる。
給電部３０は、導波管部３０ａとホーン部３０ｂとからなる電磁ホーン型のものであり、導波管部３０ａから入力された電磁波を波面変換部２６へ放射する。ここで、給電部３０は、放射開口面の高さが小さくて済むＨ面セクトラルホーン型またはＥ面セクトラルホーン型のものが使用されている。
【００４４】
Ｈ面セクトラルホーン型の場合、放射方向に磁界Ｈ成分をもたないＴＭ波を放射し、Ｅ面セクラルホーン型の場合には、放射方向に電界Ｅ成分をもたないＴＥ波を放射する。
【００４５】
このようなＨ面またはＥ面のセクトラルホーンは、そのホーン部３０ｂが格別長くないかぎり放射される電磁波の波面（等位相面）は円筒面となるが、前記したように、この給電部３０から放射される円筒波は、波面変換部２６によって平面波となり、第２の誘電体基板２３が形成する伝送路の一端側に同位相で入射される。
【００４６】
このため、第２の誘電体基板２３の表面からは、その幅方向において位相のあった漏れ波が放射される。即ち、給電部３０が天側または地側となるように立てて使用した場合、第２の誘電体基板２３内における電磁波の伝搬方向と、基板に直交する方向とで作る面（鉛直面）内にその成分をもつ垂直偏波の電磁波が放射されることになる。
【００４７】
このように、実施形態の誘電体漏れ波アンテナ２０は、地板導体２１と、その地板導体２１との間で電磁波を伝送するための伝送路を形成する第２の誘電体基板２３との間に、第２の誘電体基板２３より誘電率が低い誘電体層（第１の誘電体基板２２）を設けているので、地板導体２１を流れる電流による導体損が減少して、放射効率が格段に高くなる。
【００４８】
また、第２の誘電体基板２３の上面側に装荷体として設けた金属ストリップ２４に対し、電磁波の伝搬方向へδ＝λｇ／４だけずらした下面側に金属ストリップ２５を対に設けているので第２の誘電体基板２３内を進行する電磁波の反射成分を相殺することができ、設計通りの放射特性を得ることができ、複雑な放射パターンも容易に実現できる。
【００４９】
なお、前記した誘電体漏れ波アンテナ２０では、第２の誘電体基板２３の下面側に、誘電体層としての第１の誘電体基板２２を密着するように固定しているが、厳密には、第２の誘電体基板２３の下面側から金属ストリップ２５が突出しているので、この金属ストリップ２５が極めて薄いとしても、第１の誘電体基板２２と第２の誘電体基板２３とは完全に密着せず、金属ストリップ２５が設けられていない位置において僅かな空気層が発生する。
【００５１】
このような僅かな空気層による放射特性への影響が無視できない場合には、第１の誘電体基板２２の代わりに誘電体層として空気層（あるいは真空層、空気以外の気体層）を用いればよい。なお、空気以外の気体層の場合、その誘電率が第２の誘電体基板２３より小さいことが必要である。
【００５２】
例えば、誘電体層を空気層で形成する場合には、図５に示すように、地板導体２１の上に第２の誘電体基板２３をスペーサ３１を介して支持し、地板導体２１と第２の誘電体基板２３との間に空気層３２を形成する。このスペーサ３１としては、漏れ波の放射に影響を与えないように、小さく且つ低誘電率のものを用いる。
【００５３】
また、空気以外の気体層で誘電体層を形成する場合には、その気体を地板導体２１と第２の誘電体基板２３との間に封入すればよく、真空層にするには、地板導体２１と第２の誘電体基板２３との間の気体を吸い出す。
【００５４】
このように、空気層や他の気体層あるいは真空層を誘電体層とすれば、他の層が地板導体２１と第２の誘電体基板２３との間に含まれることを防止することができ、さらに設計値に近い特性のアンテナを実現できる。
【００５５】
また、前記した誘電体漏れ波アンテナ２０の場合には、装荷体として、第２の誘電体基板２３の幅に等しい長さをもつ金属ストリップ２４を伝送路の電磁波伝送方向に直交するように設けていたが、図６に示すように、伝送路の電磁波伝送方向に対して４５度の角度をもつ金属ストリップ３４を縦横に所定間隔で配列すれば、４５度偏波の電磁波を容易に放射することができる。
【００５６】
即ち、各金属ストリップ３４の長さを共振するように選んでダイポールにすると、その長さ方向に沿って高周波電流が流れるため、伝送路の電磁波伝搬方向に対して４５度の角度をもつ電磁波、即ち、４５度直線偏波の電磁波が漏出される。
【００５７】
このような４５度直線偏波の電磁波を放射するアンテナは、自動車に搭載するレーダのアンテナとして必須である。即ち、先行車をレーダ装置で探査して走行の制御を行う場合、対向車線を走行する車からレーダ波が妨害波となるが、上記のように４５度偏波のアンテナを用いれば、対向車からの電磁波は、自車のアンテナの偏波方向に直交することになり、その妨害を受けずに済む。
【００５８】
なお、このように第２の誘電体基板２３の上面側に４５度の角度をもつ金属ストリップ３４を設けた場合、その下面側に同一長さで同一幅の金属ストリップ３５をδ＝λｇ／４だけ伝送方向にずらして平行に設けることで、前記同様に伝送路内の反射波の発生を抑制することができる。
【００７１】
また、前記誘電体漏れ波アンテナ２０では、第２の誘電体基板２３の一端側を延長した誘電体レンズによって波面変換部２６を構成していたが、図７〜図９に示す誘電体漏れ波アンテナ４０のように、パラボラ反射型の波面変換部４６を用いてもよい。
【００７２】
この波面変換部４６は、円筒波を反射して平面波に変換する反射壁４６ａと、反射した平面波を第２の誘電体基板２３′の一端側に案内する案内部４６ｂとを有しており、その反射壁４６ａの上半部を第２の誘電体基板２３′の一端側に向け、下半部で地板導体２１の下面側に設けられた電磁ホーン型の給電部３０のホーン部３０ｂの開口面を塞ぐように取り付けられている。
【００７３】
したがって、給電部３０から放射された円筒波が、波面変換部４６の反射壁４６ａで反射されて平面波に変換されて第２の誘電体基板２３′の伝送路に同一位相で入力される。
【００７４】
この誘電体漏れ波アンテナ４０の場合、給電部３０を背面側に配置して電磁波を折り返すようにしているので、アンテナ全体の長さを短くすることができる。また、誘電体レンズが不要なので、第２の誘電体基板２３′の一端側を直線にする（外形を矩形にする）ことができ、これにともない整合部２７も直線的に設ければよいので基板加工が一段と容易となる。
【００７５】
なお、この誘電体漏れ波アンテナ４０の場合でも、第１の誘電体基板２２を前記図５で示したようにスペーサ３１を用いて空気層３２（または他の気体層）によって構成してもよく、また、装荷体対についても、金属ストリップ２４、２５だけでなく、前記した金属ストリップ３４、３５を用いることもできる。
【００７６】
また、前記した誘電体漏れ波アンテナ２０、４０では整合部２７を、電磁波の入力側へ向かうほど表面側の高さが低くなるようにテーパ状に加工して形成していたが、図１０に示す整合部２７′のように、電磁波の入力側へ向かうほど地板導体２１側の面の高さが高くなるようにテーパ状に形成してもよい。
【００７７】
このように、テーパ部分を地板導体側からの高さが高くなるように形成すると、より整合状態が良好になり、伝送損失が減少する。
【００７８】
例えば、給電部３０のホーン部３０ｂや波面変換部４６の案内部４６ｂの開口部の地板導体２１からの高さを１．８ｍｍ、アルミナの誘電体基板２３、２３′の厚さを０．６４ｍｍ、テーパ長８．６ｍｍ、テーパ先端厚０．２ｍｍとして、伝送損失を解析した結果、前記した整合部２７′を用いた場合は、前記整合部２７を用いた場合に比べて、周波数６０ＧＨｚ〜９０ＧＨｚの範囲で伝送損失がおおよそ０．８ｄＢ少なくなり、しかも、その変動幅が格段に少ないことが確認されている。
【００７９】
なお、上記の整合部２７、２７′を用いる場合、誘電体基板の先端をテーパ状に加工する必要があるが、このテーパ加工による割れやクラックが発生する場合には、テーパ加工をする代わりに、第２の誘電体基板２３、２３′と異なる誘電率の整合用誘電体を先端に付けて整合をとることもできる。
【００８０】
例えば、図１１のように、第２の誘電体基板２３′の先端に比誘電率Ｅ１で幅Ｌの整合用誘電体４１を取り付けて整合をとる。
【００８１】
この場合、整合用誘電体４１の長さＬを管内波長λｇの１／４に等しくなるように設定するとともに、その比誘電率Ｅ１を、第２の誘電体基板２３′（または第２の誘電体基板２３）の比誘電率Ｅｒ、波面変換部４６の案内部４６ｂ内（または給電部３０のホーン部３０ｂ内）の比誘電率Ｅ０（通常は空気で１）とすると、次の関係が成立するように選ぶことが望ましい。
【００８２】
Ｅ１＝（Ｅｒ・Ｅ０）１／２
【００８３】
また、前記実施形態の誘電体漏れ波アンテナ２０、４０では、誘電体基板２３、２３′の一端側に整合部２７、２７′を設けていたが、この誘電体基板２３、２３′の一端側に電磁波を供給する給電部３０や波面変換部４６側に整合部を設けることもできる。
【００８４】
例えば図１２に示すように、誘電体基板２３′の一端側縁部を囲むように開口された波面変換部４６の案内部４６ｂの開口部の内側に、誘電体基板２３′の表面との間の隙間が誘電体基板側へ向かって段階的に小さくなるように地板導体２１側へ長さｈだけ突出する整合部４６ｃを所定奥行きｅで幅方向に連続するように設ける。
【００８５】
この場合、整合部４６ｃの突出長ｈおよび奥行きｅは、案内部４６ｂ内のインピーダンスをＺ１、誘電体基板２３′の伝送路のインピーダンスをＺ２としたとき、整合部４６ｃと地板導体２１との間で形成される伝送路のインピーダンスＺが次の式を満足するように設定する。
【００８６】
Ｚ＝（Ｚ１・Ｚ２）１／２
【００８７】
このように案内部４６ｂの開口部の内側に整合部４６ｃを設けることで、前記したような誘電体基板に対するテーパ加工や誘電率が異なる誘電体を別に用いることなく、波面変換部４６と誘電体基板２３′の伝送路との間の整合をとることができる。
【００８８】
なお、図１２では、整合部４６ｃの先端位置と誘電体基板２３′の一端側縁部との位置が一致しているが、図１３に示すように、整合部４６ｃと誘電体基板２３′の一端側とがオーバラップするように配置してもよい。
【００８９】
また、上記整合方法は、前記した給電部３０のホーン部３０ｂと誘電体基板２３の一端側に延長形成された波面変換部２６との間の整合にも利用できる。
【００９０】
この場合には、波面変換部２３の一端側縁部を囲むように開口されたホーン部３０ｂの開口部の内側に、波面変換部２６の表面との間の隙間が段階的に小さくなるように地板導体２１側へ向かって突出する整合部を所定奥行きで幅方向に連続するように設ける。ただし、前記したように、波面変換部２６の先端側は湾曲しているので、整合部もこの波面変換部２６の先端縁に合わせて湾曲するように形成する。
【００９１】
また、前記した整合部４６ｃは、誘電体基板２３′の表面との間の隙間が段階的に小さくなるように地板導体２１側へ突出しているが、図１４に示すように、、誘電体基板２３′の表面との間の隙間が連続的に小さくなるように整合部４６ｃ′を地板導体２１側へ突出させるようにしてもよい。また、この整合方法は、前記したように、給電部３０のホーン部３０ｂと誘電体基板２３の一端側に延長形成された波面変換部２６との間の整合にも利用できる。
【００９２】
また、前記した誘電体漏れ波アンテナ２０、４０では、放射方向（主ビームの方向）が１方向の場合であったが、波面変換部２６、４６および給電部３０を変更することで、マルチビーム化することができる。
【００９３】
例えば、前記した誘電体漏れ波アンテナ２０をマルチビーム化する場合には、図１５に示す誘電体漏れ波アンテナ２０′のように、双焦点型の波面変換部２６′（誘電体レンズ）にするとともに、複数例えば５個の導波管型の放射体５１（１）〜５１（５）とカバー５２とによって給電部３０′を構成する。ここで、各放射体の放射中心Ｃ１〜Ｃ５は、波面変換部２６′の焦点面上またはその近傍に配置させる。
【００９４】
このように構成した誘電体漏れ波アンテナ２０′では、図１６に示すように、例えば、中央の放射体５１（３）から放射された円筒波Ｗａ３は、その放射中心Ｃ３から波面変換部２６′の中心を通る線Ｌ３（この場合第２の誘電体基板２３の伝送路と平行な直線）に直交する平面波Ｗｂ３に変換される。
【００９５】
このため、前記同様に第２の誘電体基板２３の伝送路に同一位相で電磁波が入力され、基板表面に直交し伝送路の伝搬方向を含む平面に沿ったビームが放射される。
【００９６】
また、例えば、上端の放射体５１（１）から放射された円筒波Ｗａ１は、その放射中心Ｃ１から波面変換部２６′の中心を通る線Ｌ１に直交する平面波Ｗｂ１に変換されて、第２の誘電体基板２３内の伝送路に入力される。
【００９７】
このため、第２の誘電体基板２３の伝送路には、図１６において上部側から下部側に向かうほど位相が遅れて電磁波が入力され、これにともない漏出される電磁波の位相も上部側から下部側（図１６において）に向かうほど位相が遅れるため、ビーム方向はその位相が遅れている方向（図１６において下側）に傾くことになる。
【００９８】
逆に、下端の放射体５１（５）から放射された円筒波Ｗａ５は、その放射中心Ｃ５から波面変換部２６′の中心を通る線Ｌ５に直交する平面波Ｗｂ５に変換されて、第２の誘電体基板２３内の伝送路に入力される。
【００９９】
このため、第２の誘電体基板２３の伝送路には、図１６において下部側から上部側に向かうほど位相が遅れて電磁波が入力され、これにともない漏出される電磁波の位相も下部側から上部側（図１６において）に向かうほど位相が遅れるため、ビーム方向はその位相が遅れている方向（図１６において上側）に傾くことになる。
【０１００】
このように、各放射体５１（１）〜５１（５）によってビーム方向が変化することになり、放射体５１（１）〜５１（５）に対して選択的に電磁波を供給すれば、その放射体の位置に対応した方向に電磁波を放射することができ、ビーム方向の切り換えが可能となる。
【０１０１】
このマルチビーム化は、前記誘電体漏れ波アンテナ４０にも適用できる。この場合には、図１７に示す誘電体漏れ波アンテナ４０′のように、波面変換部４６の反射壁４６ａをパラボラ型にするとともに、その焦点面上またはその近傍に給電部３０′の複数の放射体５１（１）〜５１（５）の放射中心Ｃ１〜Ｃ５を配置すればよい。
【０１０２】
なお、上記誘電体漏れ波アンテナ２０′、４０′では、波面変換部２６′の先端や誘電体基板２３′の先端にテーパ状の整合部２７を形成しているが、この整合部２７の代わりに、前記した整合部２７′や異なる誘電率の整合用誘電体４１を用いてもよく、誘電体漏れ波アンテナ２０′については前記案内部４６ｂの開口部に設けた整合部４６ｃと同様の整合部を、カバー５２の開口部の内側から地板導体２１側に突出するように設けてもよい。また、装荷体対として、金属ストリップ２４、２５だけでなく、前記した金属ストリップ３４、３５を用いてもよい。
【０１０３】
このようなマルチビーム化したアンテナの場合、各放射体５１（１）〜５１（５）に選択的に電磁波を供給する必要があるが、この給電回路の例を図１８、図１９に示す。
【０１０４】
図１８の給電回路は、ＩＦ回路５３から出力されるＩＦ信号をスイッチ回路５４によって各放射体５１（１）〜５１（５）に対応して設けられた複数のＲＦ回路（周波数変換回路を含む）５５（１）〜５５（５）のいずれかに選択的に入力している。
【０１０５】
一方、図１９の給電回路は、ＩＦ回路５３から出力されるＩＦ信号をＲＦ回路５５によってＲＦ信号に変換し、このＲＦ信号をスイッチ回路５６によって放射体５１（１）〜５１（５）のいずれかに選択的に入力している。
【０１０６】
なお、性能および実装の点ではＩＦ信号の切り換えを行う前記図１８の給電回路が有利であり、回路規模の点ではＲＦ回路が一組で済む前記図１９の給電回路が有利であり、目的に応じてどちらの給電回路を使用するか決めればよい。
【０１０７】
また、図示していないが、各放射体５１は、結合スロットや結合プローブ等を介してＲＦ回路５５あるいはスイッチ回路５６に結合される。
【０１０８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の請求項１の誘電体漏れ波アンテナは、地板導体と、該地板導体の一面側に設けられ、該地板導体との間で電磁波を表面に沿って一端側から他端側へ伝送させる伝送路を形成する誘電体基板と、該誘電体基板に前記伝送路の電磁波伝送方向に沿って所定間隔で装荷され、前記電磁波を誘電体基板の表面から漏出させる複数の装荷体と、前記地板導体と誘電体基板との間に設けられた該誘電体基板より小さい誘電率を有する誘電体層と、前記地板導体と誘電体基板によって形成される伝送路の一端側に電磁波を供給する給電部とを有する誘電体漏れ波アンテナにおいて、前記各装荷体は、前記伝送路の電磁波伝送方向と直交する方向に延び、且つ前記伝送路内の電磁波の波長のほぼ１／４の間隔をもって互いに平行に形成された２つの金属ストリップにより構成され、該２つの金属ストリップの一方が前記誘電体基板の一面側に形成され、他方が前記誘電体基板の反対面側に形成されている。
【０１０９】
このため、地板導体の電流損を大幅に減少させることができ、簡単な構成で放射効率が格段に高いミリ波用のアンテナを実現できる。直線偏波の電磁波を容易に放射することが でき、装荷体による伝送路内の反射波を相殺することができ、この反射による特性の乱れを防止することができる。また、誘電体基板の反りの発生を防止することができ、この反りによる基板の割れやクラックの発生を防止できる。
【０１１０】
また、本発明の請求項２の誘電体漏れ波アンテナは、地板導体と、該地板導体の一面側に設けられ、該地板導体との間で電磁波を表面に沿って一端側から他端側へ伝送させる伝送路を形成する誘電体基板と、該誘電体基板に前記伝送路の電磁波伝送方向に沿って所定間隔で装荷され、前記電磁波を誘電体基板の表面から漏出させる複数の装荷体と、前記地板導体と誘電体基板との間に設けられた該誘電体基板より小さい誘電率を有する誘電体層と、前記地板導体と誘電体基板によって形成される伝送路の一端側に電磁波を供給する給電部とを有する誘電体漏れ波アンテナにおいて、前記各装荷体は、前記伝送路の電磁波伝送方向に対して４５度の角度なす方向に延び、且つ前記伝送路内の電磁波の波長のほぼ１／４の間隔をもって互いに平行に形成された２つの金属ストリップにより構成され、該２つの金属ストリップの一方が前記誘電体基板の一面側に形成され、他方が前記誘電体基板の反対面側に形成されている。
【０１１１】
このため、地板導体の電流損を大幅に減少させることができ、簡単な構成で放射効率が格段に高いミリ波用のアンテナを実現できる。４５度直線偏波の電磁波を容易に放射することができ、装荷体による伝送路内の反射波を相殺することができ、この反射による特性の乱れを防止することができる。また、誘電体基板の反りの発生を防止することができ、この反りによる基板の割れやクラックの発生を防止できる。
【０１１２】
また、本発明の請求項３の誘電体漏れ波アンテナは、請求項１または請求項２の誘電体漏れ波アンテナにおいて、前記誘電体層が空気を含む気体層または真空層にしているので、地板導体と誘電体基板との間に誘電体層のみを介在させることができ、設計値により近い特性を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施形態の誘電体漏れ波アンテナの正面図
【図２】 図１の実施形態のＡ−Ａ線断面図
【図３】 実施形態の要部の作用を説明するための図
【図４】 実施形態の特性を示す図
【図５】 誘電体層を空気層にしたときの断面図
【図６】 装荷体の変形例を示す図
【図７】 反射型の波面変換部を用いた実施形態の正面図
【図８】 反射型の波面変換部を用いた実施形態の背面図
【図９】 図７のＢ−Ｂ線断面図
【図１０】 整合部の変形例を示す図
【図１１】 整合部の変形例を示す図
【図１２】 整合部の変形例を示す図
【図１３】 整合部の変形例を示す図
【図１４】 整合部の変形例を示す図
【図１５】 図１の実施形態の給電部と波面変換部を変形した図
【図１６】 図１５の給電部と波面変換部の作用を説明するための図
【図１７】 図８の実施形態の給電部と波面変換部を変形した図
【図１８】 給電回路の一実施例を示すブロック図
【図１９】 給電回路の一実施例を示すブロック図
【符号の説明】
２０、２０′、４０、４０′ 誘電体漏れ波アンテナ
２１ 地板導体
２２ 第１の誘電体基板
２３、２３′ 第２の誘電体基板
２４、２５ 金属ストリップ（装荷体対）
２６、２６′ 波面変換部
２７、２７′ 整合部
３０、３０′ 給電部
３１ スペーサ
３２ 空気層
３４、３５ 金属ストリップ（装荷体対）
４１ 整合用誘電体
４６、４６′ 波面変換部
４６ａ 反射壁
４６ｂ 案内部
４６ｃ、４６ｃ′ 整合部
５１ 放射体
５２ カバー
５３ ＩＦ回路
５４、５６ スイッチ回路
５５ ＲＦ回路
Claims (3)
- 地板導体と、該地板導体の一面側に設けられ、該地板導体との間で電磁波を表面に沿って一端側から他端側へ伝送させる伝送路を形成する誘電体基板と、該誘電体基板に前記伝送路の電磁波伝送方向に沿って所定間隔で装荷され、前記電磁波を誘電体基板の表面から漏出させる複数の装荷体と、前記地板導体と誘電体基板との間に設けられた該誘電体基板より小さい誘電率を有する誘電体層と、前記地板導体と誘電体基板によって形成される伝送路の一端側に電磁波を供給する給電部とを有する誘電体漏れ波アンテナにおいて、
前記各装荷体は、前記伝送路の電磁波伝送方向と直交する方向に延び、且つ前記伝送路内の電磁波の波長のほぼ１／４の間隔をもって互いに平行に形成された２つの金属ストリップにより構成され、該２つの金属ストリップの一方が前記誘電体基板の一面側に形成され、他方が前記誘電体基板の反対面側に形成されていることを特徴とする誘電体漏れ波アンテナ。 - 地板導体と、該地板導体の一面側に設けられ、該地板導体との間で電磁波を表面に沿って一端側から他端側へ伝送させる伝送路を形成する誘電体基板と、該誘電体基板に前記伝送路の電磁波伝送方向に沿って所定間隔で装荷され、前記電磁波を誘電体基板の表面から漏出させる複数の装荷体と、前記地板導体と誘電体基板との間に設けられた該誘電体基板より小さい誘電率を有する誘電体層と、前記地板導体と誘電体基板によって形成される伝送路の一端側に電磁波を供給する給電部とを有する誘電体漏れ波アンテナにおいて、
前記各装荷体は、前記伝送路の電磁波伝送方向に対して４５度の角度なす方向に延び、且つ前記伝送路内の電磁波の波長のほぼ１／４の間隔をもって互いに平行に形成された２つの金属ストリップにより構成され、該２つの金属ストリップの一方が前記誘電体基板の一面側に形成され、他方が前記誘電体基板の反対面側に形成されていることを特徴とする誘電体漏れ波アンテナ。 - 前記誘電体層が空気を含む気体層または真空層であることを特徴とする請求項１または請求項２記載の誘電体漏れ波アンテナ。
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|---|---|---|---|---|
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| US6839030B2 (en) * | 2003-05-15 | 2005-01-04 | Anritsu Company | Leaky wave microstrip antenna with a prescribable pattern |
| US7002517B2 (en) * | 2003-06-20 | 2006-02-21 | Anritsu Company | Fixed-frequency beam-steerable leaky-wave microstrip antenna |
| EP1508940A1 (en) * | 2003-08-19 | 2005-02-23 | Era Patents Limited | Radiation controller including reactive elements on a dielectric surface |
| JP4234617B2 (ja) * | 2004-01-30 | 2009-03-04 | 富士通コンポーネント株式会社 | アンテナ装置 |
| US7683464B2 (en) * | 2005-09-13 | 2010-03-23 | Alpha And Omega Semiconductor Incorporated | Semiconductor package having dimpled plate interconnections |
| US7859906B1 (en) | 2007-03-30 | 2010-12-28 | Cypress Semiconductor Corporation | Circuit and method to increase read margin in non-volatile memories using a differential sensing circuit |
| WO2009055895A1 (en) * | 2007-11-02 | 2009-05-07 | Corporation De L'ecole Polytechnique De Montreal | Compact dielectric slab-mode antenna |
| JP4959594B2 (ja) * | 2008-02-01 | 2012-06-27 | パナソニック株式会社 | エンドファイアアンテナ装置 |
| US8059051B2 (en) * | 2008-07-07 | 2011-11-15 | Sierra Nevada Corporation | Planar dielectric waveguide with metal grid for antenna applications |
| US8521106B2 (en) * | 2009-06-09 | 2013-08-27 | Broadcom Corporation | Method and system for a sub-harmonic transmitter utilizing a leaky wave antenna |
| TWI432124B (zh) * | 2009-11-13 | 2014-03-21 | Advanced Int Multitech Co Ltd | A method of forming a notebook computer case and a product thereof |
| JP5486382B2 (ja) * | 2010-04-09 | 2014-05-07 | 古野電気株式会社 | ２次元スロットアレイアンテナ、給電用導波管、及びレーダ装置 |
| JP5253468B2 (ja) * | 2010-09-03 | 2013-07-31 | 株式会社東芝 | アンテナ装置及びレーダ装置 |
| US9246230B2 (en) * | 2011-02-11 | 2016-01-26 | AMI Research & Development, LLC | High performance low profile antennas |
| CN102918712B (zh) | 2011-06-02 | 2015-09-30 | 松下电器产业株式会社 | 天线装置 |
| JP5639015B2 (ja) * | 2011-07-06 | 2014-12-10 | 古野電気株式会社 | アンテナ装置、レーダ装置、及び誘電体部材の配置方法 |
| JP6165649B2 (ja) * | 2014-02-04 | 2017-07-19 | 株式会社東芝 | アンテナ装置およびレーダ装置 |
| CN105493348B (zh) * | 2014-02-17 | 2018-03-13 | 华为技术有限公司 | 多波段共口径天线 |
| US11038263B2 (en) * | 2015-11-12 | 2021-06-15 | Duke University | Printed cavities for computational microwave imaging and methods of use |
| US20170294716A1 (en) * | 2016-04-06 | 2017-10-12 | COMSATS Institute of Information Technology, Attock | Tapered microstrip leaky wave antenna |
| US11424548B2 (en) * | 2018-05-01 | 2022-08-23 | Metawave Corporation | Method and apparatus for a meta-structure antenna array |
| EP3771040B1 (en) * | 2018-05-14 | 2022-04-20 | Mitsubishi Electric Corporation | Array antenna device |
| CN110429375A (zh) * | 2019-07-05 | 2019-11-08 | 惠州市德赛西威智能交通技术研究院有限公司 | 一种宽带基片集成波导双缝天线 |
Family Cites Families (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3721988A (en) * | 1971-08-16 | 1973-03-20 | Singer Co | Leaky wave guide planar array antenna |
| US3860934A (en) * | 1973-08-02 | 1975-01-14 | United Aircraft Corp | Unambiguous phase interferometer antenna |
| US4468673A (en) * | 1982-08-18 | 1984-08-28 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Frequency scan antenna utilizing supported dielectric waveguide |
| US4618865A (en) | 1984-09-27 | 1986-10-21 | Sperry Corporation | Dielectric trough waveguide antenna |
| US4677404A (en) | 1984-12-19 | 1987-06-30 | Martin Marietta Corporation | Compound dielectric multi-conductor transmission line |
| JPS61163704A (ja) | 1985-01-16 | 1986-07-24 | Junkosha Co Ltd | 誘電体線路 |
| JPH0246006A (ja) | 1988-08-08 | 1990-02-15 | Arimura Giken Kk | 分割給電型方形導波線路 |
| JPH02302104A (ja) | 1989-05-16 | 1990-12-14 | Arimura Giken Kk | 方形導波管スロットアレイアンテナ |
| JPH05506759A (ja) | 1990-04-30 | 1993-09-30 | コモンウェルス・サイエンティフィック・アンド・インダストリアル・リサーチ・オーガナイゼイション | 平板アンテナ |
| US5231411A (en) * | 1991-05-31 | 1993-07-27 | Hughes Aircraft Company | One piece millimeter wave phase shifter/antenna |
| US5266961A (en) | 1991-08-29 | 1993-11-30 | Hughes Aircraft Company | Continuous transverse stub element devices and methods of making same |
| EP0618642B1 (en) * | 1993-03-31 | 2001-09-19 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | An electromagnetic radiator for radiating and receiving electromagnetic waves |
| US5448252A (en) * | 1994-03-15 | 1995-09-05 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Wide bandwidth microstrip patch antenna |
| JP3269448B2 (ja) | 1997-07-11 | 2002-03-25 | 株式会社村田製作所 | 誘電体線路 |
| US6166693A (en) * | 1998-03-30 | 2000-12-26 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Tapered leaky wave ultrawide band microstrip antenna |
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