JP3839322B2 - インピーダンス整合回路、およびこれを用いたアンテナ装置 - Google Patents

インピーダンス整合回路、およびこれを用いたアンテナ装置 Download PDF

Info

Publication number
JP3839322B2
JP3839322B2 JP2001545397A JP2001545397A JP3839322B2 JP 3839322 B2 JP3839322 B2 JP 3839322B2 JP 2001545397 A JP2001545397 A JP 2001545397A JP 2001545397 A JP2001545397 A JP 2001545397A JP 3839322 B2 JP3839322 B2 JP 3839322B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
transmission line
frequency
circuit
impedance
matching circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2001545397A
Other languages
English (en)
Inventor
哲 大和田
守▲やす▼ 宮▲ざき▼
有 西野
勉 遠藤
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Application granted granted Critical
Publication of JP3839322B2 publication Critical patent/JP3839322B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/12—Supports; Mounting means
    • H01Q1/22—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles
    • H01Q1/2283—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles mounted in or on the surface of a semiconductor substrate as a chip-type antenna or integrated with other components into an IC package
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/36—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/36—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith
    • H01Q1/362—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith for broadside radiating helical antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/36—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith
    • H01Q1/38—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith formed by a conductive layer on an insulating support
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q11/00—Electrically-long antennas having dimensions more than twice the shortest operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q11/02—Non-resonant antennas, e.g. travelling-wave antenna
    • H01Q11/08—Helical antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/30—Combinations of separate antenna units operating in different wavebands and connected to a common feeder system
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q23/00—Antennas with active circuits or circuit elements integrated within them or attached to them
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/50—Feeding or matching arrangements for broad-band or multi-band operation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Waveguide Aerials (AREA)
  • Details Of Aerials (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Description

この発明は、主としてＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯、マイクロ波帯、ミリ波帯で用いられるアンテナ装置に適用されるインピーダンス整合回路、および、上記インピーダンス整合回路を適用したアンテナ装置に関するものである。
第１図は、例えば特許文献１に示された従来のインピーダンス整合回路を含むアンテナ装置の斜視図であり、第２図は第１図に示したアンテナ装置の回路図、第３図はそこで用いられているアンテナの拡大図である。これらの各図において、１は例えば第３図に示すようなチップアンテナなどによるアンテナ、２はこのアンテナ１の入力端子であり、１−２はアンテナ１の放射導体、１２−２はこの放射導体１−２の外部を覆うセラミックブロックである。
３ａは容量可変のキャパシタンス素子、３ｂは容量固定のキャパシタンス素子、４ａはインダクタンス素子であり、７はそれらによって形成されるインピーダンス整合回路である。なお、上記容量可変のキャパシタンス素子３ａとしては、バラクタダイオード等のアクティブ素子が用いられている。
９は当該アンテナ装置の入力端子であり、１０はその入力端子９に接続された電源回路もしくはＲＦ回路などによる外部回路である。１２はアンテナ１およびインピーダンス整合回路７が搭載される誘電体基板であり、１３ａ，１３ｂ，１３ｃは誘電体基板１２の表面および裏面に形成された地導体である。
また、第４図は上記アンテナ１の等価回路である。第４図において、２はアンテナ１の入力端子、３ｃはキャパシタンス素子、４−２は抵抗素子、４ｃはインダクタンス素子を示す。すなわち、アンテナ１はこれら直列に接続されたキャパシタンス素子３ｃ、抵抗素子４−２、およびインダクタンス素子４ｂによる、直列共振回路的な動作を有する単共振アンテナである。
次に動作について説明する。
例えば、周波数ｆ１においてアンテナ１が、入力端子２における入力インピーダンスとしてＲ１＋ｊＸ１（Ｒ１、Ｘ１とも正）なる値を有しているものとする。このとき、第２図に示したインピーダンス整合回路７では、まず、キャパシタンス素子３ａの容量値を、当該キャパシタンス素子３ａを構成するバラクタダイオード等に印加するバイアス電圧を変化させることによって調整し、上記入力インピーダンスのリアクタンス成分Ｘ１が０となるようにする。そして、直列配置されたインダクタンス素子４ａの値と、並列配置されたキャパシタンス素子３ｂの値の適当な組み合わせにより得られるインピーダンス変成機能を利用して、入力インピーダンスの抵抗成分Ｒ１を、外部回路１０の特性インピーダンスと一致させる。これにより、周波数ｆ１においては反射波の発生を低減することができ、外部回路１０から効率良くアンテナ１を動作させることが可能となる。
また、上記周波数ｆ１とは異なる周波数ｆ２において、アンテナ１が入力端子２における入力インピーダンスとしてＲ２＋ｊＸ２（Ｒ２、Ｘ２とも正）なる値を有し、その抵抗成分Ｒ２の値が上記抵抗成分Ｒ１の値と大きな差がない場合には、キャパシタンス素子３ａに印加するバイアス電圧を変化させて容量値を適当な値に変えることで、周波数ｆ１の場合と同様に、その入力インピーダンスを外部回路１０の特性インピーダンスにほぼ一致させることができる。このように、第１図のアンテナ装置は、複数の周波数においてアンテナ１を効率良く動作させることができる。
なお、その他にも、増幅器の入力または出力に接続されるインピーダンス整合回路について記載された文献として、特許文献２などがある。これは増幅器の広帯域化に関するもので、伝送線路と、オープンスタブ、ショートスタブを用いてインピーダンス整合を行うものであるが、２つのスタブを独立なスタブとして扱い、ショートスタブの長さを整合すべき２つの周波数中の高い周波数において１／４波長となるように構成したものであって、それら２つのスタブの組み合わせを並列共振回路と見なして、整合すべき２つの周波数の一方において、その共振回路が並列共振するように構成するものではない。
また、本件出願人は本願とは別に、ヘリカルアンテナの非接触給電に関する特許出願（ＰＣＴ／ＪＰ９９／０３４５３）も行っている。
特開平９−３０７３３１号 特開平９−３２６６４８号
従来のアンテナ装置は以上のように構成されているので、複数の周波数にてインピーダンス整合を行うためには、キャパシタンス素子３ａの容量を可変とし、この容量値を適当な値に調整するようにしている。この容量値の調整は、バラクタダイオード等のアクティブ素子を用いた場合には、バイアス回路を設けて当該バラクタダイオード等に印加するバイアス電圧を調整することによって行われる。このため、バイアス回路のほかに制御回路を設ける必要があり、回路の構成が複雑になる。この回路構成の複雑化、部品点数の増加は製造コスト上昇の要因となり、さらに消費電力も多くなるなどの課題があった。なお、これらの課題は携帯電話機等の可搬型の無線端末では特に重要である。
また、上記従来のインピーダンス整合回路７では、特定の入力インピーダンス特性を有するアンテナ１に対してのみインピーダンス整合が可能であるため、適用範囲が狭いといった課題もあった。
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、さまざまなタイプの単共振型のアンテナを２つの周波数帯域において、もしくは、広い範囲の周波数帯域において、効率良く動作させるインピーダンス整合回路、およびこれを用いたアンテナ装置を、簡易な回路構成で低コストに提供することを目的とする。
なお、この明細書で言及している“単共振型アンテナ”は、広範な形式のアンテナの総称として用いており、特定のアンテナに限定するものではない。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、アンテナの入力インピーダンスと、外部回路の特性インピーダンスとを、周波数ｆ１、とそれよりも高い周波数ｆ２の２つの周波数帯域にて整合させるインピーダンス整合回路において、前記アンテナの入力端子に一端を接続された第１の伝送線路と、前記第１の伝送線路の他端に対して直列に接続され、前記第１の伝送線路の前記他端から前記アンテナ側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスのリアクタンス成分と絶対値が等しく、符号が逆のリアクタンスを与えるリアクタンス素子とを備え、前記第１の伝送線路が、前記第１の伝送線路の前記他端から前記アンテナ側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスの実数部が前記外部回路の特性インピーダンスに一致する値を与える電気長を有する第１の整合回路と、前記リアクタンス素子における前記第１の伝送線路とは反対側の端部に一端を接続された第２の伝送線路と、前記第２の伝送線路の他端に並列に接続されたキャパシタンス素子及びインダクタンス素子からなり、周波数ｆ２において共振するように前記キャパシタンス素子及び前記インダクタンス素子の値が設定された並列共振回路とを備え、前記第２の伝送線路が、前記第２の伝送線路の前記他端から前記第１の整合回路側を見たときの周波数ｆ１における入力アドミタンスの実数部が前記外部回路の特性インピーダンスの逆数に等しく、且つ、前記入力アドミタンスの虚数部がプラスの値となる電気長を有し、前記並列共振回路が、周波数ｆ２において共振すると共に、周波数ｆ１において、前記入力アドミタンスの虚数部と絶対値が等しく符号がマイナスのサセプタンスを呈するように、前記キャパシタンス素子及び前記インダクタンス素子の値が設定された第２の整合回路とを備えるものである。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、第１の整合回路のリアクタンス素子が、第１の伝送線路の他端からアンテナ側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスのリアクタンス成分と大きさが等しく、符号が逆のリアクタンスを与える容量値を有したキャパシタンス素子であることを特徴とするものである。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、第１の整合回路のリアクタンス素子が、第１の伝送線路の他端からアンテナ側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスのリアクタンス成分と絶対値が等しいリアクタンスを与えるインダクタンス値を有するインダクタンス素子であることを特徴とするものである。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、アンテナの入力インピーダンスと、外部回路の特性インピーダンスとを、周波数ｆ１、とそれよりも高い周波数ｆ２の２つの周波数帯域にて整合させるインピーダンス整合回路において、前記アンテナの入力端子に一端を接続された第１の伝送線路と、前記第１の伝送線路の他端に対して直列に接続され、前記第１の伝送線路の前記他端から前記アンテナ側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスのリアクタンス成分と絶対値が等しく、符号が逆のリアクタンスを与えるリアクタンス素子とを備え、前記第１の伝送線路が、前記第１の伝送線路の前記他端から前記アンテナ側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスの実数部が前記外部回路の特性インピーダンスに一致する値を与える電気長を有する第１の整合回路と、前記リアクタンス素子における第１の伝送線路とは反対側の端部に一端を接続された第２の伝送線路と、前記第２の伝送線路の他端に対して接続されたショートスタブ及び前記第２の伝送線路に前記ショートスタブと略同一の箇所にて接続されたオープンスタブからなり、前記ショートスタブと前記オープンスタブの電気長の和が周波数ｆ２における波長の略１／４である共振回路とを備え、前記第２の伝送線路が、前記第２の伝送線路の前記他端から前記第１の整合回路側を見たときの周波数ｆ１における入力アドミタンスの実数部が前記外部回路の特性インピーダンスの逆数に等しく、且つ、前記入力アドミタンスの虚数部がプラスの値となる電気長を有し、前記共振回路が、周波数ｆ２における波長の略１／４において共振すると共に、周波数ｆ１において、前記入力アドミタンスの虚数部と絶対値が等しく符号がマイナスのサセプタンスを呈するように、前記ショートスタブ及び前記オープンスタブの電気長の配分が設定された第２の整合回路とを備えるものである。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、第１の整合回路のリアクタンス素子として、伝送線路に対して直列に接続された導体パターンによるキャパシタンス素子を用いると共に、前記第１の整合回路の伝送線路、および第２の整合回路の伝送線路とショートスタブ、オープンスタブを、平面形伝送線路を用いて構成したことを特徴とするものである。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、アンテナの入力インピーダンスと、外部回路の特性インピーダンスとを、周波数ｆ１、とそれよりも高い周波数ｆ２の２つの周波数帯域にて整合させるインピーダンス整合回路において、前記アンテナの入力端子に一端を接続された第１の伝送線路と、前記第１の伝送線路の他端に対して直列に接続され、前記第１の伝送線路の前記他端から前記アンテナ側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスのリアクタンス成分と絶対値が等しく、符号が逆のリアクタンスを与えるリアクタンス素子とを備え、前記第１の伝送線路が、前記第１の伝送線路の前記他端から前記アンテナ側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスの実数部が前記外部回路の特性インピーダンスに一致する値を与える電気長を有する第１の整合回路と、前記リアクタンス素子における第１の伝送線路とは反対側の端部に一端を接続された第２の伝送線路と、前記第２の伝送線路の他端に接続された第１のオープンスタブ及び前記第２の伝送線路に前記第１のオープンスタブと略同一の箇所にて接続された第２のオープンスタブからなり、前記第１のオープンスタブと前記第２のオープンスタブの電気長の和が周波数ｆ２における波長の略１／２である共振回路とを備え、前記第２の伝送線路が、前記第２の伝送線路の前記他端から前記第１の整合回路側を見たときの周波数ｆ１における入力アドミタンスの実数部が前記外部回路の特性インピーダンスの逆数に等しく、且つ、前記入力アドミタンスの虚数部がプラスの値となる電気長を有し、前記共振回路が、周波数ｆ２における波長の略１／２において共振すると共に、周波数ｆ１において、前記入力アドミタンスの虚数部と絶対値が等しく符号がマイナスのサセプタンスを呈するように、前記第１のオープンスタブ及び前記第２のオープンスタブの電気長の配分が設定された第２の整合回路とを備えるものである。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、第１の整合回路のリアクタンス素子として、伝送線路に対して直列に接続された導体パターンによるキャパシタンス素子を用いると共に、前記第１の整合回路の伝送線路、および第２の整合回路の伝送線路と第１のオープンスタブ、第２のオープンスタブを、平面形伝送線路を用いて構成したことを特徴とする請求項８記載のインピーダンス整合回路。
この発明に係るアンテナ装置は、中空の円筒状誘電体と、前記円筒状誘電体の円筒外面上にストリップ状導体を螺旋状に巻き付けてなるＮ個のヘリカル放射素子と、前記円筒状誘電体の円筒内面の一部の領域に形成された地導体と、前記ヘリカル放射素子からなるアンテナの入力インピーダンスと、外部回路の特性インピーダンスとを、周波数ｆ１、とそれよりも高い周波数ｆ２の２つの周波数帯域にて整合させるインピーダンス整合回路であって、前記円筒状誘電体を介して前記地導体とともにマイクロストリップ線路を構成するストリップ導体にて前記円筒状誘電体の円筒外面に形成され、前記ヘリカル放射素子の入力端子に一端を接続された第１の伝送線路と、前記第１の伝送線路の他端に対して直列に接続され、前記第１の伝送線路の前記他端から前記ヘリカル放射素子側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスのリアクタンス成分と絶対値が等しく、符号が逆のリアクタンスを与える容量値を有したインタディジタルキャパシタとを備え、前記第１の伝送線路が、前記第１の伝送線路の前記他端から前記ヘリカル放射素子側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスの実数部が前記外部回路の特性インピーダンスに一致する値を与える電気長を有する第１の整合回路と、前記ストリップ導体にて前記円筒状誘電体の円筒外面に形成され、前記第１の整合回路の前記インタディジタルキャパシタにおける前記第１の伝送線路とは反対側の端部に一端を接続された第２の伝送線路と、前記第２の伝送線路の他端に接続されたショートタブ及び前記第２の伝送線路に前記ショートスタブと略同一の箇所にて接続されたオープンスタブからなり、前記ショートスタブと前記オープンスタブの電気長の和が周波数ｆ２における波長の略１／４である共振回路と、前記第２の伝送線路の他端に接続する入力端子とを備え、前記第２の伝送線路が、前記第２の伝送線路の前記他端から前記第１の整合回路側を見たときの周波数ｆ１における入力アドミタンスの実数部が前記外部回路の特性インピーダンスの逆数に等しく、且つ、前記入力アドミタンスの虚数部がプラスの値となる電気長を有し、前記共振回路が、周波数ｆ２における波長の略１／４において共振すると共に、周波数ｆ１において、前記入力アドミタンスの虚数部と絶対値が等しく符号がマイナスのサセプタンスを呈するように、前記第１のオープンスタブ及び前記第２のオープンスタブの電気長の配分が設定された第２の整合回路とを備え、前記ヘリカル放射素子ごとに設けられたＮ個（Ｎは２のｉ乗であり、ｉは自然数）のインピーダンス整合回路と、前記ストリップ導体にて前記円筒状誘電体の円筒外面に形成され、前記Ｎ個のインピーダンス整合回路の前記入力端子にそれぞれ接続されたＮ個の分配端子と、前記外部回路と接続する外部回路接続入力端子と、前記外部回路接続入力端子から２分岐をｉ回行ってトーナメント状にＮ分岐するとともに、隣接する前記Ｎ個の分配端子との間に略３６０／Ｎ度の位相差を与えるように電気長の調整されたトーナメント状分岐線路とを有し、前記Ｎ個のインピーダンス整合回路に対して前記外部回路接続入力端子から入力されるマイクロ波を電力分配するＮ分配回路とを備え、前記ヘリカル放射素子、前記Ｎ個のインピーダンス整合回路、及び前記Ｎ分配回路を前記円筒状誘電体の円筒外面上に一体形成してなるものである。
この発明に係るアンテナ装置は、中空の円筒状誘電体と、前記円筒状誘電体の円筒外面上にストリップ状導体を螺旋状に巻き付けてなるＮ個のヘリカル放射素子と、前記円筒状誘電体の円筒内面の一部の領域に形成された地導体と、前記ヘリカル放射素子からなるアンテナの入力インピーダンスと、外部回路の特性インピーダンスとを、周波数ｆ１、とそれよりも高い周波数ｆ２の２つの周波数帯域にて整合させるインピーダンス整合回路であって、前記円筒状誘電体を介して前記地導体とともにマイクロストリップ線路を構成するストリップ導体にて前記円筒状誘電体の円筒外面に形成され、前記ヘリカル放射素子の入力端子に一端を接続された第１の伝送線路と、前記第１の伝送線路の他端に対して直列に接続され、前記第１の伝送線路の前記他端から前記ヘリカル放射素子側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスのリアクタンス成分と絶対値が等しく、符号が逆のリアクタンスを与える容量値を有したインタディジタルキャパシタとを備え、前記第１の伝送線路が、前記第１の伝送線路の前記他端から前記ヘリカル放射素子側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスの実数部が前記外部回路の特性インピーダンスに一致する値を与える電気長を有する第１の整合回路と、前記ストリップ導体にて前記円筒状誘電体の円筒外面に形成され、前記第１の整合回路の前記インタディジタルキャパシタにおける前記第１の伝送線路とは反対側の端部に一端を接続された第２の伝送線路と、前記第２の伝送線路の他端に接続された前記第２の伝送線路に接続された第１のオープンスタブ及び前記第２の伝送線路に前記第１のオープンスタブと略同一の箇所にて接続された第２のオープンスタブからなり、前記第１のオープンスタブと前記第２のオープンスタブの電気長の和が周波数ｆ２における波長の略１／２である共振回路と、前記第２の伝送線路の他端に接続する入力端子とを備え、前記第２の伝送線路が、前記第２の伝送線路の前記他端から前記第１の整合回路側を見たときの周波数ｆ１における入力アドミタンスの実数部が前記外部回路の特性インピーダンスの逆数に等しく、且つ、前記入力アドミタンスの虚数部がプラスの値となる電気長を有し、前記共振回路が、周波数ｆ２における波長の略１／２において共振すると共に、周波数ｆ１において、前記入力アドミタンスの虚数部と絶対値が等しく符号がマイナスのサセプタンスを呈するように、前記第１のオープンスタブ及び前記第２のオープンスタブの電気長の配分が設定された第２の整合回路とを備え、前記ヘリカル放射素子毎に設けられたＮ個のインピーダンス整合回路と、前記ストリップ導体にて前記円筒状誘電体の円筒外面に形成され、前記Ｎ個（Ｎは２のｉ乗であり、ｉは自然数）のインピーダンス整合回路の前記入力端子にそれぞれ接続されたＮ個の分配端子と、前記外部回路と接続する外部回路接続入力端子と、前記外部回路接続入力端子から２分岐をｉ回行ってトーナメント状にＮ分岐するとともに、隣接する前記Ｎ個の分配端子との間に略３６０／Ｎ度の位相差を与えるように電気長の調整されたトーナメント状分岐線路とを有し、前記Ｎ個のインピーダンス整合回路に対して前記外部回路接続入力端子から入力されるマイクロ波を電力分配するＮ分配回路とを備え、前記ヘリカル放射素子、前記Ｎ個のインピーダンス整合回路、及び前記Ｎ分配回路を前記円筒状誘電体の円筒外面上に一体形成してなるものである。
この発明によれば、周波数ｆ２でのインピーダンス整合がすでになされているアンテナにおいて、その入力端子における周波数ｆ２でのインピーダンス整合状態を維持したまま、周波数ｆ１においても外部回路の特性インピーダンスＺ０にインピーダンス整合することが可能となり、回路構成がより簡素となって、回路規模が小さくなる。また、インピーダンス整合回路の構成にアクティブ素子の制御回路が不要であるため、小形、低コスト、かつ高信頼性のアンテナ装置を実現することができるとともに、アクティブ素子がないため、２つの周波数帯域でインピーダンス整合を行う整合回路の低消費電力化を図ることもできる。
また、この発明によれば、周波数ｆ２でのインピーダンス整合がまだなされていないアンテナについても、周波数ｆ２のみならず、周波数ｆ１においても特性インピーダンスＺ０にインピーダンス整合することが可能となり、また、新たに配置された第１の整合回路は、単一の周波数に対してインピーダンス整合する回路であるから、一般にパッシブ素子や伝送線路のみで容易に構成することができる。このため、この発明では、アクティブな素子を用いることなくパッシブな素子のみで２つの周波数帯域でインピーダンス整合が可能になる。したがって、インピーダンス整合回路の回路構成を簡素化でき、さらにアクティブ素子の制御回路が不要であるため、小形、低コスト、かつ高信頼性のアンテナ装置を得られる。また、アクティブ素子がないため、２つの周波数帯域でインピーダンス整合を行うインピーダンス整合回路の低消費電力化を図ることも可能となる。
また、この発明によれば、インピーダンス整合回路全体がキャパシタンス素子とインダクタンス素子、および伝送線路で構成されるため、さらに回路構成が簡素化され、小形かつ低コストにインピーダンス整合回路を製作することができる。
また、この発明によれば、整合回路全体がキャパシタンス素子とインダクタンス素子、および伝送線路で構成されるため、回路構成が簡素になって、小形かつ低コストにインピーダンス整合回路を製作できる。さらに第１の整合回路において直列のインダクタンス素子を用いているため、高インピーダンスな入力インピーダンス特性を呈するアンテナに対してインピーダンス整合をする場合に、回路を小形に構成することができる。
また、この発明によれば、あらゆるインピーダンス特性を呈するアンテナに対して、２つの周波数帯域でインピーダンス整合を行うことが可能なインピーダンス整合回路を実現することができる。
また、この発明によれば、周波数ｆ２におけるインピーダンス整合がすでになされているアンテナにおいて、その入力端子における周波数ｆ２でのインピーダンス整合状態を維持したまま、周波数ｆ１において特性インピーダンスＺ０にインピーダンス整合することを可能にし、また並列共振回路をオープンスタブとショートスタブの組み合わせにより構成しているため、チップ部品を用いて構成した場合に比べて、低損失なインピーダンス整合回路を構成できるとともに、チップ部品が少なくなって、製作コストの低減が図れる。
また、この発明のよれば、周波数ｆ２でのインピーダンス整合がまだなされていないアンテナについても、周波数ｆ２のみならず、周波数ｆ１においても特性インピーダンスＺ０にインピーダンス整合することができ、さらに並列共振回路をオープンスタブとショートスタブの組み合わせで構成しているため、チップ部品を用いた場合に比べてインピーダンス整合回路の低損失化を図ることが可能となり、チップ部品も少なくなって、低コストにインピーダンス整合回路を構成することができる。
また、この発明によれば、チップ素子を用いることなくマイクロストリップ線路等の平面形伝送線路のパターニングのみで回路を構成することが可能となり、低コストにインピーダンス整合回路を製作することができる。また、任意の静電容量値を持つキャパシタンス素子を精度良くかつ容易に製作することが可能となるため、より特性の良好なインピーダンス整合回路を得ることができる。
また、この発明によれば、あらゆるインピーダンス特性を呈するアンテナに対して、２つの周波数帯域でインピーダンス整合を行うことが可能なインピーダンス整合回路を構成することができる。
また、この発明によれば、周波数ｆ２でのインピーダンス整合がすでになされているアンテナにおいて、その入力端子における周波数ｆ２でのインピーダンス整合状態を維持したまま、周波数ｆ１においても特性インピーダンスＺ０にインピーダンス整合することが可能となり、さらに、ショートスタブを用いることなく並列共振回路を構成しているため、スルーホールが不要となって製作が簡単化され、低コストにインピーダンス整合回路を製作することができる。
また、この発明によれば、周波数ｆ２でのインピーダンス整合がまだなされていないアンテナについても、周波数ｆ２のみならず、周波数ｆ１においても特性インピーダンスＺ０にインピーダンス整合することが可能となり、さらにショートスタブを用いることなく並列共振回路を構成しているのでスルーホールが不要となって、簡単、かつ低コストにインピーダンス整合回路を製作することができる。
また、この発明によれば、チップ素子を用いることなくマイクロストリップ線路等の平面形伝送線路のパターニングのみで回路を構成することが可能になり、低コストにインピーダンス整合回路を製作することができる。また、任意の静電容量値を持つキャパシタンス素子を精度良くかつ容易に製作することが可能となるため、より特性の良好なインピーダンス整合回路を得ることができる。
また、この発明によれば、あらゆるインピーダンス特性を呈するアンテナに対して、２つの周波数帯域でインピーダンス整合を行うことが可能なインピーダンス整合回路を構成することができる。
また、この発明によれば、マイクロストリップアンテナのインピーダンス整合を、回路構成がシンプルで、低コストなインピーダンス整合回路で行うことが可能となる。
また、この発明によれば、ストリップ導体のパターニングのみで複数のインピーダンス整合回路を円筒状誘電体上に構成できるようになり、製作の容易化、低コスト化を図ることが可能なインピーダンス整合回路を実現することができる。
また、この発明によれば、ストリップ導体のパターニングのみで複数のインピーダンス整合回路を円筒状誘電体上に構成することができ、製作が容易で、低コストのインピーダンス整合回路が実現できる。
また、この発明によれば、ショートスタブを形成するためのスルーホールが不要となり、より製作の容易なインピーダンス整合回路を実現することができる。
また、この発明によれば、Ｎ個のヘリカル放射素子とインピーダンス整合回路、およびＮ分配回路が、円筒状誘電体の外面に一体的に構成され、アンテナ装置を含めた無線端末装置をコンパクトに構成することができる。さらに、ヘリカル放射素子がＮ個あり、アンテナの入力端子はＮ個存在するが、Ｎ分配回路を一体形成しているので、外部回路との接続を行う入力端子は１つで済むため、外部回路とのインタフェースの構造がシンプルになり、組立が容易で低コスト化が図れるばかりか、アンテナ装置の信頼性を向上させることも可能となる。
また、この発明によれば、ストリップ導体のパターニングのみで複数のインピーダンス整合回路を円筒状誘電体上に構成することができ、製作が容易で、低コストのアンテナ装置の実現が可能となる。
また、この発明によれば、ショートスタブを形成するためのスルーホールが不要となり、より製作の容易なアンテナ装置を実現することができる。
実施の形態１．
第５図はこの発明の実施の形態１によるアンテナ装置を示す斜視図であり、第６図は第５図に示したアンテナ装置の上面図、第７図は当該アンテナ装置の回路図である。なお、第５図〜第７図に示したアンテナ装置は、携帯電話機等の小型無線端末で用いられる市販のチップアンテナと、それを２つの周波数帯域で動作させるためのインピーダンス整合回路とを組み合わせたものであり、上記インピーダンス整合回路はコプレナ線路に、チップ素子によるキャパシタンス素子およびインダクタンス素子などのリアクタンス素子を実装することによって構成している。
これら第５図〜第７図において、１は上記チップアンテナによるアンテナであり、２はこのアンテナ１の入力端子である。１２はこのアンテナ１および後述するインピーダンス整合回路７が搭載される誘電体基板であり、１３ａ，１３ｂはこの誘電体基板１２の表面に形成された地導体、１３ｃは同じくその裏面に形成された地導体である。１７はこれら誘電体基板１２および地導体１３ａ〜１３ｃとともに、アンテナ１の給電線路となるコプレナ線路を形成するコプレナ線路中心導体である。１０は電源回路もしくはＲＦ回路などによる外部回路であり、９はこの外部回路１０が接続される当該アンテナ装置の入力端子である。
６ａはコプレナ線路で形成され、周波数ｆ２において所定の電気長θａを有する伝送線路であり、３ａはコプレナ線路中心導体１７に形成されたギャップ上に設けられて回路的には直列に実装された、チップキャパシタによるキャパシタンス素子である。６ｂはコプレナ線路で形成され、周波数ｆ１において所定の電気長θｂを有する伝送線路であり、３ｂはコプレナ中心導体１７と地導体１３ａの間に接続、実装されたチップキャパシタによるキャパシタンス素子、４はコプレナ中心導体１７と地導体１３ｂの間に接続、実装されたチップインダクタによるインダクタンス素子である。５はこのキャパシタンス素子３ｂとインダクタンス素子４を、コプレナ中心導体１７の同一箇所に実装することによって形成された並列共振回路である。
ここで、この並列共振回路５を構成するインダクタンス素子４およびキャパシタンス素子３ｂの素子値は、当該並列共振回路５が周波数ｆ２において共振するとともに、周波数ｆ１において所定のサセプタンス値を呈するように選択されている。またこれとあわせて、伝送線路６ｂの電気長θｂも所要の値が選ばれている。
８−１は上記伝送線路６ａとキャパシタンス素子３ａとによって構成され、アンテナ１の周波数ｆ２におけるインピーダンス整合を行う第１の整合回路であり、８−２は上記伝送線路６ｂと並列共振回路５より構成され、周波数ｆ１におけるインピーダンス整合を行う第２の整合回路である。７はこの第１の整合回路８−１と第２の整合回路８−２とによって構成され、２つの周波数ｆ１およびｆ２でインピーダンス整合を行うインピーダンス整合回路である。
なお、第７図に示す回路図においては、後述の動作説明のため、Ａ〜Ｅとして、回路の節点を示している。
次に、このように構成された実施の形態１によるアンテナ装置の動作について説明する。
ここで、アンテナ１は直方体の誘電体ブロックの表面もしくは内部に線状導体を形成し、これを放射導体として動作する、第１図に示した従来のアンテナ装置で用いられたものと同等のものである。誘電体ブロックの誘電率による波長短縮効果と、その誘電体ブロックの表面もしくは内部に線状導体を蛇行させて、あるいは螺旋状に巻回して配置することにより、小型ながら略１／４波長の線状アンテナと類似した特性を有する。このアンテナ１の、入力端子２からみたある周波数帯域における入力インピーダンスの軌跡を、第８図のスミスチャートに示す。
ここでは、この実施の形態１によるアンテナ装置のインピーダンス整合回路７が、第８図に示した２つの周波数ｆ１およびｆ２においてインピーダンス整合をするように設計されているものとして、その動作を簡単に説明する。なお、周波数ｆ１とｆ２の関係はｆ１＜ｆ２とし、また簡単のため、整合インピーダンス、すなわち外部回路１０側の特性インピーダンスは、伝送線路６ａおよび６ｂの特性インピーダンスＺ０に等しいものとする。
第８図に示すインピーダンス軌跡は、第７図の回路図上の節点Ａ（アンテナ１の入力端子２）よりアンテナ１側を見た場合の軌跡である。この節点Ａに繋がれた伝送線路６ａの電気長θａは、節点Ｂでの周波数ｆ２におけるインピーダンスの抵抗成分が特性インピーダンスＺ０に一致するまで軌跡を時計方向に回転させる値を有する。したがって、節点Ｂからアンテナ１側を見た場合の軌跡は第９図のスミスチャートに示すものとなる。
次に、節点Ｂに繋がれたキャパシタンス素子３ａとしては、周波数ｆ２において、第９図での周波数ｆ２におけるインピーダンスのリアクタンス成分と大きさが等しく符号が逆、すなわちマイナスのリアクタンスを与える容量値のものが用いられる。その結果、節点Ｃからアンテナ１側を見たときの軌跡は第１０図のスミスチャートに示すものになる。ここで、周波数ｆ２におけるインピーダンスは特性インピーダンスＺ０に一致し、インピーダンス整合がなされる。このようして、第７図の第１の整合回路８−１によって周波数ｆ２におけるインピーダンス整合がなされたことになる。
次に、節点Ｃに繋がれた第２の整合回路８−２において、伝送線路６ｂは第１０図における軌跡をさらに時計方向に回転させる。ここで、周波数ｆ１でのコンダクタンスが１／Ｚ０と等しくなるとともに、サセプタンスがプラスの値となるように、伝送線路６ｂの周波数ｆ１における電気長θｂが選ばれている。その結果、節点Ｄにおけるインピーダンスの軌跡は、第１１図のスミスチャートに示すものとなる。このとき、周波数ｆ１におけるサセプタンス値は規格化された値でｊｂ’とする。なお、ｊは虚数単位である。
ここで、並列共振回路のサセプタンス値の周波数特性を第１２図に示す。なお、この第１２図における周波数ｆ０は共振周波数である。並列共振回路は一般に、この共振周波数ｆ０より低い周波数帯域ではマイナスのサセプタンス値を呈し、共振周波数ｆ０より高い周波数帯域ではプラスのサセプタンス値を呈する。したがって、並列共振回路５は周波数ｆ２で共振し、ｆ１＜ｆ２であるため、周波数ｆ１においてはマイナスのサセプタンス値を与える。
このように、並列共振回路５は、周波数ｆ２において共振するとともに、周波数ｆ１において−ｊｂ’なる値を呈するように、当該並列共振回路５を構成するキャパシタンス素子３ｂおよびインダクタンス素子４の値が選ばれている。このため、接点Ｅ（当該アンテナ装置の入力端子９）におけるインピーダンス軌跡は第１３図に示すものとなって、周波数ｆ１におけるインピーダンス整合がなされる。なお、周波数ｆ２において並列共振回路５は並列共振状態となるため、当該並列共振回路５はオープン状態となって、第１の整合回路８−１によるインピーダンスの整合状態は維持される。その結果、入力端子９における当該アンテナ装置のリターンロスの周波数特性は第１４図に示す、周波数ｆ１とｆ２に谷を持つ曲線となる。
なお、インダクタンス素子４、キャパシタンス素子３ｂの素子値、および伝送線路６ｂの電気長θｂは、以下に示した、整合回路を設計するための条件式である式（１）と式（２）を連立方程式として解くことによって求めることができる。なお、式（１）および式（２）では説明を簡単にするため、線路の損失は無視している。
１／（Ｌ・Ｃ）1/2＝２π・ｆ２ ・・・（１）
Z0-1・(Y1+jZ0-1tanθb)／(Z0-1+jY1tanθb)
＋j2πf1・C＋(j2πf1・L)-1＝Z0-1 ・・・（２）
なお、上記式（２）におけるＹ１は、第７図の節点Ｃからアンテナ１側を見たときの、周波数ｆ１におけるアドミタンス、すなわち、第１０図における周波数ｆ１でのアドミタンスである。Ｌ，Ｃはそれぞれインダクタンス素子４、キャパシタンス素子３ｂの素子値である。ここで、上記式（２）は複素数の方程式であるため実数部と虚数部で２つの方程式に分離され、上記連立方程式は３つの式となり、Ｌ，Ｃ、およびθｂを３つの未知数として解を求めることができる。
このように、この実施の形態１のアンテナ装置によれば、インピーダンス整合回路７を伝送線路６ａ，６ｂと、チップ素子によるキャパシタンス素子３ａ，３ｂおよびインダクタンス素子４にて構成しているため、非常に簡単な回路構成ながら、異なる２つの周波数においてインピーダンス整合を行なうことができる。すなわち、この実施の形態１によるアンテナ装置によれば、２つの周波数帯域において効率の良い動作が可能になるという効果が得られる。
また、この実施の形態１のインピーダンス整合回路７は、従来のアンテナ装置で用いられるインピーダンス整合装置のようにアクティブ素子を用いて構成されていないため、アクティブ素子の制御回路が不要であり、また、それを用いたアンテナ装置は、チップアンテナ１、チップキャパシタ３ａ，３ｂ、チップインダクタ４の４つのチップ部品を、コプレナ導体パターンを形成した誘電体基板１２上に実装するだけで構成することが可能となる。このように、回路構成を非常にシンプルにできることから、小形かつ低コストにインピーダンス整合回路を製作することができるようになり、またアクティブ素子がないので消費電力の点でも優位性があり、回路が簡単になるため装置の信頼性の向上も図れるなどの効果も得られる。
実施の形態２．
第１５図はこの発明の実施の形態２によるアンテナ装置を示す斜視図であり、第１６図は第１５図に示したアンテナ装置の上面図、第１７図は当該アンテナ装置の回路図である。なお、第１５図〜第１７図に示したアンテナ装置は、携帯電話機等の小型無線端末で用いられる略１／２波長線状アンテナと、それを２つの周波数帯域で動作させるためのインピーダンス整合回路とを組み合わせたものであり、上記インピーダンス整合回路はコプレナ線路に、チップ素子によるキャパシタンス素子およびインダクタンス素子などのリアクタンス素子を実装することによって構成している。
これら第１５図〜第１７図において、１は略１／２波長線状アンテナによるアンテナであり、２はこのアンテナ１の入力端子である。また、１２は誘電体基板、１３ａ〜１３ｃは誘電体基板１２の表面および裏面に形成された地導体、１７は誘電体基板１２および地導体１３ａ〜１３ｃとともに、アンテナ１の給電線路となるコプレナ線路を形成するコプレナ線路中心導体、１０は電源回路もしくはＲＦ回路などによる外部回路、９はこの外部回路１０が接続される当該アンテナ装置の入力端子であり、これらは第５図に同一符号を付して示した実施の形態１におけるそれらと同等の部分である。
６ａはコプレナ線路で形成され、周波数ｆ２において電気長θａを有する伝送線路であり、４ａはコプレナ線路中心導体１７に形成されたギャップ上に設けられて回路的には直列に実装された、チップインダクタによるインダクタンス素子である。６ｂはコプレナ線路で形成され、周波数ｆ１において電気長θｂを有する伝送線路であり、３はコプレナ中心導体１７と地導体１３ａの間に接続、実装されたチップキャパシタによるキャパシタンス素子、４ｂはコプレナ中心導体１７と地導体１３ｂの間に接続、実装されたチップインダクタによるインダクタンス素子である。これらキャパシタンス素子３とインダクタンス素子４ｂは、コプレナ中心導体１７の同一箇所に実装されて、並列共振回路５を形成している。
８−１は伝送線路６ａとインダクタンス素子４ａから構成され、周波数ｆ２においてアンテナ１のインピーダンス整合を行う第１の整合回路であり、８−２は伝送線路６ｂと並列共振回路５より構成され、周波数ｆ１においてインピーダンス整合を行う第２の整合回路である。７はこれら第１の整合回路８−１と第２の整合回路８−２にて構成され、２つの周波数ｆ１およびｆ２でインピーダンス整合を行うインピーダンス整合回路である。
なお、第１７図に示す回路図においても、後述の動作説明のため、Ａ〜Ｅとして、回路の節点を示している。
また、並列共振回路５を構成するキャパシタンス素子３およびインダクタンス素子４ｂの素子値は、上記並列共振回路５が周波数ｆ２において共振するとともに、周波数ｆ１において所定のサセプタンス値を呈するように選択されている。またこれとあわせて、伝送線路６ｂの電気長θｂも所要の値が選ばれている。
このように、この実施の形態２によるアンテナ装置は、アンテナ１がチップアンテナから略１／２波長線状アンテナに、第１の整合回路８内の伝送線路６ａに直列接続されたチップ素子がチップキャパシタ３ａからチップインダクタ４ａに代替されている点で、実施の形態１に示したアンテナ装置とは異なっている。
次に、このように構成された実施の形態２によるアンテナ装置の動作について説明する。
略１／２波長線状アンテナが用いられたアンテナ１の、ある周波数帯域における入力インピーダンスの軌跡を第１８図のスミスチャートに示す。アンテナ１は略１／２波長線状アンテナであるため、第１８図に示すように高インピーダンスな特性を有する。ここで、実施の形態１のように、直列接続された伝送線路６ａとキャパシタンス素子３ａの組み合わせによる第１の整合回路８−１を用いると、周波数ｆ２での入力インピーダンスの抵抗成分を特性インピーダンスＺ０、かつリアクタンス成分を正とするためには、伝送線路６ａの電気長θａが大きくなってしまい、第１の整合回路８−１が大形化し、それに伴ってインピーダンス整合回路７も大型化するため、回路の構成上好ましくない。
そこで、この実施の形態２によるアンテナ装置では、第１の整合回路８−１に直列接続された伝送線路６ａとインダクタンス素子４ａの組み合わせを用いることにより、第１の整合回路８−１を小形に構成し、インピーダンス整合回路７を小型化している。第１７図に示す伝送線路６ａは、節点Ｂでの周波数ｆ２におけるインピーダンスのリアクタンス成分が負、かつ抵抗成分が特性インピーダンスＺ０に一致するまで軌跡を時計方向に回転させる電気長θａを有する。したがって、節点Ｂからアンテナ１側を見た場合の軌跡は第１９図のスミスチャートに示すものとなる。
次に、節点Ｂに繋がれたインダクタンス素子４ａとしては、周波数ｆ２において、第１９図での周波数ｆ２におけるインピーダンスのリアクタンス成分と絶対値が等しいリアクタンスを与えるインダクタンス値を有するものが用いられる。その結果、節点Ｃからアンテナ１側を見たときの軌跡は第２０図のスミスチャートに示すものとなる。このようにして、第１７図に示す第１の整合回路８−１によって、周波数ｆ２におけるインピーダンス整合がなされたことになる。
なお、これより外部回路１０側の回路動作については、実施の形態１で説明した第１１図〜第１４図に示されるものと同様であるため、ここではその説明は省略する。
また、この実施の形態２によるアンテナ装置においても、実施の形態１のアンテナ装置の場合と同様の効果が得られ、さらに、高インピーダンスな入力インピーダンス特性を呈するアンテナに対してインピーダンス整合をする場合に、回路を小形に構成することができるという効果も得られる。
実施の形態３．
なお、実施の形態１および実施の形態２のアンテナ装置では、第１の整合回路８−１を、伝送線路６ａとキャパシタンス素子３ａもしくはインダクタンス素子４ａとの直列接続回路にて形成した場合について説明したが、この発明によるインピーダンス整合回路７は、第１の整合回路８−１の回路構成を変更することにより、多種多様なアンテナ１のインピーダンス整合に柔軟に対応することができる。
例えば、第２１図に示すように、第１の整合回路８−１を伝送線路６ａと、それに並列接続されたキャパシタンス素子３ａおよびインダクタンス素子４ａによる並列共振回路５ａを用いて構成することも可能である。この第２１図に示す第１の整合回路８−１において、第１の整合回路８−１の並列共振回路５ａは周波数ｆ１で共振し、周波数ｆ２において所要のサセプタンスを呈するように、インダクタンス素子４ａおよびキャパシタンス素子３ａの素子値を選択すればよい。これによって、第１の整合回路８−１の並列共振回路５ａは周波数ｆ１においてオープンに、第２の整合回路８−２の並列共振回路５ｂは周波数ｆ２においてオープンになるため、直列共振回路５ａと直列共振回路５ｂとは互いに他方のインピーダンス整合を阻害することがなく、２つの周波数ｆ１，ｆ２にてインピーダンス整合できる。
このように、この実施の形態３によるアンテナ装置に用いたインピーダンス整合回路７は、第１の整合回路８−１の回路構成を変更することによって、様々なインピーダンス特性を呈するアンテナ１に対応して、２つの周波数ｆ１，ｆ２においてインピーダンス整合することが可能になるという効果が得られる。
実施の形態４．
また、上記実施の形態１から実施の形態３においては、インピーダンス整合回路７を第１の整合回路８−１と第２の整合回路８−２とで構成したものについて説明したが、第１の整合回路８−１を省略した、第２の整合回路８−２のみによるインピーダンス整合回路７を使用することもできる。第２２図はそのようなこの実施の形態４によるアンテナ装置を示す回路図であり、図示のように、第１の整合回路８−１を削除して、伝送線路６と、キャパシタンス素子３およびインダクタンス素子４とによる並列共振回路５よりなる第２の整合回路８−２のみによって構成されたインピーダンス整合回路７を使用している。
第１０図や第２０図のスミスチャートに示すような入力インピーダンス特性がすでに得られている場合において、すでにある周波数（周波数ｆ２）でインピーダンス整合が取れているアンテナにて、このインピーダンス整合が取れている周波数ｆ２のほかの周波数ｆ１においても、インピーダンス整合を図りたい場合には、第２２図に示すような、第１の整合回路８−１を削除した回路構成のインピーダンス整合回路７を使用すれば良い。
以上のように、この実施の形態４によれば、周波数ｆ２でのインピーダンス整合がすでになされているアンテナ１を前提としているため、第１の整合回路８−１を省略することが可能となり、周波数ｆ２におけるインピーダンス整合状態を維持したまま、周波数ｆ１においてインピーダンス整合することが可能なインピーダンス整合回路７を、よりシンプルな回路で構成できるという効果が得られる。
実施の形態５．
第２３図はこの発明の実施の形態５によるアンテナ装置を示す斜視図であり、第２４図は第２３図に示したアンテナ装置の上面図、第２５図は当該アンテナ装置の回路図である。なお、第２３図〜第２５図に示したアンテナ装置は、携帯電話機等の小型無線端末で用いられる市販のチップアンテナと、それを２つの周波数帯域で動作させるためのインピーダンス整合回路とを組み合わせたものであり、上記インピーダンス整合回路は平面形伝送線路であるコプレナ線路にチップキャパシタによるキャパシタンス素子を実装することにより構成している。
これら第２３図〜第２５図において、１はチップアンテナによるアンテナ、２はこのアンテナ１の入力端子であり、１２は誘電体基板、１３ａ〜１３ｃは誘電体基板１２の表面および裏面に形成された地導体、１７は誘電体基板１２および地導体１３ａ〜１３ｃとともに、アンテナ１の給電線路となるコプレナ線路を形成するコプレナ線路中心導体、１０は電源回路もしくはＲＦ回路などの外部回路、９はこの外部回路１０が接続される入力端子である。なお、これらは第５図に同一符号を付して示した実施の形態１におけるそれらと同等の部分である。
６ａは周波数ｆ２において電気長θａを有した、コプレナ線路による伝送線路である。３はコプレナ線路中心導体１７に形成されたギャップ上に設けられて回路的には直列に実装されたリアクタンス素子で、ここではチップキャパシタによるキャパシタンス素子が用いられている。６ｂは周波数ｆ１において電気長θｂを有した、コプレナ線路による伝送線路である。１４は電気長θｏを有する、コプレナ線路によるオープンスタブ、１５は電気長θｓを有する、コプレナ線路によるショートスタブであり、このオープンスタブ１４とショートスタブ１５は、コプレナ中心導体１７の同一箇所に対向するように接続されている。
５−２はこれらオープンスタブ１４とショートスタブ１５で形成されて並列共振回路として機能する１／４波長共振回路である。ここで、この１／４波長共振回路５−２では、周波数ｆ２においてオープンスタブ１４とショートスタブ１５の電気長θｏおよびθｓの和がほぼπ／２、すなわち周波数ｆ２における波長のほぼ１／４において共振するとともに、周波数ｆ１において所定のサセプタンス値を呈するようにその電気長θｏ，θｓの配分が決められている。なお、この電気長θｏとθｓの和は、周波数ｆ２における波長のほぼ１／４の奇数倍であればよいが、回路の小型化の観点からここでは周波数ｆ２における波長のほぼ１／４としている。またこれとあわせて、伝送線路６ｂの電気長θｂも所要の値が選ばれている。
８−１は伝送線路６ａとキャパシタンス素子３から構成され、周波数ｆ２においてアンテナ１のインピーダンス整合を行う第１の整合回路であり、８−２は伝送線路６ｂと、オープンスタブ１４およびショートスタブ１５からなる１／４波長共振回路５−２とによって構成され、周波数ｆ１においてインピーダンス整合を行う第２の整合回路である。７はこの第１の整合回路８−１と、第２の整合回路８−２とによって構成された、２つの周波数ｆ１，ｆ２でインピーダンス整合を行うインピーダンス整合回路である。１６は誘電体基板１２の表面の地導体１３ａ，１３ｂと裏面の地導体１３ｃとを電気的に接続し、不要モードの伝搬を抑制するスルーホールである。
なお、第２５図に示す回路図においては、後述の動作説明のため、Ａ〜Ｅとして、回路の節点を示している。
次に動作について説明する。
ここで、このように構成された実施の形態５のアンテナ装置も、実施の形態１のアンテナ装置とほぼ同様の動作をする。すなわち、インピーダンス整合回路７内の共振回路が、実施の形態１のアンテナ装置ではチップ素子による並列共振回路であったのに対して、この実施の形態５におけるアンテナ装置ではショートスタブ１５とオープンスタブ１４による１／４波長共振回路５−２で代替されている。ここで、これらショートスタブ１５およびオープンスタブ１４は伝送線路６ｂに対して並列に接続されているので、この１／４波長共振回路５−２も並列共振回路として機能する。
したがって、その動作原理は実施の形態１によるアンテナ装置の場合とほぼ同一である。そのため、もしアンテナ１のインピーダンス軌跡が第８図に示すスミスチャートのように与えられるならば、節点Ｂ〜Ｅにおいてアンテナ１側を見たときのインピーダンスは第９図〜第１１図および第１３図のスミスチャートに示した軌跡と類似した軌跡となる。
ここで、オープンスタブ１４の電気長θｏとショートスタブ１５の電気長θｓ、および伝送線路６ｂの電気長θｂは、以下の式（３）および式（４）の条件式を連立方程式として解くことによって求めることができる。
θｓ＋θｏ＝π／２ ・・・（３）
Z0-1・(Y1+jZ0-1tanθb)／(Z0-1+jY1tanθb)
＋jZ0s-1tan(f1・f2-1・θo)
−jZ0s-1cot(f1・f2-1・θs)＝Z0-1 ・・・（４）
ここで、上記式（４）におけるＹ１は、第２５図の節点Ｃからアンテナ１側をみたときの周波数ｆ１におけるアドミタンス、すなわち第１０図に示すスミスチャートにおける周波数ｆ１でのアドミタンスに対応する。またＺ０ｓはオープンスタブ１４とショートスタブ１５の特性インピーダンスである。また、式（４）は複素数の方程式であるから実数部と虚数部で２つの方程式に分離される。したがって、上記の連立方程式は３つの式となり、θｓ，θｏおよびθｂの３つの電気長を未知数として解を求めることができる。
なお、上記説明では、第１の整合回路８−１において、伝送線路６ａに直列接続されるリアクタンス素子として、キャパシタンス素子３を用いた場合について示したが、当該リアクタンス素子としてインダクタンス素子を用い、それを伝送線路６ａに直列接続するようにしてもよいことはいうまでもない。
このように、この実施の形態５よるアンテナ装置は実施の形態１のアンテナ装置と同様な特徴を有しており、それと同様な効果を得ることができる。さらに、この実施の形態５のアンテナ装置ではインピーダンス整合回路７の共振回路をチップ素子ではなくスタブを用いて構成したので、チップ素子の個数が少なくなって製作が容易になるとともに、低コストに製作できるという効果も得られる。
また、第１の整合回路８−１の回路構成を変更することにより、多様なアンテナ１のインピーダンス整合に柔軟に対応できる点で、実施の形態１のアンテナ装置と同様であることはいうまでもない。
実施の形態６．
第２６図はこの発明の実施の形態６によるアンテナ装置を示す斜視図であり、第２７図は第２６図に示したアンテナ装置の上面図である。なお、これら第２６図，第２７図に示したアンテナ装置は、携帯電話機等の小型無線端末で用いられる小形ヘリカルアンテナと、それを２つの周波数帯域で動作させるためのインピーダンス整合回路とを組み合わせたものであり、上記インピーダンス整合回路は平面形伝送線路であるマイクロストリップ線路を用いて構成している。
これら第２６図，第２７図において、１は小形ヘリカルアンテナによるアンテナ、２はアンテナ１の入力端子であり、１２は誘電体基板、１３は誘電体基板１２の裏面に形成された地導体である。１８は誘電体基板１２および地導体１３とともに、アンテナ１の給電線路となるマイクロストリップ線路を形成するストリップ導体である。１０は電源回路もしくはＲＦ回路などの外部回路であり、９はこの外部回路１０が接続される入力端子である。
６ａはマイクロストリップ線路にて形成され、周波数ｆ２において電気長θａを有する伝送線路、６ｂはマイクロストリップ線路にて形成され、周波数ｆ１において電気長θｂを有する伝送線路であり、２２はこれら伝送線路６ａと６ｂの間に挿入されて直列な静電容量を与える、導体パターンで形成されたキャパシタンス素子としてのインタディジタルキャパシタである。１４は電気長θｏを有した、マイクロストリップ線路によるオープンスタブであり、１５は電気長θｓを有した、マイクロストリップ線路によるショートスタブである。１６はショートスタブ１５の先端を地導体１３に接続するためのスルーホールである。なお、このオープンスタブ１４とショートスタブ１５は、ストリップ導体１８の同一箇所に対向して接続されている。
５−２はこれらオープンスタブ１４とショートスタブ１５で形成されて並列共振回路として機能する１／４波長共振回路である。ここで、この１／４波長共振回路５−２では、周波数ｆ２においてオープンスタブ１４とショートスタブ１５の電気長θｏおよびθｓの和がほぼπ／２、すなわち周波数ｆ２における波長のほぼ１／４において共振するとともに、周波数ｆ１において所定のサセプタンス値を呈するようにその電気長θｏ，θｓの配分が決められている。この電気長θｏとθｓの和は周波数ｆ２における波長のほぼ１／４の奇数倍であればよいが、小型化の観点から、ここでは周波数ｆ２における波長のほぼ１／４としている。またこれとあわせて、伝送線路６ｂの電気長θｂも所要の値が選ばれている。
したがって、この実施の形態６におけるアンテナ装置の回路図は、第２５図に示した実施の形態５によるアンテナ装置のそれと同一となる。ただし、この実施の形態６によるアンテナ装置の第１の整合回路８−１は、伝送線路６ａと、インタディジタルキャパシタ２２とによって構成され、第２の整合回路８−２は伝送線路６ｂと、マイクロストリップ線路によるオープンスタブ１４およびショートスタブ１５による１／４波長共振回路５−２とによって構成されている。
このように構成されたアンテナ装置においては、アンテナ１のヘリカル直径が波長に対して小さく選ばれ、かつヘリカル導体が細かいピッチで巻かれている場合には、アンテナ１のインピーダンス特性はおおよそ第８図のスミスチャートに示す特性となる。したがって、この実施の形態６によるアンテナ装置も、実施の形態１もしくは実施の形態５のアンテナ装置とほぼ同様に動作し、同様の効果を奏する。この場合も、オープンスタブ１４およびショートスタブ１５の電気長θｏ，θｓと、伝送線路６ｂの電気長θｂは、実施の形態５で示した式（３）と式（４）によって求めることができる。
ここで、上記説明においては、第１の整合回路８−１を電気長がθａの伝送線路６ａと、インタディジタルキャパシタ２２とで構成したものを示したが、そのインタディジタルキャパシタ２２を、オープンスタブとショートスタブで形成された１／４波長共振回路で代替し、当該１／４波長共振回路のショートスタブとオープンスタブの電気長の和が、周波数ｆ１における波長の略１／４、もしくはその奇数倍となり、かつ周波数ｆ２におけるショートスタブとオープンスタブのサセプタンス値の和が所定のサセプタンス値となるように、それらショートスタブとオープンスタブの電気長を設定するようにしてもよい。
また、上記説明においては、アンテナ１の入力端子２と第２の整合回路８−２との間に、第１の整合回路８−１を挿入した場合について説明したが、実施の形態４において説明したように、この第１の整合回路８−１を割愛してもよい。
このように、この実施の形態６のアンテナ装置は、実施の形態１のアンテナ装置と同様な特徴を有し、同様な効果を呈する。さらに、この実施の形態６によるアンテナ装置では、並列共振回路５−２をチップ素子ではなくマイクロストリップ線路によるオープンスタブ１４とショートスタブ１５を用いて構成したことに加え、第１の整合回路８−１のキャパシタンス素子としてインタディジタルキャパシタ２２を用いているので、チップ素子が皆無となり、誘電体基板１２上にストリップ導体１８のパターンを形成するのみで製作することが可能となり、製作が容易になるとともに、低コストに製作できるという効果が得られる。また、任意の静電容量値を持つキャパシタンス素子を精度良くかつ容易に製作することが可能となるため、より特性の良好なインピーダンス整合回路を得ることができる。
実施の形態７．
第２８図はこの発明の実施の形態７によるアンテナ装置を示す斜視図であり、第２９図は第２８図に示したアンテナ装置の上面図、第３０図は当該アンテナ装置の回路図である。なお、これら第２８図〜第３０図に示したアンテナ装置は、携帯電話機等の小型無線端末で用いられる小形ヘリカルアンテナと、それを２つの周波数帯域で動作させるためのインピーダンス整合回路とを組み合わせたものであり、上記インピーダンス整合回路は平面形伝送線路であるマイクロストリップ線路を用いて構成している。
これら第２８図〜第３０図において、１は小形ヘリカルアンテナによるアンテナ、２はこのアンテナ１の入力端子、１２は誘電体基板、１３は誘電体基板１２の裏面に形成された地導体、１８は誘電体基板１２および地導体１３とともに、アンテナ１の給電線路となるマイクロストリップ線路を形成するストリップ導体、１０は電源回路もしくはＲＦ回路などによる外部回路、９はこの外部回路１０が接続される入力端子である。なお、これらは第２６図に同一符号を付して示した実施の形態６におけるそれらと同等の部分である。
６ａはマイクロストリップ線路にて形成され、周波数ｆ２において電気長θａを有するマイクロストリップ線路による伝送線路、６ｂはマイクロストリップ線路にて形成され、周波数ｆ１において電気長θｂを有する伝送線路であり、２２はこれら伝送線路６ａと６ｂの間に挿入されて直列な静電容量を与える、導体パターンで形成されたキャパシタンス素子としてのインタディジタルキャパシタである。１４ａは電気長θｏを有した、マイクロストリップ線路による第１のオープンスタブ、１４ｂは電気長θｓｏを有した、マイクロストリップ線路による第２のオープンスタブであり、これら第１のオープンスタブ１４ａおよび第２のオープンスタブ１４ｂは、ストリップ導体１８の同一箇所に対向して接続されている。
５−３はこれら第１のオープンスタブ１４ａと第２のオープンスタブ１４ｂで形成されて並列共振回路として機能する１／２波長共振回路である。ここで、この１／２波長共振回路５−３では、周波数ｆ２において第１のオープンスタブ１４ａの電気長θｏと第２のオープンスタブ１４ｂの電気長θｓｏとの和がほぼπ、すなわち周波数ｆ２における波長のほぼ１／２において共振するとともに、周波数ｆ１において所定のサセプタンス値を呈するようにその電気長θｏ，θｓｏの配分が決められている。なおこの電気長θｏとθｓｏの和は、周波数ｆ２における波長のほぼ１／２の整数倍であればよいが、回路の小型化の観点から、ここでは周波数ｆ２における波長のほぼ１／２としている。またこれとあわせて、伝送線路６ｂの電気長θｂも所要の値が選ばれている。
８−１は伝送線路６ａとインタディジタルキャパシタ２２によるキャパシタンス素子３とから構成され、周波数ｆ２においてアンテナ１のインピーダンス整合を行う第１の整合回路であり、８−２は伝送線路６ｂと、マイクロストリップ線路にて形成された第１および第２のオープンスタブ１４ａ，１４ｂによる１／２波長共振回路５−３とによって構成され、周波数ｆ１においてインピーダンス整合を行う第２の整合回路である。７はこれら第１の整合回路８−１と第２の整合回路８−２によって構成された、２つの周波数ｆ１，ｆ２でインピーダンス整合を行うインピーダンス整合回路である。
なお、第３０図に示す回路図においても、後述の動作説明のため、Ａ〜Ｅとして、回路の節点を示している。
次に動作について説明する。
ここで、この実施の形態７によるアンテナ装置も、実施の形態６のアンテナ装置とほぼ同様に動作し、それと同等の効果を有する。第３０図において、第２の整合回路８−２内の並列共振回路が、実施の形態６ではショートスタブとオープンスタブの組み合わせによる１／４波長共振回路５−２となっているのに対し、この実施の形態７のアンテナ装置では２つのオープンスタブ１４ａ，１４ｂの組み合わせによる１／２波長共振回路５−３となっている。この２つのスタブは伝送線路６ｂに対して同一箇所で並列に接続されているので、上記１／２波長共振回路５−３も並列共振回路の一種と見なすことができる。
したがって、その動作原理は上記実施の形態６によるアンテナ装置の場合とほぼ同一である。そのため、もしアンテナ１のインピーダンス軌跡が第８図に示すスミスチャートのように与えられるならば、第３０図の節点Ｂ〜Ｅにおいてアンテナ１側を見たときのインピーダンスは、第９図〜第１１図および第１３図のスミスチャートに示した軌跡と類似した軌跡となる。
ここで、第１のオープンスタブ１４ａの電気長θｏと第２のオープンスタブ１４ｂの電気長θｓｏ、および伝送線路６ｂの電気長θｂは、以下の式（５）と式（６）で示す条件式を連立方程式として解くことによって求めることができる。
θｓｏ＋θｏ＝π ・・・（５）
Z0-1・(Y1+jZ0-1tanθb)／(Z0-1+jY1tanθb)
＋jZ0s-1tan(f1・f2-1・θo)
＋jZ0s-1tan(f1・f2-1・θso)＝Z0-1 ・・・（６）
なお、上記式（６）におけるＹ１は、第３０図の節点Ｃからアンテナ１側をみたときの周波数ｆ１におけるアドミタンスである。すなわち第１０図における周波数ｆ１でのアドミタンスに対応する。またＺ０ｓは各オープンスタブ１４ａ，１４ｂの特性インピーダンスである。なお、上記式（６）は複素数の方程式であるから実数部と虚数部で２つの方程式に分離される。したがって、上記の連立方程式は３つの式となり、θｓｏ，θｏおよびθｂの３つの電気長を未知数として解を求めることができる。
なお、上記説明では、第１の整合回路８−１を電気長がθａの伝送線路６ａと、インタディジタルキャパシタ２２とによって構成したものを示したが、そのインタディジタルキャパシタ２２を、第１のオープンスタブと第２のオープンスタブで形成された１／２波長共振回路で代替し、その第１のオープンスタブと第２のオープンスタブの電気長の和が周波数ｆ１における波長の略１／２、もしくはその整数倍となり、かつ周波数ｆ２におけるそれら２つのオープンスタブのサセプタンス値の和が所定のサセプタンス値となるように、それら第１のオープンスタブと第２のオープンスタブの電気長を設定するようにしてもよい。
また、上記説明においては、アンテナ１の入力端子２と第２の整合回路８−２との間に、第１の整合回路８−１を挿入した場合について説明したが、実施の形態４において説明したように、この第１の整合回路８−１を割愛してもよい。
このように、この実施の形態７によるアンテナ装置は、実施の形態６のアンテナ装置と同様な特徴を有し、同様な効果を呈する。さらに、この実施の形態７によるアンテナ装置では、２つのスタブをオープンスタブのみとしてショートスタブを使用していないので、スルーホールが不要となり、より製作が容易になるとともに低コストに製作できるという効果が得られる。
実施の形態８．
第３１図はこの発明の実施の形態８によるアンテナ装置を示す斜視図であり、第３２図は第３１図に示したアンテナ装置の上面図、第３３図は当該アンテナ装置の回路図である。なお、これら第３１図〜第３３図に示したアンテナ装置は、円形マイクロストリップアンテナと、それを２つの周波数帯域で動作させるためのインピーダンス整合回路とを組み合わせたものであり、上記インピーダンス整合回路はマイクロストリップ線路を用いて構成している。
これら第３１図〜第３３図において、１は円形マイクロストリップアンテナによるアンテナであり、２はこのアンテナ１の入力端子である。１２は誘電体基板であり、上記アンテナ１はこの誘電体基板１２の表面に形成されている。１３は誘電体基板１２の裏面に形成された地導体であり、１８は誘電体基板１２および地導体１３とともに、アンテナ１の給電線路となるマイクロストリップ線路を形成し、さらに上記アンテナ１をも形成するストリップ導体である。１０は電源回路もしくはＲＦ回路などの外部回路であり、９はこの外部回路１０が接続される入力端子である。
２４はマイクロストリップ線路で形成された、周波数ｆ２における１／４波長インピーダンス変成器であり、６は周波数ｆ１において電気長θｂを有する、マイクロストリップ線路による伝送線路である。１４ａは電気長θｏを有する、マイクロストリップ線路による第１のオープンスタブであり、１４ｂは電気長θｓｏを有する、マイクロストリップ線路による第２のオープンスタブである。これら２つのオープンスタブ１４ａ，１４ｂは、ストリップ導体１８の同一箇所に対向して接続されている。
５−３はこれら第１のオープンスタブ１４ａと第２のオープンスタブ１４ｂで形成される１／２波長共振回路である。ここで、この１／２波長共振回路５−３では、周波数ｆ２において両オープンスタブ１４ａ，１４ｂの電気長θｏおよびθｓｏの和がほぼπ、すなわち周波数ｆ２における波長のほぼ１／２において共振するとともに、周波数ｆ１において所定のサセプタンス値を呈するようにその電気長θｏ，θｓｏの配分が決められている。なお、この電気長θｏとθｓｏの和は、周波数ｆ２における波長のほぼ１／２の整数倍であればよいが、回路の小型化の観点から、ここでは周波数ｆ２における波長のほぼ１／２としている。またこれとあわせて、伝送線路６ｂの電気長θｂも所要の値が選ばれている。
８−１はマイクロストリップ線路による１／４波長インピーダンス変成器２４にて構成され、周波数ｆ２においてアンテナ１のインピーダンス整合を行う第１の整合回路であり、８−２は伝送線路６と、マイクロストリップ線路による第１のオープンスタブ１４ａおよび第２のオープンスタブ１４ｂによる１／２波長共振回路５−３によって構成され、周波数ｆ１においてインピーダンス整合を行う第２の整合回路である。７はこの第１の整合回路８−１と第２の整合回路８−２とによって構成された、２つの周波数帯域でインピーダンス整合を行うインピーダンス整合回路である。
なお、第３３図に示す回路図においても、後述の動作説明のため、Ａ〜Ｅとして、回路の節点を示している。
次に動作について説明する。
ここで、このような円形マイクロストリップアンテナによるアンテナ１の入力インピーダンス特性を第３４図のスミスチャートに示す。この第３４図は、第３３図の回路図によれば、節点Ａからアンテナ１側を見た時の特性に相当する。一般に、このような円形マイクロストリップアンテナでは、図示のようにアンテナ１の入力端子２にマイクロストリップ線路を接続して給電する場合、第３４図のような高インピーダンスな特性を示す。この第３４図に示す特性は、インピーダンス整合を行う周波数の一つである周波数ｆ２において、リアクタンス成分が０となるようにアンテナ１のパターンの大きさが調整された結果、得られたインピーダンス特性であるものとする。
このようなアンテナ１に１／４波長インピーダンス変成器２４を接続すると、第３５図のスミスチャートに示すような特性となり、第３４図の周波数ｆ２での抵抗成分は特性インピーダンスＺ０（規格化インピーダンスもしくは外部回路１０の特性インピーダンス）に変換される。この第３５図に示した特性について、周波数ｆ２におけるインピーダンス整合状態を維持したまま、周波数ｆ１においてもインピーダンス整合する動作については、実施の形態６の場合と同様である。
このように、この実施の形態８によるアンテナ装置は、実施の形態７のアンテナ装置と同様な特徴を有し、同様な効果を呈する。また、この実施の形態８によるアンテナ装置では、円形マイクロストリップアンテナの特性を考慮して、第１の整合回路８−１に１／４波長インピーダンス変成器２４を用いているため、回路構成がシンプルであり、低コストに製造できるという効果が得られる。
実施の形態９．
第３６図はこの発明の実施の形態９によるアンテナ装置を示す斜視図である。なお、この実施の形態９によるアンテナ装置は、中空の円筒状誘電体上に形成された、４本（Ｎ本）のヘリカル放射素子からなる４線巻き（Ｎ線巻き）ヘリカルアンテナによるアンテナと、４本のヘリカル放射素子にそれぞれ接続されて、それらを２つの周波数帯域で動作させるための４個（Ｎ個）のインピーダンス整合回路と、上記４つのインピーダンス整合回路に接続されて、それらに対して所定の位相差を与えながらマイクロ波の分配あるいは合成を行う４分配回路（Ｎ分配回路）とを組み合わせ、アンテナと給電回路とを一体的に形成した、携帯電話機等の小型無線端末で用いられるアンテナ装置である。なお、上記各インピーダンス整合回路はマイクロストリップ線路を用いて構成した、実施の形態６で説明したものを用いている。
なお、第３７図は第３６図に示したアンテナ装置の円筒外面を示す展開図、第３８図は同じく円筒内面を示す展開図、第３９図は当該アンテナ装置のインピーダンス整合回路部分のストリップ導体パターンを示す拡大図であり、第４０図は第３６図に示したアンテナ装置の回路図である。
これら第３６図〜第４０図において、２１は中空の円筒状誘電体である。１は円筒状誘電体２１の外面にストリップ状導体のパターンにて形成された、４つのヘリカル放射素子からなるアンテナであり、２はこのアンテナ１における４つのヘリカル放射素子の入力端子である。１３は円筒状誘電体２１の内面の一部の領域に形成された地導体であり、この地導体１３は、上記アンテナ１の４つのヘリカル放射素子が外面に形成されている領域には形成されていない。１８は円筒状誘電体２１および地導体１３とともにマイクロストリップ線路を構成するストリップ導体である。
６ａはマイクロストリップ線路で形成された、周波数ｆ２において電気長θａを有する伝送線路である。２２はこの伝送線路６ａに直列に接続されたインタディジタルキャパシタであり、このインタディジタルキャパシタ２２は第４０図の回路図ではキャパシタンス素子３として示されている。６ｂはマイクロストリップ線路で形成された、周波数ｆ１において電気長θｂを有する伝送線路である。１４はマイクロストリップ線路で構成された電気長θｏのオープンスタブ、１５はマイクロストリップ線路で構成された電気長θｓのショートスタブである。１６はショートスタブ１５の先端に設けられ、ストリップ導体１８を円筒状誘電体２１の内面に形成された地導体１３に接続するためのスルーホールである。なお、上記オープンスタブ１４とショートスタブ１５は、ストリップ導体１８の同一箇所において対向するように接続されている。
５−２はこれらオープンスタブ１４とショートスタブ１５で形成されて並列共振回路として機能する１／４波長共振回路である。このオープンスタブ１４とショートスタブ１５の周波数ｆ２における電気長θｏとθｓの和が、ほぼπ／２（周波数ｆ２の波長のほぼ１／４）となって並列共振し、周波数ｆ１において所定のサセプタンス値を呈するように、その電気長θｏ，θｓの配分が決められている。なお、これら電気長θｏとθｓの和は、周波数ｆ２における波長のほぼ１／４、あるいはその奇数倍であればよいが、小型化の観点から、ここでは周波数ｆ２の波長のほぼ１／４としている。またこれとあわせて、伝送線路６ｂの電気長θｂも所定の値が選ばれている。
８−１は伝送線路６ａと、インタディジタルキャパシタ２２によるキャパシタンス素子３とによって構成され、周波数ｆ２にてアンテナ１のインピーダンス整合を行う第１の整合回路である。８−２は伝送線路６ｂと、マイクロストリップ線路によるオープンスタブ１４およびショートスタブ１５による１／４波長共振回路５−２とによって構成され、周波数ｆ１においてインピーダンス整合を行う第２の整合回路である。７はこれら第１の整合回路８−１と第２の整合回路８−２によって構成された、２つの周波数ｆ１，ｆ２でインピーダンス整合を行うインピーダンス整合回路であり、このインピーダンス整合回路７はアンテナ１の各ヘリカル放射素子に対応して４個（Ｎ個）用意されている。９はこれら４つのインピーダンス整合回路７の入力端子である。このように、これら各インピーダンス整合回路７は実施の形態６におけるインピーダンス整合回路と同様に構成されている。
２３は円筒状誘電体２１、地導体１３、およびストリップ導体１８からなるマイクロストリップ線路にて構成されて、それぞれ所要の分配振幅特性および分配位相特性を呈する４個（Ｎ個）の分配端子を有し、それら各分配端子が４個のインピーダンス整合回路７の各入力端子９にそれぞれ接続された４分配回路（Ｎ分配回路）である。この４分配回路２３は４つの端子の間に略９０°ずつの位相差が生じるように構成されている。２５は４分配回路２３の入力端子で、当該アンテナ装置の入力端子となっている。
地導体１３は、上記インピーダンス整合回路７および４分配回路２３を構成するマイクロストリップ線路のストリップ導体がその外面に存在している領域に対応した、円筒状誘電体２１の内面の領域に形成されている。１０はこのように構成されたアンテナ装置の入力端子２５に接続される、電源回路もしくはＲＦ回路などによる外部回路である。
なお、第４０図に示す回路図においても、後述の動作説明のため、Ａ〜Ｆとして、回路の節点を示している。
次に動作について説明する。
上記第３６図〜第４０図に示した実施の形態９のアンテナ装置で用いられているアンテナ１は、４分配回路２３より９０°ずつの位相差をつけて、４つのヘリカル放射素子の間に給電することにより円偏波の放射を行う。このような４線巻きヘリカルアンテナ１の放射指向性は、円筒状誘電体２１の軸方向を中心としてブロードであり、覆域が広いため衛星携帯端末等で多く使用される。この実施の形態９によるアンテナ装置は、このような４線巻きヘリカルアンテナ１を２つの周波数帯域で使用することを可能とするものである。
すなわち、アンテナ１の４つのヘリカル放射素子は相互に結合して一体動作するため、それら４つのヘリカル放射素子の各入力端子２からアンテナ１側をみたときのアクティブインピーダンスが、インピーダンス整合すべき負荷インピーダンスとみなすことができる。したがって、インピーダンス整合回路７は、アンテナ１の各ヘリカル放射素子の入力端子２からアンテナ１側を見たアクティブインピーダンスをもとに設計される。ここで、ヘリカル放射素子の入力端子２（節点Ａ）からアンテナ１側を見たときのアクティブインピーダンスは、第８図のスミスチャートに示した軌跡に類似したものであるから、インピーダンス整合回路７の動作としては、実施の形態１，５，６のアンテナ装置とほぼ同様のものとなる。
したがって、第４０図の節点Ｂ〜Ｅにおいてアンテナ１側を見たときのインピーダンスは、第９図〜第１１図および第１３図のスミスチャートに示した軌跡と類似した軌跡となる。ここで、節点Ｅにおいて２つの周波数ｆ１，ｆ２でのインピーダンス整合がすでになされているため、節点Ｆからアンテナ１側を見たときの特性においても、それら２つの周波数ｆ１，ｆ２のインピーダンス整合は維持される。その結果、節点Ｆにおける反射特性は第４１図に示すように、周波数ｆ１とｆ２にリターンロスの谷を持つ曲線となる。なお、この第４１図の縦軸はリターンロスであり、横軸は周波数である。
このように、この実施の形態９によるアンテナ装置では、第２の整合回路８−２の並列共振回路５−２をチップ素子ではなくオープンスタブ１４とショートスタブ１５を用いて構成し、第１の整合回路８−１の直列のキャパシタンス素子３としてインタディジタルキャパシタ２２を使用しているので、チップレスとなり、製作が容易になるとともに低コストに製作できるという効果がある。この点は、アンテナ装置を円筒状誘電体２１を用いて形成するため非常に重要である。
また、この実施の形態９のアンテナ装置では、電波の放射を行う４つのヘリカル放射素子によるアンテナ１、２つの周波数ｆ１，ｆ２で動作可能な４つのインピーダンス整合回路７、および４分配回路２３を円筒状誘電体２１上に一体形成しており、アンテナ装置を含めた無線端末装置をコンパクトに構成することが可能となる。
さらに、アンテナ１には４つのヘリカル放射素子があり、アンテナ１の入力端子２も４つ存在するが、４分配回路２３を一体形成しているため、外部回路１０との接続を行う当該アンテナ装置の入力端子２５は１つで済む。したがって、このアンテナ装置と外部回路１０のインタフェースの構造がシンプルになり、組立が容易で、低コストになるばかりか、信頼性の向上にもつながるなどの効果が得られる。
実施の形態１０．
第４２図はこの発明の実施の形態１０によるアンテナ装置を示す斜視図である。なお、この実施の形態１０によるアンテナ装置は、中空の円筒状誘電体上に形成された、４線巻きヘリカルアンテナによるアンテナと、４本のヘリカル放射素子にそれぞれ接続されて、それらを２つの周波数帯域で動作させるための４つのインピーダンス整合回路と、上記各インピーダンス整合回路に接続されて、所定の位相差を与えながらマイクロ波の分配あるいは合成を行う４分配回路とを組み合わせ、アンテナと給電回路とを一体的に形成した、携帯電話機等の小型無線端末で用いられるアンテナ装置である。なお、上記インピーダンス整合回路はマイクロストリップ線路を用いて構成した、実施の形態７で説明したものを用いている点で、上記実施の形態９によるアンテナ装置とは異なっている。
また、第４３図は第４２図に示したアンテナ装置の円筒外面を示す展開図、第４４図は同じく円筒内面を示す展開図、第４５図は当該アンテナ装置のインピーダンス整合回路部分のストリップ導体パターンを示す拡大図であり、第４６図は第４２図に示したアンテナ装置の回路図である。
これら第４２図〜第４６図において、２１は中空の円筒状誘電体、１は４つのヘリカル放射素子からなるアンテナ、２はこのアンテナ１の各ヘリカル放射素子の入力端子、１３は地導体、１８は円筒状誘電体２１および地導体１３とともにマイクロストリップ線路を構成するストリップ導体、６ａは周波数ｆ２において電気長θａを有する伝送線路、２２は第４６図の回路図にキャパシタンス素子３として示されているインタディジタルキャパシタ、６ｂは周波数ｆ１において電気長θｂを有する伝送線路である。なお、これらは第３６図〜第４０図に同一符号を付して示した実施の形態９のアンテナ装置におけるそれらに相当する部分である。
１４ａはマイクロストリップ線路で構成されて、電気長θｏを有する第１のオープンスタブであり、１４ｂはマイクロストリップ線路で構成されて、電気長θｓｏを有する第２のオープンスタブである。上記第１のオープンスタブ１４ａと第２のオープンスタブ１４ｂは、ストリップ導体１８の同一箇所において対向するように接続されている。
５−３はこれら第１のオープンスタブ１４ａと第２のオープンスタブ１４ｂで形成されて並列共振回路として機能する１／２波長共振回路である。この第１のオープンスタブ１４ａと第２のオープンスタブ１４ｂの周波数ｆ２における電気長θｏとθｓｏの和が、ほぼπ（周波数ｆ２の波長のほぼ１／２）となって並列共振し、周波数ｆ１において所定のサセプタンス値を呈するように、その電気長θｏ，θｓｏの配分が決められている。なお、これら電気長θｏとθｓｏの和は、周波数ｆ２のほぼ１／２波長の整数倍であればよいが、小型化の観点から、ここでは周波数ｆ２の波長のほぼ１／２としている。またこれとあわせて、伝送線路６ｂの電気長θｂも所定の値が選ばれている。
８−１は伝送線路６ａと、インタディジタルキャパシタ２２とによって構成され、周波数ｆ２においてアンテナ１のインピーダンス整合を行う第１の整合回路である。８−２は伝送線路６ｂと、マイクロストリップ線路による第１のオープンスタブ１４ａおよび第２のオープンスタブ１４ｂによる１／２波長共振回路５−３とによって構成され、周波数ｆ１においてインピーダンス整合を行う第２の整合回路である。７はこれら第１の整合回路８−１と第２の整合回路８−２によって構成された、２つの周波数ｆ１，ｆ２でインピーダンス整合を行うインピーダンス整合回路であり、このインピーダンス整合回路７はアンテナ１の各ヘリカル放射素子に対応して４個用意されている。９はこれら４つのインピーダンス整合回路７の入力端子である。このように、これら各インピーダンス整合回路７は実施の形態７におけるインピーダンス整合回路と同様に構成されている。
２３は円筒状誘電体２１、地導体１３、およびストリップ導体１８からなるマイクロストリップ線路にて構成されて、それぞれ所要の分配振幅特性および分配位相特性を呈する４個の分配端子を有し、それら各分配端子が４個のインピーダンス整合回路７の各入力端子９にそれぞれ接続された４分配回路である。この４分配回路２３は４つの端子の間にほぼ９０°ずつの位相差が生じるように構成されている。２５は４分配回路２３の入力端子で、当該アンテナ装置の入力端子となっている。
地導体１３は実施の形態９の場合と同様に、上記インピーダンス整合回路７および４分配回路２３を構成するマイクロストリップ線路のストリップ導体がその外面に配置されている領域に対応した、円筒状誘電体２１の内面の領域に形成されている。１０はこのように構成されたアンテナ装置の入力端子２５に接続される、電源回路もしくはＲＦ回路などによる外部回路である。
なお、第４６図に示す回路図においても、後述の動作説明のため、Ａ〜Ｆとして、回路の節点を示している。
次に動作について説明する。
この実施の形態１０のアンテナ装置においても、４線巻きヘリカルアンテナ１の４つのヘリカル放射素子に対する給電は、９０°ずつの位相差をつけて４分配回路２３より行われる。そのときインピーダンス整合回路７が、アンテナ１の入力インピーダンスと外部回路１０の特性インピーダンスとのインピーダンス整合を行う。なお、このインピーダンス整合回路７の動作は、実施の形態９のそれと同様である。
すなわち、この実施の形態１０の実施の形態９との違いは、第２の整合回路８−２の並列共振回路が、後者では、オープンスタブ１４とショートスタブ１５の組み合わせによる１／４波長共振回路５−２であり、前者では、第１と第２のオープンスタブ１４ａ，１４ｂの組み合わせによる１／２波長共振回路５−３である点のみである。そのため、実施の形態１０においても、４個のヘリカル放射素子によるアンテナ１の動作は実施の形態９の場合と同様である。したがって、ヘリカル放射素子の入力端子２（接点Ａ）からアンテナ１側をみたときのアクティブインピーダンスは、第８図のスミスチャートに示した軌跡に類似したものとなり、第４６図の節点Ｂ〜Ｅにおいてアンテナ１側を見たときのインピーダンスは、実施の形態９の場合と同様に第９図〜第１１図および第１３図のスミスチャートに示した軌跡と類似した軌跡となる。
以上のように、この実施の形態１０によるアンテナ装置によれば、第２の整合回路８−２として、第１のオープンスタブ１４ａおよび第２のオープンスタブ１４ｂによる並列共振回路５−３を用いているので、ショートスタブ１５を地導体１３に接続するためのスルーホール１６が不要となり、第２の整合回路８−２にオープンスタブ１４とショートスタブ１５による並列共振回路５−２を用いた実施の形態９のアンテナ装置に比べて、さらに製作が容易となり、低コストにアンテナ装置を製作できるという効果が得られる。
以上のように、この発明に係るインピーダンス整合回路は、所定の電気長を有してアンテナに接続される伝送線路に、周波数ｆ２において並列共振し、それよりも低い周波数ｆ１において所定のサセプタンス値を呈する並列共振回路を並列接続したもので、周波数ｆ２でのインピーダンス整合がすでになされているアンテナに対して、その入力端子における周波数ｆ２でのインピーダンス整合状態を維持したまま、周波数ｆ１においても外部回路の特性インピーダンスＺ０にインピーダンス整合するインピーダンス整合回路に用いて有用であり、特にその回路構成の簡素化、小規模化、低コスト化、さらには信頼性の向上、消費電力の低減などに有効である。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、アンテナの入力端子と第２の整合回路との間に、周波数ｆ２におけるアンテナの入力インピーダンスを、外部回路の特性インピーダンスにインピーダンス整合させる第１の整合回路を挿入したもので、周波数ｆ２でのインピーダンス整合がまだなされていないアンテナについて、周波数ｆ２のみならず、周波数ｆ１においても特性インピーダンスＺ０にインピーダンス整合するインピーダンス整合回路に用いて有用であり、特にその回路構成の簡素化、小規模化、低コスト化、さらには信頼性の向上、消費電力の低減などに有効である。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、伝送線路とこの伝送線路に直列接続されたキャパシタンス素子にて第１の整合回路を構成し、回路全体をキャパシタンス素子とインダクタンス素子、および伝送線路で形成したもので、アンテナと外部回路とのインピーダンス整合を２つの周波数にて行うインピーダンス整合回路に用いて有用であり、特に回路構成の簡素化、小形化、低コスト化に有効である。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、伝送線路と、この伝送線路に直列接続されたインダクタンス素子により、第１の整合回路を構成したもので、高入力インピーダンス特性を呈する、略１／２波長線状アンテナなどで２つの周波数におけるインピーダンス整合を行うインピーダンス整合回路に用いて有用であり、特にそのようなインピーダンス整合回路の小形化に有効である。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、伝送線路と、この伝送線路に並列接続され、周波数ｆ１において並列共振するとともに周波数ｆ２において所定のサセプタンス値を呈する並列共振回路とによって第１の整合回路を構成したもので、あらゆるインピーダンス特性を呈するアンテナにて、２つの周波数におけるインピーダンス整合を行うインピーダンス整合回路に用いて有用である。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、第２の整合回路を、所定の電気長を有する伝送線路と、この伝送線路に接続されたショートスタブおよびオープンスタブとで構成し、そのショートスタブとオープンスタブの電気長を、その和が周波数ｆ２における波長の略１／４、もしくはその奇数倍となり、かつ周波数ｆ１におけるサセプタンス値の和が所定のサセプタンス値となるように設定したもので、周波数ｆ２でのインピーダンス整合がすでになされているアンテナに対して、その入力端子における周波数ｆ２でのインピーダンス整合状態を維持したまま、周波数ｆ１においても外部回路の特性インピーダンスＺ０にインピーダンス整合する、低損失なインピーダンス整合回路に用いて有用であり、その回路構成の簡素化、小規模化、低コスト化、さらには信頼性の向上、消費電力の低減などにも有効である。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、ショートスタブとオープンスタブによる並列共振回路を持つ第２の整合回路と、アンテナの入力端子との間に、所定の電気長を有する伝送線路と、その伝送線路に接続されたリアクタンス素子とによって構成され、周波数ｆ２におけるアンテナの入力インピーダンスと、外部回路の特性インピーダンスとのインピーダンス整合を行う第１の整合回路を挿入したもので、周波数ｆ２でのインピーダンス整合がまだなされていないアンテナについて、周波数ｆ２のみならず、周波数ｆ１においても特性インピーダンスＺ０にインピーダンス整合する低損失なインピーダンス整合回路に用いて有用であり、特に、リアクタンス素子としてキャパシタンス素子を用いた場合には回路全体が１つのキャパシタンス素子と伝送線路で構成されて回路構成の簡素化に、またインダクタンス素子を用いた場合には高インピーダンスな入力インピーダンス特性を呈するアンテナのインピーダンス整合にそれぞれ有効である。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、マイクロストリップ線路等の平面形伝送線路にて伝送線路とショートスタブおよびオープンスタブを形成するとともに、インタディジタルキャパシタ等の導体パターンによるキャパシタンス素子を、第１の整合回路のリアクタンス素子として用いたもので、平面形伝送線路のパターニングのみによる、低コストなインピーダンス整合回路の製作に用いて有効である。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、第１の整合回路を、所定の電気長を有する伝送線路と、この伝送線路に接続されたショートスタブおよびオープンスタブとで構成し、そのショートスタブとオープンスタブの電気長を、その和が周波数ｆ１における波長の略１／４、もしくはその奇数倍となり、かつ周波数ｆ２におけるサセプタンス値の和が所定のサセプタンス値となるように設定したもので、あらゆるインピーダンス特性を呈するアンテナに対して、２つの周波数帯域でインピーダンス整合を行うことのできるインピーダンス整合回路の製作に用いて有効である。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、第２の整合回路を、所定の電気長を有する伝送線路と、この伝送線路に接続された第１のオープンスタブおよび第２のオープンスタブとで構成し、その第１のオープンスタブと第２のオープンスタブの電気長を、その和が周波数ｆ２における波長の略１／２、もしくはその整数倍となり、かつ周波数ｆ１におけるサセプタンス値の和が所定のサセプタンス値となるように設定したもので、周波数ｆ２でのインピーダンス整合がすでになされているアンテナにおいて、その入力端子における周波数ｆ２でのインピーダンス整合状態を維持したまま、周波数ｆ１においても特性インピーダンスＺ０にインピーダンス整合するインピーダンス整合回路に用いて有用であり、特に、オープンスタブのみで、スルーホールを用いずに並列共振回路を構成した、製作が簡単で低コストに製作できるインピーダンス整合回路の実現に有効である。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、第１および第２のオープンスタブによる並列共振回路を持つ第２の整合回路とアンテナの入力端子との間に、所定の電気長を有する伝送線路と、その伝送線路に対して直列に接続されるリアクタンス素子とで構成され、周波数ｆ２におけるアンテナの入力インピーダンスと、外部回路の特性インピーダンスとのインピーダンス整合を行う第１の整合回路を配置したもので、周波数ｆ２でのインピーダンス整合がまだなされていないアンテナにおいて、周波数ｆ２のみならず、周波数ｆ１においても特性インピーダンスＺ０にインピーダンス整合するインピーダンス整合回路に用いて有用であり、特に、リアクタンス素子としてキャパシタンス素子を用いた場合、回路全体が１つのキャパシタンス素子と伝送線路で構成されて回路構成の簡素化に、またインダクタンス素子を用いた場合、高インピーダンスな入力インピーダンス特性を呈するアンテナのインピーダンス整合にそれぞれ有効である。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、マイクロストリップ線路等の平面形伝送線路にて伝送線路と第１および第２のオープンスタブを形成するとともに、インタディジタルキャパシタ等の導体パターンによるキャパシタンス素子を、第１の整合回路のリアクタンス素子として用いたもので、平面形伝送線路のパターニングのみによる、低コストなインピーダンス整合回路の製作に有効であり、特に、スルーホールを用いずに並列共振回路を構成した、製作が簡単で低コストに製作できるインピーダンス整合回路の実現に有効である。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、第１の整合回路を、所定の電気長を有する伝送線路と、この伝送線路に接続された第１および第２のオープンスタブとで構成し、それら第１および第２のオープンスタブの電気長を、その和が周波数ｆ１における波長の略１／２、もしくはその整数倍となり、かつ周波数ｆ２におけるサセプタンス値の和が所定のサセプタンス値となるように設定したもので、あらゆるインピーダンス特性を呈するアンテナに対して、２つの周波数帯域でインピーダンス整合を行うことのできるインピーダンス整合回路に用いて有用であり、特に、スルーホールを用いずに並列共振回路を構成した、製作が簡単で低コストに製作できるインピーダンス整合回路の実現に有効である。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、第１の整合回路を、周波数ｆ２にてアンテナの入力インピーダンスと外部回路の特性インピーダンスとのインピーダンス整合を行うインピーダンス変成器によって構成したもので、マイクロストリップアンテナのインピーダンス整合を２つの周波数にて行うインピーダンス整合回路に用いて有用である。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、内面に地導体が形成された中空の円筒状誘電体の外面に、それら円筒状誘電体および地導体とともにマイクロストリップ線路を構成するストリップ導体によって、伝送線路およびキャパシタンス素子を有して、周波数ｆ２におけるインピーダンス整合を行う複数の第１の整合回路と、伝送線路および周波数ｆ２において共振するとともに周波数ｆ１で所定のサセプタンス値を呈する並列共振回路を有して、第１の整合回路にそれぞれ接続される第２の整合回路とを形成したもので、ストリップ導体のパターニングのみで円筒状誘電体上にＮ個形成した、Ｎ線巻きヘリカルアンテナ用のインピーダンス整合回路に用いて有用であり、特にその製作の容易化、低コスト化などに有効である。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、各第２の整合回路の並列共振回路を、伝送線路に接続されたショートスタブおよびオープンスタブによって構成したもので、インピーダンス整合回路の、平面形伝送線路のパターニングのみによる低コストな製作に用いて有効である。
この発明に係るインピーダンス整合回路は、各第２の整合回路の並列共振回路を、伝送線路に接続された第１および第２のオープンスタブによって構成したもので、インピーダンス整合回路の、平面形伝送線路のパターニングのみによる低コストな製作に用いて有用であり、特にスルーホールを用いずに並列共振回路を構成した、製作が簡単で低コストに製作できるインピーダンス整合回路の製作に有効である。
この発明に係るアンテナ装置は、その内面の一部の領域に地導体が形成された中空の円筒状誘電体の外面に、ストリップ状導体による螺旋状のヘリカル放射素子をＮ個配置し、円筒状誘電体および地導体とともにマイクロストリップ線路を形成するストリップ導体にて構成された、第１の整合回路と第２の整合回路とによるインピーダンス整合回路を、各ヘリカル放射素子に対応させて円筒状誘電体の外面に配置し、それら各インピーダンス整合回路を、マイクロストリップ線路によるＮ分配回路を介して、所要の分配振幅特性および分配位相特性に応じて該アンテナ装置の入力端子にそれぞれ接続するようにしたもので、Ｎ個のヘリカル放射素子とインピーダンス整合回路、およびＮ分配回路が、円筒状誘電体を用いて一体に構成されたコンパクトなアンテナ装置の製作に用いて有用であり、特に、Ｎ個存在するヘリカル放射素子に対して１つの入力端子を有した、外部回路とのインタフェース構造がシンプルであり、組立が容易で製作コストも低く、信頼性も高いアンテナ装置の実現に有効である。
この発明に係るアンテナ装置は、伝送線路に接続されたショートスタブとオープンスタブによって、各インピーダンス整合回路の並列共振回路を構成したもので、複数のヘリカル放射素子およびインピーダンス整合回路、Ｎ分配回路とを、円筒状誘電体上にストリップ導体のパターニングのみで一体的に構成した、製作が容易で、低コストのアンテナ装置の実現に有効である。
この発明に係るアンテナ装置は、伝送線路に接続された第１のオープンスタブと第２のオープンスタブとによって、各インピーダンス整合回路の並列共振回路を構成したもので、複数のヘリカル放射素子およびインピーダンス整合回路、Ｎ分配回路とを、円筒状誘電体上にストリップ導体のパターニングのみで一体的に構成した、製作が容易で、低コストのアンテナ装置の実現に有用であり、特にスルーホールを用いずに並列共振回路を構成した、製作が簡単で低コストなインピーダンス整合回路の製作に有効である。
従来のインピーダンス整合回路を含むアンテナ装置を示す斜視図である。 第１図に示すアンテナ装置の回路図である。 第１図に示すアンテナ装置に用いられるアンテナの拡大図である。 第３図に示すアンテナの等価回路を示す回路図である。 この発明の実施の形態１によるアンテナ装置を示す斜視図である。 第５図に示すアンテナ装置の上面図である。 第５図に示すアンテナ装置の回路図である。 第７図の回路図に示す節点Ａからアンテナ側をみたときのアンテナの入力インピーダンス特性を示すスミスチャートである。 第７図の回路図に示す節点Ｂからアンテナ側をみたときの特性を示すスミスチャートである。 第７図の回路図に示す節点Ｃからアンテナ側をみたときの特性を示すスミスチャートである。 第７図の回路図に示す節点Ｄからアンテナ側をみたときの特性を示すスミスチャートである。 並列共振回路の共振周波数近傍におけるサセプタンスの周波数特性を示す図である。 第７図の回路図に示す節点Ｅからアンテナ側をみたときの特性を示すスミスチャートである。 第７図の回路図に示す節点Ｅからアンテナのリターンロスの周波数特性を示す図である。 この発明の実施の形態２によるアンテナ装置を示す斜視図である。 第１５図に示すアンテナ装置の上面図である。 第１５図に示すアンテナ装置の回路図である。 第１７図の回路図に示す節点Ａからアンテナ側をみたときのアンテナの入力インピーダンス特性を示すスミスチャートである。 第１７図の回路図に示す節点Ｂからアンテナ側をみたときの特性を示すスミスチャートである。 第１７図の回路図に示す節点Ｃからアンテナ側をみたときの特性を示すスミスチャートである。 この発明の実施の形態３によるアンテナ装置を示す回路図である。 この発明の実施の形態４によるアンテナ装置を示す回路図である。 この発明の実施の形態５によるアンテナ装置を示す斜視図である。 第２３図に示すアンテナ装置の上面図である。 第２３図に示すアンテナ装置の回路図である。 この発明の実施の形態６によるアンテナ装置を示す斜視図である。 第２６図に示すアンテナ装置の上面図である。 この発明の実施の形態７によるアンテナ装置を示す斜視図である。 第２８図に示すアンテナ装置の上面図である。 第２８図に示すアンテナ装置の回路図である。 この発明の実施の形態８によるアンテナ装置を示す斜視図である。 第３１図に示すアンテナ装置の上面図である。 第３１図に示すアンテナ装置の回路図である。 第３３図の回路図に示す節点Ａからアンテナ側をみたときのアンテナの入力インピーダンス特性を示すスミスチャートである。 第３３図の回路図に示す節点Ｃからアンテナ側をみたときの特性を示すスミスチャートである。 この発明の実施の形態９によるアンテナ装置を示す斜視図である。 第３６図に示すアンテナ装置の円筒状誘電体外面を示す展開図である。 第３６図に示すアンテナ装置の円筒状誘電体内面を示す展開図である。 第３７図に示すアンテナ装置の整合回路部分のストリップ導体パターンを示す拡大図である。 実施の形態９によるアンテナ装置の回路図である。 第４０図に示す節点Ｆからアンテナ側をみたときのリターンロスの周波数特性を示す図である。 この発明の実施の形態１０によるアンテナ装置を示す斜視図である。 第４２図に示すアンテナ装置の円筒状誘電体外面を示す展開図である。 第４２図に示すアンテナ装置の円筒状誘電体内面を示す展開図である。 第４３図に示すアンテナ装置の整合回路部分のストリップ導体パターンを示す拡大図である。 実施の形態１０によるアンテナ装置の回路図である。

Claims (9)

  1. アンテナの入力インピーダンスと、外部回路の特性インピーダンスとを、周波数ｆ１、とそれよりも高い周波数ｆ２の２つの周波数帯域にて整合させるインピーダンス整合回路において、
    前記アンテナの入力端子に一端を接続された第１の伝送線路と、前記第１の伝送線路の他端に対して直列に接続され、前記第１の伝送線路の前記他端から前記アンテナ側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスのリアクタンス成分と絶対値が等しく、符号が逆のリアクタンスを与えるリアクタンス素子とを備え、前記第１の伝送線路が、前記第１の伝送線路の前記他端から前記アンテナ側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスの実数部が前記外部回路の特性インピーダンスに一致する値を与える電気長を有する第１の整合回路と、
    前記リアクタンス素子における前記第１の伝送線路とは反対側の端部に一端を接続された第２の伝送線路と、前記第２の伝送線路の他端に並列に接続されたキャパシタンス素子及びインダクタンス素子からなり、周波数ｆ２において共振するように前記キャパシタンス素子及び前記インダクタンス素子の値が設定された並列共振回路とを備え、前記第２の伝送線路が、前記第２の伝送線路の前記他端から前記第１の整合回路側を見たときの周波数ｆ１における入力アドミタンスの実数部が前記外部回路の特性インピーダンスの逆数に等しく、且つ、前記入力アドミタンスの虚数部がプラスの値となる電気長を有し、前記並列共振回路が、周波数ｆ２において共振すると共に、周波数ｆ１において、前記入力アドミタンスの虚数部と絶対値が等しく符号がマイナスのサセプタンスを呈するように、前記キャパシタンス素子及び前記インダクタンス素子の値が設定された第２の整合回路とを備えたことを特徴とするインピーダンス整合回路。
  2. 第１の整合回路のリアクタンス素子は、第１の伝送線路の他端からアンテナ側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスのリアクタンス成分と大きさが等しく、符号が逆のリアクタンスを与える容量値を有したキャパシタンス素子であることを特徴とする請求項１記載のインピーダンス整合回路。
  3. 第１の整合回路のリアクタンス素子は、第１の伝送線路の他端からアンテナ側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスのリアクタンス成分と絶対値が等しいリアクタンスを与えるインダクタンス値を有するインダクタンス素子であることを特徴とする請求項１記載のインピーダンス整合回路。
  4. アンテナの入力インピーダンスと、外部回路の特性インピーダンスとを、周波数ｆ１、とそれよりも高い周波数ｆ２の２つの周波数帯域にて整合させるインピーダンス整合回路において、
    前記アンテナの入力端子に一端を接続された第１の伝送線路と、前記第１の伝送線路の他端に対して直列に接続され、前記第１の伝送線路の前記他端から前記アンテナ側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスのリアクタンス成分と絶対値が等しく、符号が逆のリアクタンスを与えるリアクタンス素子とを備え、前記第１の伝送線路が、前記第１の伝送線路の前記他端から前記アンテナ側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスの実数部が前記外部回路の特性インピーダンスに一致する値を与える電気長を有する第１の整合回路と、
    前記リアクタンス素子における第１の伝送線路とは反対側の端部に一端を接続された第２の伝送線路と、前記第２の伝送線路の他端に対して接続されたショートスタブ及び前記第２の伝送線路に前記ショートスタブと略同一の箇所にて接続されたオープンスタブからなり、前記ショートスタブと前記オープンスタブの電気長の和が周波数ｆ２における波長の略１／４である共振回路とを備え、前記第２の伝送線路が、前記第２の伝送線路の前記他端から前記第１の整合回路側を見たときの周波数ｆ１における入力アドミタンスの実数部が前記外部回路の特性インピーダンスの逆数に等しく、且つ、前記入力アドミタンスの虚数部がプラスの値となる電気長を有し、前記共振回路が、周波数ｆ２における波長の略１／４において共振すると共に、周波数ｆ１において、前記入力アドミタンスの虚数部と絶対値が等しく符号がマイナスのサセプタンスを呈するように、前記ショートスタブ及び前記オープンスタブの電気長の配分が設定された第２の整合回路とを備えたことを特徴とするインピーダンス整合回路。
  5. 第１の整合回路のリアクタンス素子として、伝送線路に対して直列に接続された導体パターンによるキャパシタンス素子を用いると共に、
    前記第１の整合回路の伝送線路、および第２の整合回路の伝送線路とショートスタブ、オープンスタブを、平面形伝送線路を用いて構成したことを特徴とする請求項４記載のインピーダンス整合回路。
  6. アンテナの入力インピーダンスと、外部回路の特性インピーダンスとを、周波数ｆ１、とそれよりも高い周波数ｆ２の２つの周波数帯域にて整合させるインピーダンス整合回路において、
    前記アンテナの入力端子に一端を接続された第１の伝送線路と、前記第１の伝送線路の他端に対して直列に接続され、前記第１の伝送線路の前記他端から前記アンテナ側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスのリアクタンス成分と絶対値が等しく、符号が逆のリアクタンスを与えるリアクタンス素子とを備え、前記第１の伝送線路が、前記第１の伝送線路の前記他端から前記アンテナ側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスの実数部が前記外部回路の特性インピーダンスに一致する値を与える電気長を有する第１の整合回路と、
    前記リアクタンス素子における第１の伝送線路とは反対側の端部に一端を接続された第２の伝送線路と、前記第２の伝送線路の他端に接続された第１のオープンスタブ及び前記第２の伝送線路に前記第１のオープンスタブと略同一の箇所にて接続された第２のオープンスタブからなり、前記第１のオープンスタブと前記第２のオープンスタブの電気長の和が周波数ｆ２における波長の略１／２である共振回路とを備え、前記第２の伝送線路が、前記第２の伝送線路の前記他端から前記第１の整合回路側を見たときの周波数ｆ１における入力アドミタンスの実数部が前記外部回路の特性インピーダンスの逆数に等しく、且つ、前記入力アドミタンスの虚数部がプラスの値となる電気長を有し、前記共振回路が、周波数ｆ２における波長の略１／２において共振すると共に、周波数ｆ１において、前記入力アドミタンスの虚数部と絶対値が等しく符号がマイナスのサセプタンスを呈するように、前記第１のオープンスタブ及び前記第２のオープンスタブの電気長の配分が設定された第２の整合回路とを備えたことを特徴とするインピーダンス整合回路。
  7. 第１の整合回路のリアクタンス素子として、伝送線路に対して直列に接続された導体パターンによるキャパシタンス素子を用いると共に、
    前記第１の整合回路の伝送線路、および第２の整合回路の伝送線路と第１のオープンスタブ、第２のオープンスタブを、平面形伝送線路を用いて構成したことを特徴とする請求項６記載のインピーダンス整合回路。
  8. 中空の円筒状誘電体と、
    前記円筒状誘電体の円筒外面上にストリップ状導体を螺旋状に巻き付けてなるＮ個のヘリカル放射素子と、
    前記円筒状誘電体の円筒内面の一部の領域に形成された地導体と、
    前記ヘリカル放射素子からなるアンテナの入力インピーダンスと、外部回路の特性インピーダンスとを、周波数ｆ１、とそれよりも高い周波数ｆ２の２つの周波数帯域にて整合させるインピーダンス整合回路であって、前記円筒状誘電体を介して前記地導体とともにマイクロストリップ線路を構成するストリップ導体にて前記円筒状誘電体の円筒外面に形成され、前記ヘリカル放射素子の入力端子に一端を接続された第１の伝送線路と、前記第１の伝送線路の他端に対して直列に接続され、前記第１の伝送線路の前記他端から前記ヘリカル放射素子側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスのリアクタンス成分と絶対値が等しく、符号が逆のリアクタンスを与える容量値を有したインタディジタルキャパシタとを備え、前記第１の伝送線路が、前記第１の伝送線路の前記他端から前記ヘリカル放射素子側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスの実数部が前記外部回路の特性インピーダンスに一致する値を与える電気長を有する第１の整合回路と、前記ストリップ導体にて前記円筒状誘電体の円筒外面に形成され、前記第１の整合回路の前記インタディジタルキャパシタにおける前記第１の伝送線路とは反対側の端部に一端を接続された第２の伝送線路と、前記第２の伝送線路の他端に接続されたショートタブ及び前記第２の伝送線路に前記ショートスタブと略同一の箇所にて接続されたオープンスタブからなり、前記ショートスタブと前記オープンスタブの電気長の和が周波数ｆ２における波長の略１／４である共振回路と、前記第２の伝送線路の他端に接続する入力端子とを備え、前記第２の伝送線路が、前記第２の伝送線路の前記他端から前記第１の整合回路側を見たときの周波数ｆ１における入力アドミタンスの実数部が前記外部回路の特性インピーダンスの逆数に等しく、且つ、前記入力アドミタンスの虚数部がプラスの値となる電気長を有し、前記共振回路が、周波数ｆ２における波長の１／４において共振すると共に、周波数ｆ１において、前記入力アドミタンスの虚数部と絶対値が等しく符号がマイナスのサセプタンスを呈するように、前記ショートスタブ及び前記オープンスタブの電気長の配分が設定された第２の整合回路とを備え、前記ヘリカル放射素子ごとに設けられたＮ個（Ｎは２のｉ乗であり、ｉは自然数）のインピーダンス整合回路と、
    前記ストリップ導体にて前記円筒状誘電体の円筒外面に形成され、前記Ｎ個のインピーダンス整合回路の前記入力端子にそれぞれ接続されたＮ個の分配端子と、前記外部回路と接続する外部回路接続入力端子と、前記外部回路接続入力端子から２分岐をｉ回行ってトーナメント状にＮ分岐するとともに、隣接する前記Ｎ個の分配端子との間に略３６０／Ｎ度の位相差を与えるように電気長の調整されたトーナメント状分岐線路とを有し、前記Ｎ個のインピーダンス整合回路に対して前記外部回路接続入力端子から入力されるマイクロ波を電力分配するＮ分配回路とを備え、
    前記ヘリカル放射素子からなるアンテナ、前記Ｎ個のインピーダンス整合回路、及び前記Ｎ分解回路を前記円筒状誘電体の円筒外面上に一体形成してなるアンテナ装置。
  9. 中空の円筒状誘電体と、
    前記円筒状誘電体の円筒外面上にストリップ状導体を螺旋状に巻き付けてなるＮ個のヘリカル放射素子と、
    前記円筒状誘電体の円筒内面の一部の領域に形成された地導体と、
    前記ヘリカル放射素子からなるアンテナの入力インピーダンスと、外部回路の特性インピーダンスとを、周波数ｆ１、とそれよりも高い周波数ｆ２の２つの周波数帯域にて整合させるインピーダンス整合回路であって、前記円筒状誘電体を介して前記地導体とともにマイクロストリップ線路を構成するストリップ導体にて前記円筒状誘電体の円筒外面に形成され、前記ヘリカル放射素子の入力端子に一端を接続された第１の伝送線路と、前記第１の伝送線路の他端に対して直列に接続され、前記第１の伝送線路の前記他端から前記ヘリカル放射素子側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスのリアクタンス成分と絶対値が等しく、符号が逆のリアクタンスを与える容量値を有したインタディジタルキャパシタとを備え、前記第１の伝送線路が、前記第１の伝送線路の前記他端から前記ヘリカル放射素子側を見たときの周波数ｆ２における入力インピーダンスの実数部が前記外部回路の特性インピーダンスに一致する値を与える電気長を有する第１の整合回路と、前記ストリップ導体にて前記円筒状誘電体の円筒外面に形成され、前記第１の整合回路の前記インタディジタルキャパシタにおける前記第１の伝送線路とは反対側の端部に一端を接続された第２の伝送線路と、前記第２の伝送線路の他端に接続された前記第２の伝送線路に接続された第１のオープンスタブ及び前記第２の伝送線路に前記第１のオープンスタブと略同一の箇所にて接続された第２のオープンスタブからなり、前記第１のオープンスタブと前記第２のオープンスタブの電気長の和が周波数ｆ２における波長の略１／２である共振回路と、前記第２の伝送線路の他端に接続する入力端子とを備え、前記第２の伝送線路が、前記第２の伝送線路の前記他端から前記第１の整合回路側を見たときの周波数ｆ１における入力アドミタンスの実数部が前記外部回路の特性インピーダンスの逆数に等しく、且つ、前記入力アドミタンスの虚数部がプラスの値となる電気長を有し、前記共振回路が、周波数ｆ２における波長の略１／２において共振すると共に、周波数ｆ１において、前記入力アドミタンスの虚数部と絶対値が等しく符号がマイナスのサセプタンスを呈するように、前記第１のオープンスタブ及び前記第２のオープンスタブの電気長の配分が設定された第２の整合回路とを備え、前記ヘリカル放射素子毎に設けられたＮ個（Ｎは２のｉ乗であり、ｉは自然数）のインピーダンス整合回路と、
    前記ストリップ導体にて前記円筒状誘電体の円筒外面に形成され、前記Ｎ個のインピーダンス整合回路の前記入力端子にそれぞれ接続されたＮ個の分配端子と、前記外部回路と接続する外部回路接続入力端子と、前記外部回路接続入力端子から２分岐をｉ回行ってトーナメント状にＮ分岐するとともに、隣接する前記Ｎ個の分配端子との間に略３６０／Ｎ度の位相差を与えるように電気長の調整されたトーナメント状分岐線路とを有し、前記Ｎ個のインピーダンス整合回路に対して前記外部回路接続入力端子から入力されるマイクロ波を電力分配するＮ分配回路とを備え、
    前記ヘリカル放射素子からなるアンテナ、前記Ｎ個のインピーダンス整合回路、及び前記Ｎ分解回路を前記円筒状誘電体の円筒外面上に一体形成してなるアンテナ装置。
JP2001545397A 1999-12-15 1999-12-15 インピーダンス整合回路、およびこれを用いたアンテナ装置 Expired - Fee Related JP3839322B2 (ja)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP1999/007030 WO2001045204A1 (fr) 1999-12-15 1999-12-15 Circuit d'adaptation d'impedance et antenne utilisant ce circuit d'adaptation d'impedance

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP3839322B2 true JP3839322B2 (ja) 2006-11-01

Family

ID=14237574

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2001545397A Expired - Fee Related JP3839322B2 (ja) 1999-12-15 1999-12-15 インピーダンス整合回路、およびこれを用いたアンテナ装置

Country Status (7)

Country Link
US (1) US20020118075A1 (ja)
EP (1) EP1154516A1 (ja)
JP (1) JP3839322B2 (ja)
KR (1) KR20010108226A (ja)
CN (1) CN1348619A (ja)
CA (1) CA2358877A1 (ja)
WO (1) WO2001045204A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009533957A (ja) * 2006-04-10 2009-09-17 ナヴコム テクノロジー インコーポレイテッド マルチバンド逆ｌ字状アンテナ
KR101580187B1 (ko) * 2014-11-24 2015-12-29 한국과학기술원 빔 공간 mimo 시스템에서 능동 안테나의 임피던스 정합 방법

Families Citing this family (93)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8744384B2 (en) 2000-07-20 2014-06-03 Blackberry Limited Tunable microwave devices with auto-adjusting matching circuit
US7071792B2 (en) * 2001-08-29 2006-07-04 Tropian, Inc. Method and apparatus for impedance matching in an amplifier using lumped and distributed inductance
JP3747010B2 (ja) * 2002-04-16 2006-02-22 埼玉日本電気株式会社 携帯無線機
KR100524347B1 (ko) * 2002-05-31 2005-10-28 한국과학기술연구원 세라믹 칩 안테나
US7705782B2 (en) 2002-10-23 2010-04-27 Southern Methodist University Microstrip array antenna
JP2004328129A (ja) * 2003-04-22 2004-11-18 Alps Electric Co Ltd アンテナ内蔵型カード
JP4292914B2 (ja) * 2003-08-07 2009-07-08 パナソニック株式会社 携帯受信装置とこれに用いる分波器
KR20060119977A (ko) * 2003-09-11 2006-11-24 미쓰비시 마테리알 가부시키가이샤 무선 모듈, 무선 온도 센서, 무선 인터페이스 장치 및 무선센서 시스템
KR100995265B1 (ko) 2003-12-25 2010-11-19 미쓰비시 마테리알 가부시키가이샤 안테나 장치 및 통신기기
KR100675383B1 (ko) 2004-01-05 2007-01-29 삼성전자주식회사 극소형 초광대역 마이크로스트립 안테나
US7245268B2 (en) * 2004-07-28 2007-07-17 Skycross, Inc. Quadrifilar helical antenna
CN1877909B (zh) 2005-06-10 2011-06-08 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 双频天线
US20070001704A1 (en) * 2005-06-30 2007-01-04 O'mahony Frank Method and apparatus for equalization of connection pads
KR100744281B1 (ko) * 2005-07-21 2007-07-30 삼성전자주식회사 휴대용 단말기의 안테나 장치
US7332980B2 (en) * 2005-09-22 2008-02-19 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method for a digitally tunable impedance matching network
US20080094149A1 (en) * 2005-09-22 2008-04-24 Sungsung Electronics Co., Ltd. Power amplifier matching circuit and method using tunable mems devices
US7242364B2 (en) * 2005-09-29 2007-07-10 Nokia Corporation Dual-resonant antenna
US9406444B2 (en) 2005-11-14 2016-08-02 Blackberry Limited Thin film capacitors
US7711337B2 (en) 2006-01-14 2010-05-04 Paratek Microwave, Inc. Adaptive impedance matching module (AIMM) control architectures
EP1814191A3 (en) * 2006-01-30 2007-08-29 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Antenna apparatus
US7671693B2 (en) * 2006-02-17 2010-03-02 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method for a tunable impedance matching network
US7535312B2 (en) 2006-11-08 2009-05-19 Paratek Microwave, Inc. Adaptive impedance matching apparatus, system and method with improved dynamic range
US7714676B2 (en) 2006-11-08 2010-05-11 Paratek Microwave, Inc. Adaptive impedance matching apparatus, system and method
PL2092641T3 (pl) * 2006-11-17 2017-08-31 Nokia Technologies Oy Urządzenie umożliwiające współdzielenie wspólnego zasilania przez dwa elementy
US7782261B2 (en) * 2006-12-20 2010-08-24 Nokia Corporation Antenna arrangement
US7917104B2 (en) 2007-04-23 2011-03-29 Paratek Microwave, Inc. Techniques for improved adaptive impedance matching
US8213886B2 (en) 2007-05-07 2012-07-03 Paratek Microwave, Inc. Hybrid techniques for antenna retuning utilizing transmit and receive power information
US7952528B2 (en) * 2007-09-04 2011-05-31 Sierra Wireless, Inc. Antenna configurations for compact device wireless communication
US8049671B2 (en) 2007-09-04 2011-11-01 Sierra Wireless, Inc. Antenna configurations for compact device wireless communication
US8059046B2 (en) 2007-09-04 2011-11-15 Sierra Wireless, Inc. Antenna configurations for compact device wireless communication
US7916090B2 (en) 2007-09-04 2011-03-29 Sierra Wireless, Inc. Antenna configurations for compact device wireless communication
US7991363B2 (en) 2007-11-14 2011-08-02 Paratek Microwave, Inc. Tuning matching circuits for transmitter and receiver bands as a function of transmitter metrics
EP2065969A1 (en) * 2007-11-30 2009-06-03 Laird Technologies AB Antenna device and portable radio communication device comprising such antenna device
TWI359530B (en) 2008-05-05 2012-03-01 Acer Inc A coupled-fed multiband loop antenna
US7834814B2 (en) * 2008-06-25 2010-11-16 Nokia Corporation Antenna arrangement
KR100986049B1 (ko) * 2008-08-11 2010-10-07 주식회사 에이스테크놀로지 다중 방송 수신용 모듈형 액티브 안테나
US8072285B2 (en) 2008-09-24 2011-12-06 Paratek Microwave, Inc. Methods for tuning an adaptive impedance matching network with a look-up table
JP5453120B2 (ja) * 2009-01-30 2014-03-26 株式会社Ｎｔｔドコモ マルチバンド整合回路、およびマルチバンド電力増幅器
JP5102825B2 (ja) * 2009-01-30 2012-12-19 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ マルチバンド整合回路及びマルチバンド電力増幅器
JP5282626B2 (ja) * 2009-03-30 2013-09-04 ソニー株式会社 通信装置並びに高周波結合器
JP5375962B2 (ja) * 2009-08-20 2013-12-25 株式会社村田製作所 アンテナモジュール
US8472888B2 (en) 2009-08-25 2013-06-25 Research In Motion Rf, Inc. Method and apparatus for calibrating a communication device
EP2306589A1 (en) * 2009-10-05 2011-04-06 Research In Motion Limited Mobile communication device with a matched dual band antenna
US9026062B2 (en) 2009-10-10 2015-05-05 Blackberry Limited Method and apparatus for managing operations of a communication device
US8803631B2 (en) 2010-03-22 2014-08-12 Blackberry Limited Method and apparatus for adapting a variable impedance network
US8860526B2 (en) 2010-04-20 2014-10-14 Blackberry Limited Method and apparatus for managing interference in a communication device
JP5467068B2 (ja) * 2010-06-29 2014-04-09 横河電機株式会社 無線型防爆機器
US9379454B2 (en) 2010-11-08 2016-06-28 Blackberry Limited Method and apparatus for tuning antennas in a communication device
CN102570060A (zh) * 2010-12-15 2012-07-11 上海安费诺永亿通讯电子有限公司 用于通信终端的cmmb天线系统及其匹配方法
US8712340B2 (en) 2011-02-18 2014-04-29 Blackberry Limited Method and apparatus for radio antenna frequency tuning
US8655286B2 (en) 2011-02-25 2014-02-18 Blackberry Limited Method and apparatus for tuning a communication device
US8626083B2 (en) 2011-05-16 2014-01-07 Blackberry Limited Method and apparatus for tuning a communication device
US8594584B2 (en) 2011-05-16 2013-11-26 Blackberry Limited Method and apparatus for tuning a communication device
WO2013022826A1 (en) 2011-08-05 2013-02-14 Research In Motion Rf, Inc. Method and apparatus for band tuning in a communication device
CN103296394B (zh) * 2012-03-01 2017-12-01 深圳光启创新技术有限公司 天线装置
JP2013201596A (ja) * 2012-03-26 2013-10-03 Murata Mfg Co Ltd 伝送線路
US8948889B2 (en) 2012-06-01 2015-02-03 Blackberry Limited Methods and apparatus for tuning circuit components of a communication device
US9853363B2 (en) 2012-07-06 2017-12-26 Blackberry Limited Methods and apparatus to control mutual coupling between antennas
US9246223B2 (en) 2012-07-17 2016-01-26 Blackberry Limited Antenna tuning for multiband operation
US9350405B2 (en) 2012-07-19 2016-05-24 Blackberry Limited Method and apparatus for antenna tuning and power consumption management in a communication device
US9413066B2 (en) 2012-07-19 2016-08-09 Blackberry Limited Method and apparatus for beam forming and antenna tuning in a communication device
US9362891B2 (en) 2012-07-26 2016-06-07 Blackberry Limited Methods and apparatus for tuning a communication device
US9374113B2 (en) 2012-12-21 2016-06-21 Blackberry Limited Method and apparatus for adjusting the timing of radio antenna tuning
US10404295B2 (en) 2012-12-21 2019-09-03 Blackberry Limited Method and apparatus for adjusting the timing of radio antenna tuning
CN104348525B (zh) * 2013-07-31 2016-08-10 启碁科技股份有限公司 用于近场通信装置的传输装置及近场通信装置
CN105281796B (zh) * 2014-07-14 2017-12-08 摩托罗拉移动通信软件（武汉）有限公司 一种终端的天线匹配电路及终端
CN110380192A (zh) 2014-07-24 2019-10-25 弗拉克托斯天线股份有限公司 电子设备的超薄辐射系统
US9438319B2 (en) 2014-12-16 2016-09-06 Blackberry Limited Method and apparatus for antenna selection
WO2017018038A1 (ja) * 2015-07-24 2017-02-02 三菱電機株式会社 電力変換装置
US10965012B2 (en) 2015-08-28 2021-03-30 Huawei Technologies Co., Ltd. Multi-filar helical antenna
KR102060406B1 (ko) * 2015-11-04 2019-12-30 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 분파 장치 및 그 설계 방법
US11894622B2 (en) 2016-08-29 2024-02-06 Silicon Laboratories Inc. Antenna structure with double-slotted loop and associated methods
US11764749B2 (en) 2016-08-29 2023-09-19 Silicon Laboratories Inc. Apparatus with partitioned radio frequency antenna and matching network and associated methods
US11764473B2 (en) 2016-08-29 2023-09-19 Silicon Laboratories Inc. Apparatus with partitioned radio frequency antenna and matching network and associated methods
US11749893B2 (en) 2016-08-29 2023-09-05 Silicon Laboratories Inc. Apparatus for antenna impedance-matching and associated methods
US11769949B2 (en) 2016-08-29 2023-09-26 Silicon Laboratories Inc. Apparatus with partitioned radio frequency antenna and matching network and associated methods
CN106656093B (zh) * 2016-10-24 2020-11-06 汪茂稳 一种双频带非均匀传输线阻抗变换器的设计方法及电路
DE102017200129A1 (de) 2017-01-05 2018-07-05 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Ndip-Antenne
FR3069962B1 (fr) * 2017-08-01 2020-09-25 Primo1D Antenne a plaque pour coupler un terminal d’emission-reception a un dispositif rfid
CN107565991A (zh) * 2017-08-29 2018-01-09 上海斐讯数据通信技术有限公司 一种射频匹配模块、用于移动终端的射频系统
CN107994316B (zh) * 2017-10-30 2020-06-23 深圳依偎控股有限公司 天线系统及通信终端
US11750167B2 (en) 2017-11-27 2023-09-05 Silicon Laboratories Inc. Apparatus for radio-frequency matching networks and associated methods
US11894621B2 (en) 2017-12-18 2024-02-06 Silicon Laboratories Inc. Radio-frequency apparatus with multi-band balun with improved performance and associated methods
US11894826B2 (en) 2017-12-18 2024-02-06 Silicon Laboratories Inc. Radio-frequency apparatus with multi-band balun and associated methods
US11916514B2 (en) 2017-11-27 2024-02-27 Silicon Laboratories Inc. Radio-frequency apparatus with multi-band wideband balun and associated methods
CN108684139B (zh) * 2018-06-01 2020-10-09 华为技术有限公司 一种电路板
JP7176870B2 (ja) * 2018-07-05 2022-11-22 株式会社デンソーテン 整合回路基板及びレーダ装置
US11183760B2 (en) * 2018-09-21 2021-11-23 Hrl Laboratories, Llc Active Vivaldi antenna
US11189563B2 (en) * 2019-08-01 2021-11-30 Nanya Technology Corporation Semiconductor structure and manufacturing method thereof
CN113872631B (zh) * 2020-06-30 2023-03-28 华为技术有限公司 收发装置和基站
KR20220014552A (ko) * 2020-07-29 2022-02-07 삼성전자주식회사 광대역 지원 가능한 안테나 모듈 및 이를 포함하는 기지국
CN112670690B (zh) * 2020-11-10 2022-01-11 北京遥测技术研究所 一种基于谐振式高温陶瓷过渡电路
US11862872B2 (en) 2021-09-30 2024-01-02 Silicon Laboratories Inc. Apparatus for antenna optimization and associated methods

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0770888B2 (ja) * 1986-05-28 1995-07-31 日本電気株式会社 マイクロストリツプアンテナ
JPH0514040A (ja) * 1991-07-08 1993-01-22 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> アンテナ装置
JP2783071B2 (ja) * 1991-09-04 1998-08-06 日本電気株式会社 無線機
JP2826433B2 (ja) * 1993-02-26 1998-11-18 日本電気株式会社 アンテナ用二周波整合回路
US5617105A (en) * 1993-09-29 1997-04-01 Ntt Mobile Communications Network, Inc. Antenna equipment
US5828348A (en) * 1995-09-22 1998-10-27 Qualcomm Incorporated Dual-band octafilar helix antenna

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009533957A (ja) * 2006-04-10 2009-09-17 ナヴコム テクノロジー インコーポレイテッド マルチバンド逆ｌ字状アンテナ
KR101580187B1 (ko) * 2014-11-24 2015-12-29 한국과학기술원 빔 공간 mimo 시스템에서 능동 안테나의 임피던스 정합 방법

Also Published As

Publication number Publication date
CA2358877A1 (en) 2001-06-21
CN1348619A (zh) 2002-05-08
US20020118075A1 (en) 2002-08-29
KR20010108226A (ko) 2001-12-07
EP1154516A1 (en) 2001-11-14
WO2001045204A1 (fr) 2001-06-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP3839322B2 (ja) インピーダンス整合回路、およびこれを用いたアンテナ装置
Ikram et al. Integrated frequency-reconfigurable slot antenna and connected slot antenna array for 4G and 5G mobile handsets
US8212731B2 (en) Antenna device and communication apparatus
Yi et al. Polarization and pattern reconfigurable cuboid quadrifilar helical antenna
JP4089680B2 (ja) アンテナ装置
TWI397208B (zh) 行動通訊裝置及其所用天線總成
US6734825B1 (en) Miniature built-in multiple frequency band antenna
TWI483461B (zh) 配置以用於低頻應用之天線
US6683573B2 (en) Multi band chip antenna with dual feeding ports, and mobile communication apparatus using the same
JP5131481B2 (ja) アンテナ装置及び無線通信機
Wong et al. Passive reconfigurable triple-wideband antenna for LTE tablet computer
JP2006109462A (ja) アンテナ
US20050237255A1 (en) Small footprint dual band dipole antennas for wireless networking
US8456375B2 (en) Multifilar antenna
Ollikainen Design and implementation techniques of wideband mobile communications antennas
JP3939649B2 (ja) インピーダンス整合回路及びアンテナ装置
Xiao et al. Dipole antenna with both odd and even modes excited and tuned
JP4948373B2 (ja) アンテナ
JP4049185B2 (ja) 携帯無線機
Asadallah et al. Digital reconfiguration of a single arm 3-D bowtie antenna
WO2016186091A1 (ja) アンテナ装置および電子機器
CN113659334A (zh) 可重构圆极化介质谐振器天线及终端
JP4240953B2 (ja) チップアンテナ及び無線通信装置
Contopanagos An Electrically Small 3-D Folded Grounded Loop Antenna for Omnidirectional Connectivity
JP4023369B2 (ja) ダイポールアンテナ

Legal Events

Date Code Title Description
A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20051213

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20060202

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20060314

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20060512

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20060704

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20060802

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090811

Year of fee payment: 3

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100811

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110811

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110811

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120811

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120811

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130811

Year of fee payment: 7

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees