【発明の詳細な説明】
データシーケンスのダイレクトシーケンス拡散方法
技術分野
本発明は、データシーケンスのダイレクトシーケンス拡散の方法に関する。本
発明は、ダイレクトシーケンス拡散スペクトル（ＤＳＳＳ）を用いたデータ伝送
のための従来の方法に比べ、より良好なスペクトル特性をもたらすものであり、
データ伝送行為の存在自身を秘匿する、いわゆるステルス無線が求められるシス
テムに対しても好適なものである。この場合、良好なスペクトル特性とは、所望
の拡散帯域幅の外側の出力を減少させ、拡散帯域幅の内部での出力分布が制御で
きる特性のことである。この方法は、異なる信号が互いに干渉しあうことを最小
限に留めることができることから、周波数分割の多重ユーザシステムにとって有
効なものとなる。
背景技術
ダイレクトシーケンス拡散スペクトルは、既知の技術である。当初、この方法
は、妨害電波に対する良好な防御を得るために考えられた。さらに、本方法は、
受信権限のない者により信号が受信されたり、信号が発信されていること自体が
検知されることの恐れを減らすものであり、このような方法の特徴が、ＤＳＳＳ
を用いる一般的な根拠となっている。このような特徴は、通常、ステルス無線、
あるいは、ＬＰＩ（低確率傍受）と呼ばれる。この方法は、ステルス無線信号に
関して、２つの重要な特徴をさらに加えるものである。１つは、信号の鋭いフィ
ルタ処理ほとんどの通常の無線情報検出器での検知の危険性を減少させるもので
あり、もう１つは、不要な受信者にとって再生することが困難となるような拡散
コードを生成することである。さらに、ＤＳＳＳを用いる理由としては、多数の
異なるユーザに対して、お互いに干渉しあうことなく、同一の周波数帯域を利用
可能にできる点があげられる。この特徴により、各ユーザには、各々に独自のコ
ードシーケンスが与えられ、所定の受信機のみがメッセージを受信できるように
なる。この技術は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）と呼ばれ、例えば、携帯無線
の分野で多くの注目を集めている。さらに、ＤＳＳＳを用いる理由として、多重
通路伝搬により生じる周波数選択性フェージングに対する対抗性が改善できる可
能性があげられる。
ＤＳＳＳは、通常、ＢＰＳＫ（二相変位変調方式）を適用することにより、拡
散シーケンス（あるいは拡散コード）に対し、比較的低速で変化するデータシー
ケンスを掛け合わせ、搬送波を変調するという原理にもとづいて動作する。もう
１つの方法として、先ず、データシーケンスにより搬送波を変調し、次に、拡散
コードを掛け合わせる方法がある。さらに、ＱＰＳＫ(四相変位変調方式)、ある
いはＰＳＫ（位相変位変調方式）の他の形式を用いる方法もある。拡散コード、
拡散速度および搬送波周波数が、受信機に通知され、受信機は、信号を復調、逆
拡散することにより、伝送されたデータシーケンスから所定の情報を取り出すこ
とができる。ＤＳＳＳ方式は、例えば、参考文献、マービン ケイ サイモン他
著“拡散スペクトル通信装置”、コンピュータサイエンスプレス、１９８５年刊
より詳細に記されている。
ＤＳＳＳシステムにおける拡散コードは、しばしば、二値フィードバックシフ
トレジスタにより生成される。コードは、二値擬似ランダムシーケンス（ＰＮシ
ーケンス）の形式を持ち、様々な設計仕様で用いられる。最良の特性は、いわゆ
る、最大長シーケンスで見出すことができる。この欠点として、シーケンスの長
さに対して、異なるシーケンスの数が限られる点があげられる。より多くの数の
シーケンスの中から所定のシーケンス数を決定できるようにするため、通常は、
２つあるいはそれ以上の最大長シーケンス、いわゆる、ゴールドシーケンスを組
み合わせている。しかし、これらのシーケンスは、相関特性に劣っている。
良好な相関特性をもつシーケンスの数を増やすために、最近は、通信システム
のためのカオス生成シーケンスが提案されている。この方法については、ハイダ
リ・バテニ、マギレム共著“カオスＤＳＳＳ通信システム”アイ・イー・イー・
イー トランザクション オン コムュニケーション、第４２巻、１９９４年２
月／３月／４月合併号に詳説されている。生成されるカオスシーケンスは、二値
ではなく、すなわち、ある範囲内で多数の異なる値を持つものとなる。カオス生
成シーケンスの利点は、低い相互相関を有する、多数の異なるシーケンスを生成
できることにあり、この特性は、ＣＤＭＡの応用システムやステルス無線に有効
である。さらに、カオス生成シーケンスの利点として、カオス生成シーケンスは
容易に生成できることが挙げられる。多くの場合、次の値を生成するためには、
定数と先に生成した値とを保存しておくだけでよい。これは、参考文献として、
エイチ ジー シャスター著“決定論的カオス、序説”フィジック ベァラグ
１９８４年刊に詳説されている。上述のハイダリ・バテニ、マギレム共著の文献
によると、カオスシーケンスの値によって、搬送波を振幅変調することができ、
その結果得られた信号は、ＬＰＩの観点から、従来のＤＳＳＳに比べてより良い
ものであることが判明している。
データパルスと拡散コードのパルス生成方法については、例えば、マーク エ
イ ウィッカート他著、“拡散スペクトルＬＰＩ信号の伝送検出性を制限する実
用上の制限”、ＭＩＬＣＯＭ論文集、モンテレー、１９９０年刊にて、ＬＰＩの
観点から、ＤＳＳＳ信号の検出可能性を減少させるための方法として提案されて
いる。特に、拡散シーケンスの速度の半分以上の周波数成分によって、ｊｉスク
エアリング検出器や遅延・乗算検出器を用いて、信号を容易に発見できるように
なることが確立されている。これらの検出器は、ＤＳＳＳ信号に対抗する、無線
情報を検出するための、最有力なものである。従って、無線傍受をしようとする
者は、これらの高い周波数成分をフィルタ処理することを試みる。
発明の要約
本発明は、ステルス無線の分野において異なる応用のためのスペクトル特性を
改善し、複数ユーザシステムでの周波数共有の異なる方法を提供するものである
。しかし、本発明は、これらの応用に限定されるものではなく、同様の問題を抱
える全ての分野に適用できるものである。本発明の特徴は、特許請求の範囲に述
べられるとおりである。
本発明の詳細については、添付の図面を引用し以下説明するものである。
図面の簡単な説明
図１は、二相変位変調によるダイレクトシーケンス拡散スペクトル方式の既知
の原理を概略的に示す図である。
図２は、本発明による送信機の一例を概略的に示す図である。
図３は、本発明による受信機の一例を概略的に示す図である。
発明を実施するための最良の形態
本発明の基本的な考え方は、所定の拡散周波数帯域幅を得るために、必要とさ
れる値よりもかなり高い速度で拡散シーケンスを生成し、次に、変調信号のシー
ケンスを、所定の拡散周波数帯域幅に収まるようにフィルタをかけるというもの
である。
本発明によれば、フィルタ処理後に、拡散記号が、拡散コードジェネレータに
より生成されたシーケンス値の中間値をとるようにし、多くの連続したシーケン
ス値の間の独立性をもたせる目的のために、かなり強力なフィルタ処理がおこな
われる。これは、既知のＤＤＳＳシステムでは多用されている送信信号の適度な
フィルタ処理とはまったく異なるものであり、スペクトル特性を改善するために
行われる。既知の適度なフィルタ処理は、送信される拡散パルスをそれほど変形
させることなく、微かに丸めることに寄与するのみである。
図１は、ＤＳＳＳのための既知の技術を用いたシステムの一例を概略的に示す
図である。データ送信端末１３は、ＢＰＳＫによって搬送波を変調する変調器１
３にバイナリデータｄ（ｔ）を出力する。変調された信号ｓ（ｔ）は、乗算器１
４にて拡散シーケンスを掛け合わされる。記号±１からなる拡散シーケンスは、
システムに対して、概ね拡散周波数帯域幅Ｗｓｓを生み出すと見られる速度でＰ
Ｎ生成器１１により生成される。拡散スペクトル信号ｘ（ｔ）は、任意のチャン
ネルを経由して受信機に伝送され、そこで乗算器１６で受信信号ｙ（ｔ）にはＰ
Ｎ生成器１９により生成されたシーケンスが掛け合わされる。このシーケンスは
、拡散コードと同一のものである。そこでは、ｃ２（ｔ）＝１であるため、信号
に対する拡散コードの影響は消滅している。逆拡散信号ｒ（ｔ）は、復調器１７
によって復調され、元データの推測値として再生成された信号ｄ（ｔ）が、デー
タ受信端末１８に送られる。
もし、既知のＤＳＳＳシステムがアナログ技術に基づいて実装される場合には
、
ＢＰＳＫ変調器１３と乗算器１４および１５は、ダイオードリングミクサーから
成るものであってよい。変調器１３へは、データに加え発振器で生成された所定
の搬送波が供給される。受信機の復調器１７へも、ｙ（ｔ）の搬送波に固定され
た正弦波信号が供給される。一方、復調器もまた、ダイオードリングミクサー、
積分器、決定回路から構成されるものであってよい。ＰＮ生成器１１および１９
は、フィードバックシフトレジスタとして、デジタル回路の構成とすることも可
能である。フィードバックパターンと初期値は、送信機および受信機のＰＮ生成
器と同じものである。
それに代わり、ユニット１１、１３、１４、１６、１７および１９におけるシ
ステムの信号処理は、例えば、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）または特定用
途向けＩＣ（ＡＳＩＣ）を用いたデジタル技術により実装することが可能である
。このような実装方法により、ｘ（ｔ）のデジタル／アナログ変換およびｙ（ｔ
）のアナログ／デジタル変換が必要となる。上記のような受信機での機能のほと
んどを含む回路の例としては、ローラル（Ｌｏｒａｌ）社から提供されているＰ
Ａ−１００“拡散スペクトル復調器ＡＳＩＣ”がある。信号ｘ（ｔ）をチャンネ
ル１５に送出する前に信号を増幅し、できる限りフィルタをかけることが重要で
ある。受信機は、乗算器１６で逆拡散する前にｙ（ｔ）を増幅し、周波数選択フ
ィルタリングを行う。
本発明の送信機は、基本的に図２に示すように設計することができる。データ
送信端末２３から伝送しようとするデータは、変調器２４で搬送波を変調する。
変調器は、様々な通常の変調形式、例えば、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫあるいはＭＳＫ
（最小移相変調）に対応して設計されている。信号ｓ（ｔ）の位相は、信号ｃ（
ｔ）により制御される相回転器２５にて変化させられる。移相幅は、±πである
。このように位相が変化した信号ｘ（ｔ）は、何らかの通信媒体を介して、受信
機に伝送される。信号ｃ（ｔ）の帯域幅は、ｓ（ｔ）のそれよりもかなり大きな
ものとし、望ましいバンドスプレッドをもたらすようになっている。拡散信号ｃ
（ｔ）は、フィルタ２２と連携動作するシーケンス生成器２１によって生成され
る。シーケンス生成器２１は、必ずしも必要とは言わないまでも、カオス発生器
として構成するものであってよい。シーケンス生成器は、必要とされる拡散帯域
幅Ｗｓ
ｓに対応した速度の３倍の速度で新たな出力値を送出する。フィルタ２２は、ロ
ーパスフィルタとしてシーケンスをフィルタ処理し、信号ｃ（ｔ）を生成する。
この信号ｃ（ｔ）は、拡散帯域幅Ｗｓｓに対応した帯域幅を有している。シーケ
ンス生成器が、二値シーケンスあるいは多値シーケンスのいずれかを出力するか
によらず、信号ｃ（ｔ）は、フィルタ処理後は、多数のレベル値をもっている。
もし、送信機が、上記のように設計され、変調器２４での変調方式が、一定の
振幅を有するもの、例えば、ＢＰＳＫあるいはＭＳＫとして設定されたならば、
送出される変調バンドスプレッド信号ｘ（ｔ）もまた、一定の振幅を有するもの
となる。これは、出力効率の高い非線形増幅器が求められる場合には、もっとも
適した特性である。信号ｓ（ｔ）の帯域幅の、信号ｃ（ｔ）の帯域幅に対する比
が高い（高処理利得）ものであるならば、ｘ（ｔ）の帯域幅は、フィルタ２２の
伝達関数によって大部分は決定される。この設計思想は、携帯無線の分野では、
非常に好都合なものとなる。
受信機は、基本的に図３に示すように設計することができる。シーケンス生成
器３１およびフィルタ３２は、送信機のユニット２１および２２に対応し、これ
らと同一のものである。シーケンス生成器３１もまた、送信機のシーケンス生成
器２１と同一のコードキーを有する。シーケンス生成器３１で生成されるシーケ
ンスは、伝送媒体上で遅延、伝送される受信信号ｘ（ｔ）となるｙ（ｔ）と同期
化される。信号ｃ（ｔ）の生成された複製信号は、相回転器３６の制御に供する
前にインバータ３３で正負符号が反転される。なお、インバータ３３は、相回転
器３６の中に組み込むことも可能である。バンドスプレッド信号ｙ（ｔ）は、相
回転器３６で逆拡散され、この結果、信号ｒ（ｔ）は、単に元の変調された搬送
波のみを含むものとなる。復調器３５では、選択された変調方式に対応した既知
の技術によってデータが再生され、その出力は、データ受信端末３４に送出され
る。
上記の処理方式の技術的な実装手段は、デジタル信号プロセッサやＡＳＩＣで
のデジタル信号処理によって、大部分は実装することができる。既知のシステム
の記述と同様に、以下の処理要素が必要となる。すなわち、信号ｘ（ｔ）のデジ
タル／アナログ変換、ｙ（ｔ）のアナログ／デジタル変換、および信号ｘ（ｔ）
を伝送チャンネルに送出する前に増幅しフィルタ処理するための条件である。受
信機は、ｙ（ｔ）を相回転器３６で逆拡散する前にｙ（ｔ）を増幅し、周波数選
択フィルタにより分離する。
カオス生成器２１および３１は、例えば、ＤＳＰによって、下記のいわゆるロ
ジスティック関数を用いて、設計できる。
上式については、Ｈ．Ｇ．Ｓｃｈｕｓｔｅｒによる上述の書籍に詳しい。採用さ
れるＤＳＰでの計算精度は、繰り返されるシーケンスの長さを決定するものにな
る。フィルタ２２および３２は、拡散帯域幅Ｗｓｓを決定するものであり、ＦＩ
Ｒ（有限インパルス応答）あるいはＩＩＲ（無限インパルス応答）型のデジタル
ローパスフィルタで構成することが可能である。送信機と受信機のカオス生成器
とフィルタとは、同一の方法で設計され、同一の数値精度を有することが重要で
ある。
ユニット２５および３６における相回転は、それぞれＩ−Ｑ分割信号ｓ（ｔ）お
よびｙ（ｔ）の複素乗算として数値的に処理されるものである。一方、変調器２
４および復調器３５に供給される搬送波は、それぞれ移相されるものとなる。必
要となる正弦波信号は、ｃ（ｔ）により制御される直接デジタル合成のための回
路で生成され、そこで位相が変化させられる。複素乗算および位相制御可能な信
号生成のための所定の機能を有する回路の例としては、Ｈａｒｒｉｓ Ｓｅｍｉ
ｃｏｎｄｕｃｔｏｒから提供されるＨＳＰ４５１１６“数値制御発振器／変調器
”がある。
発信機の他の実施例としては、それぞれ独立した２つの拡散信号ｃ（ｔ）およ
びｃ’（ｔ）を生成し、複素乗算器においてｓ（ｔ）の実部と虚部とを変調する
（Ｉ−Ｑ変調）ものが可能である。この処理は、シーケンス生成器２１とフィル
タ２２を二重に設け、おのおので２つの信号ｃ（ｔ）およびｃ’（ｔ）を生成す
ることにより可能となる。相回転器２５は、複素乗算器と置き換えられ、複素信
号ｓ（ｔ）に実数値としてｃ（ｔ）を、虚数値としてｃ’（ｔ）をそれぞれ掛け
合わせる。本実施例では、信号ｘ（ｔ）は、一定の振幅を持つものとはならない
が、ｘ（ｔ）のスペクトルを形成する可能性は改善される。Ｗｓｓは、フィルタ
２２の伝達関
数により明確に決定される。本実施例は、カオス型のシーケンス生成器を特に用
いて、ＬＰＩシステムに特に好適である。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a method for direct sequence spreading of a data sequence. The present invention provides better spectral characteristics than conventional methods for data transmission using direct sequence spread spectrum (DSSS). It is also suitable for the required system. In this case, good spectral characteristics are characteristics that reduce the power outside the desired spread bandwidth and control the power distribution inside the spread bandwidth. This method is effective for a frequency-division multi-user system, since the interference of different signals with each other can be minimized. BACKGROUND ART Direct sequence spread spectrum is a known technique. Initially, this method was conceived for good protection against jamming. In addition, the method reduces the risk that a signal is not received or that the signal itself is detected by a person who is not authorized to receive the signal. It is a general basis. Such a feature is commonly referred to as stealth radio or LPI (low probability intercept). This method adds two more important features with respect to stealth radio signals. One is to sharpen the signal and reduce the risk of detection by most conventional wireless information detectors, and the other is to spread the signal so that it is difficult to reproduce for unwanted recipients. Is to generate code. Furthermore, the reason for using DSSS is that the same frequency band can be used for many different users without interfering with each other. This feature allows each user to be given their own unique code sequence so that only certain receivers can receive the message. This technique is called code division multiple access (CDMA) and has received much attention, for example, in the field of portable radio. Another reason for using DSSS is the possibility of improving the resistance to frequency-selective fading caused by multipath propagation. DSSS is generally based on the principle that a carrier sequence is modulated by multiplying a spreading sequence (or spreading code) by a data sequence that changes at a relatively low speed by applying BPSK (two-phase displacement modulation method). Operate. Another method is to first modulate the carrier with a data sequence and then multiply by a spreading code. Furthermore, there is a method using QPSK (four-phase displacement modulation method) or another type of PSK (phase displacement modulation method). The spreading code, the spreading speed and the carrier frequency are notified to the receiver, and the receiver can extract predetermined information from the transmitted data sequence by demodulating and despreading the signal. The DSSS method is described in detail, for example, in References, “Spread Spectrum Communication Device” by Marvin Kay Simon et al., Computer Science Press, 1985. Spreading codes in DSSS systems are often generated by binary feedback shift registers. The code has the form of a binary pseudo-random sequence (PN sequence) and is used in various design specifications. The best properties can be found in so-called maximum length sequences. The disadvantage is that the number of different sequences is limited with respect to the length of the sequence. In order to be able to determine a given sequence number from a larger number of sequences, two or more maximum length sequences, so-called gold sequences, are usually combined. However, these sequences have poor correlation characteristics. In order to increase the number of sequences with good correlation properties, recently chaotic generation sequences for communication systems have been proposed. This method is described in detail in Haidari Bateni and Magirem, "Chaos DSSS Communication System," IEE Transaction on Communication, Vol. 42, February / March / April 1994 merger. I have. The generated chaotic sequence is not binary, that is, it has many different values within a certain range. The advantage of chaotic generation sequences is that many different sequences with low cross-correlation can be generated, which is useful for CDMA application systems and stealth radios. Further, an advantage of the chaos generation sequence is that the chaos generation sequence can be easily generated. In most cases, it is only necessary to save the constant and the previously generated value to generate the next value. This is described in detail in Physic Bearag, 1984, "Introduction to Deterministic Chaos," by HG Shaster. According to the above-mentioned literature co-authored by Haidari Bateni and Magirem, the carrier can be amplitude-modulated by the value of the chaotic sequence, and the resulting signal is better in terms of LPI than the conventional DSSS. Is known to be. Regarding the pulse generation method of the data pulse and the spreading code, for example, in Mark A. Wickert et al., “Practical Limitation on Transmission Detectability of Spread Spectrum LPI Signal”, MILCOM Transactions, Monterrey, 1990, From an LPI point of view, it has been proposed as a method for reducing the detectability of DSSS signals. In particular, it has been established that a frequency component of more than half the speed of the spreading sequence makes it easier to find a signal using a ji squaring detector or a delay / multiplication detector. These detectors are the dominant ones for detecting wireless information against DSSS signals. Therefore, those attempting to intercept the radio will attempt to filter these high frequency components. SUMMARY OF THE INVENTION The present invention improves the spectral characteristics for different applications in the field of stealth radio and provides different methods of frequency sharing in multi-user systems. However, the present invention is not limited to these applications, but can be applied to all fields having similar problems. The features of the invention are as set forth in the appended claims. The details of the present invention are described below with reference to the accompanying drawings. BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a diagram schematically showing a known principle of a direct sequence spread spectrum system using two-phase displacement modulation. FIG. 2 is a diagram schematically illustrating an example of a transmitter according to the present invention. FIG. 3 is a diagram schematically illustrating an example of a receiver according to the present invention. DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The basic idea of the present invention is to generate a spreading sequence at a rate much higher than required in order to obtain a given spreading frequency bandwidth, That is, the signal sequence is filtered so as to be within a predetermined spread frequency bandwidth. In accordance with the present invention, after filtering, the spreading symbols take on intermediate values of the sequence values generated by the spreading code generator, and for the purpose of providing independence between many consecutive sequence values, are significantly increased. Powerful filtering is performed. This is completely different from moderate filtering of a transmission signal, which is widely used in known DDSS systems, and is performed to improve spectral characteristics. The known modest filtering only contributes to slightly rounding the transmitted spread pulse without significant deformation. FIG. 1 is a diagram schematically illustrating an example of a system using a known technique for DSSS. The data transmitting terminal 13 outputs the binary data d (t) to the modulator 13 that modulates the carrier using BPSK. The modulated signal s (t) is multiplied by a spreading sequence in a multiplier 14. The spreading sequence consisting of the symbols ± 1 is generated by the PN generator 11 at a rate which is likely to produce a spreading frequency bandwidth Wss for the system. The spread spectrum signal x (t) is transmitted to the receiver via an arbitrary channel, where the multiplier 16 multiplies the received signal y (t) by the sequence generated by the PN generator 19. This sequence is the same as the spreading code. Here, since c2 (t) = 1, the influence of the spreading code on the signal has disappeared. The despread signal r (t) is demodulated by the demodulator 17, and a signal d (t) regenerated as an estimated value of the original data is sent to the data receiving terminal 18. If the known DSSS system is implemented based on analog technology, the BPSK modulator 13 and the multipliers 14 and 15 may consist of diode ring mixers. A predetermined carrier generated by an oscillator is supplied to the modulator 13 in addition to the data. The demodulator 17 of the receiver is also supplied with a sine wave signal fixed to the carrier of y (t). On the other hand, the demodulator may also include a diode ring mixer, an integrator, and a decision circuit. Each of the PN generators 11 and 19 may be configured as a digital circuit as a feedback shift register. The feedback pattern and initial values are the same as those of the PN generator of the transmitter and the receiver. Alternatively, the signal processing of the system in units 11, 13, 14, 16, 17 and 19 can be implemented by digital technology using, for example, a digital signal processor (DSP) or an application specific integrated circuit (ASIC). is there. Such an implementation requires digital / analog conversion of x (t) and analog / digital conversion of y (t). An example of a circuit that includes most of the functions in such a receiver is the PA-100 "Spread Spectrum Demodulator ASIC" provided by Loral. It is important that the signal x (t) is amplified and filtered as much as possible before sending it to channel 15. The receiver amplifies y (t) before despreading in multiplier 16 and performs frequency selective filtering. The transmitter of the present invention can be basically designed as shown in FIG. Data to be transmitted from the data transmission terminal 23 modulates a carrier with a modulator 24. The modulator is designed for various common modulation formats, for example, BPSK, QPSK or MSK (Minimum Phase Shift Keying). The phase of the signal s (t) is changed by the phase rotator 25 controlled by the signal c (t). The phase shift width is ± π. The signal x (t) whose phase has been changed in this way is transmitted to the receiver via some communication medium. The bandwidth of the signal c (t) is much larger than that of s (t) to provide the desired band spread. The spread signal c (t) is generated by a sequence generator 21 that operates in cooperation with the filter 22. The sequence generator 21 may be configured as a chaos generator, if not necessary. The sequence generator sends out a new output value at three times the rate corresponding to the required spreading bandwidth Wss. Filter 22 filters the sequence as a low-pass filter to generate signal c (t). This signal c (t) has a bandwidth corresponding to the spread bandwidth Wss. Regardless of whether the sequence generator outputs a binary sequence or a multi-valued sequence, the signal c (t) has many level values after filtering. If the transmitter is designed as described above and the modulation scheme in modulator 24 is set as one having a constant amplitude, for example, BPSK or MSK, the transmitted modulated band spread signal x ( t) also has a constant amplitude. This is the most suitable characteristic when a nonlinear amplifier with high output efficiency is required. If the ratio of the bandwidth of signal s (t) to the bandwidth of signal c (t) is high (high processing gain), the bandwidth of x (t) will be largely dependent on the transfer function of filter 22. Is determined. This design concept is very advantageous in the field of portable radio. The receiver can basically be designed as shown in FIG. The sequence generator 31 and the filter 32 correspond to and are identical to the transmitter units 21 and 22. The sequence generator 31 also has the same code key as the sequence generator 21 of the transmitter. The sequence generated by the sequence generator 31 is delayed and synchronized with y (t), which is the received signal x (t) transmitted on the transmission medium. The sign of the duplicate signal generated from the signal c (t) is inverted by the inverter 33 before the signal is used for controlling the phase rotator 36. Note that the inverter 33 can also be incorporated in the phase rotator 36. The band spread signal y (t) is despread by the phase rotator 36, so that the signal r (t) contains only the original modulated carrier. In the demodulator 35, data is reproduced by a known technique corresponding to the selected modulation method, and the output is sent to the data receiving terminal 34. Most of the technical implementation means of the above processing method can be implemented by digital signal processing in a digital signal processor or an ASIC. Similar to the description of the known system, the following processing elements are required. That is, conditions for digital / analog conversion of signal x (t), analog / digital conversion of y (t), and amplification and filtering of signal x (t) before transmission to the transmission channel. The receiver amplifies y (t) before despreading y (t) with phase rotator 36 and separates it with a frequency selective filter. The chaos generators 21 and 31 can be designed by, for example, a DSP using a so-called logistic function described below. For the above equation, see G. FIG. Details in the above-mentioned book by Schuster. The computational accuracy in the employed DSP will determine the length of the repeated sequence. The filters 22 and 32 determine the spread bandwidth Wss, and can be constituted by a digital low-pass filter of the FIR (finite impulse response) or IIR (infinite impulse response) type. It is important that the chaos generators and filters of the transmitter and receiver are designed in the same way and have the same numerical accuracy. The phase rotations in units 25 and 36 are to be treated numerically as complex multiplications of the IQ split signals s (t) and y (t), respectively. On the other hand, the carriers supplied to the modulator 24 and the demodulator 35 are phase-shifted, respectively. The required sinusoidal signal is generated by a circuit for direct digital synthesis controlled by c (t), where the phase is changed. An example of a circuit having predetermined functions for complex multiplication and phase-controllable signal generation is the HSP45116 "Numerically Controlled Oscillator / Modulator" provided by Harris Semiconductor. In another embodiment of the transmitter, two independent spread signals c (t) and c '(t) are generated, and the real and imaginary parts of s (t) are modulated in a complex multiplier ( IQ modulation) is possible. This processing is enabled by providing the sequence generator 21 and the filter 22 in duplicate, and generating two signals c (t) and c ′ (t), respectively. The phase rotator 25 is replaced with a complex multiplier, and multiplies the complex signal s (t) by c (t) as a real value and c ′ (t) as an imaginary value. In this embodiment, the signal x (t) does not have a constant amplitude, but the possibility of forming a spectrum of x (t) is improved. Wss is clearly determined by the transfer function of the filter 22. This embodiment is particularly suitable for an LPI system using a chaotic sequence generator.
【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項
【提出日】平成９年５月２３日（１９９７．５．２３）
【補正内容】
請求の範囲
１． データシーケンス(ｄ(ｔ))あるいは変調されたデータシーケンス(ｓ(ｔ))
のダイレクトシーケンス拡散方法であって、該方法は、送信機の中に１つあるい
はより多数の拡散シーケンス生成器（２１）を有し、受信機の中に対応するシー
ケンス生成器（３１）を有し、
前記シーケンス生成器は、送信機において所望の拡散帯域幅を得るために
必要な速度を原則的に上回る速度で新たな出力データを送出し、
前記拡散シーケンスあるいは複数の拡散シーケンス（ｃ(ｔ)）は、前記デ
ータシーケンス（ｄ(ｔ)）あるいは変調された前記データシーケンス（ｓ
(ｔ)）を帯域拡散させ、
帯域制限フィルタ（２２）で強力なフィルタ処理をすることにより所望の
拡散帯域幅を得て、
多数の連続したシーケンス値の独立性を確立すること
を特徴とする方法。
２． 請求の範囲第１項記載の方法において、前記拡散シーケンスあるいは複数
の拡散シーケンス（ｃ(ｔ)）は、カオス生成器（２１、３１）により生成される
カオスシーケンスであることを特徴とする方法。
３． 請求の範囲第１項あるいは第２項記載の方法において、送信機中の１つの
みのシーケンス生成器（２１）を用い、前記帯域制限フィルタ（２２）でのフィ
ルタ処理後、生成されたシーケンスによりデータシーケンスの搬送波位相を変調
し、その直後に受信機中で対応するシーケンス制御された相回転を異符号で行う
ことを特徴とする方法。
４． 請求の範囲第１項あるいは第２項記載の方法において、送信機中の１つの
みのシーケンス生成器（２１）を用い、生成されたシーケンスによりデータシー
ケンスの搬送波位相を変調し、その直後に変調されたデータシーケンス（ｓ(ｔ)
）を前記帯域制限フィルタ（２２）でフィルタ処理し、その直後に受信機中で対
応
するシーケンス制御された相回転を異符号で行うことを特徴とする方法。
５． 請求請求の範囲第１項あるいは第２項記載の方法において、送信機中の２
つのシーケンス生成器を用い、生成されたシーケンスにより前記帯域制限フィル
タでのフィルタ処理後、データシーケンスの搬送波の実部と虚部の各々を変調（
ＩおよびＱ変調）し、その直後に対応するシーケンス制御された相回転を異符号
で行うことを特徴とする方法。
６． 請求の範囲第１項あるいは第２項記載の方法において、送信機中の２つの
シーケンス生成器を用い、生成されたシーケンスにより前記帯域制限フィルタで
のフィルタ処理後、データシーケンスの搬送波の実部と虚部の各々を変調（Ｉお
よびＱ変調）し、その直後に変調されたデータシーケンス（ｓ(ｔ)）を前記帯域
制限フィルタでフィルタ処理し、その直後に対応するシーケンス制御された相回
転を異符号で行うことを特徴とする方法。[Procedure of Amendment] Article 184-8, Paragraph 1 of the Patent Act
[Submission date] May 23, 1997 (1997.5.23)
[Correction contents]
The scope of the claims
1. Data sequence (d (t)) or modulated data sequence (s (t))
Direct sequence spreading method, wherein the method comprises one in the transmitter
Has a larger number of spreading sequence generators (21) and has a corresponding seed in the receiver.
A cans generator (31);
The sequence generator is used to obtain the desired spreading bandwidth at the transmitter.
Sends new output data at a speed that exceeds the required speed in principle,
The spreading sequence or a plurality of spreading sequences (c (t)) are
Data sequence (d (t)) or the modulated data sequence (s
(t)) is spread,
By performing strong filtering with the band limiting filter (22),
Get the spreading bandwidth,
Establishing the independence of a number of consecutive sequence values
A method characterized by the following.
2. 2. The method according to claim 1, wherein the spreading sequence or the plurality
(C (t)) is generated by the chaos generator (21, 31).
A method characterized by being a chaotic sequence.
3. 3. A method as claimed in claim 1 or claim 2 wherein one of the transmitters comprises
The filter by the band limiting filter (22) is used by using only the sequence generator (21).
After filtering, modulate the carrier phase of the data sequence with the generated sequence
Immediately thereafter, the corresponding sequence-controlled phase rotation in the receiver is performed with a different sign.
A method comprising:
4. 3. A method as claimed in claim 1 or claim 2 wherein one of the transmitters comprises
The data sequence is generated using the generated sequence by using only the sequence generator (21).
Modulates the carrier phase of the cans, followed immediately by the modulated data sequence (s (t)
) Is filtered by the band limiting filter (22), and immediately thereafter,
Yes
Performing a phase-controlled phase rotation with a different sign.
5. 3. A method as claimed in claim 1 or claim 2 wherein the transmitter includes
The band limiting filter is generated by the generated sequence using two sequence generators.
Modulates each of the real and imaginary parts of the carrier of the data sequence (
I and Q modulation), and immediately after that, the corresponding phase-controlled phase rotation
A method characterized in that the method is performed in:
6. 3. A method according to claim 1 or claim 2, wherein two transmitters in the transmitter are provided.
Using a sequence generator, the band-limited filter according to the generated sequence
Modulates each of the real and imaginary parts of the carrier of the data sequence (I and I).
And Q modulation), and immediately after that, the modulated data sequence (s (t)) is
Filtering with a limiting filter, followed immediately by the corresponding sequence-controlled phase
A method characterized in that the inversion is performed with a different sign.