JP3833824B2

JP3833824B2 - High frequency oscillator

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Publication number: JP3833824B2
Application number: JP12504098A
Authority: JP
Inventors: 雄也工藤; 隆輔泉
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1998-05-07
Filing date: 1998-05-07
Publication date: 2006-10-18
Anticipated expiration: 2018-05-07
Also published as: JPH11317664A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＡＴＶ、衛星放送、地上波放送などにおけるデジタル変調された信号を受信するチューナに使用する高周波発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＡＴＶ、衛星放送、地上波放送では、従来のアナログ変調されたＮＴＳＣ等のテレビ信号に加え、ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭあるいはＯＦＤＭ、８ＶＳＢ等のデジタル変調されたされた信号による放送が行われようとしている。
【０００３】
ＣＡＴＶ放送の例では、デジタル変調された通常５０〜８５０ＭＨｚ程度の高周波信号（ＲＦ信号）をケーブルによって各家庭に配信し、このＲＦ信号をチューナに人力し、チューナによって１回ないし２回の周波数変換（周波数変換が１回の場合はシングルスーパーヘテロダイン方式、２回の場合はダブルスーパーヘテロダイン方式と言われる）によって中間周波数（以下、ＩＦという。ＩＦは日本では５７±３ＭＨｚ、米国では４４士３ＭＨｚである。）と呼ばれる周波数帯へ周波数変換した後、ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭあるいはＯＦＤＭ、８ＶＳＢ等のデジタル復調が行われる。
【０００４】
前述のデジタル変調された信号は位相情報を有しているため、位相情報の純度を劣化させると受信信号の復調品位を低下させることになる。
【０００５】
上記チューナにおいては、高周波信号を中間周波信号に周波数変換する際に局部発振器としての高周波発振器が必要であるが、この高周波発振器の位相雑音が大きい場合には、高周波発振器からの発振信号によって周波数変換されたＩＦ信号の位相純度が低下し、結果としてデジタル復調される信号品位が低下することになる。
【０００６】
高周波発振器は、一般に電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）をＰＬＬ（Phase Locked Loop）で制御されたＰＬＯ（Phase Locked Oscillator）として構成される。この高周波発振器の発振周波数は、前述の一回の周波数変換でＩＦに変換する場合では、入力信号よりＩＦ分だけ高い周波数とされ、概ね９０〜９１０ＭＨｚの発振周波数範囲を必要とする。通常電圧制御発振器に使用される可変容量ダイオードでは、制御電圧に対する容量変化比には制約があるため、連続した制御電圧範囲（０〜３０Ｖ）では、発振周波数範囲の上限と下限の比は１．５倍〜２．５倍程度である。このため、局部発振器である高周波発振器の発振周波数を、複数の周波数帯域に分割することで、全周波数帯域（９０〜９１０ＭＨｚ）をカバーしている。
【０００７】
一般には、高周波発振器の発振周波数を、概略９０〜２２５ＭＨｚ、２２５〜５００ＭＨｚ、５００〜９１０ＭＨｚの３つの周波数帯域（バンド）について、それぞれバンドで０〜３０Ｖの連続した制御電圧範囲でカバーしている。
【０００８】
換言すれば、チューナにおいては、通常、シングルスーパーヘテロダイン方式で３バンド切り替えを行う場合、混合器及び局部発振器からなる周波数変換手段は各バンドにつき１組、即ち３つの周波数変換手段を備えて構成されている。以降の説明においては、１つのバンドに対応した発振周波数範囲９０〜２２５ＭＨｚを０〜３０Ｖの制御電圧範囲で制御するチューナにおける高周波発振器の例についてのみ取り扱うが、他の発振周波数範囲においても同様である。
【０００９】
図５に従来の高周波発振器のブロック図を示す。
図５には、チューナ１０、高周波発振器２０、選局用マイコン３０、操作手段４０が示されている。
【００１０】
チューナ１０は、混合器（ＭＩＸ）１１と電圧制御発振器（ＶＣＯ）２１とで構成されている。混合器１１において、入力ＲＦ信号と電圧制御発振器（ＶＣＯ）２１からの発振信号とを混合し、ＩＦ信号に周波数変換して出力する。
【００１１】
高周波発振器２０は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２１と、分周比１／Ｎ（Ｎは選局チャンネルに応じて可変）の可変分周器２２と、デジタル型の位相比較器２３と、基準発振器（ＸＯ）２４と、分周比１／Ｒ（Ｒは選局チャンネルによらず固定）の基準分周器２５と、チャージポンプ２６と、アクティブ型の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２７と、選局操作に応じた分周比Ｎのデータを出力するデータインターフェース２９とで構成されている。
【００１２】
電圧制御発振器２１の発振信号は可変分周器２２で１／Ｎに分周された後、デジタル型の位相比較器２３の第１の入力端子に入力される。水晶発振器などによる基準発振器２４の発振信号は基準分周器２５で１／Ｒに分周された後（これを比較周波数と言う）、位相比較器２３の第２の入力端子に入力される。位相比較器２３は入力された２つの入力信号の位相を比較し、その誤差情報（２つの入力信号間の位相の進み，遅れ，或いは同位相かの情報）に応じて次段のチャージポンプ２６の動作状態を変化させ、これによってアクティブ型の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２７のコンデンサに対して充電，放電，或いは電圧ホールドを行う。低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２７は、そのコンデンサへの充電，放電，電圧ホールドによって電圧制御発振器２１への出力電圧が降下，上昇，安定保持される。つまり、低域通過フィルタ２７からは、前記位相誤差に応じた制御電圧が出力され、電圧制御発振器２１の制御端子２８に供給される。データインターフェース２９は、操作手段４０によって選択される選局チャンネルに応じて選局用マイコン３０から出力した分周比Ｎのデータを、可変分周器２２に供給するためのインターフェースである。
【００１３】
制御ループの自然周波数ｆn は、次式で与えられる。自然周波数とは、制御ループをループフィルタとループゲインによって振動を持続させたと仮定したときの振動周波数をいう。
【００１４】
【数１】

ここで、Ｉcp：チャージポンプ電流［Ａ］
Ｇvco：電圧制御発振器の制御感度［Ｈｚ／Ｖ］
Ｎ：分周比（ｆvco／ｆcomp.）
Ｃ：低域通過フィルタのコンデンサの容量値［Ｆ］
ｆcomp.：比較周波数［Ｈｚ］
ｆvco：電圧制御発振器の発振周波数［Ｈｚ］
実際のＰＬＯにおいては、電圧制御発振器の制御感度（Ｇvco）と分周比（Ｎ）は、発振周波数によって異なる。
【００１５】
図６に電圧制御発振器の制御感度（Ｇvco）の特性例を示す。電圧制御発振器の発振周波数ｆvcoが９０〜２２５ＭＨｚの範囲では、ｆvco＝９０ＭＨｚのとき電圧制御発振器の制御感度が最大でＧvco＝２４ＭＨｚ／Ｖ、ｆvco＝２２５ＭＨｚのとき電圧制御発振器の制御感度が最小でＧvco＝４ＭＨｚ／Ｖであった。
【００１６】
図７に比較周波数ｆcomp.＝６２．５ｋＨｚの場合の分周比の逆数（１／Ｎ）を示す。電圧制御発振器の発振周波数ｆvcoが９０〜２２５ＭＨｚの範囲では、ｆvco＝９０ＭＨｚのとき１／Ｎ＝６．９Ｅ−４で最大、ｆvco＝２２５ＭＨｚのとき１／Ｎ＝２．８Ｅ−４で最小であった。
【００１７】
上記の例において、チャージポンプ電流Ｉcp＝０．２５ｍＡ、低域通過フィルタのコンデンサの容量値Ｃ＝２７ｎＦとした場合の自然周波数ｆn は（１）式より、ｆvco＝９０ＭＨｚでは２ｋＨｚ，ｆvco＝２２５ＭＨｚでは０．５ｋＨｚである。この結果は、発振周波数範囲の下限と上限とで、自然周波数ｆn の比が４倍になることを示している。この比は、２つの定数、チャージポンプ電流Ｉcpの電流値、低域通過フィルタのコンデンサの容量値Ｃの各設定値に関わらず一定であることは（１）式から明らかである。
【００１８】
ところで、上記従来の技術によると、電圧制御発振器の発振周波数ｆvcoによって制御ループの自然周波数ｆn が大きく（４倍程度）変化するため、必要とされる全周波数範囲にわたって低位相雑音を達成することが困難であった。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
上記の如く、従来技術によると、電圧制御発振器の発振周波数によって制御ループの自然周波数が大きく（４倍程度）変化するため、必要とされる全周波数範囲にわたって低位相雑音化を図ることが困難であった。
【００２０】
そこで、本発明は、上記の問題に鑑みてなされたものであり、電圧制御発振器の発振周波数を変えても、電圧制御発振器の発振周波数の差によって生じる制御ループの自然周波数の変化を小さく抑えることができ、必要とされる全周波数範囲にわたって位相雑音を低減化することができる高周波発振器を提供することを目的とするものである。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明は、所定の制御電圧範囲において発振周波数が連続的に可変の電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の信号を分周する可変分周器と、基準発振器と、前記基準発振器の信号を分周する基準分周器と、前記可変分周器からの信号と前記基準分周器からの信号との位相誤差を検出する位相比較器と、前記位相比較器で検出した位相誤差データに基づいて電流量を制御するためのチャージポンプと、前記チャージポンプによる電流量の制御により前記位相誤差に対応した制御電圧を生成し、前記電圧制御発振器の制御端子に供給する低域通過フィルタと、を具備した高周波発振器において、選局操作に基づいて前記可変分周器の分周比を設定するときに、前記電圧制御発振器から出力される発振周波数が第１の周波数範囲では前記チャージポンプの電流値を第１の電流とし、前記基準分周器からの出力周波数を第１の周波数又は第１の周波数よりも高い第２の周波数に切り替えるとともに、前記電圧制御発振器から出力される発振周波数が前記第１の周波数範囲よりも高い第２の周波数範囲では、前記チャージポンプの電流を前記第１の電流よりも大きい第２の電流とし、前記基準分周器からの出力周波数を前記第１の周波数又は前記第２の周波数に切り替える制御手段を具備したものである。
【００２８】
【発明の実施の形態】
発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
図１は本発明に係わる高周波発振器を示すブロック図である。図５と同一機能を有する部分には同一符号を付して説明する。
【００２９】
図１には、チューナ１０、高周波発振器２０、制御手段としての選局用マイコン３０、操作手段４０が示されている。
【００３０】
チューナ１０は、混合器（ＭＩＸ）１１と電圧制御発振器（ＶＣＯ）２１とで構成されている。混合器１１において、入力ＲＦ信号と電圧制御発振器２１からの発振信号とを混合し、ＩＦ信号に周波数変換して出力する。
【００３１】
高周波発振器２０は、電圧制御発振器２１と、分周比１／Ｎ（Ｎはデータインターフェース２９からの選局チャンネルに応じたデータにて可変制御される）の可変分周器２２と、デジタル型の位相比較器２３と、基準発振器（ＸＯ）２４と、分周比１／Ｒ（Ｒはデータインターフェース２９からのデータにて可変制御可能である）の基準分周器２５Ａと、データインターフェース２９からのデータにてチャージポンプ電流が可変制御可能なチャージポンプ２６Ａと、アクティブ型の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２７と、選局操作に応じた分周比Ｎのデータと分周比Ｒまたはチャージポンプ電流値のデータを出力するデータインターフェース２９とで構成されている。
【００３２】
電圧制御発振器２１の発振信号は操作手段４０による選局操作に基づいて可変分周器２２で１／Ｎに分周された後、デジタル型の位相比較器２３の第１の入力端子に入力される。水晶発振器などによる基準発振器２４の発振信号は基準分周器２５Ａで１／Ｒに分周された後（これを比較周波数と言う）、位相比較器２３の第２の入力端子に入力される。位相比較器２３は入力された２つの入力信号の位相を比較し、その誤差情報（２つの入力信号間の位相の進み，遅れ，或いは同位相かの情報）に応じて次段のチャージポンプ２６Ａの動作状態を変化させ、これによってアクティブ型の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２７のコンデンサに対して充電，放電，或いは電圧ホールドを行う。低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２７は、そのコンデンサへの充電，放電，電圧ホールドによって電圧制御発振器２１への出力電圧が降下，上昇，安定保持される。つまり、低域通過フィルタ２７からは、前記位相誤差に応じた制御電圧が出力され、電圧制御発振器２１の制御端子２８にフィードバックされる。これにより、電圧制御発振器２１の発振周波数ｆvcoは、比較周波数ｆcomp.のＮ倍にロックすることが可能である。データインターフェース２９は、操作手段４０によって選択される選局チャンネルに応じて選局用マイコン３０から出力した分周比Ｎのデータと、分周比Ｒのデータおよび／またはチャージポンプ電流のデータをそれぞれ、可変分周器２２と基準分周器２５Ａおよび／またはチャージポンプ２６Ａに供給するためのインターフェースである。
【００３３】
本実施の形態において、図５の従来例と異なる点は、基準分周器２５Ａが複数の分周比を設定可能な構成になっていることと、また、チャージポンプ２６Ａは複数のチャージポンプ電流値を設定可能な構成になっていることである。
【００３４】
以上の構成において、制御ループの自然周波数ｆn は、図５の場合と同様、前述の（１）式で与えられる。
【００３５】
図２に、本発明の第１の実施の形態の説明図を示す。図２は（１）式で自然周波数ｆn を計算した結果を示している。図２においては従来例と同一の、電圧制御発振器２１を使用しているため、図６に示した電圧制御発振器の制御感度（Ｇvco）の特性をそのまま使用した。また、低域通過フィルタ２７のコンデンサの容量値Ｃは、Ｃ＝２７ｎＦとした。
【００３６】
図２(a) は、チャージポンプ電流Ｉcp＝０．２５ｍＡに設定したときに、比較周波数ｆcomp.を６２．５ｋＨｚに設定した場合と１２５ｋＨｚに設定した場合の自然周波数ｆn をプロットしたものである。横軸に発振周波数ｆvco（ＭＨｚ）を、縦軸に自然周波数ｆn（Ｈｚ）をとっている。比較周波数ｆcomp.＝６２．５ｋＨｚのとき、自然周波数ｆn の最大値は２０００Ｈｚ，最小値は５００Ｈｚでその比は４倍であった。また比較周波数ｆcomp.＝１２５ｋＨｚのとき、自然周波数ｆn の最大値は２８００Ｈｚ，最小値は７００Ｈｚでその比は４倍であった。従来例で述べたようにｆcomp.＝６２．５ｋＨｚの場合と１２５ｋＨｚの場合のいずれも、発振周波数範囲の上限と下限とで、自然周波数ｆn の比が４倍になることを示している。
【００３７】
図２(b) は、本発明の第１の実施の形態の動作を示す図である。横軸に発振周波数ｆvco（ＭＨｚ）を、縦軸に自然周波数ｆn（Ｈｚ）をとっている。図２(b) では、発振周波数範囲９０〜２０５ＭＨｚでは比較周波数ｆcomp.を６２．５ｋＨｚに設定し、発振周波数範囲２０５〜２２５ＭＨｚでは比較周波数ｆcomp.を１２５ｋＨｚに設定した場合の自然周波数ｆn を実線で示した。なお、図２(b) 中の点線は比較用に図２(a) の計算結果を示したものである。図２(b) の実線の結果によれば、自然周波数ｆn の最大値は２０００Ｈｚ，最小値は７００Ｈｚでその比は３倍弱になり、従来比で４分の３以下に改善された。尚、この実施の形態では比較周波数ｆcomp.を切り替えるポイントを２０５ＭＨｚとした場合を示しているが、本実施の形態のようにチャージポンプ電流Ｉcpを一定とし比較周波数ｆcomp.を切り替える場合に比較周波数ｆcomp.を切り替えるポイントは発振周波数範囲１６５〜２１８ＭＨｚであれば同等の効果が得られる。
【００３８】
図３に、本発明の第２の実施の形態の説明図を示す。図３は（１）式で自然周波数ｆn を計算した結果を示している。図３においては従来例と同一の電圧制御発振器２１を使用しているため、図６に示した電圧制御発振器の制御感度（Ｇvco）の特性をそのまま使用した。また、低域通過フィルタ２７のコンデンサの容量値Ｃは、Ｃ＝２７ｎＦとした。
【００３９】
図３(a) は、比較周波数ｆcomp.＝６２．５ｋＨｚに設定したときに、チャージポンプ電流Ｉcpを０．２５ｍＡに設定したの場合と１ｍＡに設定した場合の自然周波数ｆn をプロットしたものである。横軸に発振周波数ｆvco（ＭＨｚ）を、縦軸に自然周波数ｆn（Ｈｚ）をとっている。Ｉcp＝０．２５ｍＡのとき、自然周波数ｆn の最大値は２０００Ｈｚ，最小値は５００Ｈｚでその比は４倍であった。またＩcp＝１ｍＡのとき、自然周波数ｆn の最大値は４０００Ｈｚ，最小値は１０００Ｈｚでその比は４倍であった。従来例で述べたようにＩcp＝０．２５ｍＡの場合と１ｍＡの場合のいずれも、発振周波数範囲の上限と下限とで、自然周波数ｆn の比が４倍になることを示している。
【００４０】
図３(b) は、本発明の第２の実施の形態の動作を示す図である。横軸に発振周波数ｆvco（ＭＨｚ）を、縦軸に自然周波数ｆn（Ｈｚ）をとっている。発振周波数範囲９０〜２０５ＭＨｚではチャージボンプ電流をＩcp＝０．２５ｍＡに設定し、発振周波数範囲２０５〜２２５ＭＨｚではチャージポンプ電流をＩcp＝１ｍＡに設定した場合の自然周波数ｆn を実線で示した。なお、図３(b) 中の点線は比較用に図３(a) の計算結果を示したものである。図３(b) の実線の結果によれば、自然周波数ｆn の最大値は２０００Ｈｚ，最小値は１０００Ｈｚでその比は２倍になり、従来比で２分の１に改善された。
【００４１】
図４に、本発明の第３の実施の形態の説明図を示す。図４は（１）式で自然周波数ｆn を計算した結果を示している。図４においても従来例と同一の電圧制御発振器２１を使用しているため、図６に示した電圧制御発振器の制御感度（Ｇvco）の特性をそのまま使用した。また、低域通過フィルタ２７のコンデンサの容量値Ｃは、Ｃ＝２７ｎＦとした。
【００４２】
図４(a) は、比較周波数ｆcomp.＝６２．５ｋＨｚおよび１２５ｋＨｚに設定したそれぞれの場合に、チャージポンプ電流Ｉcpを０．２５ｍＡに設定した場合と１ｍＡに設定した場合の自然周波数ｆn をプロットしたものである。横軸に発振周波数ｆvco（ＭＨｚ）を、縦軸に自然周波数ｆn（Ｈｚ）をとっている。いずれの設定の場合も、発振周波数範囲の上限と下限とで、自然周波数ｆn の比が４倍になることを示している。
【００４３】
図４(b) は、本発明の第３の実施の形態の動作を示す図である。横軸に発振周波数ｆvco（ＭＨｚ）を、縦軸に自然周波数ｆn（Ｈｚ）をとっている。図４(b) では、発振周波数ｆvcoにより、上記図４(a) に示した４通りの設定値のいずれかに設定した場合の自然周波数ｆn を実線で示した。具体的には、発振周波数範囲９０〜１５０ＭＨｚではチャージポンプ電流をＩcp＝０．２５ｍＡ、比較周波数ｆcomp.＝６２．５ｋＨｚに設定し、発振周波数範囲１５０〜２００ＭＨｚではチャージポンプ電流をＩcp＝０．２５ｍＡ、比較周波数ｆcomp.＝１２５ｋＨｚに設定し、発振周波数範囲２００〜２１８ＭＨｚではチャージポンプ電流をＩcp＝１ｍＡ、比較周波数ｆcomp.＝６２．５ｋＨｚに設定し、発振周波数範囲２１８〜２２５ＭＨｚではチャージポンプ電流をＩcp＝１ｍＡ、比較周波数ｆcomp.＝１２５ｋＨｚに設定した場合の自然周波数ｆn を実線で示した。なお、図４(b) 中の点線は比較用に図４(a) の計算結果を示したものである。図４(b) の実線の結果によれば、自然周波数ｆn の最大値は２１００Ｈｚ，最小値は１５００Ｈｚでその比は約１．４倍になり、従来比で約３分の１に改善された。
【００４４】
なお、図４(b) の実施の形態は次のように表現することもできる。すなわち、制御手段である選局用マイコン３０は、選局操作に基づいて可変分周器２２の分周比を設定するときに、電圧制御発振器２１から出力される発振周波数が第１の周波数範囲（９０〜２００ＭＨz）ではチャージポンプ２６Ａの電流値を第１の電流（０．２５ｍＡ）とし、基準分周器２５Ａからの出力周波数を第１の周波数（６２．５ｋＨz ）又は第１の周波数よりも高い第２の周波数（１２５ｋＨz ）に切り替えるとともに、電圧制御発振器２１から出力される発振周波数が前記第１の周波数範囲よりも高い第２の周波数範囲（２００〜２２５ＭＨz）では、チャージポンプ２６Ａの電流を前記第１の電流（０．２５ｍＡ）よりも大きい第２の電流（１．００ｍＡ）とし、基準分周器２５Ａからの出力周波数を前記第１の周波数（６２．５ｋＨz ）又は前記第２の周波数（１２５ｋＨz ）に切り替える制御を行うものである。
【００４５】
以上の実施の形態においては、設定値が最も多い図４(b) の実施の形態において設定値は４通りの場合を示したが、比較周波数（基準分周器２５Ａからの出力周波数）やチャージポンプ電流値の切り替えにより、設定値が３通りの場合も可能である。すなわち、制御手段である選局用マイコン３０は、選局操作に基づいて可変分周器２２の分周比を設定するときに、電圧制御発振器２１から出力可能な発振周波数範囲において所定の上側周波数範囲を設定する場合と下側周波数範囲を設定する場合と上側，下側の中間の周波数範囲を設定する場合とで、基準分周器２５Ａの分周比を異なった値に設定すると共にチャージポンプ２６Ａの電流値を異なった値に設定することも可能である。
【００４６】
またさらに、比較周波数やチャージポンプ電流値を、図４(b) の場合よりもさらに多段階（４段階以上）に切り替えることによりさらに自然周波数ｆn の変化を低減することも可能である。
【００４７】
【発明の効果】
以上述べた本発明によれば、電圧制御発振器の発振周波数の差によって生じる制御ループの自然周波数の変化を小さく抑えることができるため、必要とされる全周波数範囲にわたって位相雑音を低減した高周波発振器を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る高周波発振器を示すブロック図。
【図２】本発明の第１の実施の形態を示す説明図。
【図３】本発明の第２の実施の形態を示す説明図。
【図４】本発明の第３の実施の形態を示す説明図。
【図５】従来の高周波発振器を示すブロック図。
【図６】電圧制御発振器の制御感度の（Ｇvco）の特性例を示す図。
【図７】可変分周器の分周比の逆数（ｌ／Ｎ）の特性例を示す図。
【符号の説明】
２１…電圧制御発振器
２２…可変分周器
２３…位相比較器
２４…基準発振器
２５Ａ…基準分周器
２６Ａ…チャージポンプ
２７…低域通過フィルタ
２８…制御御端子
２９…データインターフェース
３０…選局用マイコン（制御手段）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a high-frequency oscillator used for a tuner that receives a digitally modulated signal in CATV, satellite broadcasting, terrestrial broadcasting, and the like.
[0002]
[Prior art]
CATV, satellite broadcasting, the terrestrial broadcast, in addition to the conventional analog modulated television signal such as NTSC, QPSK, 64QAM or OFDM, broadcast by the digital modulated been signals such as 8VSB going to be performed.
[0003]
In the example of CATV broadcasting, a digitally modulated high-frequency signal (RF signal) of typically about 50 to 850 MHz is distributed to each home via a cable, and this RF signal is manually supplied to a tuner, and frequency conversion is performed once or twice by the tuner. Intermediate frequency (hereinafter referred to as IF. IF is 57 ± 3 MHz in Japan, 44 44 3 MHz in the United States) (single superheterodyne method when frequency conversion is once, and double superheterodyne method when frequency conversion is twice) After frequency conversion to a frequency band called “Yes”, digital demodulation such as QPSK, 64QAM, OFDM, 8VSB or the like is performed.
[0004]
Since the aforementioned digitally modulated signal has phase information, if the purity of the phase information is deteriorated, the demodulation quality of the received signal is lowered.
[0005]
The above tuner requires a high-frequency oscillator as a local oscillator when converting a high-frequency signal to an intermediate frequency signal. If the phase noise of this high-frequency oscillator is large, the frequency conversion is performed by the oscillation signal from the high-frequency oscillator. As a result, the phase purity of the IF signal is reduced, and as a result, the signal quality of digital demodulation is reduced.
[0006]
The high frequency oscillator is generally configured as a PLO (Phase Locked Oscillator) in which a voltage controlled oscillator (VCO) is controlled by a PLL (Phase Locked Loop). The oscillation frequency of this high-frequency oscillator is set to a frequency that is higher than the input signal by IF when converted to IF by the above-described one-time frequency conversion, and generally requires an oscillation frequency range of 90 to 910 MHz. In a variable capacity diode used in a normal voltage controlled oscillator, the capacity change ratio with respect to the control voltage is limited. Therefore, in the continuous control voltage range (0 to 30 V), the ratio between the upper limit and the lower limit of the oscillation frequency range is 1. It is about 5 to 2.5 times. For this reason, the entire frequency band (90 to 910 MHz) is covered by dividing the oscillation frequency of the high-frequency oscillator, which is a local oscillator, into a plurality of frequency bands.
[0007]
Generally, the oscillation frequency of a high-frequency oscillator is covered by a continuous control voltage range of 0 to 30 V in each of three frequency bands (bands) of approximately 90 to 225 MHz, 225 to 500 MHz, and 500 to 910 MHz.
[0008]
In other words, in a tuner, when three bands are switched by a single superheterodyne system, the frequency conversion means composed of a mixer and a local oscillator is usually provided with one set for each band, that is, three frequency conversion means. ing. In the following description, only an example of a high-frequency oscillator in a tuner that controls an oscillation frequency range of 90 to 225 MHz corresponding to one band with a control voltage range of 0 to 30 V will be described, but the same applies to other oscillation frequency ranges. .
[0009]
FIG. 5 shows a block diagram of a conventional high-frequency oscillator.
FIG. 5 shows a tuner 10, a high frequency oscillator 20, a tuning microcomputer 30, and an operation means 40.
[0010]
The tuner 10 includes a mixer (MIX) 11 and a voltage controlled oscillator (VCO) 21. The mixer 11 mixes the input RF signal and the oscillation signal from the voltage controlled oscillator (VCO) 21, converts the frequency into an IF signal, and outputs the IF signal.
[0011]
The high-frequency oscillator 20 includes a voltage controlled oscillator (VCO) 21, a variable frequency divider 22 having a frequency division ratio 1 / N (N is variable according to a channel selection channel), a digital type phase comparator 23, and a reference oscillator. (XO) 24, a reference frequency divider 25 with a division ratio of 1 / R (R is fixed regardless of the selected channel), a charge pump 26, an active low-pass filter (LPF) 27, a selection And a data interface 29 that outputs data of a frequency division ratio N corresponding to the station operation.
[0012]
The oscillation signal of the voltage controlled oscillator 21 is frequency-divided to 1 / N by the variable frequency divider 22 and then input to the first input terminal of the digital phase comparator 23. The oscillation signal of the reference oscillator 24 such as a crystal oscillator is frequency-divided to 1 / R by the reference frequency divider 25 (this is referred to as a comparison frequency) and then input to the second input terminal of the phase comparator 23. The phase comparator 23 compares the phases of the two input signals that are input, and the charge pump 26 of the next stage according to the error information (information on the phase advance, delay, or the same phase between the two input signals). As a result, the capacitor of the active low-pass filter (LPF) 27 is charged, discharged, or held in voltage. In the low-pass filter (LPF) 27, the output voltage to the voltage controlled oscillator 21 drops, rises, and is stably held by charging, discharging, and voltage holding of the capacitor. That is, a control voltage corresponding to the phase error is output from the low-pass filter 27 and supplied to the control terminal 28 of the voltage controlled oscillator 21. The data interface 29 is an interface for supplying the variable frequency divider 22 with the data of the frequency division ratio N output from the channel selection microcomputer 30 according to the channel selection channel selected by the operation means 40.
[0013]
The natural frequency fn of the control loop is given by The natural frequency refers to a vibration frequency when it is assumed that the control loop continues to vibrate with a loop filter and a loop gain.
[0014]
[Expression 1]

Where Icp: charge pump current [A]
Gvco: Control sensitivity of voltage controlled oscillator [Hz / V]
N: Frequency division ratio (fvco / fcomp.)
C: Capacitance value of the low-pass filter capacitor [F]
fcomp .: Comparison frequency [Hz]
fvco: oscillation frequency of voltage controlled oscillator [Hz]
In an actual PLO, the control sensitivity (Gvco) and the frequency division ratio (N) of the voltage controlled oscillator differ depending on the oscillation frequency.
[0015]
FIG. 6 shows a characteristic example of the control sensitivity (Gvco) of the voltage controlled oscillator. When the oscillation frequency fvco of the voltage controlled oscillator is in the range of 90 to 225 MHz, the control sensitivity of the voltage controlled oscillator is maximum at Gvco = 24 MHz / V when fvco = 90 MHz, and the control sensitivity of the voltage controlled oscillator is minimum at Gvco when fvco = 225 MHz. = 4 MHz / V.
[0016]
FIG. 7 shows the reciprocal (1 / N) of the frequency division ratio when the comparison frequency fcomp. = 62.5 kHz. When the oscillation frequency fvco of the voltage controlled oscillator is in the range of 90 to 225 MHz, 1 / N = 6.9E-4 is maximum when fvco = 90 MHz, and 1 / N = 2.8E-4 is minimum when fvco = 225 MHz. It was.
[0017]
In the above example, when the charge pump current Icp = 0.25 mA and the capacitance value C of the low-pass filter C = 27 nF, the natural frequency fn is 2 kHz at fvco = 90 MHz and 2 kHz at fvco = 225 MHz. 0.5 kHz. This result shows that the ratio of the natural frequency fn is quadrupled between the lower limit and the upper limit of the oscillation frequency range. It is clear from equation (1) that this ratio is constant regardless of the two constants, the current value of the charge pump current Icp, and the set value of the capacitance value C of the capacitor of the low-pass filter.
[0018]
By the way, according to the above conventional technique, the natural frequency fn of the control loop varies greatly (about four times) depending on the oscillation frequency fvco of the voltage controlled oscillator, so that low phase noise can be achieved over the entire required frequency range. It was difficult.
[0019]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, according to the prior art, since the natural frequency of the control loop varies greatly (about four times) depending on the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator, it is difficult to achieve low phase noise over the entire required frequency range. there were.
[0020]
Therefore, the present invention has been made in view of the above problems, and even if the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator is changed, the change in the natural frequency of the control loop caused by the difference in the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator is suppressed to a small level. It is an object of the present invention to provide a high-frequency oscillator capable of reducing phase noise over the entire required frequency range.
[0027]
[Means for Solving the Problems]
According to a first aspect of the present invention, there is provided a voltage controlled oscillator whose oscillation frequency is continuously variable in a predetermined control voltage range, a variable frequency divider for dividing a signal of the voltage controlled oscillator, a reference oscillator, and the reference oscillator A reference frequency divider for frequency-dividing the signal, a phase comparator for detecting a phase error between the signal from the variable frequency divider and the signal from the reference frequency divider, and the phase error detected by the phase comparator A charge pump for controlling the amount of current based on data, and a low-pass filter that generates a control voltage corresponding to the phase error by controlling the amount of current by the charge pump and supplies the control voltage to the control terminal of the voltage controlled oscillator When the frequency division ratio of the variable frequency divider is set based on a channel selection operation, the oscillation frequency output from the voltage controlled oscillator is in the first frequency range. The current value of the charge pump is set as the first current, the output frequency from the reference frequency divider is switched to the first frequency or the second frequency higher than the first frequency, and output from the voltage controlled oscillator. In the second frequency range in which the oscillation frequency is higher than the first frequency range, the charge pump current is a second current larger than the first current, and the output frequency from the reference frequency divider is also of a is equipped with a control means for switching the first frequency or the second frequency.
[0028]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a high-frequency oscillator according to the present invention. Parts having the same functions as those in FIG.
[0029]
FIG. 1 shows a tuner 10, a high frequency oscillator 20, a tuning microcomputer 30 as control means, and an operation means 40.
[0030]
The tuner 10 includes a mixer (MIX) 11 and a voltage controlled oscillator (VCO) 21. In the mixer 11, the input RF signal and the oscillation signal from the voltage controlled oscillator 21 are mixed, converted into an IF signal, and output.
[0031]
The high frequency oscillator 20 includes a voltage controlled oscillator 21, a variable frequency divider 22 having a frequency division ratio of 1 / N (N is variably controlled by data corresponding to a channel selected from the data interface 29), a digital type A phase comparator 23, a reference oscillator (XO) 24, a reference frequency divider 25 A having a frequency division ratio 1 / R (R can be variably controlled by data from the data interface 29), and a data interface 29 Charge pump 26A in which charge pump current can be variably controlled by data, active type low pass filter (LPF) 27, data of frequency division ratio N according to channel selection operation, frequency division ratio R or charge pump current The data interface 29 is configured to output value data.
[0032]
The oscillation signal of the voltage controlled oscillator 21 is frequency-divided to 1 / N by the variable frequency divider 22 based on the channel selection operation by the operating means 40 and then input to the first input terminal of the digital type phase comparator 23. The The oscillation signal of the reference oscillator 24 such as a crystal oscillator is frequency-divided by 1 / R by the reference frequency divider 25A (this is referred to as a comparison frequency) and then input to the second input terminal of the phase comparator 23. The phase comparator 23 compares the phases of the two input signals that have been input, and the next stage charge pump 26A according to the error information (information on the phase advance, delay, or in-phase between the two input signals). As a result, the capacitor of the active low-pass filter (LPF) 27 is charged, discharged, or held in voltage. In the low-pass filter (LPF) 27, the output voltage to the voltage controlled oscillator 21 drops, rises, and is stably held by charging, discharging, and voltage holding of the capacitor. In other words, a control voltage corresponding to the phase error is output from the low-pass filter 27 and fed back to the control terminal 28 of the voltage controlled oscillator 21. As a result, the oscillation frequency fvco of the voltage controlled oscillator 21 can be locked to N times the comparison frequency fcomp. The data interface 29 receives the data of the frequency division ratio N, the data of the frequency division ratio R, and / or the data of the charge pump current output from the channel selection microcomputer 30 according to the channel selection channel selected by the operation means 40. , An interface for supplying to the variable frequency divider 22 and the reference frequency divider 25A and / or the charge pump 26A.
[0033]
In the present embodiment, the difference from the conventional example of FIG. 5 is that the reference frequency divider 25A is configured to be able to set a plurality of frequency division ratios, and the charge pump 26A has a plurality of charge pump currents. This means that the value can be set.
[0034]
In the above configuration, the natural frequency fn of the control loop is given by the above-described equation (1) as in the case of FIG.
[0035]
FIG. 2 shows an explanatory diagram of the first embodiment of the present invention. FIG. 2 shows the result of calculating the natural frequency fn using the equation (1). In FIG. 2, since the same voltage controlled oscillator 21 as in the conventional example is used, the control sensitivity (Gvco) characteristic of the voltage controlled oscillator shown in FIG. 6 is used as it is. The capacitance value C of the capacitor of the low-pass filter 27 is C = 27 nF.
[0036]
FIG. 2 (a) is a plot of the natural frequency fn when the charge pump current Icp = 0.25 mA and when the comparison frequency fcomp. Is set to 62.5 kHz and 125 kHz. The horizontal axis represents the oscillation frequency fvco (MHz), and the vertical axis represents the natural frequency fn (Hz). When the comparison frequency fcomp. = 62.5 kHz, the maximum value of the natural frequency fn was 2000 Hz, the minimum value was 500 Hz, and the ratio was four times. When the comparison frequency fcomp. = 125 kHz, the maximum value of the natural frequency fn was 2800 Hz, the minimum value was 700 Hz, and the ratio was four times. As described in the conventional example, both the case of fcomp. = 62.5 kHz and the case of 125 kHz indicate that the ratio of the natural frequency fn is four times between the upper limit and the lower limit of the oscillation frequency range.
[0037]
FIG. 2 (b) is a diagram showing the operation of the first exemplary embodiment of the present invention. The horizontal axis represents the oscillation frequency fvco (MHz), and the vertical axis represents the natural frequency fn (Hz). In FIG. 2B, the natural frequency fn when the comparison frequency fcomp. Is set to 62.5 kHz in the oscillation frequency range 90 to 205 MHz and the comparison frequency fcomp. Is set to 125 kHz in the oscillation frequency range 205 to 225 MHz is shown by a solid line. Indicated. The dotted line in FIG. 2 (b) shows the calculation result of FIG. 2 (a) for comparison. According to the result of the solid line in FIG. 2 (b), the maximum value of the natural frequency fn is 2000 Hz, the minimum value is 700 Hz, and the ratio is slightly less than three times, which is improved to less than three-fourths of the conventional frequency. In this embodiment, the point at which the comparison frequency fcomp. Is switched is 205 MHz. However, when the charge pump current Icp is constant and the comparison frequency fcomp. Is switched as in this embodiment, the comparison frequency fcomp. If the switching point is the oscillation frequency range of 165 to 218 MHz, the same effect can be obtained.
[0038]
FIG. 3 shows an explanatory diagram of the second embodiment of the present invention. FIG. 3 shows the result of calculating the natural frequency fn using the equation (1). In FIG. 3, since the same voltage controlled oscillator 21 as in the conventional example is used, the control sensitivity (Gvco) characteristic of the voltage controlled oscillator shown in FIG. 6 is used as it is. The capacitance value C of the capacitor of the low-pass filter 27 is C = 27 nF.
[0039]
FIG. 3 (a) plots the natural frequency fn when the charge pump current Icp is set to 0.25 mA and 1 mA when the comparison frequency fcomp. Is set to 62.5 kHz. . The horizontal axis represents the oscillation frequency fvco (MHz), and the vertical axis represents the natural frequency fn (Hz). When Icp = 0.25 mA, the maximum value of the natural frequency fn was 2000 Hz, the minimum value was 500 Hz, and the ratio was four times. When Icp = 1 mA, the maximum value of the natural frequency fn was 4000 Hz, the minimum value was 1000 Hz, and the ratio was four times. As described in the conventional example, both the case of Icp = 0.25 mA and the case of 1 mA indicate that the ratio of the natural frequency fn is four times between the upper limit and the lower limit of the oscillation frequency range.
[0040]
FIG. 3B is a diagram showing the operation of the second exemplary embodiment of the present invention. The horizontal axis represents the oscillation frequency fvco (MHz), and the vertical axis represents the natural frequency fn (Hz). In the oscillation frequency range of 90 to 205 MHz, the charge pump current is set to Icp = 0.25 mA, and in the oscillation frequency range of 205 to 225 MHz, the natural frequency fn when the charge pump current is set to Icp = 1 mA is shown by a solid line. The dotted line in FIG. 3 (b) shows the calculation result of FIG. 3 (a) for comparison. According to the result of the solid line in FIG. 3 (b), the maximum value of the natural frequency fn is 2000 Hz, the minimum value is 1000 Hz, and the ratio is doubled.
[0041]
FIG. 4 shows an explanatory diagram of the third embodiment of the present invention. FIG. 4 shows the result of calculating the natural frequency fn using the equation (1). In FIG. 4, since the same voltage controlled oscillator 21 as in the conventional example is used, the control sensitivity (Gvco) characteristic of the voltage controlled oscillator shown in FIG. 6 is used as it is. The capacitance value C of the capacitor of the low-pass filter 27 is C = 27 nF.
[0042]
FIG. 4 (a) plots the natural frequency fn when the charge pump current Icp is set to 0.25 mA and 1 mA when the comparison frequency fcomp. Is set to 62.5 kHz and 125 kHz. Is. The horizontal axis represents the oscillation frequency fvco (MHz), and the vertical axis represents the natural frequency fn (Hz). In any setting, the ratio of the natural frequency fn is quadrupled at the upper and lower limits of the oscillation frequency range.
[0043]
FIG. 4 (b) is a diagram showing the operation of the third exemplary embodiment of the present invention. The horizontal axis represents the oscillation frequency fvco (MHz), and the vertical axis represents the natural frequency fn (Hz). In FIG. 4 (b), the natural frequency fn in the case where the oscillation frequency fvco is set to any one of the four set values shown in FIG. 4 (a) is indicated by a solid line. Specifically, the charge pump current is set to Icp = 0.25 mA and the comparison frequency fcomp. = 62.5 kHz in the oscillation frequency range of 90 to 150 MHz, and the charge pump current is set to Icp = 0.25 mA in the oscillation frequency range of 150 to 200 MHz. The comparison frequency fcomp. Is set to 125 kHz, the charge pump current is set to Icp = 1 mA in the oscillation frequency range 200 to 218 MHz, the comparison frequency fcomp. Is set to 62.5 kHz, and the charge pump current is set to Icp in the oscillation frequency range 218 to 225 MHz. = 1 mA and the comparison frequency fcomp. = 125 kHz, the natural frequency fn is indicated by a solid line. The dotted line in FIG. 4 (b) shows the calculation result of FIG. 4 (a) for comparison. According to the result of the solid line in FIG. 4B, the maximum value of the natural frequency fn is 2100 Hz, the minimum value is 1500 Hz, and the ratio is about 1.4 times, which is improved to about one third of the conventional frequency. .
[0044]
The embodiment of FIG. 4B can also be expressed as follows. That is, when the tuning microcomputer 30 serving as the control means sets the frequency division ratio of the variable frequency divider 22 based on the channel selection operation, the oscillation frequency output from the voltage controlled oscillator 21 is within the first frequency range. (90 to 200 MHz), the current value of the charge pump 26A is the first current (0.25 mA), and the output frequency from the reference frequency divider 25A is higher than the first frequency (62.5 kHz) or the first frequency. In the second frequency range (200 to 225 MHz) in which the oscillation frequency output from the voltage controlled oscillator 21 is switched to the second frequency (125 kHz) higher than the first frequency range, the current of the charge pump 26A is changed. A second current (1.00 mA) larger than the first current (0.25 mA) is set, and an output frequency from the reference frequency divider 25A is set to the first frequency (62 5 kHz) or performs control to switch to the second frequency (125 kHz).
[0045]
In the above embodiment, there are four setting values in the embodiment of FIG. 4B in which the setting value is the largest. However, the comparison frequency (output frequency from the reference frequency divider 25A) and the charge are shown. It is also possible when there are three set values by switching the pump current value. That is, the tuning microcomputer 30 serving as the control means sets a predetermined upper frequency in the oscillation frequency range that can be output from the voltage controlled oscillator 21 when setting the frequency division ratio of the variable frequency divider 22 based on the channel selection operation. In the case of setting the range, in the case of setting the lower frequency range, and in the case of setting the intermediate frequency range between the upper side and the lower side, the frequency dividing ratio of the reference frequency divider 25A is set to a different value and the charge pump It is also possible to set the current value of 26A to a different value.
[0046]
Furthermore, the change of the natural frequency fn can be further reduced by switching the comparison frequency and the charge pump current value to more stages (four or more stages) than in the case of FIG. 4B.
[0047]
【The invention's effect】
According to the present invention described above, since the change in the natural frequency of the control loop caused by the difference in the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator can be suppressed, a high frequency oscillator with reduced phase noise over the entire required frequency range is provided. Can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a high-frequency oscillator according to the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is an explanatory diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is an explanatory diagram showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing a conventional high-frequency oscillator.
FIG. 6 is a graph showing an example of the control sensitivity (Gvco) characteristic of the voltage controlled oscillator.
FIG. 7 is a diagram illustrating a characteristic example of an inverse number (l / N) of a frequency division ratio of a variable frequency divider.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 21 ... Voltage control oscillator 22 ... Variable frequency divider 23 ... Phase comparator 24 ... Reference oscillator 25A ... Reference frequency divider 26A ... Charge pump 27 ... Low-pass filter 28 ... Control control terminal 29 ... Data interface 30 ... For channel selection Microcomputer (control means)

Claims

A voltage-controlled oscillator whose oscillation frequency is continuously variable within a predetermined control voltage range, a variable frequency divider that divides the signal of the voltage-controlled oscillator, a reference oscillator, and a reference divider that divides the signal of the reference oscillator A phase detector that detects a phase error between the signal from the frequency divider, the signal from the variable frequency divider and the signal from the reference frequency divider, and the amount of current is controlled based on the phase error data detected by the phase comparator And a low-pass filter that generates a control voltage corresponding to the phase error by controlling the amount of current by the charge pump and supplies the control voltage to a control terminal of the voltage-controlled oscillator. ,
When setting the frequency division ratio of the variable frequency divider based on the channel selection operation, the current value of the charge pump is set as the first current in the first frequency range of the oscillation frequency output from the voltage controlled oscillator. The output frequency from the reference frequency divider is switched to the first frequency or a second frequency higher than the first frequency, and the oscillation frequency output from the voltage controlled oscillator is higher than the first frequency range. In the high second frequency range, the charge pump current is set to a second current larger than the first current, and the output frequency from the reference frequency divider is set to the first frequency or the second frequency. A high-frequency oscillator comprising a control means for switching .