JP3830883B2 - Ｐｗｍコンバータ方式の補助電源装置のための停電検出回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えば交流架線区間を走行するＰＷＭコンバータを有する車両用補助電源装置等のＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置のための停電検出回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図４は例えば、９４年電気学会論文誌、T.IEE Japan, Vol. 114-D, No.6, '94 (604頁〜)に開示された従来のＰＷＭコンバータの架線停電検出回路を示す構成図である(例えば、非特許文献１参照)。図４において、１はＡＣ２５ｋＶ交流架線から集電するパンタグラフ、２は高圧回路全体の開閉を行う遮断器、３はＡＣ２５ｋＶ電圧を例えばＡＣ４００Ｖの低圧に変換する主変圧器、４は補助電源装置の回路開閉を行う接触器、５は入力に設置する交流リアクトル、６は入力単相交流を直流に変換するＰＷＭコンバータ、７は直流から３相定電圧交流に変換する３相インバータ、８および９はインバータ出力のＰＷＭ波形の高調波成分を除去し正弦波とする交流フィルタリアクトルおよび交流フィルタコンデンサ、１０は負荷である。
【０００３】
また１１はＰＷＭコンバータ入力電流を測定する電流センサ、１２は入力電流の基本波成分のみを除去する基本波カットフィルタ、１３は基本波を除去した高調波の実効値を検出する実効値検出回路、１４は高調波の実効値の判定基準値を決めるところの第１の基準電圧、１５は高調波実効値と第１の基準電圧１４を比較する第１の比較回路、１６はＰＷＭコンバータ６と３相インバータ７間の直流電圧を測定する電圧センサ、１７は直流リンク電圧低下の判定基準値を決めるところの第２の基準電圧、１８は直流リンク電圧と第２の基準電圧１７を比較する第２の比較回路である。
【０００４】
以下に従来の架線停電検出回路の動作について説明する。新幹線等で採用されているＡＣ２５ｋＶ交流架線方式の場合、補助電源装置として図４に示すようなＰＷＭコンバータ方式補助電源装置がしばしば使用される。
【０００５】
まず交流架線からパンタグラフ１で集電されたＡＣ２５ｋＶ電圧は遮断器２を経由して主変圧器３へ供給される。この電圧は主変圧器３で低圧のＡＣ４００Ｖ等の低圧に降圧される。
【０００６】
接触器４、交流リアクトル５、ＰＷＭコンバータ６で構成されるＡＣ／ＤＣ変換器はこの単相ＡＣ４００Ｖ電圧を直流例えばＤＣ７５０Ｖに変換する。その後、直流は３相インバータ７、交流フィルタリアクトル８、交流フィルタコンデンサ９により３相交流、例えばＡＣ４００Ｖ、３相電圧に変換され負荷１０へ供給される。
【０００７】
このようなＰＷＭコンバータ方式補助電源装置において交流架線に停電が発生した場合、負荷が軽い場合にはほとんど直流リンク電圧が下がらず、ＰＷＭコンバータ部が運転を継続するため主変圧器３を通して架線に逆加圧されるため、架線停電が判別できない状態となる。
【０００８】
従来においてはこの架線停電を検出するため以下のような方法で行っていた。まず車両側に共通母線を持ち、複数の補助電源装置が接続されている場合、装置毎で回生するものと力行するものがあり、それがアンバランスする場合には、回生モード゛となっている装置の直流リンク電圧が低下するため停電であることを検出できる。実際、図４における電圧センサ１６で直流電圧を検出し、比較器１８で基準電圧１７と比較し、ある基準電圧以下になった場合には比較器１８の出力が反転動作するのでこの信号を検出してＰＷＭコンバータ６を一旦停止させることにより停電検出が可能である。
【０００９】
また回生と力行がバランスし見かけ上あたかも架線電圧があるかのように見える場合は、実際の架線と比較し、ＰＷＭコンバータ６の場合は高調波電流が増加するため、これで判別する。電流センサ１１で検出した電流成分の内、基本波分を基本波カットフィルタ１２で除去し高調波分のみを検出する。これを実効値検出回路１３に通し実効値を検出し、基準電圧１４と比較器１５で比較する。架線停電時はＰＷＭコンバータ６の電圧のみとなり高調波増加するため、これで停電検出を行う。
【００１０】
従来は以上の２回路を併用し、停電検出を行っていた。しかしながら直流電圧低下検出による方法は力行と回生がバランスすると検出できず、また高調波検出による方法も複数のＰＷＭコンバータが共通母線につながっている場合は少しの位相ずれで高調波が増加しない場合があり、これらを併用しても停電検出できない場合がしばしば見られた。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように従来のこの種の停電検出回路では停電検出ができないケースがあり、そのために装置によっては停電再加圧時に電圧・位相が急変し、過電流等が発生するという問題点があった。
【００１２】
この発明は、上記のような問題点を解消するためになされたもので、確実に停電検出を行えるＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置のための停電検出回路を得ることを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記の目的に鑑み、この発明は、主回路入力に交流リアクトルとＰＷＭコンバータを有するＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置のための停電検出回路であって、主回路が接続された電源側の停電を検出するためにＰＷＭコンバータ制御用のＰＬＬ回路の位相比較器出力の同期外れ量を計測し所定量を超えた時点で停電とすることを特徴とするＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置のための停電検出回路にある。
【００１４】
また、共通母線に複数接続された車両用のＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置の停電検出回路であることを特徴とする。
【００１５】
また、電源線電圧または車両用の場合には架線電圧の高調波分を除去した信号のゼロ点を検出するゼロクロス検出回路と、このゼロクロス検出回路の出力信号とこれを前記ＰＬＬ回路に入力させて得られるＰＬＬ回路の出力との同期が外れている間、信号を出力する前記ＰＬＬ回路の位相比較器と、この位相比較器の出力がある間、カウントを行うカウンタと、このカウンタの出力が所定量を越えた時にセットされるフリップフロップ回路と、からなることを特徴とする。
【００１６】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１はＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置に設けられたこの発明の一実施の形態による停電検出回路を示すもので、図において、１はＡＣ２５ｋＶ交流架線(電源線)から集電するパンタグラフ、２は高圧回路全体の開閉を行う遮断器、３はＡＣ２５ｋＶ電圧を例えばＡＣ４００Ｖの低圧に変換する主変圧器、４は補助電源装置の回路開閉を行う接触器、５は入力に設置する交流リアクトル、６は入力単相交流を直流に変換するＰＷＭコンバータ、７は直流から３相定電圧交流に変換する３相インバータ、８および９はインバータ出力のＰＷＭ波形の高調波成分を除去し正弦波とする交流フィルタリアクトルおよび交流フィルタコンデンサ、１０は負荷である。
【００１７】
また２０は架線電圧を検出する電圧センサ(ＰＴ)、２１は架線電圧の高調波分を除去するローパスフィルタ、２２は架線電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路、２３は位相比較器２３ａ、ループフィルタ２３ｂ、電圧／周波数変換器(Ｖ／ｆコンバータ)２３ｃおよびカウンタ２３ｄから構成されるＰＬＬ回路、２４はクロック発振器(ＯＳＣ)、２５はカウンタ、２６はフリップフロップ(ＦＦ)である。
【００１８】
以下に本発明による架線停電検出回路の動作について説明する。従来と同様に交流架線からパンタグラフ１で集電されたＡＣ２５ｋＶ電圧は遮断器２を経由して主変圧器３へ供給される。この電圧は主変圧器３でＡＣ４００Ｖ等の低圧に降圧される。
【００１９】
接触器４、交流リアクトル５、ＰＷＭコンバータ６で構成されるＡＣ／ＤＣ変換器は従来と同様に単相ＡＣ４００Ｖ電圧を直流に変換する。そして直流リンク電圧は３相インバータ７、交流フィルタリアクトル８、交流フィルタコンデンサ９により３相交流、例えばＡＣ４００Ｖ、３相電圧に変換され負荷１０へ供給される。
【００２０】
この種のＰＷＭコンバータを構成する場合、通常制御の基準信号作成用としてＰＬＬ回路２３が使用される。ＰＬＬ回路を使用するにあたっては電圧センサ２０で検出した架線電圧の高調波分をローパスフィルタ２１で除去し、ほぼ正弦波に近い波形とした後にゼロクロス検出回路２２に入力する。その波形を図２に示す。図２の(Ａ)に高調波を除去した架線電圧波形Ｖｐを示す。これをゼロクロス検出回路２２に通すと、正弦波のゼロ点で論理が反転する(Ｂ)のＰＣＡのような波形を得る。
【００２１】
ＰＬＬ回路２３内の位相比較器２３ａはこのＰＣＡ信号とＰＬＬ回路２３の出力であるカウンタ２３ｄのＰＣＢ出力(図２の(Ｃ))を比較し、その立ち上がりタイミングの時間差の期間だけパルスΔθを出力する。これを図２の(Ｄ)に示す。通常架線電圧にＰＬＬが同期している場合はこのパルス幅は非常に狭く１０μｓ程度である。
【００２２】
ここで例えばＰＬＬが架線電圧に同期している状態から、架線電圧が停電した場合を想定する。通常運転時の各電圧・電流ベクトルを図３に示す。ここでＶｐ’は主変圧器２次側から見た架線電圧、ＶconvはＰＷＭコンバータ入力電圧、ＩconvはＰＷＭコンバータ入力電流、ＬはＰＷＭコンバータ６入力部のＡＣＬ１のインダクタンス値である。
【００２３】
通常運転時ＰＷＭコンバータ６は主変圧器３の２次側から見た架線電圧Ｖｐ’に対し、ＡＣＬ１のインダクタンス分Ｌの電圧降下分jωL*Ｉconv分だけ遅れたベクトルＶconvの電圧を出力している。この状態でＶｐ’とVconvとの位相差はφである。ここで架線電圧停電が発生した場合、Ｖｐ’が瞬時に無くなるため、ＰＷＭコンバータ６の電圧Ｖconvが残るものの位相が一瞬にしてφだけ変化する。これを図２の(Ａ)中央部に示す。
【００２４】
そのためにゼロクロス検出回路２２の出力ＰＣＡが一瞬にしてφだけ変化する(図２の(Ｂ))。これに対しＰＬＬ回路２３の出力ＰＣＢはすぐには変化しないため、ＰＬＬ内の位相比較器２３ａの出力ΔＱは図２の(Ｄ)のようにφの期間だけパルスを出力する。このパルス幅をクロック発振器２４で駆動するカウンタ２５で計測する。
【００２５】
ゼロクロス検出回路２２の出力ＰＣＡを図２の(Ｄ)のように該カウンタ２５のリセット解除信号として用いる。ゼロクロス信号が”Ｌ”の場合はカウンタ２５はリセットされ、”Ｈ”の場合はカウントする構成とする。従って架線停電時には期間φの間、カウンタ２５はカウントアップするが、この値がある値Ｑｎを越えた場合には次段のフリップフロップ２６をセットする。このＱｎという値を適切な値、例えば位相角で５°等の値に設定することにより停電検出が可能となる。通常ＰＬＬでは上記のように同期外れ量はごく僅かであり、停電時のみ動作するので確実な検出が可能である。
また共通母線に複数の車両用補助電源が接続されている場合でも停電時には同様に電圧位相が急変するため検出可能である。通常この種のＰＷＭコンバータは制御用にＰＬＬ回路を設置しており、これにクロック発振器２４、カウンタ２５、フリップフロップ２６という僅かな回路構成を加えることにより容易に停電検出が実施可能となるのが本発明の特徴である。
【００２６】
【発明の効果】
以上のようにこの発明によれば、主回路入力に交流リアクトルとＰＷＭコンバータを有するＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置のための停電検出回路であって、主回路が接続された電源側の停電を検出するために、電源線の電圧に基づき制御用基準信号を作成するＰＷＭコンバータ制御用ＰＬＬ回路の位相比較器出力の同期外れ量を計測し所定量を超えた時点で停電とすることを特徴とするＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置のための停電検出回路としたので、より確実に停電検出を行える。
【００２７】
また、共通母線に複数接続された車両用のＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置の停電検出回路に適用した場合でも、停電時には同様に電圧位相が急変するため検出可能である。
【００２８】
また、電源線電圧または車両用の場合には架線電圧の高調波分を除去した信号のゼロ点を検出するゼロクロス検出回路と、このゼロクロス検出回路の出力信号とこれを前記ＰＬＬ回路に入力させて得られるＰＬＬ回路の出力との同期が外れている間、信号を出力する前記ＰＬＬ回路の位相比較器と、この位相比較器の出力がある間、カウントを行うカウンタと、このカウンタの出力が所定量を越えた時にセットされるフリップフロップ回路と、から構成したので、ＰＷＭコンバータ制御用ＰＬＬ回路の位相比較器を兼用できかつ簡単な構成で実施可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の一実施の形態によるＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置のための停電検出回路の構成図である。
【図２】 図１の停電検出回路の動作タイミングチャートである。
【図３】 図１の停電検出回路の動作を説明するためのＰＷＭコンバータの動作時の電圧・電流のベクトル図である。
【図４】 従来のＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置のための停電検出回路の構成図である。
【符号の説明】
１ パンタグラフ、２ 遮断器、３ 主変圧器、４ 接触器、５ 交流リアクトル、６ ＰＷＭコンバータ、７ ３相インバータ、８ 交流フィルタリアクトル、９ 交流フィルタコンデンサ、１０ 負荷、２０ 電圧センサ(ＰＴ)、２１ローパスフィルタ、２２ ゼロクロス検出回路、２３ ＰＬＬ回路、２３ａ 位相比較器、２４ クロック発振器(ＯＳＣ)、２５ カウンタ、２６ フリップフロップ(ＦＦ)。
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えば交流架線区間を走行するＰＷＭコンバータを有する車両用補助電源装置等のＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置のための停電検出回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図４は例えば、９４年電気学会論文誌、T.IEE Japan, Vol. 114-D, No.6, '94 (604頁〜)に開示された従来のＰＷＭコンバータの架線停電検出回路を示す構成図である(例えば、非特許文献１参照)。図４において、１はＡＣ２５ｋＶ交流架線から集電するパンタグラフ、２は高圧回路全体の開閉を行う遮断器、３はＡＣ２５ｋＶ電圧を例えばＡＣ４００Ｖの低圧に変換する主変圧器、４は補助電源装置の回路開閉を行う接触器、５は入力に設置する交流リアクトル、６は入力単相交流を直流に変換するＰＷＭコンバータ、７は直流から３相定電圧交流に変換する３相インバータ、８および９はインバータ出力のＰＷＭ波形の高調波成分を除去し正弦波とする交流フィルタリアクトルおよび交流フィルタコンデンサ、１０は負荷である。
【０００３】
また１１はＰＷＭコンバータ入力電流を測定する電流センサ、１２は入力電流の基本波成分のみを除去する基本波カットフィルタ、１３は基本波を除去した高調波の実効値を検出する実効値検出回路、１４は高調波の実効値の判定基準値を決めるところの第１の基準電圧、１５は高調波実効値と第１の基準電圧１４を比較する第１の比較回路、１６はＰＷＭコンバータ６と３相インバータ７間の直流電圧を測定する電圧センサ、１７は直流リンク電圧低下の判定基準値を決めるところの第２の基準電圧、１８は直流リンク電圧と第２の基準電圧１７を比較する第２の比較回路である。
【０００４】
以下に従来の架線停電検出回路の動作について説明する。新幹線等で採用されているＡＣ２５ｋＶ交流架線方式の場合、補助電源装置として図４に示すようなＰＷＭコンバータ方式補助電源装置がしばしば使用される。
【０００５】
まず交流架線からパンタグラフ１で集電されたＡＣ２５ｋＶ電圧は遮断器２を経由して主変圧器３へ供給される。この電圧は主変圧器３で低圧のＡＣ４００Ｖ等の低圧に降圧される。
【０００６】
接触器４、交流リアクトル５、ＰＷＭコンバータ６で構成されるＡＣ／ＤＣ変換器はこの単相ＡＣ４００Ｖ電圧を直流例えばＤＣ７５０Ｖに変換する。その後、直流は３相インバータ７、交流フィルタリアクトル８、交流フィルタコンデンサ９により３相交流、例えばＡＣ４００Ｖ、３相電圧に変換され負荷１０へ供給される。
【０００７】
このようなＰＷＭコンバータ方式補助電源装置において交流架線に停電が発生した場合、負荷が軽い場合にはほとんど直流リンク電圧が下がらず、ＰＷＭコンバータ部が運転を継続するため主変圧器３を通して架線に逆加圧されるため、架線停電が判別できない状態となる。
【０００８】
従来においてはこの架線停電を検出するため以下のような方法で行っていた。まず車両側に共通母線を持ち、複数の補助電源装置が接続されている場合、装置毎で回生するものと力行するものがあり、それがアンバランスする場合には、回生モード゛となっている装置の直流リンク電圧が低下するため停電であることを検出できる。実際、図４における電圧センサ１６で直流電圧を検出し、比較器１８で基準電圧１７と比較し、ある基準電圧以下になった場合には比較器１８の出力が反転動作するのでこの信号を検出してＰＷＭコンバータ６を一旦停止させることにより停電検出が可能である。
【０００９】
また回生と力行がバランスし見かけ上あたかも架線電圧があるかのように見える場合は、実際の架線と比較し、ＰＷＭコンバータ６の場合は高調波電流が増加するため、これで判別する。電流センサ１１で検出した電流成分の内、基本波分を基本波カットフィルタ１２で除去し高調波分のみを検出する。これを実効値検出回路１３に通し実効値を検出し、基準電圧１４と比較器１５で比較する。架線停電時はＰＷＭコンバータ６の電圧のみとなり高調波増加するため、これで停電検出を行う。
【００１０】
従来は以上の２回路を併用し、停電検出を行っていた。しかしながら直流電圧低下検出による方法は力行と回生がバランスすると検出できず、また高調波検出による方法も複数のＰＷＭコンバータが共通母線につながっている場合は少しの位相ずれで高調波が増加しない場合があり、これらを併用しても停電検出できない場合がしばしば見られた。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように従来のこの種の停電検出回路では停電検出ができないケースがあり、そのために装置によっては停電再加圧時に電圧・位相が急変し、過電流等が発生するという問題点があった。
【００１２】
この発明は、上記のような問題点を解消するためになされたもので、確実に停電検出を行えるＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置のための停電検出回路を得ることを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記の目的に鑑み、この発明は、主回路入力に交流リアクトルとＰＷＭコンバータを有するＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置のための停電検出回路であって、主回路が接続された電源側の停電を検出するためにＰＷＭコンバータ制御用のＰＬＬ回路の位相比較器出力の同期外れ量を計測し所定量を超えた時点で停電とすることを特徴とするＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置のための停電検出回路にある。
【００１４】
また、共通母線に複数接続された車両用のＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置の停電検出回路であることを特徴とする。
【００１５】
また、電源線電圧または車両用の場合には架線電圧の高調波分を除去した信号のゼロ点を検出するゼロクロス検出回路と、このゼロクロス検出回路の出力信号とこれを前記ＰＬＬ回路に入力させて得られるＰＬＬ回路の出力との同期が外れている間、信号を出力する前記ＰＬＬ回路の位相比較器と、この位相比較器の出力がある間、カウントを行うカウンタと、このカウンタの出力が所定量を越えた時にセットされるフリップフロップ回路と、からなることを特徴とする。
【００１６】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１はＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置に設けられたこの発明の一実施の形態による停電検出回路を示すもので、図において、１はＡＣ２５ｋＶ交流架線(電源線)から集電するパンタグラフ、２は高圧回路全体の開閉を行う遮断器、３はＡＣ２５ｋＶ電圧を例えばＡＣ４００Ｖの低圧に変換する主変圧器、４は補助電源装置の回路開閉を行う接触器、５は入力に設置する交流リアクトル、６は入力単相交流を直流に変換するＰＷＭコンバータ、７は直流から３相定電圧交流に変換する３相インバータ、８および９はインバータ出力のＰＷＭ波形の高調波成分を除去し正弦波とする交流フィルタリアクトルおよび交流フィルタコンデンサ、１０は負荷である。
【００１７】
また２０は架線電圧を検出する電圧センサ(ＰＴ)、２１は架線電圧の高調波分を除去するローパスフィルタ、２２は架線電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路、２３は位相比較器２３ａ、ループフィルタ２３ｂ、電圧／周波数変換器(Ｖ／ｆコンバータ)２３ｃおよびカウンタ２３ｄから構成されるＰＬＬ回路、２４はクロック発振器(ＯＳＣ)、２５はカウンタ、２６はフリップフロップ(ＦＦ)である。
【００１８】
以下に本発明による架線停電検出回路の動作について説明する。従来と同様に交流架線からパンタグラフ１で集電されたＡＣ２５ｋＶ電圧は遮断器２を経由して主変圧器３へ供給される。この電圧は主変圧器３でＡＣ４００Ｖ等の低圧に降圧される。
【００１９】
接触器４、交流リアクトル５、ＰＷＭコンバータ６で構成されるＡＣ／ＤＣ変換器は従来と同様に単相ＡＣ４００Ｖ電圧を直流に変換する。そして直流リンク電圧は３相インバータ７、交流フィルタリアクトル８、交流フィルタコンデンサ９により３相交流、例えばＡＣ４００Ｖ、３相電圧に変換され負荷１０へ供給される。
【００２０】
この種のＰＷＭコンバータを構成する場合、通常制御の基準信号作成用としてＰＬＬ回路２３が使用される。ＰＬＬ回路を使用するにあたっては電圧センサ２０で検出した架線電圧の高調波分をローパスフィルタ２１で除去し、ほぼ正弦波に近い波形とした後にゼロクロス検出回路２２に入力する。その波形を図２に示す。図２の(Ａ)に高調波を除去した架線電圧波形Ｖｐを示す。これをゼロクロス検出回路２２に通すと、正弦波のゼロ点で論理が反転する(Ｂ)のＰＣＡのような波形を得る。
【００２１】
ＰＬＬ回路２３内の位相比較器２３ａはこのＰＣＡ信号とＰＬＬ回路２３の出力であるカウンタ２３ｄのＰＣＢ出力(図２の(Ｃ))を比較し、その立ち上がりタイミングの時間差の期間だけパルスΔθを出力する。これを図２の(Ｄ)に示す。通常架線電圧にＰＬＬが同期している場合はこのパルス幅は非常に狭く１０μｓ程度である。
【００２２】
ここで例えばＰＬＬが架線電圧に同期している状態から、架線電圧が停電した場合を想定する。通常運転時の各電圧・電流ベクトルを図３に示す。ここでＶｐ’は主変圧器２次側から見た架線電圧、ＶconvはＰＷＭコンバータ入力電圧、ＩconvはＰＷＭコンバータ入力電流、ＬはＰＷＭコンバータ６入力部のＡＣＬ１のインダクタンス値である。
【００２３】
通常運転時ＰＷＭコンバータ６は主変圧器３の２次側から見た架線電圧Ｖｐ’に対し、ＡＣＬ１のインダクタンス分Ｌの電圧降下分jωL*Ｉconv分だけ遅れたベクトルＶconvの電圧を出力している。この状態でＶｐ’とVconvとの位相差はφである。ここで架線電圧停電が発生した場合、Ｖｐ’が瞬時に無くなるため、ＰＷＭコンバータ６の電圧Ｖconvが残るものの位相が一瞬にしてφだけ変化する。これを図２の(Ａ)中央部に示す。
【００２４】
そのためにゼロクロス検出回路２２の出力ＰＣＡが一瞬にしてφだけ変化する(図２の(Ｂ))。これに対しＰＬＬ回路２３の出力ＰＣＢはすぐには変化しないため、ＰＬＬ内の位相比較器２３ａの出力ΔＱは図２の(Ｄ)のようにφの期間だけパルスを出力する。このパルス幅をクロック発振器２４で駆動するカウンタ２５で計測する。
【００２５】
ゼロクロス検出回路２２の出力ＰＣＡを図２の(Ｄ)のように該カウンタ２５のリセット解除信号として用いる。ゼロクロス信号が”Ｌ”の場合はカウンタ２５はリセットされ、”Ｈ”の場合はカウントする構成とする。従って架線停電時には期間φの間、カウンタ２５はカウントアップするが、この値がある値Ｑｎを越えた場合には次段のフリップフロップ２６をセットする。このＱｎという値を適切な値、例えば位相角で５°等の値に設定することにより停電検出が可能となる。通常ＰＬＬでは上記のように同期外れ量はごく僅かであり、停電時のみ動作するので確実な検出が可能である。
また共通母線に複数の車両用補助電源が接続されている場合でも停電時には同様に電圧位相が急変するため検出可能である。通常この種のＰＷＭコンバータは制御用にＰＬＬ回路を設置しており、これにクロック発振器２４、カウンタ２５、フリップフロップ２６という僅かな回路構成を加えることにより容易に停電検出が実施可能となるのが本発明の特徴である。
【００２６】
【発明の効果】
以上のようにこの発明によれば、主回路入力に交流リアクトルとＰＷＭコンバータを有するＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置のための停電検出回路であって、主回路が接続された電源側の停電を検出するために、電源線の電圧に基づき制御用基準信号を作成するＰＷＭコンバータ制御用ＰＬＬ回路の位相比較器出力の同期外れ量を計測し所定量を超えた時点で停電とすることを特徴とするＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置のための停電検出回路としたので、より確実に停電検出を行える。
【００２７】
また、共通母線に複数接続された車両用のＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置の停電検出回路に適用した場合でも、停電時には同様に電圧位相が急変するため検出可能である。
【００２８】
また、電源線電圧または車両用の場合には架線電圧の高調波分を除去した信号のゼロ点を検出するゼロクロス検出回路と、このゼロクロス検出回路の出力信号とこれを前記ＰＬＬ回路に入力させて得られるＰＬＬ回路の出力との同期が外れている間、信号を出力する前記ＰＬＬ回路の位相比較器と、この位相比較器の出力がある間、カウントを行うカウンタと、このカウンタの出力が所定量を越えた時にセットされるフリップフロップ回路と、から構成したので、ＰＷＭコンバータ制御用ＰＬＬ回路の位相比較器を兼用できかつ簡単な構成で実施可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の一実施の形態によるＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置のための停電検出回路の構成図である。
【図２】 図１の停電検出回路の動作タイミングチャートである。
【図３】 図１の停電検出回路の動作を説明するためのＰＷＭコンバータの動作時の電圧・電流のベクトル図である。
【図４】 従来のＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置のための停電検出回路の構成図である。
【符号の説明】
１ パンタグラフ、２ 遮断器、３ 主変圧器、４ 接触器、５ 交流リアクトル、６ ＰＷＭコンバータ、７ ３相インバータ、８ 交流フィルタリアクトル、９ 交流フィルタコンデンサ、１０ 負荷、２０ 電圧センサ(ＰＴ)、２１ローパスフィルタ、２２ ゼロクロス検出回路、２３ ＰＬＬ回路、２３ａ 位相比較器、２４ クロック発振器(ＯＳＣ)、２５ カウンタ、２６ フリップフロップ(ＦＦ)。
Claims (3)
- 主回路入力に交流リアクトルとＰＷＭコンバータを有するＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置のための停電検出回路であって、主回路が接続された電源側の停電を検出するためにＰＷＭコンバータ制御用のＰＬＬ回路の位相比較器出力の同期外れ量を計測し所定量を超えた時点で停電とすることを特徴とするＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置のための停電検出回路。
- 共通母線に複数接続された車両用のＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置の停電検出回路であることを特徴とする請求項１に記載のＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置のための停電検出回路。
- 電源線電圧または車両用の場合には架線電圧の高調波分を除去した信号のゼロ点を検出するゼロクロス検出回路と、
このゼロクロス検出回路の出力信号とこれを前記ＰＬＬ回路に入力させて得られるＰＬＬ回路の出力との同期が外れている間、信号を出力する前記ＰＬＬ回路の位相比較器と、
この位相比較器の出力がある間、カウントを行うカウンタと、
このカウンタの出力が所定量を越えた時にセットされるフリップフロップ回路と、
からなることを特徴とする請求項１または２に記載のＰＷＭコンバータ方式の補助電源装置のための停電検出回路。
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