JP3860292B2 - Demodulation method of frequency shift keying signal - Google Patents

Demodulation method of frequency shift keying signal Download PDF

Info

Publication number
JP3860292B2
JP3860292B2 JP16703297A JP16703297A JP3860292B2 JP 3860292 B2 JP3860292 B2 JP 3860292B2 JP 16703297 A JP16703297 A JP 16703297A JP 16703297 A JP16703297 A JP 16703297A JP 3860292 B2 JP3860292 B2 JP 3860292B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
frequency
carrier
shift keying
signal
keying signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
JP16703297A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JPH1117748A (en
Inventor
明久 藤村
Original Assignee
大井電気株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 大井電気株式会社 filed Critical 大井電気株式会社
Priority to JP16703297A priority Critical patent/JP3860292B2/en
Publication of JPH1117748A publication Critical patent/JPH1117748A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP3860292B2 publication Critical patent/JP3860292B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Landscapes

  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）信号の復調方法、特に多チャンネルＦＳＫ信号の復調に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、ＦＳＫを用いた変調方法が知られており、モデム等に適用されている。ＦＳＫでは、搬送波の周波数をデジタル情報で変化させ、たとえば二進のＦＳＫでは１、０の信号に対してそれぞれｆH、ｆLの２つの周波数を割り当てる。そして、復調時には、入力したＦＳＫ信号をｆH用のＢＰＦ（バンドパスフィルタ）並びにｆL用のＢＰＦに通過させ、それぞれのレベルを比較してデジタル情報を復調する。
【０００３】
図５には、一般的なＦＳＫ復調回路が示されている。入力したＦＳＫ信号はｆH（搬送中心周波数をｆ0とすると例えばｆH＝ｆ0＋１００Ｈｚ）用のＢＰＦ１００に供給されるとともに、ｆL（＝ｆ0−１００Ｈｚ）用のバンドパスフィルタ１０２に供給される。それぞれのＢＰＦを通過した信号は、さらに比較器（ＣＯＭＰ）１０４に供給され、それぞれのレベルが比較される。そして、ｆH用ＢＰＦ１００の出力Ａの方がｆL用ＢＰＦ１０２の出力Ｂより大きければ（Ａ＞Ｂ）「１」を出力し、Ａ＜Ｂであれば「０」を出力する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、例えば複数の搬送中心周波数ｆ0の中から任意の周波数を選択して変調することにより多チャンネルでデータを送信する場合、復調側でもそれぞれの搬送中心周波数に対するｆH用ＢＰＦとｆL用ＢＰＦを用意しなければならず（２０チャンネルの場合には２０種類のＢＰＦ）、回路構成が複雑化する問題があった。
【０００５】
本発明は、上記従来技術の有する課題に鑑みなされたものであり、その目的は、複数の搬送中心周波数を用いる多チャンネルＦＳＫ信号を復調する際にもチャンネル毎のフィルタを不要として簡易に復調することができる復調方法を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、第１のデジタル情報に対応した第１の周波数と第２のデジタル情報に対応した第２の周波数を用いて変調された周波数シフトキーイング信号の復調方法であって、 前記周波数シフトキーイング信号を前記第１の周波数及び前記第２の周波数を用いてそれぞれ直交変調することにより直流付近にシフトさせ、前記周波数シフトキーイング信号がキャリアダウンしたか否かを、前記第１の周波数に対応する直流成分と前記第２の周波数に対応する直流成分のパワーを第１しきい値及び第２しきい値と大小比較することで判定し、前記第１しきい値は前回の判定においてキャリアダウンと判定された場合のしきい値、前記第２しきい値は前回の判定においてキャリアダウンでないと判定された場合のしきい値であり、前記周波数シフトキーイング信号がキャリアダウンしていないと判定された場合において前記第１の周波数に対応する直流成分と前記第２の周波数に対応する直流成分の大小を比較し、前記周波数シフトキーイング信号がキャリアダウンしていると判定された場合において所定値にホールドすることにより前記デジタル情報を復調することを特徴とする。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下、図面に基づき本発明の実施形態についてモデムを例にとり説明する。
【０００８】
図１には、本実施形態の復調回路が示されている。なお、本実施形態では、搬送中心周波数ｆ0として２０種類のｆ0が設定され、その中から任意の搬送中心周波数が選択されてＦＳＫ変調された信号を復調する場合について説明する。
【０００９】
図において、入力されたＦＳＫ信号はＬＰＦ１０、Ａ／Ｄ１２を介してＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）１４に供給される。ＤＳＰ１４には、ｓｉｎ波のテーブルを用いたシンセサイザが設けられており、ｆH発信器１６及びｆL発信器３４として機能し、これらの周波数を用いて入力ＦＳＫ信号を直交変調する。なお、ｆH＝ｆ0＋１００Ｈｚ、ｆL＝ｆ0−１００Ｈｚであり、送信時のｓｉｎテーブルを用いてこれらｆH、ｆLを作成する。具体的には、ｓｉｎテーブルを１周期１０２４個とすると、所定の周波数を作成するためのテーブルへのアクセス方法は以下の式で与えられる。
【００１０】
【数１】
Ｔ：１０２４＝Ｔｓ：ｄｐｈ（ｆ） ・・・（１）
【数２】
１／ｆ：１０２４＝１／ｆｓ：ｄｐｈ（ｆ） ・・・（２）
但し、ｄｐｈ（ｆ）はｓｉｎテーブルのアドレスの変化量、Ｔは信号周期、ｆは信号周波数、Ｔｓはサンプリング周期、ｆｓはサンプリング周波数である。上式より、
【数３】
ｄｐｈ（ｆ）＝１０２４×ｆ／ｆｓ ・・・（３）
である。
【００１１】
ｆH発信器１６からのｆHはそのまま乗算器２２で入力ＦＳＫ信号に乗算するとともに、移相器１８で９０度位相のずれた信号を生成して乗算器２０で入力ＦＳＫ信号に乗算し、スペクトル帯域を直流付近にシフトさせる。そして、それぞれの信号は特性の共通なＬＰＦ（ローパスフィルタ）２４、２６を通過し、絶対値化（２乗化）回路２８、３０で２乗化した後、加算器３１で加算されてｆHのレベルとして出力される。
【００１２】
一方、ｆL側も同様にｆL発信器３４からの信号を乗算器４０でそのまま入力ＦＳＫ信号に乗算するとともに、移相器３６で９０度位相をシフトさせた後に乗算器３８で乗算する。そして、ＬＰＦ２４、２６と特性を共通にするＬＰＦ４２、４４を通過し、絶対値化（２乗化）回路４６、４８で２乗化した後、加算器５０で加算されてｆLのレベルとして出力される。
【００１３】
ｆHのレベル（Ａ）及びｆLのレベル（Ｂ）はともに比較器３２に供給され、レベルの大小が比較される。そして、従来と同様にＡ≧Ｂであれば「１」（あるいはＭａｒｋ）、Ａ＜Ｂであれば「０」（あるいはＳｐａｃｅ）が出力されて復調される。なお、本実施形態では、さらにキャリアダウン検出回路５４やヒステリシス回路５６、ＯＲゲート５８が設けられているが、これらの機能については後述する。
【００１４】
以下、図２のフローチャートを用いて本実施形態のＤＳＰ１４による復調方法を詳細に説明する。まず、Ａ／Ｄ１２でデジタル化されたＦＳＫ信号を入力すると（これをＡＤＣとする：Ｓ１０１）、ｓｉｎテーブルを用いてｆH（ｆ0＋１００Ｈｚ）を生成するとともに（Ｓ１０２）、ｆL（ｆ0−１００Ｈｚ）を生成する（Ｓ１０５）。そして、ｆH（デジタル情報の「１」（Ｍａｒｋ）に対応）に関しては、ＦＳＫ信号（ＡＤＣ）に対してｃｏｓ（２πｆHｔ）を乗じてＬＰＦ２４を通過させ、９０度位相のずれたｓｉｎ（２πｆHｔ）を乗じてＬＰＦ２６を通過させる（Ｓ１０３）。この処理は、一般には複素変調として知られており、信号をｃｏｓ（２πｆｔ）とすると、
【数４】

Figure 0003860292
であり、これを複素変調すると、
【数５】
Figure 0003860292
となり、右辺第１項が直流成分にシフトした信号である。ＬＰＦ２４、２６は、それぞれ信号の直流成分を取り出す。そして、Ｍｃｏｓの２乗とＭｓｉｎの２乗を加算してＭａｒｋのレベルを算出する（Ｓ１０４）。また、同様にｆL（デジタル情報の「０」（Ｓｐａｃｅ）に対応）に関しても、ＦＳＫ信号（ＡＤＣ）に対してｃｏｓ（２πｆLｔ）を乗じてＬＰＦ４２を通過させ、９０度位相のずれたｓｉｎ（２πｆLｔ）を乗じてＬＰＦ４４を通過させて直流成分を取り出し（Ｓ１０６）、それぞれの成分Ｓｃｏｓ、Ｓｓｉｎの２乗を加算することでＳｐａｃｅのレベルを算出する（Ｓ１０７）。そして、キャリアダウンか否かを確認した後（Ｓ１０８）、キャリアダウンでなければＭａｒｋ、Ｓｐａｃｅ両者のレベル（Ａ及びＢ）を大小比較し（Ｓ１０９）、ＭａｒＫ≧Ｓｐａｃｅであれば復調データ（ＲＤ）はＭａｒｋとなり（Ｓ１１０）、Ｍａｒｋ＜Ｓｐａｃｅであれば復調データ（ＲＤ）はＳｐａｃｅとなる（Ｓ１１１）。なお、キャリアダウンの場合にはＭａｒｋをホールドするが、これについては後述する。
【００１５】
図３には、ＬＰＦ２４、２６（Ｍａｒｋ用）及びＬＰＦ４２、４４（Ｓｐａｃｅ用）の特性が示されている。（ａ）はＬＰＦ２４、２６の特性であり、（ｂ）はＬＰＦ４２、４４の特性である。これらのＬＰＦの特性は共通で、
０Ｈｚ：０ｄＢ
１００Ｈｚ：−３．５３ｄＢ
２００Ｈｚ：−１６．０３ｄＢ
である。ＬＰＦ２４、２６では直流成分であるｆH（＝ｆ0＋１００）の他、ｆ0が通過し、ＬＰＦ４２、４４でも直流成分であるｆL（＝ｆ0−１００）の他、ｆ0が通過する。そこで、ＭａｒｋとＳｐａｃｅのレベルの大小比較を行うことで、ｆHまたはｆLのいずれであるかを確実に識別することができる。
【００１６】
図４には、キャリアダウン時の処理フローチャートが示されている。本実施形態におけるキャリアダウン検出回路５４は、ヒステリシス特性に基づきキャリアダウンの有無を判定する。具体的には、パワー（Ｍａｒｋ2＋Ｓｐａｃｅ2）に対して、
キャリアダウン検出（Ｍａｒｋホールド開始）：−１７ｄＢ
キャリア検出（Ｍａｒｋホールド解除）：−１４ｄＢ
である。図において、まず加算器５２でＭａｒｋ2とＳｐａｃｅ2を加算してＰｏｗｅｒを算出し（Ｓ２０１）、キャリアダウンしているか否かを判定する（Ｓ２０２）。なお、キャリアダウンの場合にはＣＤ＝１である。キャリアダウンの場合には、Ｐｏｗｅｒが−１４ｄＢ以上になったか否かを判定し（Ｓ２０３）、−１４ｄＢ以上ある場合にはキャリア検出されたとしてＣＤ＝０とし（Ｓ２０５）、ＭａｒｋとＳｐａｃｅの大小比較を行う。また、前回がＣＤ＝１であり、今回のＰｏｗｅｒが−１４ｄＢより小さい場合には、引き続きキャリアダウン状態と判定され、ＭａｒｋとＳｐａｃｅの大小比較は行わない。
【００１７】
一方、前回ＣＤ＝０、つまりキャリア状態の場合には、次に今回のＰｏｗｅｒが−１７ｄＢを越えるか否かを判定する（Ｓ２０４）。Ｐｏｗｅｒが−１７ｄＢを越えている場合には、依然としてキャリア検出状態が維持されていると判定してＭａｒｋとＳｐａｃｅの大小比較により復調を行うが、Ｐｏｗｅｒが−１７ｄＢ以下に低下した場合には、キャリアダウンと判定してＣＤ＝１にするとともにＭａｒｋホールド（ＲＤ＝１）する（Ｓ２０７）。このように、本実施形態では、キャリア検出時にはＭａｒｋとＳｐａｃｅの大小比較の結果を出力し、キャリアダウン時にはＭａｒｋホールドする。図１におけるＯＲゲート５８はこのためのものである。なお、ヒステリシス回路５６は、サンプリング毎のＭａｒｋとＳｐａｃｅの大小比較の結果、同一結果が３回連続した場合にのみその結果を出力するもので、判定結果の信頼性を高めるためである。
【００１８】
以上説明したように、本実施形態では、ＦＳＫ信号をｆH並びにｆLを用いて直交変調し、スペクトル帯域を直流付近にシフトさせるため、従来のように搬送中心周波数毎（チャンネル毎）のＢＰＦを予め用意する必要はなく、どのような搬送中心周波数が選択されても直流成分を抽出する１種類のＬＰＦのみで対応することができる。
【００１９】
【発明の効果】
本発明によれば、第１の周波数（ｆH）と第２の周波数（ｆL）を用いて直交変調することでＦＳＫ信号のスペクトル帯域を直流付近に推移させるので、複数の搬送中心周波数を用いる多チャンネルＦＳＫ信号を復調する際にも共通のフィルタで処理することが可能となり、チャンネル毎のフィルタを不要として簡易に復調することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施形態の回路構成図である。
【図２】 実施形態の処理フローチャートである。
【図３】 実施形態のＬＰＦの特性説明図である。
【図４】 キャリアダウン時の処理フローチャートである。
【図５】 従来の復調回路の回路構成図である。
【符号の説明】
１０ ＬＰＦ、１２ Ａ／Ｄ、１４ ＤＳＰ復調部、１００、１０２ ＢＰＦ、１０４ 比較器。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a frequency shift keying (FSK) signal demodulation method, and more particularly to demodulation of a multi-channel FSK signal.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, a modulation method using FSK is known and applied to a modem or the like. In FSK, the frequency of a carrier wave is changed by digital information. For example, in binary FSK, two frequencies fH and fL are assigned to signals 1 and 0, respectively. At the time of demodulation, the input FSK signal is passed through the fH BPF (bandpass filter) and the fL BPF, and the respective levels are compared to demodulate the digital information.
[0003]
FIG. 5 shows a general FSK demodulation circuit. The input FSK signal is supplied to the BPF 100 for fH (for example, fH = f0 + 100 Hz when the carrier center frequency is f0), and is supplied to the bandpass filter 102 for fL (= f0-100 Hz). The signal that has passed through each BPF is further supplied to a comparator (COMP) 104 to compare the respective levels. If the output A of the fH BPF 100 is larger than the output B of the fL BPF 102 (A> B), “1” is output, and if A <B, “0” is output.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, for example, when data is transmitted on multiple channels by selecting and modulating an arbitrary frequency from a plurality of carrier center frequencies f0, the demodulation side also prepares fH BPF and fL BPF for each carrier center frequency. (20 types of BPF in the case of 20 channels), and there is a problem that the circuit configuration becomes complicated.
[0005]
The present invention has been made in view of the above-described problems of the prior art, and an object thereof is to simply demodulate a multi-channel FSK signal using a plurality of carrier center frequencies without requiring a filter for each channel. An object of the present invention is to provide a demodulation method capable of performing
[0006]
[Means for Solving the Problems]
To achieve the above object, the present invention provides a method for demodulating a frequency shift keying signal modulated using a first frequency corresponding to first digital information and a second frequency corresponding to second digital information. Wherein the frequency shift keying signal is shifted to the vicinity of DC by performing quadrature modulation using the first frequency and the second frequency, respectively , and whether the frequency shift keying signal is carrier down or not. The power of the direct current component corresponding to the first frequency and the direct current component corresponding to the second frequency is determined by comparing with the first threshold value and the second threshold value, and the first threshold value is determined. Is a threshold value when it is determined that the carrier is down in the previous determination, and the second threshold value is a threshold value when it is determined that the carrier is not down in the previous determination. And comparing the DC component corresponding to the first frequency and the DC component corresponding to the second frequency when it is determined that the frequency shift keying signal is not carrier down, and the frequency shift When it is determined that the keying signal is carrier down, the digital information is demodulated by holding the keying signal at a predetermined value .
[0007]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings, taking a modem as an example.
[0008]
FIG. 1 shows a demodulation circuit of this embodiment. In the present embodiment, a case will be described in which 20 types of f0 are set as the carrier center frequency f0, an arbitrary carrier center frequency is selected from them, and an FSK modulated signal is demodulated.
[0009]
In the figure, an input FSK signal is supplied to a DSP (digital signal processor) 14 via an LPF 10 and an A / D 12. The DSP 14 is provided with a synthesizer using a sine wave table, which functions as the fH transmitter 16 and the fL transmitter 34 and orthogonally modulates the input FSK signal using these frequencies. Note that fH = f0 + 100 Hz and fL = f0-100 Hz, and these fH and fL are created using the sin table at the time of transmission. Specifically, when the number of sin tables is 1024 per cycle, an access method to the table for creating a predetermined frequency is given by the following equation.
[0010]
[Expression 1]
T: 1024 = Ts: dph (f) (1)
[Expression 2]
1 / f: 1024 = 1 / fs: dph (f) (2)
However, dph (f) is an address change amount of the sin table, T is a signal period, f is a signal frequency, Ts is a sampling period, and fs is a sampling frequency. From the above formula,
[Equation 3]
dph (f) = 1024 × f / fs (3)
It is.
[0011]
The fH from the fH transmitter 16 is directly multiplied by the input FSK signal by the multiplier 22, and a signal shifted 90 degrees in phase is generated by the phase shifter 18, and the input FSK signal is multiplied by the multiplier 20 to obtain the spectral band. Is shifted to near DC. Each signal passes through LPFs (low pass filters) 24 and 26 having common characteristics, squared by absolute value (square) circuits 28 and 30, and then added by an adder 31 to be fH. Output as a level.
[0012]
On the other hand, on the fL side, the signal from the fL transmitter 34 is similarly multiplied by the input FSK signal by the multiplier 40, and the phase is shifted by 90 degrees by the phase shifter 36 and then multiplied by the multiplier 38. After passing through LPFs 42 and 44 having characteristics common to those of the LPFs 24 and 26, and squared by absolute value (square) circuits 46 and 48, they are added by the adder 50 and output as the level of fL. The
[0013]
Both the level (A) of fH and the level (B) of fL are supplied to the comparator 32, and the levels are compared. Similarly to the conventional case, if A ≧ B, “1” (or Mark) is output, and if A <B, “0” (or Space) is output and demodulated. In the present embodiment, a carrier down detection circuit 54, a hysteresis circuit 56, and an OR gate 58 are further provided. These functions will be described later.
[0014]
Hereinafter, the demodulation method by the DSP 14 of this embodiment will be described in detail with reference to the flowchart of FIG. First, when an FSK signal digitized by the A / D 12 is input (this is assumed to be ADC: S101), fH (f0 + 100 Hz) is generated using the sin table (S102), and fL (f0-100 Hz) is generated. (S105). For fH (corresponding to “1” (Mark) of digital information), the FSK signal (ADC) is multiplied by cos (2πfHt) and passed through the LPF 24, and sin (2πfHt) shifted by 90 degrees in phase is obtained. Multiply and pass through the LPF 26 (S103). This process is generally known as complex modulation, and if the signal is cos (2πft),
[Expression 4]
Figure 0003860292
And when this is complex-modulated,
[Equation 5]
Figure 0003860292
Thus, the first term on the right side is a signal shifted to a DC component. The LPFs 24 and 26 each extract a DC component of the signal. Then, the level of Mark is calculated by adding the square of Mcos and the square of Msin (S104). Similarly, for fL (corresponding to “0” (Space) of digital information), the FSK signal (ADC) is multiplied by cos (2πfLt) and passed through the LPF 42, and sin (2πfLt shifted by 90 degrees) is passed. ) Is passed through the LPF 44 to extract the DC component (S106), and the level of Space is calculated by adding the squares of the respective components Scos and Ssin (S107). After confirming whether the carrier is down (S108), if the carrier is not down, the levels (A and B) of both Mark and Space are compared (S109), and if MarK ≧ Space, the demodulated data (RD) Becomes Mark (S110), and if Mark <Space, the demodulated data (RD) becomes Space (S111). In the case of carrier down, Mark is held, which will be described later.
[0015]
FIG. 3 shows the characteristics of LPFs 24 and 26 (for Mark) and LPFs 42 and 44 (for Space). (A) shows the characteristics of the LPFs 24 and 26, and (b) shows the characteristics of the LPFs 42 and 44. These LPFs share the same characteristics
0Hz: 0dB
100 Hz: -3.53 dB
200 Hz: -16.03 dB
It is. The LPFs 24 and 26 pass f0 in addition to fH (= f0 + 100) which is a DC component, and the LPFs 42 and 44 pass f0 in addition to fL (= f0−100) which is a DC component. Therefore, it is possible to reliably identify fH or fL by comparing the levels of Mark and Space.
[0016]
FIG. 4 shows a processing flowchart when the carrier is down. The carrier down detection circuit 54 in this embodiment determines the presence or absence of carrier down based on the hysteresis characteristic. Specifically, for power (Mark 2 + Space 2 ),
Carrier down detection (Mark hold start): -17 dB
Carrier detection (Mark hold release): -14 dB
It is. In the figure, first, Mark 2 and Space 2 are added by the adder 52 to calculate Power (S201), and it is determined whether the carrier is down (S202). In the case of carrier down, CD = 1. If the carrier is down, it is determined whether or not the power is -14 dB or more (S203). If it is -14dB or more, the carrier is detected and CD = 0 is set (S205), and Mark and Space are compared in size. I do. If the previous time is CD = 1 and the current power is less than −14 dB, it is determined that the carrier is in a down state, and Mark and Space are not compared in size.
[0017]
On the other hand, if the previous CD = 0, that is, the carrier state, it is next determined whether or not the current power exceeds -17 dB (S204). When the power exceeds -17 dB, it is determined that the carrier detection state is still maintained, and demodulation is performed by comparing the size of Mark and Space. It is determined that the value is down and CD = 1 and Mark hold (RD = 1) is performed (S207). As described above, in the present embodiment, the result of comparison between Mark and Space is output when a carrier is detected, and Mark is held when the carrier is down. The OR gate 58 in FIG. 1 is for this purpose. The hysteresis circuit 56 outputs the result only when the same result is consecutively repeated three times as a result of comparing the size of Mark and Space for each sampling, and is intended to increase the reliability of the determination result.
[0018]
As described above, in the present embodiment, the FSK signal is orthogonally modulated using fH and fL, and the spectrum band is shifted to the vicinity of the direct current. It is not necessary to prepare, and it can be handled by only one type of LPF that extracts a DC component, regardless of what carrier center frequency is selected.
[0019]
【The invention's effect】
According to the present invention, the spectrum band of the FSK signal is shifted to the vicinity of the direct current by performing orthogonal modulation using the first frequency (fH) and the second frequency (fL), so that multiple carrier center frequencies are used. Even when the channel FSK signal is demodulated, it can be processed with a common filter, and the filter for each channel can be easily demodulated without being required.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a processing flowchart of the embodiment.
FIG. 3 is a characteristic explanatory diagram of an LPF according to an embodiment.
FIG. 4 is a processing flowchart when the carrier is down.
FIG. 5 is a circuit configuration diagram of a conventional demodulation circuit.
[Explanation of symbols]
10 LPF, 12 A / D, 14 DSP demodulator, 100, 102 BPF, 104 comparator.

Claims (1)

第１のデジタル情報に対応した第１の周波数と第２のデジタル情報に対応した第２の周波数を用いて変調された周波数シフトキーイング信号の復調方法であって、 前記周波数シフトキーイング信号を前記第１の周波数及び前記第２の周波数を用いてそれぞれ直交変調することにより直流付近にシフトさせ、
前記周波数シフトキーイング信号がキャリアダウンしたか否かを、前記第１の周波数に対応する直流成分と前記第２の周波数に対応する直流成分のパワーを第１しきい値及び第２しきい値と大小比較することで判定し、前記第１しきい値は前回の判定においてキャリアダウンと判定された場合のしきい値、前記第２しきい値は前回の判定においてキャリアダウンでないと判定された場合のしきい値であり、
前記周波数シフトキーイング信号がキャリアダウンしていないと判定された場合において前記第１の周波数に対応する直流成分と前記第２の周波数に対応する直流成分の大小を比較し、前記周波数シフトキーイング信号がキャリアダウンしていると判定された場合において所定値にホールドすることにより前記デジタル情報を復調することを特徴とする周波数シフトキーイング信号の復調方法。A method for demodulating a frequency shift keying signal modulated using a first frequency corresponding to first digital information and a second frequency corresponding to second digital information, wherein the frequency shift keying signal is Shift to the vicinity of direct current by orthogonal modulation using the frequency of 1 and the second frequency,
Whether the frequency shift keying signal is carrier down or not, the direct current component corresponding to the first frequency and the direct current power corresponding to the second frequency are the first threshold value and the second threshold value. When the first threshold is determined to be a carrier down in the previous determination, and the second threshold is determined not to be a carrier down in the previous determination Threshold,
When it is determined that the frequency shift keying signal is not carrier down , the DC component corresponding to the first frequency is compared with the DC component corresponding to the second frequency, and the frequency shift keying signal is A method of demodulating a frequency shift keying signal, wherein the digital information is demodulated by holding at a predetermined value when it is determined that the carrier is down .
JP16703297A 1997-06-24 1997-06-24 Demodulation method of frequency shift keying signal Expired - Lifetime JP3860292B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP16703297A JP3860292B2 (en) 1997-06-24 1997-06-24 Demodulation method of frequency shift keying signal

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP16703297A JP3860292B2 (en) 1997-06-24 1997-06-24 Demodulation method of frequency shift keying signal

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH1117748A JPH1117748A (en) 1999-01-22
JP3860292B2 true JP3860292B2 (en) 2006-12-20

Family

ID=15842133

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP16703297A Expired - Lifetime JP3860292B2 (en) 1997-06-24 1997-06-24 Demodulation method of frequency shift keying signal

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP3860292B2 (en)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6198630B2 (en) * 2014-02-25 2017-09-20 パナソニック株式会社 Receiving apparatus and demodulation method
JP6118286B2 (en) * 2014-03-25 2017-04-19 ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 Communication apparatus and control method

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0626345B2 (en) * 1989-08-30 1994-04-06 慶太郎 関根 FSK signal demodulator
JPH03283803A (en) * 1990-03-30 1991-12-13 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> Digital envelope generator
US5748680A (en) * 1994-12-16 1998-05-05 Lucent Technologies Inc. Coarse frequency burst detector for a wireline communications system
US5579347A (en) * 1994-12-28 1996-11-26 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Digitally compensated direct conversion receiver
JPH08265218A (en) * 1995-03-22 1996-10-11 Sony Corp Spreading code detection circuit, inverse spread demodulation circuit and receiver
JP3316723B2 (en) * 1995-04-28 2002-08-19 三菱電機株式会社 Compensation method for receiving apparatus, receiving apparatus, and transmitting / receiving apparatus

Also Published As

Publication number Publication date
JPH1117748A (en) 1999-01-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7095274B2 (en) System for demodulation of phase shift keying signals
JP2001525154A (en) Integrable radio receiver circuit for frequency modulated digital signals
EP0804847A1 (en) RECEIVER FOR M-ary FSK SIGNALS
WO2001082546A1 (en) Blind carrier offset detection for quadrature modulated digital communication systems
JP3860292B2 (en) Demodulation method of frequency shift keying signal
US5852636A (en) Method of and apparatus for modulation of FSK carrier in a very narrow band
JPH09130300A (en) Multilevel frequency shift keying demodulator
US6728321B2 (en) Receiving device for angle-modulated signals
EP0643511B1 (en) Synchronization circuit for subcarrier signal
EP1077561A2 (en) Removal of a DC component in a multicarrier receiver
US6873663B1 (en) Reception of M-ary PSK-modulated signals
KR20000064287A (en) Ary frequency shift receiver
US7457375B2 (en) Timing extractor, timing extraction method, and demodulator having the timing extractor
US7558189B2 (en) Image signal cancel-type heterodyne reception method and direct conversion orthogonal frequency division multiplexing reception method
KR960000606B1 (en) Differential quardrature phase-shift keying
KR100284698B1 (en) Multiple FSK Demodulation Device and Method
US6625204B1 (en) Synchronization and bit detection in a single spreading sequence SAMA receiver
JP2001513950A (en) Direct sequence spreading method for data sequence
KR950010928B1 (en) Differential biphase-shift keying demodulator and method thereof
KR0171031B1 (en) Single sideband bpsk modulating/demodulating method by phase deduction
EP1973287A1 (en) A system for demodulation of phase shift keying signals
JPH07283762A (en) Spread spectrum communication equipment
KR950003359B1 (en) Demodulator fit for high speed processing
JPH06105898B2 (en) Interference compensation circuit
KR0163749B1 (en) Single side band bpsk modulating/demodulating method using hilbert filter

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20040526

RD04 Notification of resignation of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424

Effective date: 20040526

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20060426

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20060509

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20060710

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20060829

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20060921

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090929

Year of fee payment: 3

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100929

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110929

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120929

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120929

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130929

Year of fee payment: 7

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

EXPY Cancellation because of completion of term