JP3838211B2

JP3838211B2 - 台形波信号生成回路および非同期式シリアル通信の送信装置

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Publication number: JP3838211B2
Application number: JP2003080312A
Authority: JP
Inventors: 貴久子安
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2003-03-24
Filing date: 2003-03-24
Publication date: 2006-10-25
Anticipated expiration: 2023-03-24
Also published as: JP2004289597A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、コンデンサへの充放電電流を制御することによって台形波信号を生成する台形波信号生成回路および当該台形波信号生成回路を用いた非同期式シリアル通信の送信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
特許文献１の図１には、２つの定電流回路とコンデンサとを備え、コンデンサと直列に接続された定電流回路によりコンデンサを充電し、コンデンサと並列に接続された定電流回路によりコンデンサを放電する構成を備えた充放電回路が開示されている。この充放電回路を用いると、台形波電圧を生成することができる。また、特許文献２には、ＭＯＳトランジスタの特性を利用して、高周波成分が抑制された台形波信号を生成する台形波信号出力装置が示されている。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００２−１５２０１５号公報（図１）
【０００４】
【特許文献２】
特開平９−２６１０１６号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
図１０は、特許文献１に開示された充放電回路を用いて構成した台形波電圧生成回路の電気的構成の一例を示している。この台形波電圧生成回路１は、例えば非同期式シリアル通信のドライバ回路の前段に用いられるもので、通信線での急峻な信号変化によるノイズの発生を抑制する機能を果たしている。
【０００６】
トランジスタＴ１とＴ２はカレントミラー回路２を構成しており、それぞれ定電流回路３、４と直列に接続されている。定電流回路３の出力電流Ｉ１は、定電流回路４の出力電流Ｉ２の２倍の電流値に設定されている。トランジスタＴ１にはスイッチ回路として動作するトランジスタＴ３が並列に接続されている。トランジスタＴ３は、送信データに対応した入力電圧Ｖinによりオンオフするようになっている。また、トランジスタＴ２にはコンデンサＣ１が並列に接続されている。
【０００７】
この構成において、入力電圧ＶinがＬレベルからＨレベルになると、トランジスタＴ３がオン、トランジスタＴ１、Ｔ２がオフとなり、コンデンサＣ１は定電流回路４の出力電流Ｉ２によって充電される。これにより、出力電圧Ｖｏは一定の割合で上昇する。一方、入力電圧ＶinがＨレベルからＬレベルになると、トランジスタＴ３がオフ、トランジスタＴ１、Ｔ２がオンとなり、コンデンサＣ１は、トランジスタＴ２に流れる電流Ｉ１と定電流回路４の出力電流Ｉ２との差分電流（Ｉ１−Ｉ２）によって放電される。その結果、出力電圧Ｖｏは一定の割合で下降する。
【０００８】
しかしながら、このようにして生成された台形波電圧であっても、入力電圧Ｖinのレベル変化時における出力電圧Ｖｏの波形には多くの高周波成分が含まれているため、例えば車両用ネットワークにおいて用いられると、車両に搭載されたラジオに混入するノイズを十分に抑制することができない場合がある。
【０００９】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、波形に含まれる高調波成分を極力低減できる台形波信号生成回路、および当該台形波信号生成回路を用いた非同期式シリアル通信の送信装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載した手段によれば、波形制御信号が第１のレベルにある場合、コンデンサは、第２の電流出力回路が出力する放電電流と第１の電流出力回路が出力する充電電流との差電流（放電電流の１／２の大きさあるいは充電電流の大きさに等しい）によって放電され、その放電電流の大きさに応じてコンデンサの端子間電圧が低下する。これに対し、波形制御信号が第２のレベルにある場合、コンデンサは、第１の電流出力回路が出力する充電電流によって充電され、その充電電流の大きさに応じてコンデンサの端子間電圧が上昇する。
【００１１】
この場合、電流制御回路は、コンデンサの端子間電圧と複数設定されているしきい値電圧との比較に基づいて、端子間電圧と第１または第２の電源線との電圧差が小さいほど充放電電流が小さくなるように制御する。従って、波形制御信号のレベルが変化した場合、コンデンサの端子間電圧（台形波信号）の増減開始時点における電圧変化率は徐々に大きくなり、その後増減終了時点における電圧変化率は徐々に小さくなる。
【００１２】
その結果、増減開始時点、増減終了時点にエッジ波形部分が生じる従来の台形波信号とは異なり、コンデンサの端子間電圧の変化率が急激に変化することがなくなり（つまり端子間電圧の２階微分値が小さくなり）、台形波信号に含まれている高調波成分を極力低減することができる。また、しきい値電圧は、第１の電源線と第２の電源線をそれぞれ基準として生成されるため、電源電圧が変動しても常になめらかな変化波形を持つ台形波信号が得られる。
【００１３】
請求項２に記載した手段によれば、電流制御回路は、端子間電圧が（複数存在するうちの）何れかのしきい値電圧を超えるごとに、一定の基準電流を単位として充放電電流を増減する。このような構成にすると、半導体集積回路装置として実現する際に同サイズのトランジスタを用いることができるので、高い電流精度を得やすいという利点がある。
【００１４】
請求項３に記載した手段によれば、第１のしきい値電圧生成回路が生成するしきい値電圧と第２のしきい値電圧生成回路が生成するしきい値電圧が、第１の電源線と第２の電源線の中央電圧に対して対称な電圧とされている。これにより、台形波信号が上記中央電圧に対し高電位側と低電位側とで対称波形となり、波形歪を一層低減することができる。
【００１５】
請求項４に記載した手段によれば、第１の電源線と第２の電源線との間に直列に接続された複数のダイオードの共通接続点の電圧がしきい値電圧となる。これらダイオードには一定電流が流れているため、電源電圧が変化しても、第１または第２の電源線を基準とするしきい値電圧の変動が抑えられる。また、例えば非同期式シリアル通信の送信装置において、ドライバ回路の出力端子と第１の電源線との間または前記出力端子と第２の電源線との間にダイオードまたはトランジスタのベース・エミッタ間が介在している構成の場合には、温度変化によって順方向電圧が変動した場合を含め、台形波信号生成回路とドライバ回路との電圧協調動作が図られる。
【００１６】
請求項５に記載した手段によれば、第１の電源線の電位を基準として互いにｐｎ接合の順方向電圧ＶＦだけ異なる３つのしきい値電圧と、第２の電源線の電位を基準として互いに電圧ＶＦだけ異なる３つのしきい値電圧とが設定されている。台形波信号の変化時の波形が正弦波に近似するほど高周波成分が低減すると考えられるが、計時手段を持たない台形波信号生成回路にあっては時間を基準にして正弦波に近づけることはできず、等間隔に配したしきい値電圧を基準に正弦波に近づけることが現実的な手段となる。発明者のシミュレーションによる評価により、電源電圧が８Ｖの場合、上記６ポイントの近似により実用上問題のない程度にまで高周波成分が低減することが明らかとなった。
【００１７】
請求項６に記載した手段によれば、ドライバ回路は、所定の規格に従って台形波信号とされた送信データを通信線を通して送信するので、ドライバ回路や通信線から出力されるノイズを低減できる。
【００１８】
請求項７に記載した手段によれば、上記送信装置をＬＩＮに基づく車両用ネットワークで用いることにより、通信に伴ってラジオや他の制御機器に与えるノイズを低減することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を車両用ネットワークのトランシーバＩＣに適用した一実施形態について図１ないし図９を参照しながら説明する。
図３は、トランシーバＩＣのブロック構成図である。このトランシーバＩＣ１１は、車両（自動車）のドア、ミラー、ルーフ、シート、ワイパ、メータ、空調などボディ系の制御を行うためのＥＣＵ(Electronic Control Unit) の内部に具備された基板上に搭載されるものである。図示しないが、この基板にはＣＰＵを内蔵する制御用ＩＣが搭載されている。ＥＣＵに搭載された当該トランシーバＩＣ１１は、他のＥＣＵに搭載されたトランシーバＩＣ、車両内に設けられた通信線（後述するＬＩＮバス）とともに車両用ネットワークを構築している。
【００２０】
車両の制御系において高速通信（〜１Ｍｂｐｓ）を必要とする部分では、通信プロトコルとしてＣＡＮ（Controller Area Network ）が用いられているが、高速通信を必要としないボディ系部分ではＬＩＮ（Local Interconnect Network）が標準となりつつある。ＬＩＮは、ＵＡＲＴ／ＳＣＩをベースにしており、低コストでシステムを構築できるという利点がある。ＩＳＯ９１４１を拡張したシングルワイヤ方式、最大通信速度は２０ｋｂｐｓ、スルーレートは１〜３Ｖ／μｓで、シングルマスタのマスター・スレーブ方式である。
【００２１】
さて、図３に示すように、トランシーバＩＣ１１は８つの端子１２〜１９を備えており、このうち端子１２からバッテリの電源電圧ＶＢを入力し、定電圧回路２０において電源電圧Ｖccを生成するようになっている。トランシーバＩＣ１１内の各機能ブロック（後述する台形波電圧生成回路２２およびドライバ回路２３を除く）は、定電圧回路２０から電源電圧Ｖccの供給を受けて動作するようになっている。また、電源電圧ＶＢが所定電圧（例えば６Ｖ）以下に低下したことを検出して電源を遮断する低電圧遮断回路２１を備えている。
【００２２】
詳しくは後述する台形波電圧生成回路２２（台形波信号生成回路に相当）は、端子１３にイネーブル信号ＥＮが与えられていることを条件として動作し、上記制御用ＩＣから端子１４に送られた送信データＴＸＤに基づいて上述のスルーレートを持つ台形波状の信号（以下、台形波信号という）を生成するようになっている。台形波信号とするのは、ラジオノイズを低減するためである。
【００２３】
ドライバ回路２３は、台形波信号を端子１６に繋がるＬＩＮバスに出力するもので、最大で１５のトランシーバＩＣが接続された状態であってもＬＩＮバスを十分に駆動するだけの電流駆動能力を有している。このドライバ回路２３には、過熱保護・過電流制限回路２４が付加されている。台形波電圧生成回路２２とドライバ回路２３は、本発明でいう送信装置を構成している。一方、レシーバ回路２５は、ＬＩＮバスを通して送信されてきた非同期式シリアル通信データを受信し、その受信データＲＸＤを端子１７を介して制御用ＩＣに出力するようになっている。
【００２４】
以上の基本機能に加え、トランシーバＩＣ１１は、通常動作モードと低消費電力動作モード（スリープモード）との切り替えが可能となっている。ウェイクアップ回路２６は、スリープモードにおいて外部スイッチなどから端子１８に所定の信号が入力されるとタイマ回路２７を起動し、タイマ回路２７がその信号入力状態で一定時間を計時するとスリープモードから通常動作モードに移行するようになっている。この時、ウェイクアップ信号出力回路２８は、端子１９を介して制御用ＩＣに対しウェイクアップ信号ＷＫＵＰを出力するようになっている。同様に、ウェイクアップ回路２９は、スリープモードにおいてＬＩＮバスのレベルがＬレベルになるとタイマ回路２７を起動し、ウェイクアップおよびウェイクアップ信号ＷＫＵＰの出力を行うようになっている。
【００２５】
図１は、台形波電圧生成回路２２の電気的構成を示すもので、上記イネーブル信号ＥＮについては省略している。電源線３０（第２の電源線に相当）と電源線３１（第１の電源線に相当）との間には、電源電圧ＶＢが与えられている。台形波信号は、送信データＴＸＤのレベル（ＬまたはＨ）に応じて、コンデンサＣ１１の端子間電圧Ｖｃ（以下、電圧Ｖｃという）として生成されるようになっている。
【００２６】
このコンデンサＣ１１の一端子は電源線３１に接続されており、他端子はエミッタとベースとが接続されたトランジスタＴ１１およびトランジスタＴ１２を介して電源線３０に接続されている。トランジスタＴ１２は、コンデンサＣ１１に充電電流Ｉａを流す第１の電流出力回路に相当する。また、コンデンサＣ１１の両端子間には、トランジスタＴ１３とＴ１４が並列に接続されている。これらトランジスタＴ１３とＴ１４は、２つ合わせて上記充電電流Ｉａの２倍の大きさの放電電流Ｉｂを流す第２の電流出力回路に相当する。
【００２７】
これら充放電電流Ｉａ、Ｉｂの大きさは、以下に説明する電流制御回路３２によって制御されるようになっている。すなわち、電源線３０に対しエミッタ接地の接続形態を持つトランジスタＴ１５〜Ｔ１８は、それぞれトランジスタＴ１９とともにカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＴ１９と直列接続された定電流回路３３の出力電流Ｉ０に等しい電流を流すようになっている。トランジスタＴ１６〜Ｔ１８の各コレクタは、それぞれダイオード接続されたトランジスタＴ２０〜Ｔ２２を介してノードＮａに接続されており、トランジスタＴ１５のコレクタは直接ノードＮａに接続されている。トランジスタＴ２０〜Ｔ２２は、逆方向電流を阻止するために設けられている。
【００２８】
このノードＮａと電源線３１との間には、ベースとコレクタとが接続されたトランジスタＴ２３とコンデンサＣ１２とが並列に接続されており、そのトランジスタＴ２３は、トランジスタＴ２４とともにカレントミラー回路３４を構成している。また、トランジスタＴ２４と電源線３０との間には、ベースとコレクタとが接続されたトランジスタＴ２５が接続されており、このトランジスタＴ２５は、トランジスタＴ２６および上述したトランジスタＴ１２とともにカレントミラー回路３５を構成している。
【００２９】
さらに、トランジスタＴ２６と電源線３１との間には、ＭＯＳトランジスタＴ２７とトランジスタＴ２８とが並列に接続されており、そのトランジスタＴ２８は、上述したトランジスタＴ１３、Ｔ１４とともにカレントミラー回路３６を構成している。ＭＯＳトランジスタＴ２７のゲートには、波形制御信号に相当する送信データＴＸＤが与えられるようになっている。
【００３０】
上述したトランジスタＴ１５〜Ｔ１８のうちトランジスタＴ１５の出力電流は、常にノードＮａを通してトランジスタＴ２３に流れるが、トランジスタＴ１６〜Ｔ１８の出力電流は、オープンコレクタの出力形式を持つ６個のコンパレータＣＰ１〜ＣＰ６によってトランジスタＴ２３への流入が制御されるようになっている。
【００３１】
すなわち、コンパレータＣＰ１とＣＰ６の出力端子、コンパレータＣＰ２とＣＰ５の出力端子、コンパレータＣＰ３とＣＰ４の出力端子は、それぞれトランジスタＴ１６、Ｔ１７、Ｔ１８のコレクタに接続されており、各コンパレータＣＰ１〜ＣＰ６の出力トランジスタがオンすると、対応するトランジスタＴ１６〜Ｔ１８の出力電流を流し込むようになっている。
【００３２】
コンパレータＣＰ１、ＣＰ２、ＣＰ３の非反転入力端子には、トランジスタＴ１１のエミッタの電圧Ｖｓ（＝Ｖｃ＋ＶＦ）が与えられており、反転入力端子には、それぞれしきい値電圧生成回路３７（第１のしきい値電圧生成回路に相当）からしきい値電圧が与えられるようになっている。そのしきい値電圧生成回路３７は、電源線３０と３１との間に、トランジスタＴ２９とダイオード接続されたトランジスタＴ３０〜Ｔ３４とが直列接続された構成を有している。
【００３３】
しきい値電圧は、それぞれトランジスタＴ３２、Ｔ３１、Ｔ３０のコレクタの電圧であって、トランジスタＴ３０〜Ｔ３４のベース・エミッタ間電圧（ｐｎ接合の順方向電圧）をＶＦとすれば、それぞれ３・ＶＦ、４・ＶＦ、５・ＶＦの電圧を有している。ただし、これらのしきい値電圧は、電圧Ｖｓと比較する場合のもので、電圧Ｖｃと比較する場合のしきい値Ｖr1、Ｖr2、Ｖr3は、それぞれ２・ＶＦ、３・ＶＦ、４・ＶＦとなる。
【００３４】
トランジスタＴ１１を設けたのは、コンパレータＣＰ１〜ＣＰ３の入力部が１段からなるＰＮＰ形トランジスタにより構成されており、内部のバイアス電流が入力端子から流れ出すのを防止する必要があるからである。従って、コンパレータＣＰ１〜ＣＰ６の入力部が２段構成であれば、トランジスタＴ１１は不要となり、それとともにしきい値電圧生成回路３７におけるトランジスタＴ３４を削除すればよい。
【００３５】
同様に、コンパレータＣＰ４、ＣＰ５、ＣＰ６の反転入力端子には、電圧Ｖｓが与えられており、非反転入力端子には、それぞれしきい値電圧生成回路３８（第２のしきい値電圧生成回路に相当）からしきい値電圧が与えられるようになっている。そのしきい値電圧生成回路３８は、電源線３０と３１との間に、ダイオード接続されたトランジスタＴ３５〜Ｔ３９とトランジスタＴ４０とが直列接続された構成を有している。
【００３６】
しきい値電圧Ｖr4、Ｖr5、Ｖr6は、それぞれトランジスタＴ３８、Ｔ３７、Ｔ３６のエミッタの電圧であって、（ＶＢ−４・ＶＦ）、（ＶＢ−３・ＶＦ）、（ＶＢ−２・ＶＦ）の電圧を有している。
【００３７】
上記トランジスタＴ２９とＴ４０は、定電流回路として機能するものである。すなわち、電源線３０と３１との間にはトランジスタＴ４１と定電流回路３９とが直列に接続されており、そのトランジスタＴ４１は、トランジスタＴ４２および上記トランジスタＴ２９とともにカレントミラー回路を構成している。トランジスタＴ４２と電源線３１との間にはトランジスタＴ４３が接続されており、そのトランジスタＴ４３は、上記トランジスタＴ４０とともにカレントミラー回路を構成している。従って、トランジスタＴ２９〜Ｔ４０には定電流回路３９の出力電流に等しい電流が流れ、電源電圧ＶＢが変化してもしきい値電圧が変動しないようになっている。
【００３８】
図２は、ドライバ回路２３の概略的な電気的構成を示している。ドライバ回路２３の電源線４０と４１との間には、電源電圧ＶＢが与えられている。端子４２と電源線４１との間には、上述した台形波電圧生成回路２２からコンデンサＣ１１の端子間電圧Ｖｃが与えられるようになっており、端子４３は、トランシーバＩＣ１１の端子１６を介してＬＩＮバスに接続されるようになっている。
【００３９】
端子４２は、ＭＯＳトランジスタＴ４４のゲートに接続されている。ＭＯＳトランジスタＴ４４のドレインは電源線４１に接続されており、ソースは、定電流回路４４を介して電源線４０に接続されている。このＭＯＳトランジスタＴ４４のソースは、トランジスタＴ４５のベースにも接続されている。そのトランジスタＴ４５のコレクタは、図示極性のダイオードＤ１１を介して電源線４０に接続されており、エミッタは、定電流回路４５を介して電源線４１に接続されている。トランジスタＴ４５のエミッタは、さらにトランジスタＴ４６のベースにも接続されている。そのトランジスタＴ４６のエミッタは上記端子４３とされており、抵抗Ｒ１１と図示極性のダイオードＤ１２を介して電源線４０に接続されている。また、トランジスタＴ４６のコレクタは電源線４１に接続されている。
【００４０】
次に、本実施形態の作用について図４ないし図９も参照しながら説明する。
トランシーバＩＣ１１がスリープモードにある場合、定電圧回路２０から台形波電圧生成回路２２、ドライバ回路２３およびレシーバ回路２５への電圧供給が停止するため、トランシーバＩＣ１１はデータの送受信をすることができない。そこで、以下においてはトランシーバＩＣ１１が通常動作モードにある場合について説明する。
【００４１】
ＬＩＮでは、ラジオノイズを低減するためにＬＩＮバスの信号は所定のスルーレート（１〜３Ｖ／μｓ）を持つ台形波信号とされている。すなわち、送信データＴＸＤがＬレベル（第１のレベルに相当）である場合、トランジスタＴ２７はオフとなり、トランジスタＴ１３とＴ１４は、２つ合わせてトランジスタＴ２６、Ｔ２８に流れる電流の２倍の放電電流Ｉｂを流す。これに対し、トランジスタＴ１２は、トランジスタＴ２６に流れる電流と等しい充電電流Ｉａを流しており、結局のところコンデンサＣ１１は（Ｉｂ−Ｉａ）＝Ｉａ＝Ｉｂ／２なる電流によって放電され、コンデンサＣ１１の端子間電圧Ｖｃは（Ｉｂ−Ｉａ）の大きさに応じた傾きで減少する。
【００４２】
送信データＴＸＤがＨレベル（第２のレベルに相当）になると、トランジスタＴ２７はオンとなり、トランジスタＴ１３とＴ１４はオフとなる。これにより、コンデンサＣ１１は充電電流Ｉａによって充電され、コンデンサＣ１１の端子間電圧Ｖｃは充電電流Ｉａの大きさに応じた傾きで増加する。この電圧Ｖｃは、トランジスタＴ１１を介して電圧Ｖｓ（＝Ｖｃ＋ＶＦ）として検出され、コンパレータＣＰ１〜ＣＰ６に入力される。
【００４３】
充電電流Ｉａつまり電圧Ｖｃの変化率は、電流制御回路３２により制御されている。図７は、電源電圧ＶＢが８Ｖの下で、送信データＴＸＤがＬレベルからＨレベルに変化したとき（時間０〜６．３μｓ）およびＨレベルからＬレベルに変化したとき（時間６．３〜１２．６μｓ）の電圧Ｖｃの変化波形を示している。電圧Ｖｃが２・ＶＦより小さい期間は、コンパレータＣＰ１〜ＣＰ３の出力トランジスタは全てオンしており、コンパレータＣＰ４〜ＣＰ６の出力トランジスタは全てオフしている。この場合、トランジスタＴ１６〜Ｔ１８が出力する電流Ｉ０は、それぞれコンパレータＣＰ１〜ＣＰ３の出力トランジスタを介して流れるため、ノードＮａからトランジスタＴ２３に流れる電流すなわちトランジスタＴ１２が流す充電電流Ｉａは、トランジスタＴ１５が流す電流Ｉ０のみとなる。
【００４４】
その後、電圧Ｖｃが上昇してしきい値電圧Ｖr1（＝２・ＶＦ）に達すると、コンパレータＣＰ１の出力トランジスタがオンからオフに転じ、充電電流ＩａはトランジスタＴ１５とＴ１６が流す電流２・Ｉ０に増加する。そして、電圧Ｖｃが上昇してしきい値電圧Ｖr2（＝３・ＶＦ）に達すると、コンパレータＣＰ２の出力トランジスタもオフとなり、充電電流ＩａはトランジスタＴ１５〜Ｔ１７が流す電流３・Ｉ０になる。さらに、電圧Ｖｃが上昇してしきい値電圧Ｖr3（＝４・ＶＦ）に達すると、コンパレータＣＰ３の出力トランジスタもオフとなり、充電電流ＩａはトランジスタＴ１５〜Ｔ１８が流す電流４・Ｉ０になる。
【００４５】
電圧Ｖｃがさらに上昇してしきい値電圧Ｖr4（＝ＶＢ−４・ＶＦ）に達すると、コンパレータＣＰ４の出力トランジスタがオフからオンに転じ、トランジスタＴ１８の出力電流が当該コンパレータＣＰ４の出力トランジスタを介して流れるようになる。このため、充電電流Ｉａは、トランジスタＴ１５〜Ｔ１７が流す電流３・Ｉ０に減少する。そして、電圧Ｖｃが上昇してしきい値電圧Ｖr5（＝ＶＢ−３・ＶＦ）に達すると、コンパレータＣＰ５の出力トランジスタもオンとなり、充電電流ＩａはトランジスタＴ１５とＴ１６が流す電流２・Ｉ０になる。
【００４６】
さらに、電圧Ｖｃが上昇してしきい値電圧Ｖr2（＝ＶＢ−２・ＶＦ）に達すると、コンパレータＣＰ６の出力トランジスタもオンとなり、充電電流ＩａはトランジスタＴ１５が流す電流Ｉ０のみになる。この充電電流Ｉａの制御は、送信データＴＸＤがＨレベルからＬレベルに変化したときの充放電電流Ｉａ、Ｉｂの制御についても同様となる。なお、ノードＮａと電源線３１との間にコンデンサＣ１２を接続すると、充放電電流Ｉａ、Ｉｂの切り替わり時に一時的に発生する電流のずれ分を吸収することができる。
【００４７】
送信データＴＸＤに応じて生成された台形波状の電圧Ｖｃは、ドライバ回路２３に与えられ、この電圧Ｖｃと同じ波形を持つ信号がＬＩＮバスに出力される。ドライバ回路２から出力される信号は、ダイオードＤ１２の存在によって（ＶＢ−ＶＦ）が上限電圧となり、トランジスタＴ４６の存在によってＶＦが下限電圧となる。従って、温度変化により順方向電圧ＶＦが変動すると、その上下限電圧も変動する。
【００４８】
しかし、本実施形態の場合、台形波電圧生成回路２２のしきい値電圧生成回路３７、３８は、順方向電圧ＶＦを基準としてしきい値電圧を生成している。このため、温度が変化しても、台形波電圧生成回路２２で生成される電圧Ｖｃとドライバ回路２３が出力する上下限電圧との間にずれが生じにくく、波形歪が発生しにくい効果が得られる。
【００４９】
次に、しきい値電圧を上述した値に設定した理由について説明する。
ノイズは、ＬＩＮバスに出力される台形波信号に含まれる高周波成分に起因して生じるため、送信データＴＸＤのレベルが変化した時のＬＩＮバスへの出力信号の変化つまりコンデンサＣ１１の端子間電圧Ｖｃの変化は、上記スルーレート（１〜３Ｖ／μｓ）の規格を満たす範囲内において極力滑らかな変化とすることが好ましい。そのためには、所定の電源電圧ＶＢの下において、電圧Ｖｃの上昇時と下降時の波形を正弦波に近づけることが有効である。
【００５０】
離散的な制御によって正弦波電圧を生成する方法としては、一定の時間ごとにコンデンサＣ１１への充放電電流Ｉａ、Ｉｂを変えて電圧Ｖｃの傾きを制御する方法と、一定の電圧ごとにコンデンサＣ１１への充放電電流Ｉａ、Ｉｂを変えて電圧Ｖｃの傾きを制御する方法とが考えられる。図４（ａ）は、前者の方法により生成した電圧を示しており、図４（ｂ）は、後者の方法により生成した電圧を示している。横軸は規格化された時間を表しており、縦軸は規格化された電圧を表している。時間０から１０までが台形波の立ち上がり部分を表し、時間１０から２０までが台形波の立ち下がり部分を表している。
【００５１】
この図４から分かるように、正弦波はそのピーク値付近において変化率が小さくなるため、一定の電圧ごとの制御を採用すると電圧の増減開始部分および増減終了部分においてエッジ（傾きが急変する波形部分）が生じ易い。しかし、一定の時間ごとの制御を採用すると、タイマなどの計時手段とクロック発生手段とが必要となり、また、クロックノイズの発生が問題となる。そこで、所定の電圧ごとに充放電電流を変えて電圧Ｖｃの傾きを制御する方法を採用した場合であって、実用的に構成可能な範囲内において電圧Ｖｃを極力正弦波に近づけるための条件を検討する。
【００５２】
図５、図６、図７は、電源電圧ＶＢが８Ｖ、スルーレートが約２Ｖ／μｓの条件の下で、立ち上がり時と立ち下がり時のしきい値電圧の数をそれぞれ２個、４個、６個とした場合の電圧Ｖｃのシミュレーション波形を示している。各図には、所定の電圧ごとの制御による電圧波形Ａが実線で示されており、さらに理想的な正弦波形に対する電圧波形Ａのずれを見るため、一定の時間ごとの制御による電圧波形Ｂが一点鎖線で示されている。電圧波形Ｂの上に時間等間隔にとられた各プロットには、電圧波形Ａのずれの程度が分かるように±０．３Ｖの電圧範囲が示されている。
【００５３】
また、電圧Ｖｃが各しきい値電圧に達するごとに、コンデンサＣ１１への充放電電流Ｉａ、Ｉｂが一定の電流Ｉ０だけ増減するように設定されている。このようにすると、同サイズのトランジスタＴ１５〜Ｔ１８を用いることができ、電流精度を高められるという利点がある。図５ないし図７のしきい値電圧と傾きをまとめると以下のようになる。上述したように、図１に示す構成は、図７に示すしきい値の設定に対応している。
【００５４】
（１）しきい値電圧の数＝２（図５）
しきい値電圧＝３・ＶＦ、ＶＢ−３・ＶＦ
充放電電流比＝１：２：１
（２）しきい値電圧の数＝４（図６）
しきい値電圧＝２・ＶＦ、４・ＶＦ、ＶＢ−４・ＶＦ、ＶＢ−２・ＶＦ
充放電電流比＝１：２：３：２：１
（３）しきい値電圧の数＝６（図７）
しきい値電圧＝２・ＶＦ、３・ＶＦ、４・ＶＦ、
ＶＢ−４・ＶＦ、ＶＢ−３・ＶＦ、ＶＢ−２・ＶＦ
充放電電流比＝１：２：３：４：３：２：１
【００５５】
図５ないし図７に示すしきい値電圧は、電源電圧ＶＢの中央電圧（ＶＢ／２）に対して対称な電圧とされている。これにより、電圧ＶｃおよびＬＩＮバスの電圧が上記中央電圧に対し高電位側と低電位側とで対称波形となり、波形歪を低減することができる。
【００５６】
これら図５ないし図７を比較検討した結果、電源電圧ＶＢが８Ｖの条件の下では、図７に示す電圧波形を採用することにより、従来の台形波形に比べて十分なノイズ低減効果が得られ、且つ従来構成と比較して回路構成の増加も実設計上許容される範囲内であるとの評価を得た。ただし、許容される発生ノイズ、トランシーバＩＣ１１のチップサイズやコスト、電源電圧範囲などによっては、しきい値電圧の数が６ではなく、２、４、８、…等の方が適切な場合もある。
【００５７】
図８は、トランシーバＩＣ１１を用いて通信を行った場合の実測波形であって、送信データＴＸＤ、受信データＲＸＤ、ＬＩＮバスの電圧、ＬＩＮバスの電流の各波形を示している。また、図９は、ドライバ回路２３の出力端で測定したＡＭ帯のノイズ特性を示している。これらの測定時の温度は室温、電源電圧ＶＢは１８Ｖ、ＬＩＮバスの負荷は５１０Ω、通信速度は２０ｋｂｐｓである。
【００５８】
電源電圧ＶＢが１８Ｖと高いため、図８に示すように送信データＴＸＤのレベル変化時においてバス電圧は正弦波にはなっていないが、０Ｖ付近または電源電圧ＶＢ付近での増減開始部分および増減終了部分の傾きが非常に滑らかになっており、エッジが除去されていることが分かる。また、バス電圧の立ち上がりと立ち下りがほぼ対称波形となっている。さらに、図９に示すように、ＡＭ帯のノイズは、従来のものに対し５ｄＢｍ〜１０ｄＢｍの低減効果があった。
【００５９】
以上説明したように、本実施形態のトランシーバＩＣ１１の台形波電圧生成回路２２は、複数のしきい値電圧を設定するしきい値電圧生成回路３７、３８を備え、コンデンサＣ１１の端子間電圧Ｖｃとそのしきい値電圧との比較に基づいて、電圧Ｖｃが下限電圧ＶＦまたは上限電圧（ＶＢ−ＶＦ）に近いほど充放電電流Ｉａ、Ｉｂが小さくなるように制御する。
【００６０】
この制御によれば、送信データＴＸＤのレベルが変化した場合、電圧Ｖｃの増減開始時点における電圧変化率は徐々に大きくなり、その後増減終了時点における電圧変化率は徐々に小さくなる。その結果、ドライバ回路２３によって出力されるＬＩＮバスの電圧の変化率が急激に変化することがなくなり、ＬＩＮバスの電圧およびＬＩＮバスの電流に含まれている高調波成分が低減してラジオノイズが減少する。
【００６１】
しきい値電圧は、ＶＢ／２に対して対称な電圧とされているので、波形歪を極力低減することができる。また、バス電圧の立ち上がりと立ち下りが対称波形となるので、波形の対称性が必要となる非同期式シリアル通信にとって好適となる。そして、ＶＢ／２よりも低いしきい値電圧は０Ｖを基準として生成され、ＶＢ／２よりも高いしきい値電圧は電源電圧ＶＢを基準として生成されているので、電源電圧ＶＢが変動しても常に滑らかな変化波形を持つ電圧Ｖｃが得られる。さらに、しきい値電圧は、順方向電圧ＶＦを基準にして生成されているので、温度が変化しても波形歪が発生しにくい特徴を有している。
【００６２】
充放電電流Ｉａ、Ｉｂは、トランジスタＴ１５ないしＴ１８の出力電流を加算した電流となる。これらトランジスタＴ１５ないしＴ１８は、同じサイズを持ち、同じ電流Ｉ０を出力するので、製造プロセスによるばらつきが生じにくく、高い電流精度を得やすい。
【００６３】
なお、本発明は上記し且つ図面に示す実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
台形波電圧生成回路２２に用いられているトランジスタの殆どはバイポーラトランジスタであるが、ＦＥＴにより構成しても良い。
通信プロトコルは、ＬＩＮに限らずＣＡＮやその他のプロトコルであっても良い。また、車両用ネットワーク以外のネットワークにおける非同期式シリアル通信にも適用できる。
また、台形波電圧生成回路２２は、非同期式シリアル通信の送信装置以外にも適用できる。その場合、しきい値電圧は、必ずしもＶＢ／２に対して対称な電圧とする必要はなく、また、順方向電圧ＶＦ以外の電圧を基準として生成してもよい。さらに、トランジスタＴ１５〜Ｔ１８の出力電流を互いに異なる電流値としてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示す台形波電圧生成回路の電気的構成図
【図２】ドライバ回路の電気的構成図
【図３】トランシーバＩＣのブロック構成図
【図４】（ａ）は一定時間ごとに充放電電流を変えた場合の電圧波形を示す図、（ｂ）は一定電圧ごとに充放電電流を変えた場合の電圧波形を示す図
【図５】しきい値電圧の数が２個の場合の電圧波形を示す図
【図６】しきい値電圧の数が４個の場合の電圧波形を示す図
【図７】しきい値電圧の数が６個の場合の電圧波形を示す図
【図８】通信中の実測波形を示す図
【図９】ＡＭ帯のノイズ特性を示す図
【図１０】従来技術を示す図１相当図
【符号の説明】
２２は台形波電圧生成回路（台形波信号生成回路）、２３はドライバ回路、３０は電源線（第２の電源線）、３１は電源線（第１の電源線）、３２は電流制御回路、３７はしきい値電圧生成回路（第１のしきい値電圧生成回路）、３８はしきい値電圧生成回路（第２のしきい値電圧生成回路）、Ｃ１１はコンデンサ、Ｔ１２はトランジスタ（第１の電流出力回路）、Ｔ１３、Ｔ１４はトランジスタ（第２の電流出力回路）である。

Claims

一端子が第１の電源線に接続され、他端子から台形波信号が取り出されるコンデンサと、
第２の電源線と前記コンデンサの他端子との間に設けられ、前記コンデンサに対し充電電流を流す第１の電流出力回路と、
波形制御信号が第１のレベルにある場合に前記コンデンサから前記充電電流の２倍の大きさの放電電流を流し出し、前記波形制御信号が第２のレベルにある場合に電流出力停止状態となる第２の電流出力回路と、
前記第１の電源線を基準として複数のしきい値電圧を生成する第１のしきい値電圧生成回路と、
前記第２の電源線を基準として複数のしきい値電圧を生成する第２のしきい値電圧生成回路と、
前記コンデンサの端子間電圧と前記複数のしきい値電圧との比較に基づいて、前記端子間電圧と前記第１または第２の電源線との電圧差が小さいほど前記充放電電電流が小さくなるように前記第１、第２の電流出力回路を制御する電流制御回路とを備えて構成されていることを特徴とする台形波信号生成回路。
前記電流制御回路は、前記端子間電圧が何れかのしきい値電圧を超えるごとに、一定の基準電流を単位として前記充放電電流を増減するように制御することを特徴とする請求項１記載の台形波信号生成回路。
前記第１のしきい値電圧生成回路が生成するしきい値電圧と前記第２のしきい値電圧生成回路が生成するしきい値電圧とは、前記第１の電源線と前記第２の電源線の中央電圧に対して対称な電圧となるように設定されていることを特徴とする請求項１または２記載の台形波信号生成回路。
前記第１、第２のしきい値電圧生成回路は、それぞれ前記第１の電源線と前記第２の電源線との間に直列に接続された複数のダイオードと定電流回路とから構成されていることを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載の台形波信号生成回路。
前記第１のしきい値電圧生成回路は、前記第１の電源線の電位を基準として互いにｐｎ接合の順方向電圧ＶＦだけ異なる３つのしきい値電圧を生成し、前記第２のしきい値電圧生成回路は、前記第２の電源線の電位を基準として互いに前記電圧ＶＦだけ異なる３つのしきい値電圧を生成するように構成されていることを特徴とする請求項４記載の台形波信号生成回路。
波形制御信号として２値レベルからなる送信データを入力する請求項１ないし５の何れかに記載の台形波信号生成回路と、
この台形波信号生成回路から出力される台形波信号を通信線を通して送信するドライバ回路とから構成されていることを特徴とする非同期式シリアル通信の送信装置。
ＬＩＮ（Local Interconnect Network）に基づく車両用ネットワークにおいて用いられることを特徴とする請求項６記載の非同期式シリアル通信の送信装置。