JP3840236B2 - コンバータ装置及びその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、直流電圧を昇圧する用途に用いられるコンバータ装置及びその制御方法に関するものである。

実開平５−１１７８９号公報には、太陽光発電用パワーコンディショナ、燃料電池用パワーコンディショナ、ＤＣ／ＤＣ変換器に入力する直流電圧を昇圧した直流電圧に変換するチョッパ装置またはスイッチングレギュレータと呼ばれるコンバータ装置の一例が示されている。この公報の図１に示された従来のコンバータ装置は、直流電源に接続される入力側コンデンサと、出力側コンデンサと、第１及び第２の半導体スイッチング素子と、インダクタとを備えている。そして正極出力端子側に第２の半導体スイッチング素子が位置するように直列に接続された第１及び第２の半導体スイッチング素子が出力側コンデンサに対して並列接続されている。また第１の半導体スイッチング素子と第２の半導体スイッチング素子との接続点と入力側コンデンサの一端との間にインダクタが配置されている。このコンバータ装置では、第１の半導体スイッチング素子のオン・オフを制御することにより出力側コンデンサの両端電圧を昇圧させる。この従来のコンバータ装置において、第１の半導体スイッチング素子と第２の半導体スイッチング素子が交互にＯＮ／ＯＦＦ動作をすると、コンバータ装置が運転状態から停止状態になった後に、再度起動する際に、出力側コンデンサにチャージされた電荷が第２の半導体スイッチング素子を通して入力側コンデンサへと過電流となって流れる。入力側コンデンサと出力側コンデンサの電圧差が大きく、出力側コンデンサにチャージされている電荷が多いときには、この過電流によって第２の半導体スイッチング素子が破壊されたり、入力側コンデンサが過電圧で破壊されるおそれがあった。

このような問題を解消するために、特開２００３−７０２３８号公報に示された回路では、昇圧時に第２の半導体スイッチング素子をしばらくの間停止状態にしておき、第１の半導体スイッチング素子だけをオン・オフ動作させることにより出力側コンデンサの両端電圧を上昇させ、出力側コンデンサの両端電圧が所定の基準電圧とほぼ等しくなった時点で第２の半導体スイッチング素子のオン・オフ制御を開始している。
実開平５−１１７８９号公報 図１ 特開２００３−７０２３８号公報

しかしながら後者の技術では、第１の半導体スイッチング素子がオン・オフ動作をしている途中で第２の半導体スイッチング素子のオン・オフ動作を開始すると、出力電圧が所定の電圧まで立ち上がるまでの時間が長くなる上、二つの半導体スイッチング素子が同時にオン状態になって短絡状態が発生する危険性がある。そのためこのような技術は実用的ではない。

本発明の目的は、起動時間が短くてすみ、第２の半導体スイッチング素子が破壊されるのを確実に防止できるコンバータ装置及びその制御方法を提供することにある。

本発明の方法が制御対象とするコンバータ装置は、逆流阻止用ダイオードを介して直流電源に接続される入力側コンデンサと、出力側コンデンサと、第１及び第２の半導体スイッチング素子と、インダクタとを備えている。そして正極出力端子側に第２の半導体スイッチング素子が位置するように直列に接続された第１及び第２の半導体スイッチング素子が出力側コンデンサに対して並列接続されている。また第１の半導体スイッチング素子と第２の半導体スイッチング素子との接続点と入力側コンデンサの一端との間にインダクタが配置されている。第１及び第２の半導体スイッチング素子のオン・オフを制御することにより出力側コンデンサの両端電圧が昇圧する。このようなコンバータ装置を制御する場合において、特に起動時において、本発明の制御方法では、出力側コンデンサから第２の半導体スイッチング素子を通して入力側コンデンサに流れる単位時間当たりの電流値が、第２の半導体スイッチング素子を破壊することがない許容値以下になるように、第２の半導体スイッチング素子の初期導通角を第１の半導体スイッチング素子の初期導通角よりも小さく設定する。その上で、出力側コンデンサの両端電圧が所定の値に上昇するまでは第２の半導体スイッチング素子の導通角を徐々に増加させるように第１及び第２の半導体スイッチング素子の導通を制御する。

前述のように第２の半導体スイッチング素子の初期導通角を第１の半導体スイッチング素子の初期導通角よりも小さく設定すれば、起動時の最初から第２の半導体スイッチング素子をオン・オフ制御しても、出力側コンデンサにチャージされた電荷に基づいて第２の半導体スイッチング素子を流れる電流が、過電流となることがない。そのため第２の半導体スイッチング素子が破壊されることと、入力側コンデンサが破損することを防止することができる。また本発明の制御方法によれば、起動時から第２の半導体スイッチング素子のオン・オフ制御を行うため、出力側コンデンサの端子電圧を速やかに上昇させることができて、起動時間を短くすることができる。

本発明の方法を実施するコンバータ装置は、一対の直流入力端子の一方の直流入力端子にアノードが接続された逆流阻止用ダイオードを備えている。またこの逆流阻止用ダイオードのカソードと一対の直流入力端子の他方の直流入力端子との間に配置された入力側コンデンサを備えている。さらに逆流阻止用ダイオードのカソードと入力コンデンサの一端との接続点に一端が接続されたインダクタと、一対の直流出力端子間に配置された出力側コンデンサとを備えている。そしてインダクタの他端と入力側コンデンサの他端との間に配置された第１の半導体スイッチング素子と、第１の半導体スイッチング素子に対して逆並列接続された第１のダイオードとを備えている。またインダクタの他端と一対の直流出力端子の一方の直流出力端子との間に配置された第２の半導体スイッチング素子と、第２の半導体スイッチング素子に対して逆並列接続された第２のダイオードとを備えている。そして本発明のコンバータ装置は、第１及び第２の半導体スイッチング素子の導通角を制御する導通角制御信号を発生する導通角制御信号発生回路を備えており、交互に導通する第１及び第２の半導体スイッチング素子のそれぞれの導通角を変えて一対の直流出力端子から出力される直流電圧を昇圧する。

本発明のコンバータ装置では、起動時において、出力側コンデンサから第２の半導体スイッチング素子を通して入力側コンデンサに流れる単位時間当たりの電流値が、第２の半導体スイッチング素子を破壊することがない許容値以下になるように、第２の半導体スイッチング素子の初期導通角を第１の半導体スイッチング素子の初期導通角よりも小さく設定する。そして出力側コンデンサの両端電圧が所定の値に上昇するまでは第２の半導体スイッチング素子の導通角を徐々に増加させる導通角制御信号を発生するように導通角制御信号発生回路を構成する。ここで「所定の値」とは、昇圧指令によって指定されている目標電圧を意味する。本発明のコンバータ装置によれば、本発明の制御方法と同様に、起動時から第２の半導体スイッチング素子のオン・オフ制御を行うため、出力側コンデンサの端子電圧を速やかに上昇させることができて、起動時間を短くすることができる。また起動時の過電流によって、第２の半導体スイッチング素子が破壊されること、及び入力コンデンサが破損することを確実に防止することができる。

より具体的な導通角制御信号発生回路は、検出回路と、Ａ／Ｄ変換回路と、演算回路とドライブ回路とを備えている。検出回路は、入力側コンデンサの両端電圧Ｖ１０と、出力側コンデンサの両端電圧Ｖ２０と、インダクタを流れる電流Ｉ１０を検出する。検出回路から出力される電圧Ｖ１１、電圧Ｖ２１及び電流Ｉ１１は、Ａ／Ｄ変換回路により、デジタル量の電圧Ｖ１２、電圧Ｖ２２及び電流Ｉ１２にＡ／Ｄ変換される。演算回路は、Ａ／Ｄ変換回路の出力を入力として、第１及び第２の半導体スイッチング素子の導通角を制御する第１及び第２の導通角制御信号Ｇ１及びＧ２を発生するために用いる第１及び第２のゲート信号ｇ１及びｇ２を演算により求める。そしてドライブ回路は、第１及び第２のゲート信号ｇ１及びｇ２を入力として第１及び第２の導通角制御信号Ｇ１及びＧ２を発生する。ここで演算回路は、起動時及び運転時において下記の式を実行する。

Ｚｎ＝｛（Ｙｎ−Ｖ２２）×Ｋ１／（１＋ＳＴ）｝＋Ｙｎ−Ｉ１２
そして演算結果ＺｎをＰＷＭ信号処理することにより第１及び第２のゲート信号を出力するように演算回路は構成されている。ここでＹｎ＝Ｖｂ×Ｘｎであり、Ｖｂは基準電圧、Ｘｎは変数、Ｋ１は定数である。基準電圧Ｖｂとは、コンバータ装置で昇圧する目標電圧である。また変数Ｘｎは、Ｘｎ＝Ｘn-1＋ΔＸ（n=１、２，３・・・）を単位時間間隔でＸｎ＝１になるまで演算を行って得る値である。ただしΔＸ＜１の任意の値である。１度演算動作をするたびにＸn-1の値が前のＸｎの値に変わる。ΔＸの値は、出力側コンデンサから第２の半導体スイッチング素子を通して入力側コンデンサに流れる単位時間当たりの電流値が第２の半導体スイッチング素子を破壊することがない許容値以下になるように定められた任意の値である。

またＸn-1の初期値Ｘ0は、Ｘ0＝｛Ｖ２２＋Ｋ０×（Ｖ２２−Ｖ１２）｝／Ｖｂの演算式により求める。ここでＫ０は基準電圧Ｖｂと、入力側コンデンサ及び出力側コンデンサの容量と、負荷状態とにより決まる定数である。この初期値Ｘ0とΔＸの値とにより、第１の半導体スイッチング素子の初期導通角が決まる。上記Ｚｎの信号により、第１の半導体スイッチング素子の導通角を決定し、結果として第２の半導体スイッチング素子の導通角が決まる。なお演算回路のＰＷＭ信号は、第１のゲート信号ｇ１と第２のゲート信号ｇ２とが同時に発生しない（ゲート信号が対応する半導体スイッチング素子を同時にオン状態にしない）ように、第１のゲート信号ｇ１と第２のゲート信号ｇ２との間にデッドタイムを付加している。

本発明によれば、半導体スイッチング素子を流れる電流が、過電流となることがないので、第２の半導体スイッチング素子が、破壊されるのを防止することができる利点がある。また本発明によれば、起動時から第２の半導体スイッチング素子のオン・オフ制御を行うため、出力側コンデンサの端子電圧を速やかに上昇させることができて、起動時間を短くすることができる利点がある。

以下図面を参照して本発明の実施の形態の一例を詳細に説明する。図１は、本発明の方法を実施する本発明のコンバータ装置の実施の形態の一例の主たる回路図である。図１においては、直流電源Ｅの出力部にコンバータCONVの直流入力端子Ｐ１，Ｎ１が接続されている。コンバータCONVは、一対の直流入力端子Ｐ１，Ｎ１の一方の直流入力端子Ｐ１（正極端子）にアノードが接続された逆流阻止用ダイオードＤ３を有している。逆流阻止用ダイオードＤ３のカソードと一対の直流入力端子Ｐ１，Ｎ１の他方の直流入力端子Ｎ１（負極端子）との間には、入力側コンデンサＣ１が接続されている。また逆流阻止用ダイオードＤ３のカソードと入力コンデンサＣ１の一端（非負極端子）との接続点には、インダクタＬ１の一端が接続されている。また一対の直流出力端子Ｐ２，Ｎ２間には出力側コンデンサＣ２が接続されている。

インダクタＬ１の他端と入力側コンデンサＣ１の他端（負極端子）との間にはＩＧＢＴ等のトランジスタスイッチからなる第１の半導体スイッチング素子Ｑ１のコレクタ・エミッタ回路（ＩＧＢＴであればドレイン・ソース回路）が並列に接続されている。そして第１の半導体スイッチング素子Ｑ１を構成するトランジスタスイッチのコレクタ・エミッタ回路に対しては第１のダイオードＤ１が逆並列接続されている。

またインダクタＬ１の他端と一対の直流出力端子Ｐ２，Ｎ２の一方の直流出力端子Ｐ２（正極端子）との間には、ＩＧＢＴ等のトランジスタスイッチからなる第２の半導体スイッチング素子Ｑ２のコレクタ・エミッタ回路（ＩＧＢＴであればドレイン・ソース回路）が接続されている。そして第２の半導体スイッチング素子Ｑ２を構成するトランジスタスイッチのコレクタ・エミッタ回路に対しては第２のダイオードＤ２が逆並列接続されている。コンバータ装置CONVは、第１及び第２の半導体スイッチング素子Ｑ１及びＱ２の導通角を制御する導通角制御信号Ｇ１及びＧ２を発生する導通角制御信号発生回路ＳＧを備えている。

コンバータ装置CONVに入力された直流電圧は、逆流阻止用ダイオードＤ３を通り、入力側コンデンサＣ１とインダクタＬ１に供給される。本実施の形態では、運転開始（起動時）から第１及び第２の半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にＯＮ／ＯＦＦ動作することにより出力直流電圧を所定の直流電圧まで昇圧する。入力側コンデンサＣ１及び出力側コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ１０及びＶ２２は、導通角制御信号発生回路ＳＧに入力される。またインダクタＬ１に流れる電流Ｉ１０を検出する電流検出器ＣＴ１の出力も導通角制御信号発生回路ＳＧに入力される。導通角制御信号発生回路ＳＧからは、第１及び第２の半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にＯＮ／ＯＦＦするための第１及び第２の導通角制御信号Ｇ１，Ｇ２が出力される。本実施の形態では、起動時おいては、図２に示すような導通角制御信号Ｇ１，Ｇ２を用いる。

図２から明らかなように、第２の半導体スイッチング素子Ｑ２をオン・オフさせる第２の導通角制御信号Ｇ２では、最初の導通角制御信号Ｇ２１の信号幅（第２の半導体スイッチング素子Ｑ２の初期導通角に相当する）が、第１の半導体スイッチング素子Ｑ１をオン・オフさせる最初の導通角制御信号Ｇ１１の信号幅（第１の半導体スイッチング素子Ｑ１の初期導通角に相当する）よりも狭くなっている。本実施の形態では、導通角制御信号発生回路ＳＧは、起動時においては、出力側コンデンサＣ２から第２の半導体スイッチング素子Ｑ２を通して入力側コンデンサＣ１に流れる単位時間当たりの電流値が、第２の半導体スイッチング素子Ｑ２を破壊することがない許容値以下になるように、第２の半導体スイッチング素子Ｑ２の初期導通角を第１の半導体スイッチング素子Ｑ１の初期導通角よりも小さく設定している。そして導通角制御信号発生回路ＳＧは、出力側コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２０が所定の値（例えば約６６０Ｖ）に上昇するまでは第２の半導体スイッチング素子Ｑ２の導通角を徐々に増加させるように信号幅が徐々に広くなる導通角制御信号Ｇ２（Ｇ２１，Ｇ２２，Ｇ２３・・・）を発生する。また導通角制御信号発生回路ＳＧが発生する第１の半導体スイッチング素子Ｑ１を制御するための第１の導通角制御信号Ｇ１は、第２の導通角制御信号Ｇ２とは逆の関係にある。すなわち導通角制御信号発生回路ＳＧは、出力側コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２０が所定の値に上昇するまでは、第１の半導体スイッチング素子Ｑ１の導通角を徐々に減少させるように信号幅が徐々に狭くなる第１の導通角制御信号Ｇ１（Ｇ１１，Ｇ１２，Ｇ１３・・・）を発生する。

このような第１及び第２の導通角制御信号Ｇ１及びＧ２を発生する導通角制御信号発生回路ＳＧは、図３に示す構成を有している。図３に示した導通角制御信号発生回路ＳＧは、検出回路１と、Ａ／Ｄ変換回路２と、演算回路３とドライブ回路４とを備えている。検出回路１は、入力側コンデンサＣ１の両端電圧Ｖ１０と、出力側コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２０と、インダクタＬ１を流れる電流Ｉ１０を検出する。検出回路１から出力される電圧Ｖ１１、電圧Ｖ２１及び電流Ｉ１１は、Ａ／Ｄ変換回路２により、デジタル量の電圧Ｖ１２、電圧Ｖ２２及び電流Ｉ１２にＡ／Ｄ変換される。演算回路３は、Ａ／Ｄ変換回路２の出力を入力として、第１及び第２の半導体スイッチング素子Ｑ１及びＱ２の導通角を制御する第１及び第２の導通角制御信号Ｇ１及びＧ２を発生するために用いる第１及び第２のゲート信号ｇ１及びｇ２を演算により求める。そしてドライブ回路４は、第１及び第２のゲート信号ｇ１及びｇ２を信号を絶縁した状態で、第１及び第２のゲート信号ｇ１及びｇ２を入力としてその信号レベルを変換した第１及び第２の導通角制御信号Ｇ１及びＧ２を発生する。演算回路３は、中央演算処理装置ＣＰＵから構成されている。なお演算回路３を中央演算処理装置ＣＰＵによって構成する場合には、Ａ／Ｄ変換回路２をこの中央演算処理装置ＣＰＵに含まれる回路構成で実現してもよいのは勿論である。図４には、この演算回路３で行う演算処理をブロック線図で示してある。

演算回路３では、起動時及び運転時において下記の式の演算を実行する。

Ｚｎ＝｛（Ｙｎ−Ｖ２２）×Ｋ１／（１＋ＳＴ）｝＋Ｙｎ−Ｉ１２
そして演算結果ＺｎをＰＷＭ信号処理することにより第１及び第２のゲート信号ｇ１及びｇ２を出力するように演算回路３は構成されている。なお演算回路３は、第１のゲート信号ｇ１と第２のゲート信号ｇ２とが同時に発生しない（ゲート信号が対応する半導体スイッチング素子を同時にオン状態にしない）ように、第１のゲート信号ｇ１と第２のゲート信号ｇ２との間にデッドタイムを付加する機能を有している。

ここでＹｎ＝Ｖｂ×Ｘｎであり、Ｖｂは基準電圧、Ｘｎは変数、Ｋ１は定数である。Ｋ１は、出力電圧の安定度に基づいて定める。なお本実施の形態では、Ｋ１を２〜１０の間の値と定めている。また基準電圧Ｖｂとは、コンバータ装置CONVの通常の昇圧動作の目標電圧である。本実施の形態では、基準電圧Ｖｂを６６０Ｖと定めている。

また変数Ｘｎは、Ｘｎ＝Ｘn-1＋ΔＸ（n=１、２，３・・・）を単位時間間隔でＸｎ＝１になるまで演算を行って得る値である。ただしΔＸ＜１の任意の値である。演算回路３が一度演算動作をするたびにＸn-1の値が前のＸｎの値に変わる。

ΔＸの値は、出力側コンデンサＣ２から第２の半導体スイッチング素子Ｑ２を通して入力側コンデンサＣ１に流れる単位時間当たりの電流値が第２の半導体スイッチング素子Ｑ２を破壊することがない許容値以下になるように定められた任意の値である。本実施の形態では、具体的には、ΔＸを０．００００５〜０．０００２の間の値としている。

またＸn-1の初期値Ｘ0は、Ｘ0＝｛Ｖ２２＋Ｋ０×（Ｖ２２−Ｖ１２）｝／Ｖｂの演算式により求める。ここでＫ０は基準電圧Ｖｂと、入力側コンデンサ及び出力側コンデンサの容量と、負荷状態とにより決まる定数である。本実施の形態では、定数Ｋ０として、０．０１〜０．２の値を設定している。この初期値Ｘ0とΔＸの値とにより、第１の半導体スイッチング素子Ｑ１の導通角が決まることになる。上記Ｚｎの信号により、第１の半導体スイッチング素子Ｑ１の導通角が決定され、結果として第２の半導体スイッチング素子Ｑ２の初期導通角が決定される。なおドライブ回路４は、第１及び第２のゲート信号ｇ１及びｇ２を信号を絶縁した状態で、第１及び第２のゲート信号ｇ１及びｇ２の信号レベルを変換した第１及び第２の導通角制御信号Ｇ１及びＧ２を発生する。

ちなみに発明が解決しようとする課題で説明した従来提案されている技術のように第２の半導体スイッチング素子Ｑ２を最初は動作させずに、途中から第２の半導体スイッチング素子Ｑ２を動作させる場合に必要な第１及び第２の導通角制御信号Ｇ１及びＧ２のタイムチャートは、図５のようになる。図２の本実施の形態で用いる第１及び第２の導通角制御信号Ｇ１及びＧ２のタイムチャートと比較すると分かるように、従来の方法では、第１の半導体スイッチング素子Ｑ１の導通角が徐々に大きくなるため、出力側コンデンサＣ２の充電に時間がかかり、起動時において電圧が基準電圧Ｖｂに達するまでに時間がかかる。これに対して、本発明の実施の形態によれば、起動時の最初から第１の半導体スイッチング素子Ｑ１の導通角は広く、また第２の半導体スイッチング素子Ｑ２もオン・オフを実行するため、出力側コンデンサＣ２の充電速度が速く、従来の方法よりも素早く起動することができる。

なお起動が完了した後は、Ｘｎが１となり、以後基準電圧Ｖｂを維持するように第１及び第２の導通角制御信号Ｇ１及びＧ２が出力される。さらに昇圧する場合には、基準電圧Ｖｂを変更することになる。

本実施の形態によれば、起動時の過電圧、過電流を防止しながら、起動開始時間を短縮できる。

本発明の方法を実施する本発明のコンバータ装置の実施の形態の一例の主たる回路図である。 図１のコンバータ装置で起動時に用いる第１及び第２の導通角制御信号のタイムチャートを示す図である。 導通角制御信号発生回路の構成を示すブロック図である。 図３の導通角制御信号発生回路の信号処理を示すブロック線図である。 従来の方法で起動する場合に用いる第１及び第２の導通角制御信号のタイムチャートを示す図である。

符号の説明

１ 検出回路
２ Ａ／Ｄ変換回路
３ 演算回路
４ ドライブ回路
CONV コンバータ装置
Ｃ１ 入力側コンデンサ
Ｃ２ 出力側コンデンサ
Ｑ１ 第１の半導体スイッチング素子
Ｑ２ 第２の半導体スイッチング素子
Ｄ３ 逆流阻止用ダイオード
Ｌ１ インダクタ
ＣＴ１ 電流検出器

Claims (3)

1. 逆流阻止用ダイオードを介して直流電源に接続される入力側コンデンサと、出力側コンデンサと、第１及び第２の半導体スイッチング素子と、インダクタとを備え、正極出力端子側に前記第２の半導体スイッチング素子が位置するように直列に接続された前記第１及び第２の半導体スイッチング素子が前記出力側コンデンサに対して並列接続され、前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子との接続点と前記入力側コンデンサの一端との間に前記インダクタが配置されて構成されてなるコンバータ装置を、前記第１及び第２の半導体スイッチング素子のオン・オフを制御することにより前記出力側コンデンサの両端電圧を昇圧させるコンバータ装置の制御方法であって、
   起動時において、前記出力側コンデンサから前記第２の半導体スイッチング素子を通して前記入力側コンデンサに流れる単位時間当たりの電流値が、前記第２の半導体スイッチング素子を破壊することがない許容値以下になるように、前記第２の半導体スイッチング素子の初期導通角を前記第１の半導体スイッチング素子の初期導通角よりも小さく設定し且つ前記出力側コンデンサの前記両端電圧が所定の値に上昇するまでは前記第２の半導体スイッチング素子の導通角を徐々に増加させるように前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の導通を制御することを特徴とするコンバータ装置の制御方法。
2. 一対の直流入力端子の一方の直流入力端子にアノードが接続された逆流阻止用ダイオードと、
   前記逆流阻止用ダイオードのカソードと前記一対の直流入力端子の他方の直流入力端子との間に配置された入力側コンデンサと、
   前記逆流阻止用ダイオードのカソードと前記入力コンデンサの一端との接続点に一端が接続されたインダクタと、
   一対の直流出力端子間に配置された出力側コンデンサと、
   前記インダクタの他端と前記入力側コンデンサの他端との間に配置された第１の半導体スイッチング素子と、
   前記第１の半導体スイッチング素子に対して逆並列接続された第１のダイオードと、
   前記インダクタの他端と前記一対の直流出力端子の一方の直流出力端子との間に配置された第２の半導体スイッチング素子と、
   前記第２の半導体スイッチング素子に対して逆並列接続された第２のダイオードと、
   前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の導通角を制御する導通角制御信号を発生する導通角制御信号発生回路とを備え、
   交互に導通する前記第１及び第２の半導体スイッチング素子のそれぞれの前記導通角を変えて前記一対の直流出力端子から出力される直流電圧を昇圧するコンバータ装置であって、
   前記導通角制御信号発生回路が、起動時において、前記出力側コンデンサから前記第２の半導体スイッチング素子を通して前記入力側コンデンサに流れる単位時間当たりの電流値が、前記第２の半導体スイッチング素子を破壊することがない許容値以下になるように、前記第２の半導体スイッチング素子の初期導通角を前記第１の半導体スイッチング素子の初期導通角よりも小さく設定し且つ前記出力側コンデンサの両端電圧が所定の値に上昇するまでは前記第２の半導体スイッチング素子の導通角を徐々に増加させる導通角制御信号を発生するように構成されていることを特徴とするコンバータ装置。
3. 前記導通角制御信号発生回路は、前記入力側コンデンサの前記両端電圧Ｖ１０と、前記出力側コンデンサの前記両端電圧Ｖ２０と、前記インダクタを流れる電流Ｉ１０を検出する検出回路と、
   前記検出回路から出力される前記電圧Ｖ１１、前記電圧Ｖ２１及び電流Ｉ１１をＡ／Ｄ変換してデジタル量の電圧Ｖ１２、電圧Ｖ２２及び電流Ｉ１２を出力するＡ／Ｄ変換回路と、前記Ａ／Ｄ変換回路の出力を入力として、前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の導通角を制御する第１及び第２の導通角制御信号Ｇ１及びＧ２を発生するために用いる第１及び第２のゲート信号ｇ１及びｇ２を演算により求める演算回路と、前記第１及び第２のゲート信号ｇ１及びｇ２を入力として前記第１及び第２の導通角制御信号Ｇ１及びＧ２を発生するドライブ回路とを備え、
   前記演算回路は、起動時及び運転時において、
   Ｚｎ＝｛（Ｙｎ−Ｖ２２）×Ｋ１／（１＋ＳＴ）｝＋Ｙｎ−Ｉ１２
   の演算を行って、演算結果ＺｎをＰＷＭ信号処理することにより前記第１及び第２のゲート信号を出力するように構成され、
   ここでＹｎ＝Ｖｂ×Ｘｎであり、Ｖｂは基準電圧、Ｘｎは変数、Ｋ１は定数であり、
   変数Ｘｎは、Ｘｎ＝Ｘn-1＋ΔＸ（n=１、２，３・・・）を単位時間間隔でＸｎ＝１になるまで演算を行って得る値であり、ただしΔＸ＜１であり、またΔＸは前記出力側コンデンサから前記第２の半導体スイッチング素子を通して前記入力側コンデンサに流れる単位時間当たりの電流値が前記第２の半導体スイッチング素子を破壊することがない許容値以下になるように定められた任意の値であり、
   Ｘn-1の初期値Ｘ0をＸ0＝｛Ｖ２２＋Ｋ０×（Ｖ２２−Ｖ１２）｝／Ｖｂの演算式により求め、
   ここでＫ０は前記基準電圧Ｖｂと、前記入力側コンデンサ及び出力側コンデンサの容量と、負荷状態とにより決まる定数であることを特徴とする請求項２に記載のコンバータ装置。

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