JP3793211B2 - 並列型インバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、並列接続可能とされた複数系統のインバータ回路を備え、これらのインバータ回路が並列運転可能となっている並列型インバータ装置に関する。

従来、インダクタンス成分を有する誘導電動機や誘導加熱装置等の誘導負荷の出力を容量制御するにあたり、負荷に供給する交流電力の周波数が調節可能となったインバータ装置が利用されている。このようなインバータ装置は、商用電源から供給される交流電力を、一旦、整流回路で直流電力に変換し、この直流電力をさらに逆変換回路で交流電力に変換することにより、所望の周波数の交流電力が得られるようにしたものが一般的である。

このようなインバータ装置の最大出力は、主に、逆変換回路に採用される電力制御用のスイッチング素子の容量によって決定される。このため、スイッチング素子の容量よりも、さらに大きな出力が必要な場合には、例えば図２に示すような、複数系統のインバータ回路を並列接続した並列型のインバータ装置（例えば、特許文献１参照）が利用されている。
等に示されるように、

図２に示すような並列型インバータ装置５０は、メインインバータ回路５１およびスレーブインバータ回路５２の二系統を並列接続したものとなっている。インバータ回路５１，５２の各々は、三相交流用のものであり、変圧器１，２を介して、三相交流電力を供給する商用電源に接続されている。また、インバータ回路５１，５２の各々は、降圧用マッチングトランス１３を介して負荷に接続されている。また、インバータ回路５１，５２の各々には、三相交流電力を直流電力に変換する整流回路１４と、この整流回路１４からの直流電力を交流電力に変換する逆変換回路１５とが設けられている。インバータ回路５１，５２の各逆変換回路１５は、その出力が同期するように位相制御され、出力電圧の低下が防止されている。また、インバータ回路５１，５２の各整流回路１４は、能動素子であるサイリスタ１６が整流素子として設けられたものであり、ゲートへの制御電圧を加えるタイミングを変える、換言すれば、その制御角を０〜πの範囲で変えることにより、その出力電圧が調節可能となっている。

特開平９−１９１４９号公報

上記図２に示すような特許文献１に記載の並列型インバータ装置５０では、二系統のインバータ回路５１，５２の逆変換回路１５に設けられる各回路素子の直流抵抗分にばらつきがあり、双方の逆変換回路１５の電圧降下Ｖ１，Ｖ２（図２参照）が一致しない。このため、インバータ回路５１，５２の出力電流についてバランスを確保することが困難であるという問題がある。特に、電流型のインバータ装置では、逆変換回路１５の電圧降下Ｖ１，Ｖ２が相違すると、負荷との関係で出力電流に大きな差が生じやすいうえ、出力電流に差が生じると、長時間運転等の際に、インバータ回路５１，５２の負担が著しく相違してくるので、出力電流についてバランスをとることは重要である。

ここで、出力電流のバランスをとるために、逆変換回路１５にインダクタンスや抵抗素子を挿入することが考えられる。しかしながら、出力電流の波形が方形波であることから、インダクタンスが出力電流の直流成分に対して作用しないので、インダクタンスを挿入したのでは、電圧降下Ｖ１，Ｖ２を補正できず、効果は期待できない。また、抵抗素子を挿入すれば、電圧降下Ｖ１，Ｖ２の補正が行え、出力電流についてバランスを確保することが可能となるが、抵抗素子の挿入により、電力損失が増え、並列型インバータ装置５０の効率が阻害されるという問題が生じる。なお、インバータ回路５１，５２の逆変換回路１５を作製するにあたり、逆変換回路１５を構成する回路素子を多数用意し、これらの回路素子の電気特性を調べ、直流抵抗分が互いに一致するものを選別すれば、出力電流についてバランスを確保することが可能となる。しかしながら、多数の回路素子の電気特性を調べるには、時間、手間およびコストが著しくかかるので、実施するのが困難である。

また、並列型インバータ装置５０では、変圧器１の結線方式が△−Ｙとされ、変圧器２の結線方式が△−△とされている。このように、各インバータ回路５１，５２の入力段に設けられる変圧器１，２の結線方式を相違させれば、並列運転時の高調波の発生が抑制されるようになる。しかしながら、各インバータ回路５１，５２の変圧器１，２の結線方式を相違させると、制御角が同一となるようにサイリスタ１６を制御したとしても、各サイリスタ１６の出力直流電圧Ｅ１，Ｅ２（図２参照）が常に同一電圧とならず、出力直流電圧Ｅ１，Ｅ２に微妙な差が生じてしまう。このため、変圧器１，２の結線方式を相違させて、並列運転時の高調波を抑制しようとすると、整流回路１４の出力電圧に微妙な差が生じ、逆変換回路１５の電圧降下Ｖ１，Ｖ２が一致しないことと相俟って、インバータ回路５１，５２の出力電流についてバランスを確保することがさらに困難となるという問題が生じる。

本発明の目的は、このような点に鑑みて、複数系統のインバータ回路を並列接続しても、これらのインバータ回路について、出力電流のバランスが確保されるようになる並列型インバータ装置を提供することにある。

本発明は、三相交流電源から結線方式が異なる変圧器を介して供給される交流電力を直流電力に変換する整流回路と、この整流回路からの直流電力を交流電力に変換する逆変換回路とを備えたインバータ回路が二系統設けられ、これらのインバータ回路が並列駆動可能となった並列型インバータ装置であって、互いに逆方向の磁界を生じる一対のコイルを有し前記二系統の前記インバータ回路を電気的に結合する差動トランスが、前記変圧器と前記整流回路との間に前記コイルがそれぞれ直列に接続する状態で設けられたことを特徴とする。

このような本発明では、二系統のインバータ回路が設けられ、これらのインバータ回路のうち、一方の逆変換回路の電圧降下が他方のよりも小さくとも、双方のインバータ回路が、互いに逆方向の磁界を生じる一対のコイルを有する差動トランスで結合、すなわち結線方式が異なる変圧器と整流回路との間にコイルがそれぞれ直列に接続する状態で結合されている。そして、並列運転時の高調波の発生を抑制させるために各インバータ回路の入力段の変圧器の結線方式を相違させても、差動トランスが双方のインバータ回路に流れる電流を均等にする。すなわち、差動トランスの各コイルに流れる電流の大きさに差が生じると、電圧降下が小さい逆変換回路を有するインバータ回路においては、差動トランスが電流の増大を抑制する抵抗として作用し、電圧降下が大きい逆変換回路を有するインバータ回路においては、差動トランスが電流を増大させる起電力を発生し、差動トランスの各コイルに流れる電流、すなわち、双方のインバータ回路に流れる電流が均等となる。このため、各インバータ回路の逆変換回路の電圧降下が一致しなくとも、インバータ回路に流れる電流が等しくなるので、各インバータ回路の出力電流についてバランスが自動的に確保されるようになる。

以上において、前記二系統のインバータ回路の逆変換回路は、直流抵抗が相違する構成が望ましい。このように、インバータ回路の各逆変換回路の直流抵抗が相違する場合、相違に応じて各インバータ回路に入力される交流電流が自動的に調整されて等しくなり、各インバータ回路が出力する電流が均等となって出力電流のバランスが確保されるので、このような構成に特に有効である。

そして、前記インバータ回路の各々は、当該並列型インバータ装置に接続される負荷のインピーダンスと比較して十分大きな出力インピーダンスを有する電流型インバータ回路であることが望ましい。このように、内部にリアクトル等を設けることにより、出力インピーダンスが大きくされ、主に、負荷への電流の大きさが制御される電流型インバータ回路に適用すれば、負荷のインピーダンスの変動が生じても、各インバータ回路の出力電流が自動的にバランスし、各インバータ回路の電流が同じように負荷に追従するようになるので、制御における応答性や安定性が向上する。さらに、一のインバータ回路に偏って負担がかかることがなくなるので、並列型インバータ装置の耐久性が向上するようになる。

また、前記インバータ回路の各々は、その両端の電気的接続を開閉するスイッチング素子を備え、前記整流回路からの直流電力を前記スイッチング素子の開閉で交流電力に変換するものであり、かつ、当該インバータ回路の各出力段には、降圧用のマッチングトランスが接続されていることが望ましい。このように、降圧用マッチングトランスで逆変換回路の出力を整合する電流型インバータ回路に適用すれば、逆変換回路の電圧降下の相違による影響を拡大する降圧用マッチングトランスの特性を差動トランスが補償する。このことにより、降圧用マッチングトランスを設けても何ら問題が生じず、降圧用マッチングトランスの採用により、大電流を出力することが可能となる。

以下、本発明の実施の一形態を図面に基づいて説明する。図１には、本実施形態に係る並列型インバータ装置が示されている。

〔並列型インバータ装置の構成〕
図１において、１０は並列型インバータ装置で、この並列型インバータ装置１０は、三相交流電源から供給される交流電力を、誘導加熱装置の駆動に必要な高周波電力に変換する電流型インバータ装置である。この並列型インバータ装置１０には、並列接続された二系統のインバータ回路１１，１２が設けられている。インバータ回路１１は、メインインバータ回路とされ、△−Ｙ結線方式の変圧器１を介して、三相交流電力に接続されている。一方、インバータ回路１２は、スレーブインバータ回路となされ、△−△結線方式の変圧器２を介して、三相交流電力に接続されている。これらのインバータ回路１１，１２の各々は、その出力電圧を降圧する降圧用マッチングトランス１３を介して負荷に接続されている。

インバータ回路１１，１２の各々には、三相交流電力を直流電力に変換する整流回路１４と、この整流回路１４からの直流電力を交流電力に変換する逆変換回路１５とが設けられている。

整流回路１４には、制御電極であるゲートを備えた能動的な整流素子であるサイリスタ１６と、このサイリスタ１６が整流した脈動する直流電力を平滑する平滑素子であるリアクトル１７とが設けられている。ここで、リアクトル１７としては、そのインダクタンスが比較的大きなものが採用されている。このように、リアクトル１７を整流回路１４に設けることにより、並列型インバータ装置１０は、出力インピーダンスの大きい電流型インバータ装置となっている。ここで、インバータ回路１１，１２の各サイリスタ１６は、動作時には、その出力電圧が所定電圧となるように、かつ、双方の制御角が同一となるように制御されるものとなっている。

逆変換回路１５には、その両端の電気的接続を開閉するスイッチング素子である二つのＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）１８，１９と、これらのＩＧＢＴ１８，１９を保護するためのダイオード２０とが設けられている。このうち、ダイオード２０は、一端が整流回路１４の出力を受ける入力端子に順方向に接続され、他端がＩＧＢＴ１８のコレクタに接続されている。これにより、逆変換回路１５は、スイッチング素子部分の耐電圧が向上されている。ＩＧＢＴ１８のエミッタは、もう一つのＩＧＢＴ１９のコレクタに接続され、ＩＧＢＴ１９のエミッタは、逆変換回路１５の出力端子に接続されている。これらのＩＧＢＴ１８，１９のゲートには、図示しない位相同期ループ回路が送出する制御電圧信号が同時に入力されるようになっている。位相同期ループ回路は、並列型インバータ装置１０から出力される交流電力の周波数が負荷の共振周波数となるように制御するものである。

このようなインバータ回路１１，１２の各整流回路１４と三相交流電源との間には、差動トランス２１が接続され、この差動トランス２１により、インバータ回路１１，１２は、電気的に相互に結合されている。すなわち、差動トランス２１は、三相交流電源から供給される同一方向の電流により、互いに逆方向の磁界を生じる一対のコイルを有するものである。そして、これらコイルが整流回路１４と変圧器１，２との間に位置してそれぞれ直列に接続する状態で差動トランス２１はインバータ回路１１，１２を結合している。

なお、インバータ回路１１，１２の各々には、上述した整流回路１４、逆変換回路１５および差動トランス２１の他に、差動トランス２１よりも電源側に接続されたブレーカ２２と、差動トランス２１の負荷側に接続されたメインスイッチ２３と、このメインスイッチ２３の負荷側に接続されたヒューズ２４とが備えられている。また、インバータ回路１１，１２の各々に接続された降圧用マッチングトランス１３の後段には、インバータ回路１１，１２と、負荷との接続を切り替える切り替え回路２５が設けられている。この切り替え回路２５により、並列型インバータ装置１０は、インバータ回路１１，１２の一方の単独駆動と、インバータ回路１１，１２の同時並列駆動との両方が選択的に可能となっている。

〔並列型インバータ装置の動作〕
次に、本実施形態の並列型インバータ装置１０の動作について説明する。

前述のような並列型インバータ装置１０に交流電力を加えると、差動トランス２１の一対のコイル各々には、図１に示されるように、交流電流Ｉ１，Ｉ２がそれぞれ流れ、これらのコイルの巻き線方向が互いに逆方向となる。このことから、各コイルの両端には、互いに相手側に流れる交流電流Ｉ２，Ｉ１に応じて、誘導起電力Ｖ12，Ｖ21が生じる。そして、誘導起電力Ｖ12，Ｖ21の各々は、変圧器１，２の各出力電圧と同位相となる。このため、起動時の過渡状態において、交流電流Ｉ１，Ｉ２が相違していても、交流電流Ｉ２，Ｉ１に応じた誘導起電力Ｖ12，Ｖ21の発生により、交流電流Ｉ１，Ｉ２は互いに大きさが等しくなるように変動する。そして、定常状態に至ると、差動トランス２１に流れる交流電流Ｉ１，Ｉ２が等しくなる。

例えば、インバータ回路１１側の逆変換回路１５の直流抵抗がインバータ回路１２側よりも小さく、かつ、変圧器１，２の結線方式の相違から、インバータ回路１１側の整流回路１４の出力電圧がインバータ回路１２側よりも高くなっているとする。すると、起動時の過渡状態においては、インバータ回路１１側の交流電流Ｉ１は、インバータ回路１２側の交流電流Ｉ２よりも大きいものとなる。

また、インバータ回路１１側の誘導起電力Ｖ12は、インバータ回路１２側の交流電流Ｉ２の大きさに対応し、インバータ回路１２側の誘導起電力Ｖ21は、インバータ回路１１側の交流電流Ｉ１の大きさに対応しているので、誘導起電力Ｖ21は、誘導起電力Ｖ12よりも大きいものとなる。さらに、差動トランス２１の各コイルの電圧降下は、相手側の誘導起電力の大きさに対応したものとなり、インバータ回路１１側の方がインバータ回路１２側よりも電圧降下は大きくなる。このため、交流電流Ｉ１は、次第に小さくなる一方、交流電流Ｉ２は、次第に大きくなり、定常状態となると、交流電流Ｉ１，Ｉ２が等しくなる。従って、二系統のインバータ回路１１，１２の各々に設けられた逆変換回路１５の直流抵抗が相違し、かつ、インバータ回路１１，１２の各変圧器１，２の結線方式が相違し、整流回路１４の出力電圧が相違していても、逆変換回路１５の直流抵抗および整流回路１４の出力電圧の差に応じて、インバータ回路１１，１２に入力される交流電流にＩ１，Ｉ２が自動的に調節されて等しくなる。このことにより、インバータ回路１１，１２が出力する電流が均等となり、これにより出力電流のバランスが確保されるようになる。

〔並列型インバータ回路の作用効果〕
前述のような本実施形態によれば、次のような効果がある。

すなわち、結線方式が異なる変圧器１，２と各整流回路１４との間に、インバータ回路１１，１２を電気的に結合する差動トランス２１の互いに逆方向の磁界を生じさせる一対のコイルのうちの一方をそれぞれ接続し、交流電流Ｉ１，Ｉ２が等しくなるように、差動トランス２１で交流電流にＩ１，Ｉ２を自動的に調節するようにしている。このため、インバータ回路１１，１２の各々に設けられた逆変換回路１５の直流抵抗が相違し、かつ、インバータ回路１１，１２の各変圧器１，２の結線方式の相違により、整流回路１４の出力電圧が相違する傾向にあっても、出力電流のバランスを確保することができる。さらに、結線方式が相違する変圧器１，２により、並列運転時の高調波の発生を抑制することができるうえ、変圧器１，２の結線方式が相違していても、上述したように差動トランス２１が双方のインバータ回路１１，１２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２を均等にするので、各整流回路１４の出力直流電圧も同一電圧となり、変圧器１，２の結線方式を相違させることによる弊害が何ら生じることがない。

また、電流型のインバータ回路１１，１２を差動トランス２１を介して結合し、各インバータ回路１１，１２の出力電流が自動的にバランスするようにしている。このため、負荷のインピーダンスの変動が生じても、各インバータ回路１１，１２の出力電流が同じように負荷に追従するようになり、制御における応答性や安定性を向上することができる。さらに、インバータ回路１１，１２の一方に偏って負担がかかることがなくなるので、並列型インバータ装置１０の耐久性を向上することができる。

さらに、インバータ回路１１，１２の逆変換回路１５に二つのＩＧＢＴ１８，１９を設けている。このことにより、ＩＧＢＴ１８，１９の耐電圧を向上させ、逆変換回路１５の出力電圧を高めることを可能としている。さらに、出力段に降圧用マッチングトランス１３を設けている。これらのことにより、逆変換回路１５の出力電圧を高めて、降圧用マッチングトランス１３の出力電流を増大させるようにしたので、ＩＧＢＴ１８，１９の限界となる電流値よりも著しく大きな電流を出力することができる。しかも、ＩＧＢＴ１８のエミッタをＩＧＢＴ１９のコレクタに接続している。このため、双方の逆変換回路１５における電圧降下の差が拡大しても、そのうえ、インバータ回路１１，１２の出力電流の差が拡大する降圧用マッチングトランス１３を出力段に設けても、上述したように、差動トランス２１が交流電流Ｉ１，Ｉ２を等しくなるように自動的に調節するので、何ら問題が生じることがない。

以上、本発明について好適な実施形態を挙げて説明したが、本発明は、この実施形態に限られるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の改良並びに設計の変更が可能である。

本発明の実施の一形態に係る並列型インバータ装置を示す単結線図である。 従来例を示す単結線図である。

符号の説明

１，２ 変圧器
１０ 並列型インバータ装置
１１，１２ インバータ回路
１３ 降圧用マッチングトランス
１４ 整流回路
１５ 逆変換回路
１８，１９ スイッチング素子としてのＩＧＢＴ
２１ 差動トランス

Claims (4)

1. 三相交流電源から結線方式が異なる変圧器を介して供給される交流電力を直流電力に変換する整流回路と、この整流回路からの直流電力を交流電力に変換する逆変換回路とを備えたインバータ回路が二系統設けられ、これらのインバータ回路が並列駆動可能となった並列型インバータ装置であって、
   前記二系統のインバータ回路の逆変換回路は、直流抵抗が相違するものであり、
   互いに逆方向の磁界を生じる一対のコイルを有し前記二系統の前記インバータ回路を電気的に結合する差動トランスが、前記変圧器と前記整流回路との間に前記コイルがそれぞれ直列に接続する状態で設けられた
   ことを特徴とした並列型インバータ装置。
2. 請求項１に記載の並列型インバータ装置において、
   前記二系統のインバータ回路の逆変換回路は、直流抵抗が相違する
   ことを特徴とした並列型インバータ装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の並列型インバータ装置において、
   前記インバータ回路は、出力段に接続される負荷のインピーダンスと比較してそれぞれ十分大きな出力インピーダンスを有する電流型インバータ回路である
   ことを特徴とした並列型インバータ装置。
4. 請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の並列型インバータ装置において、
   前記インバータ回路は、両端における電気的接続を開閉するスイッチング素子をそれぞれ備え、前記整流回路からの直流電力を前記スイッチング素子の開閉により交流電力にそれぞれ変換するものであり、
   前記インバータ回路の各出力段にそれぞれ接続された降圧用マッチングトランスを備えた
   ことを特徴とした並列型インバータ装置。
   
   

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