JP3748556B2 - Balanced high-frequency device - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、弾性表面波フィルタや高周波増幅器等の平衡型高周波デバイスに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動体通信の発展に伴い、使用されるデバイスの高性能化、小型化が期待されている。さらに、デバイス間のクロストークなどに対する雑音特性の良好化を目的として、ＲＦ段に使用されるフィルタや半導体素子の平衡化（バランス化）が進み、良好なバランス特性が求められている。フィルタに関しては、従来より、弾性表面波フィルタが広く用いられている。特に、縦モード型の弾性表面波フィルタはＩＤＴ電極の構成上、平衡−不平衡変換が容易に実現でき、平衡型入出力端子を有するＲＦ段のフィルタとして、低ロス、高減衰、良好なバランス特性が期待されている。
【０００３】
以下、従来の平衡型高周波デバイスについて説明する。図２８に従来の平衡型高周波デバイス２８０１の構成を示す。平衡型高周波デバイス２８０１は、不平衡型入出力端子である入力端子ＩＮと、平衡型入出力端子である出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２とにより構成される。
【０００４】
また、平衡型高周波デバイスにおいては、インピーダンス整合が必要とされる。図２９に示すのは、整合回路を有する従来の平衡型高周波デバイスの構成の一例である。図２９（ａ）において、平衡型高周波デバイス２９０１は、不平衡型入出力端子である入力端子ＩＮと、平衡型入出力端子である出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２とにより構成される。さらに、出力端子間には整合回路２９０２が接続される。また、図２９（ｂ）において、平衡型高周波デバイス２９０３は、不平衡型入出力端子である入力端子ＩＮと、平衡型入出力端子である出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２とにより構成される。さらに、出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２と接地面の間には整合回路２９０４、２９０５がそれぞれ接続される。このような整合回路に関しては、平衡型高周波デバイスと平衡型入出力端子の特性インピーダンスとの整合をとるために用いられていた。
【０００５】
このような平衡型高周波デバイスの一例として、従来の弾性表面波フィルタについて説明する。図３０に示すのは、平衡型入出力端子を有する弾性表面波フィルタ３００１の構成図である。図３０において、弾性表面波フィルタ３００１は、圧電基板３００２上に、第１、第２、第３のインターディジタルトランスデューサ電極（以下、ＩＤＴ電極とする）３００３、３００４、３００５と第１、第２の反射器電極３００６、３００７とにより構成される。第１のＩＤＴ電極３００３の一方の電極指は出力端子ＯＵＴ１に接続され、第１のＩＤＴ電極３００３の他方の電極指は出力端子ＯＵＴ２に接続される。また、第２、第３のＩＤＴ電極３００４、３００５の一方の電極指を入力端子ＩＮに接続し、他方を接地する。以上の構成とすることにより、不平衡型−平衡型入出力端子を有する弾性表面波フィルタを実現することができる。また、図３０の弾性表面波フィルタにおいて、入出力端子のインピーダンスはそれぞれ５０Ωと設計されている。
【０００６】
また、整合回路を有する平衡型高周波デバイスの一例として、従来の弾性表面波フィルタについて説明する。図３１に示すのは、整合回路を有する弾性表面波フィルタ３１０１の構成図である。図３１において、弾性表面波フィルタ３１０１は、圧電基板３１０２上に、第１、第２、第３のインターディジタルトランスデューサ電極（以下、ＩＤＴ電極とする）３１０３、３１０４、３１０５と第１、第２の反射器電極３１０６、３１０７とにより構成される。第１のＩＤＴ電極３１０３は２つの分割ＩＤＴ電極に分割され、第１の分割ＩＤＴ電極３１０８の一方の電極指は出力端子ＯＵＴ１に接続され、第２の分割ＩＤＴ電極３１０９の一方の電極指は出力端子ＯＵＴ２に接続され、第１、第２の分割ＩＤＴ電極の他方の電極指は電気的に接続される。また、第２、第３のＩＤＴ電極３１０４、３１０５の一方の電極指は入力端子ＩＮに接続され、他方は接地される。さらに、出力端子間には、整合回路としてインダクタ３１１０が接続されている。以上の構成とすることにより、不平衡型−平衡型入出力端子を有する弾性表面波フィルタを実現することができる。また、図３１の弾性表面波フィルタにおいて、入出力端子のインピーダンスは入力側が５０Ω、出力側が１５０Ωと設計されており、インピーダンス変換の機能を有する。
【０００７】
図３２に示すのは、図３０で示した従来の９００ＭＨｚ帯の弾性表面波フィルタの特性図である。図３２において、（ａ）は通過特性であり、（ｂ）は通過帯域（９２５ＭＨｚから９６０ＭＨｚまで）における振幅バランス特性であり、（ｃ）は通過帯域における位相バランス特性である。図３２より、通過帯域において、振幅バランス特性は−０．６７ｄＢ〜＋０．７７ｄＢ、位相バランス特性は−６．３°〜＋９．４°と大きく劣化している。
【０００８】
ここで、振幅バランス特性とは、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴ１との信号振幅と、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴ２との信号振幅との振幅差を表したものであり、この値が零となればバランス特性の劣化はない。また、位相バランス特性とは、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴ１との信号位相と、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴ２との信号位相との位相差の１８０°からのずれを表したものであり、この値が零となればバランス特性の劣化はない。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述の平衡型高周波デバイス、及びその一例として説明した弾性表面波フィルタにおいては、重要な電気的特性の一つであるバランス特性の劣化が大きいという課題があった。
【００１０】
本発明では、劣化原因を考察することによりバランス特性の改善手法を導き、良好なバランス特性を有する平衡型高周波デバイスを提供することを目的とするものである。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために、第１の本発明は、信号を入力する入力端子と、信号を出力する出力端子と、圧電基板、及び前記圧電基板上に形成された複数のインターディジタルトランスデューサ電極であるＩＤＴ電極を有する弾性表面波フィルタと、位相回路とを備え、前記入力端子及び前記出力端子の少なくともいずれかが平衡型入力端子または平衡型出力端子であり、前記平衡型入力端子間または前記平衡型出力端子間に前記位相回路が電気的に接続されており、
前記位相回路は、前記信号の差動信号成分に対して所定の周波数に対して接地面に対して並列共振する並列共振回路であり、前記並列共振回路は、少なくとも３つのリアクタンス素子により構成されており、前記平衡型入力端子の一方または前記平衡型出力端子の一方と接地面との間に第１のリアクタンス素子が接続されており、前記平衡型入力端子の他方または前記平衡型出力端子の他方と接地面との間に第２のリアクタンス素子が接続されており、前記平衡型入力端子間または前記平衡型出力端子間に第３のリアクタンス素子が接続されており、前記第１、第２のリアクタンス素子のインピーダンスの虚数部と前記第３のリアクタンス素子のインピーダンスの虚数部との極性が異なり、前記信号の同相信号成分に関しては、前記平衡型入力端子の一方または前記平衡型出力端子の一方と接地面とのインピーダンス、及び前記平衡型入力端子の他方または前記平衡型出力端子の他方と接地面とのインピーダンスは、前記入力端子あるいは前記出力端子の特性インピーダンスの２倍以下であり、前記信号の同相信号成分を低減する平衡型高周波デバイスである。
【００３６】
また、第２の本発明は、前記信号の同相信号成分の接地面に対するインピーダンスが、前記入力端子あるいは前記出力端子の特性インピーダンスの０．５倍以下である第１の本発明の平衡型高周波デバイスである。
【００３７】
また、第３の本発明は、平衡型入力端子または平衡型出力端子間に電気的に接続される位相回路であって、信号の同相信号成分に対して所定の周波数に対して接地面に対して直列共振する直列共振回路であり、前記直列共振回路は、少なくとも３つのリアクタンス素子により構成されており、前記平衡型入力端子の一方または前記平衡型出力端子の一方と接地面との間に第１、及び第２のリアクタンス素子が接続されており、前記第１、及び第２のリアクタンス素子の接続点と接地面との間に第３のリアクタンス素子が接続されており、前記第１、第２のリアクタンス素子のインピーダンスの虚数部と前記第３のリアクタンス素子のインピーダンスの虚数部との極性が異なり、前記信号の差動信号成分に関しては、前記第１、及び第２のリアクタンス素子の間に仮想接地面が形成され、前記第１、及び第２のリアクタンス素子のインピーダンスを大きくすることにより、前記平衡型入力端子の一方または前記平衡型出力端子の一方と前記仮想接地面とのインピーダンス、及び前記平衡型入力端子の他方または前記平衡型出力端子の他方と前記接地面とのインピーダンスが大きく設定される構成であって、前記直列共振回路により前記信号の同相信号成分を低減する平衡型高周波デバイスである。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかる平衡型高周波デバイスとそれに関連する発明の各種実施の形態を図面を参照して説明する。
【００４３】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１の平衡型高周波デバイスについて図面を参照して説明する。図１に本発明の実施の形態１の平衡型高周波デバイス１０１の構成を示す。図１において、平衡型高周波デバイス１０１は、平衡型素子１０２と位相回路１０３とにより構成される。また、平衡型素子１０２において、入力側の端子は不平衡型入出力端子である入力端子ＩＮであり、出力側の端子は平衡型入出力端子である出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２である。さらに、出力端子間には位相回路１０３が接続される。以上の構成とすることにより不平衡型−平衡型入出力端子を有する平衡型高周波デバイスを実現することができる。
【００４４】
まず、平衡型高周波デバイスのバランス特性劣化原因に関して、弾性表面波フィルタを用いて考察を行う。図３０に示す従来の弾性表面波フィルタ２０１に関しては、バランス特性が劣化するという課題があった。ここでは、図２に示す構成にてバランス特性の解析を行った。図２において、弾性表面波フィルタ２０１は、バランス特性の劣化のない理想的な弾性表面波フィルタ２０２と容量成分２０３、２０４とにより構成される。理想的な弾性表面波フィルタ２０２の入力側と出力側の間に容量成分２０３、２０４を接続することにより、弾性表面波フィルタ２０１の寄生成分による結合を仮定している。
【００４５】
図３に、これらの容量成分２０３、２０４を０．１ｐＦした時のフィルタ特性を示す。図３に関して、（ａ）は通過帯域における振幅バランス特性であり、（ｂ）は通過帯域における位相バランス特性である。図３のバランス特性の解析結果は、図３２で示した従来の弾性表面波フィルタの実測特性と、バランス特性劣化の傾向として非常によく一致している。よって、バランス特性の劣化に関しては、平衡型素子の入力端子と出力端子との結合が主要因と考えられる。
【００４６】
次に、本発明の実施の形態１における平衡型高周波デバイスの動作について図面を用いて説明する。図４に示すのは、本発明の実施の形態１における平衡型高周波デバイス１０１の動作概略を示すものである。平衡型高周波デバイス１０１のバランス特性の劣化に関しては入力端子と出力端子との間の寄生成分による結合が主要因として考えられる。このことは、平衡型入出力端子を流れる信号成分を、同相信号成分と差動信号成分とを用いて表すことにより説明できると考えた。即ち、入力端子ＩＮから入力される信号成分ｉは、平衡型素子１０２により差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２として差動出力される。しかしながら、寄生成分による結合は出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２のそれぞれに差動化されずに同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２として重畳することになり、この同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２がバランス特性劣化の原因となる。
【００４７】
よって、本発明の実施の形態では、位相回路１０３が所定の周波数において共振回路として動作して平衡型素子１０２から出力端子側をみた同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２のインピーダンスを平衡型素子１０２から出力端子側をみた差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２のインピーダンスよりも低くすることにより、同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２を低減することができる。
【００４８】
以上説明したように、本発明の平衡型高周波デバイス１０１は、位相回路１０３を用いて同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２を低減することにより、バランス特性の優れた平衡型高周波デバイスを実現することができる。
【００４９】
なお、本実施の形態では、入力側の端子は不平衡型入出力端子である入力端子ＩＮであり、出力側の端子は平衡型入出力端子である出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２であり、出力端子間には位相回路１０３が接続されるとして説明したが、これに限らない。入力側の端子は平衡型入出力端子である入力端子であり、出力側の端子は不平衡型入出力端子である出力端子であり、入力端子間には位相回路１０３が接続されていても構わない。
【００５０】
（実施の形態２）
以下、本発明の実施の形態２の平衡型高周波デバイスについて図面を参照して説明する。図５に本発明の実施の形態２の平衡型高周波デバイス５０１の構成を示す。図５において、平衡型高周波デバイス５０１は、平衡型素子５０２と位相回路５０３、５０４とにより構成される。また、平衡型素子５０２において、入力側の端子は平衡型入出力端子である入力端子ＩＮであり、出力側の端子は平衡型入出力端子である出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２である。以上の構成とすることにより平衡型−平衡型入出力端子を有する平衡型高周波デバイスを実現することができる。
【００５１】
本発明の平衡型高周波デバイス５０１においても、位相回路５０３が所定の周波数において共振回路として動作して平衡型素子５０２から入力端子側をみた同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２のインピーダンスを平衡型素子５０２から入力端子側をみた差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２のインピーダンスよりも低くして、位相回路５０４が所定の周波数において共振回路として動作して平衡型素子５０２から出力端子側をみた同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２のインピーダンスを平衡型素子５０２から出力端子側をみた差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２のインピーダンスよりも低くすることにより、同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２を低減し、バランス特性の優れた平衡型高周波デバイスを実現できるものである。
【００５２】
（実施の形態３）
以下、本発明の実施の形態３の平衡型高周波デバイスについて図面を参照して説明する。ここでは、位相回路として、より具体的な回路構成を示す。図６に本発明の実施の形態２の平衡型高周波デバイス６０１の構成を示す。図６において、平衡型高周波デバイス６０１は、平衡型素子６０２と位相回路６０３とにより構成される。また、平衡型素子６０２において、入力側の端子は不平衡型入出力端子である入力端子ＩＮであり、出力側の端子は平衡型入出力端子である出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２である。さらに、位相回路６０３は伝送線路６０４により構成され、出力端子間に配置される。伝送線路６０４の長さはλ／２（ここで、λは波長）であり、その位相変化量は１８０°である。また、ここで、λは通過帯域内、或いは通過帯域近傍の周波数に対する長さである。以上の構成とすることにより不平衡型−平衡型入出力端子を有する平衡型高周波デバイスを実現することができる。
【００５３】
次に、図面を用いて、平衡型高周波デバイス６０１の動作を説明する。図７（ａ）に示すように、入力端子ＩＮから平衡型素子６０２に信号成分ｉが入力されると、平衡型素子からは、同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２と差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２が出力される。出力端子間に配置された伝送線路６０４は同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２と差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２に対して、それぞれ異なる動作となる。即ち、同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２に関しては、図７（ｂ）に示すように、出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２のそれぞれに先端開放のλ／４線路が接続された構成となって直列共振回路として動作して、出力端子の接地面に対するインピーダンスはショートに近づき、同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２が出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２に伝達されることはない。
【００５４】
また、差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２に関しては、伝送線路６０４の中点で仮想接地面が設けられるため出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２のそれぞれに先端短絡のλ／４線路が接続された構成となって並列共振回路として動作して、出力端子の接地面に対するインピーダンスはオープンに近づき、差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２は出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２に伝達される。
【００５５】
以上説明したように、本発明の実施の形態３における平衡型高周波デバイスは、位相回路として伝送線路６０４を用いることにより、同相信号成分を低減することができ、バランス特性の優れた平衡型高周波デバイスを実現できるものである。
【００５６】
なお、本実施の形態においては、位相回路を伝送線路にて構成しているが、この構成はこれに限るものではなく、位相回路として動作する構成であれば、本発明と同様の効果が得られる。
【００５７】
また、位相回路を形成する場合には、回路基板上での伝送線路やチップ部品を用いて構成しても構わないし、平衡型素子が実装される基板やパッケージに内蔵されていても構わない。また、位相回路の一部を、電極パターンを複数の誘電体層上に形成して、この誘電体層を積層することにより構成される積層デバイス内に構成しても構わない。さらに、積層デバイスが他の回路機能を有する構成とすることにより、本発明の平衡型高周波デバイスと積層デバイスとを一体化して複合デバイスとして、平衡型高周波デバイスの多機能化、及び小型化が実現できるものである。
【００５８】
なお、本実施の形態では、入力端子を不平衡型とし、出力端子を平衡型として説明したが、入力端子が平衡型であり、出力端子が不平衡型であっても構わない。また、入力端子と出力端子ともに平衡型であってもよい。
【００５９】
（実施の形態４）
以下、本発明の実施の形態４の平衡型高周波デバイスについて図面を参照して説明する。ここでは、位相回路として、より具体的な回路構成を示す。図８に本発明の実施の形態４の平衡型高周波デバイスの構成を示す。図８において、平衡型高周波デバイス８０１は、平衡型素子８０２と位相回路８０３とにより構成される。また、平衡型素子８０２において、入力側の端子は不平衡型入出力端子である入力端子ＩＮであり、出力側の端子は平衡型入出力端子である出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２である。
【００６０】
位相回路８０３は、インピーダンス素子８０４、８０５、８０６により構成される。この時、出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２はそれぞれインピーダンス素子８０４、８０５を介して接地され、インピーダンス素子８０６は出力端子間に接続され、位相回路８０３は出力端子間に接続される構成となる。ここで、インピーダンス素子８０４と８０５のインピーダンスは実質上同じ値であり、また、インピーダンス素子８０６のインピーダンスの虚数部は、インピーダンス素子８０４、８０５のインピーダンスの虚数部と極性が逆となる。以上の構成とすることにより不平衡型−平衡型入出力端子を有する平衡型高周波デバイスが得られる。
【００６１】
次に、具体的なインピーダンス素子を用いて、本発明の実施の形態４における平衡型高周波デバイスの動作について説明する。図９は、本発明の実施の形態４における平衡型高周波デバイスの動作説明図である。図９（ａ）に示すように位相回路９０１はコンデンサ９０２、９０３、インダクタ９０４とにより構成される。図９（ａ）に示すように、入力端子ＩＮから平衡型素子８０２に信号成分ｉが入力されると、平衡型素子からは、同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２と差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２が出力される。ここで、出力端子間に接続されるインダクタ９０４は差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２に関して仮想接地点９０５を形成する。
【００６２】
図９（ｂ）に差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２に関する位相回路９０１の等価回路を示す。差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２に関して、インダクタ９０４は仮想接地点９０５を形成するので、出力端子ＯＵＴ１では、コンデンサ９０２とインダクタ９０４の一部とが、出力端子ＯＵＴ２ではコンデンサ９０３とインダクタ９０４の一部とが、接地面に対して並列共振回路を形成することになり、この並列共振周波数を通過帯域内、或いは通過帯域近傍となるように設計することにより、所定の周波数の差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２は、接地面に対してインピーダンスが無限大に近づき、接地面に短絡されることなく出力端子に伝達される。即ち、差動信号成分に関しては、図７（ｃ）で示した動作と実質上同じになる。図９（ｃ）に同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２に関する位相回路９０１の等価回路を示す。同相信号成分に関しては、ＯＵＴ１とＯＵＴ２とはほぼ同電位となり、インダクタンス９０４は同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２に関しては仮想接地点を形成することがなく、ＯＵＴ１とＯＵＴ２とは実質上オープンとなる。ここでインダクタ９０４の一部とは、仮想接地点９０５までのことを意味する（図９（ｂ）参照）。
【００６３】
よって、平衡型入出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２と接地面との間に配置されるインピーダンス素子としてのコンデンサ９０２、９０３のインピーダンスを十分小さい値に設計することにより、同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２は接地面に短絡され、平衡型入出力端子に伝達されることはない。
【００６４】
また、本発明の実施の形態４における位相回路は、図１０に示す構成でもよい。図１０は、本発明の実施の形態４における平衡型高周波デバイスの動作説明図である。図１０（ａ）に示すように位相回路１００１はインダクタ１００２、１００３、コンデンサ１００４とにより構成される。図１０（ａ）に示すように、入力端子ＩＮから平衡型素子８０２に信号成分ｉが入力されると、平衡型素子からは、同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２と差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２が出力される。ここで、出力端子間に接続されるコンデンサ１００４は差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２に関して仮想接地点１００５を形成する。
【００６５】
図１０（ｂ）に差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２に関する位相回路１００１の等価回路を示す。図１０（ｂ）に示すように、差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２に関しては、コンデンサ１００４は差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２に関して仮想接地点１００５を形成するので、出力端子ＯＵＴ１側では、インダクタ１００２とコンデンサ１００４の一部とが、出力端子ＯＵＴ２側では、インダクタ１００３とコンデンサ１００４の一部とが、接地面に対して並列共振回路を形成することになり、この並列共振周波数が通過帯域内、或いは通過帯域近傍となるように設計することにより、所望周波数の差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２は、接地面に対するインピーダンスが無限大に近づき、接地面に短絡されることなく出力端子に伝達される。即ち、差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２に関しては、図７（ｃ）で示した動作と実質上同じになる。図１０（ｃ）に同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２に関する位相回路１００１の等価回路を示す。同相信号成分に関しては、ＯＵＴ１とＯＵＴ２とはほぼ同電位となり、コンデンサ１００４は同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２に関しては仮想接地点を形成することがなく、ＯＵＴ１とＯＵＴ２とは実質上オープンとなる。ここで、コンデンサ１００４の一部とは、仮想接地点までを意味する（図１０（ｂ）参照）。
【００６６】
よって、平衡型入出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２と接地面との間に配置されるインピーダンス素子としてのインダクタ１００２、１００３のインピーダンスを十分小さい値に設計することにより、同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２は接地面に短絡され、平衡型入出力端子に伝達されることはない。
【００６７】
以上説明したように、本発明の実施の形態４における平衡型高周波デバイスは、位相回路として３つのインピーダンス素子を用いることにより、同相信号成分を低減することができ、バランス特性の優れた平衡型高周波デバイス実現することができる。
【００６８】
なお、本実施の形態においては、位相回路を構成するインピーダンス素子としてのインダクタ、コンデンサの個数や構成はこれに限るものではなく、また、インピーダンス素子８０４、８０５の素子値を実質上同じとしているが、これは必ずしも同じである必要がなく、回路構成により最適に選ばれるものであり、位相回路として動作する構成であれば、本発明と同様の効果が得られる。
【００６９】
また、位相回路を形成する場合には、回路基板上での伝送線路やチップ部品を用いて構成しても構わないし、平衡型素子が実装される基板やパッケージに内蔵されていても構わない。また、位相回路の一部を、電極パターンを複数の誘電体層上に形成して、この誘電体層を積層することにより構成される積層デバイス内に構成しも構わない。さらに、積層デバイスが他の回路機能を有する構成とすることにより、本発明の平衡型高周波デバイスと積層デバイスとを一体化して複合デバイスとして、平衡型高周波デバイスの多機能化、及び小型化が実現できるものである。
【００７０】
また、本実施の形態では、入力端子を不平衡型とし、出力端子を平衡型として説明したが、入力端子が平衡型であり、出力端子が不平衡型であっても構わない。また、入力端子と出力端子ともに平衡型であってもよい。
【００７１】
（実施の形態５）
以下、本発明の実施の形態５の平衡型高周波デバイスについて図面を参照して説明する。ここでは、位相回路として、より具体的な回路構成を示す。図１１に本発明の実施の形態５の平衡型高周波デバイス１１０１の構成を示す。図１１において、平衡型高周波デバイス１１０１は、平衡型素子１１０２と位相回路１１０３とにより構成される。また、平衡型素子１１０２において、入力側の端子は不平衡型入出力端子である入力端子ＩＮであり、出力側の端子は平衡型端子である出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２である。
【００７２】
位相回路１１０３は、インピーダンス素子１１０４、１１０５、１１０６により構成される。インピーダンス素子１１０４、１１０５は出力端子間に直列に接続され、インピーダンス素子１１０４、１１０５の中点１１０７はインピーダンス素子１１０６を介して接地され、位相回路１１０３は出力端子間に接続される構成となる。ここで、インピーダンス素子１１０６のインピーダンスの虚数部の極性は、インピーダンス素子１１０４、１１０５のインピーダンスの虚数部と極性が逆となる。また、インピーダンス素子１１０４、１１０５のインピーダンスは実質上同じ値である。以上の構成とすることにより不平衡型−平衡型入出力端子を有する平衡型高周波デバイスが得られる。
【００７３】
次に、具体的なインピーダンス素子を用いて、本発明の平衡型高周波デバイスの動作について説明する。図１２は、本発明の平衡型高周波デバイスの動作説明図である。図１２（ａ）に示すように、位相回路１２０１はインダクタ１２０２、１２０３、コンデンサ１２０４とにより構成される。図１２（ａ）に示すように、入力端子ＩＮから平衡型素子１１０２に信号成分ｉが入力されると、平衡型素子１１０２からは、同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２と差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２が出力される。図１２（ｂ）に差動信号成分に関して、位相回路１２０１の等価回路を示す。図１２（ｂ）に示すように、差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２に関しては、インダクタ１２０２と１２０３の接続点１２０５は仮想接地点となるため、インダクタ１２０２、１２０３の値を十分大きくすることにより、接地面に対するインピーダンスを大きくすることがき、差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２は出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２に伝達される。
【００７４】
また、図１２（ｃ）に同相信号成分に関して、位相回路１２０１の等価回路をい示す。図１２（ｃ）に示すように、同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２に関しては、インダクタ１２０２と１２０３の接続点１２０５は仮想接地点とならないので、インダクタ１２０２とコンデンサ１２０４の一部、インダクタ１２０３とコンデンサ１２０４の一部とが所定の周波数において直列共振回路を形成するように設計することにより、同相信号成分は接地面に短絡され、出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２に伝達されることはない。ここで、コンデンサ１２０４の一部とは、等価的に並列接続となる一方のことを意味する（図１２（ｃ）参照）。
【００７５】
また、本発明の位相回路は、図１３に示す構成でもよい。図１３は、本発明の平衡型高周波デバイスの動作説明図である。図１３（ａ）に示すように、位相回路１３０１はコンデンサ１３０２、１３０３、インダクタ１３０４により構成される。図１３（ａ）に示すように、入力端子ＩＮから平衡型素子１１０２に信号成分ｉが入力されると、平衡型素子１１０２からは、同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２と差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２が出力される。図１３（ｂ）に差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２に関して位相回路１３０１の等価回路を示す。図１３（ｂ）に示すように、差動信号成分ｉｄ１、ｉｄ２に関しては、コンデンサ１３０２と１３０３の接続点１３０５は仮想接地点となるため、コンデンサ１３０２、１３０３の値を十分小さくすることにより、接地面に対するインピーダンスを大きくすることがき、差動信号成分は出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２に伝達される。
【００７６】
また、図１３（ｃ）に同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２に関して位相回路１３０１の等価回路を示す。図１３（ｃ）に示すように、同相信号成分ｉｃ１、ｉｃ２に関しては、コンデンサ１３０２と１３０３の接続点１３０５は仮想接地点とならないので、コンデンサ１３０２とインダクタ１３０４の一部、コンデンサ１３０３とインダクタ１３０４の一部とが所定の周波数において直列共振回路を形成するように設計することにより、同相信号成分は接地面に短絡され、出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２に伝達されることはない。ここで、インダクタ１３０４の一部とは、等価的に並列接続となる一方のことを意味する（図１３（ｃ）参照）。
【００７７】
以上説明したように、本発明の実施の形態５における平衡型高周波デバイスは、位相回路として３つのインピーダンス素子を用いることにより、同相信号成分を低減することができ、バランス特性の優れた平衡型高周波デバイス実現することができる。
【００７８】
なお、本実施の形態においては、位相回路を構成するインピーダンス素子としてのインダクタ、コンデンサの個数や構成はこれに限るものではなく、また、インピーダンス素子１１０４、１１０５の素子値を実質上同じとしているが、これは必ずしも同じである必要がなく、回路構成により最適に選ばれるものであり、位相回路として動作する構成であれば、本発明と同様の効果が得られる。
【００７９】
また、位相回路を形成する場合には、回路基板上での伝送線路やチップ部品を用いて構成しても構わないし、平衡型素子が実装される基板やパッケージに内蔵されていても構わない。また、位相回路の一部を、電極パターンを複数の誘電体層上に形成して、この誘電体層を積層することにより構成される積層デバイス内に構成しも構わない。さらに、積層デバイスが他の回路機能を有する構成とすることにより、本発明の平衡型高周波デバイスと積層デバイスとを一体化して複合デバイスとして、平衡型高周波デバイスの多機能化、及び小型化が実現できるものである。
【００８０】
また、本実施の形態では、入力端子を不平衡型とし、出力端子を平衡型として説明したが、入力端子が平衡型であり、出力端子が不平衡型であっても構わない。また、入力端子と出力端子ともに平衡型であってもよい。
【００８１】
（実施の形態６）
以下、本発明の実施の形態６の平衡型高周波デバイスについて図面を参照して説明する。ここでは、平衡型高周波デバイスの具体的な構成について、平衡型素子として弾性表面波フィルタを用いた場合について述べる。図１４に本発明の平衡型デバイスの構成を示す。図１４において、平衡型高周波デバイス１４０１は、平衡型素子である弾性表面波フィルタ１４０２と位相回路１４０３とにより構成される。また、弾性表面波フィルタ１４０２において、入力側の端子は不平衡型入出力端子である入力端子ＩＮであり、出力側の端子は平衡型入出力端子である出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２である。さらに、出力端子間には位相回路１４０３が接続される。
【００８２】
弾性表面波フィルタ１４０２は、圧電基板１４０４上に、第１、第２、第３のインターディジタルトランスデューサ電極（以下、ＩＤＴ電極とする）１４０５、１４０６、１４０７と第１、第２の反射器電極１４０８、１４０９とにより構成される。第１のＩＤＴ電極１４０５の一方の電極指は出力端子ＯＵＴ１に接続され、第１のＩＤＴ電極１４０５の他方の電極指は出力端子ＯＵＴ２に接続される。また、第２、第３のＩＤＴ電極１４０６、１４０７の一方の電極指は入力端子ＩＮに接続され、他方は接地される。以上の構成とすることにより不平衡型−平衡型入出力端子を有する平衡型高周波デバイスが得られる。
【００８３】
次に、本実施の形態における平衡型高周波デバイスの具体的な特性を示す。図１５に示すのは、位相回路１４０３として図６に示す位相回路６０３を用いた時の平衡型高周波デバイス１４０１の特性である。ここで、位相回路６０３を構成する伝送線路６０４の長さはλ／２であり、位相回路としての位相量は１８０°である。図１５において、（ａ）は通過特性であり、（ｂ）は通過帯域の振幅バランス特性であり、（ｃ）は通過帯域の位相バランス特性である。図３２に示す従来の特性に比べて、バランス特性は大幅に改善されており、ほぼ理想状態に近い特性となっている。また、通過特性に関しても、通過帯域高域側の減衰量が５ｄＢ程度改善している。
【００８４】
次に、伝送線路６０４の長さを変化させた場合について評価を行った。図１６に示すのは、伝送線路６０４の長さを変えた時のバランス特性である。図１６において、（ａ）は振幅バランス特性であり、（ｂ）は位相バランス特性である。また、１６０１、１６０２はそれぞれ本実施の形態の弾性表面波フィルタにおける通過帯域内の振幅バランス特性における劣化の最大値と最小値であり、１６０３、１６０４はそれぞれ本実施の形態の弾性表面波フィルタにおける通過帯域内の位相バランス特性における劣化の最大値と最小値である。また、破線で示すのは、従来の弾性表面波フィルタにおけるバランス特性の劣化の最大値と最小値である。図１６より、伝送線路長がλ／４から３λ／４の範囲で、バランス特性が改善している。また、位相量を３λ／８から５λ／８の範囲とすることで、振幅バランス特性がほぼ−５ｄＢ〜＋５ｄＢ、位相バランス特性がほぼ−０．５°〜＋０．５°の範囲となるより良好なバランス特性が得られる。
【００８５】
次に、他の構成の位相回路を用いた時の特性を示す。図１７に示すのは、位相回路１４０３として図９に示す位相回路９０１を用いた時の平衡型高周波デバイス１４０１の特性である。ここで、コンデンサ９０２、９０３のキャパシタンスはＣｇ１、Ｃｇ２は実質上同じ値であり、通過帯域内周波数においてそのインピーダンスが３Ωとなるように設計されている。また、インダクタ９０４のインダクタンスＬｂは、Ｃｇ１とＬｂ／２、Ｃｇ２とＬｂ／２の並列共振周波数が通過帯域内になるように設計されている。
【００８６】
図１７において、（ａ）は通過特性であり、（ｂ）は通過帯域の振幅バランス特性であり、（ｃ）は通過帯域の位相バランス特性である。図３２に示す従来の特性に比べて、バランス特性は大幅に改善されており、ほぼ理想状態に近い特性となっている。また、通過特性に関しても、通過帯域高域側の減衰量が５ｄＢ程度改善している。
【００８７】
次に、コンデンサ９０２、９０３のインピーダンスが変化した場合の評価を行った。図１８に示すのは、コンデンサ９０２、９０３のインピーダンスを端子の特性インピーダンスで割った規格化インピーダンスに対するバランス特性である。ここでは、平衡型出力端子の特性インピーダンスは５０Ωであるので、それぞれの端子の特性インピーダンスは２５Ωとしている。図１８において、（ａ）は振幅バランス特性であり、（ｂ）は位相バランス特性である。また、１８０１、１８０２はそれぞれ本実施の形態の弾性表面波フィルタにおける通過帯域内の振幅バランス特性における劣化の最大値と最小値であり、１８０３、１８０４はそれぞれ本実施の形態の弾性表面波フィルタにおける通過帯域内の位相バランス特性における劣化の最大値と最小値である。図１８より、規格化インピーダンスが２以下の範囲で、バランス特性が改善している。
【００８８】
次に、さらに他の構成の位相回路を用いた時の特性を示す。図１９に示すのは、位相回路１４０３として図１０に示す位相回路１００１を用いた時の平衡型高周波デバイス１４０１の特性である。ここで、インダクタ１００２、１００３のインダクタンスの値Ｌｇ１、Ｌｇ２は実質上同じ値であり、通過帯域内周波数においてそのインピーダンスが３Ωとなるように設計されている。また、コンデンサ１００４のキャパシタンスＣｂは、Ｌｇ１と２Ｃｂ、Ｌｇ２と２Ｃｂの並列共振周波数が通過帯域内になるように設計されている。
【００８９】
図１９において、（ａ）は通過特性であり、（ｂ）は通過帯域の振幅バランス特性であり、（ｃ）は通過帯域の位相バランス特性である。図３２に示す従来の特性に比べて、バランス特性は大幅に改善されており、ほぼ理想状態に近い特性となっている。また、通過特性に関しても、通過帯域高域側の減衰量が５ｄＢ程度改善している。
【００９０】
次に、インダクタ１００２、１００３のインピーダンスが変化した場合の評価を行った。図２０に示すのは、インダクタ１００２、１００３のインピーダンスを端子の特性インピーダンスで割った規格化インピーダンスに対するバランス特性である。ここでは、平衡型出力端子の特性インピーダンスは５０Ωであるので、それぞれの端子の特性インピーダンスは２５Ωとしている。図２０において、（ａ）は振幅バランス特性であり、（ｂ）は位相バランス特性である。また、２００１、２００２はそれぞれ本実施の形態の弾性表面波フィルタにおける通過帯域内の振幅バランス特性における劣化の最大値と最小値であり、２００３、２００４はそれぞれ本実施の形態の弾性表面波フィルタにおける通過帯域内の位相バランス特性における劣化の最大値と最小値である。
【００９１】
図２０より、規格化インピーダンスが２以下の範囲で、位相バランス特性が改善している。さらに、規格化インピーダンスが０．５以下の範囲では振幅バランス特性も改善できている。よって、規格化インピーダンスが２以下の範囲とするのがよく、好ましくは、規格化インピーダンスが０．５以下の範囲とすれば、バランス特性を改善することができる。
【００９２】
以上説明したように、本発明の実施の形態６における平衡型高周波デバイス１４０１は、位相回路として３つのインピーダンス素子を用いることにより、同相信号成分を低減することができ、バランス特性の優れた平衡型高周波デバイスを実現することができる。
【００９３】
また、本実施の形態では、位相回路として伝送線路を用いて説明したが、その伝送線路長が実質上λ／２となることが好ましい。これは、伝送線路長がλ／２からずれるにつれて位相回路がインダクタやコンデンサとして動作することになり、出力端子側から平衡型素子をみた通過帯域近傍２１０１のインピーダンスが整合状態からずれるためである。例えば、伝送線路の長さが３λ／８の場合には、図２１（ａ）に示すように、通過帯域２１０１のインピーダンスは誘導性となる。この場合には、図２２に示すように、位相回路２２０１は、出力端子間に、位相回路としての伝送線路６０４と整合回路としてのコンデンサ２２０２を並列に接続すればよい。この構成とすることにより、図２１（ｂ）に示すように、出力端子側から平衡型素子をみた通過帯域近傍２１０２のインピーダンスはスミスチャートの中心となり、インピーダンス整合が実現できるものである。このように、位相回路は、インピーダンス整合を行う整合回路を含む構成としても構わない。
【００９４】
また、伝送線路の長さが３λ／８ということは、その位相量が１３５°であり、この整合回路を付加することにより、位相量が１８０°に近づき、実質上、伝送線路の長さがλ／２に近づくのと等価になる。よって、この整合回路を加えることにより、伝送線路の長さを短くでき、小型化が実現できるものである。
【００９５】
なお、本実施の形態においては、位相回路を伝送線路、或いは３つのインピーダンス素子を用いて構成したが、この構成に限るものではない。また、インピーダンス素子としてのインダクタ、コンデンサの個数や構成もこれに限るものではなく、位相回路として動作する構成であれば、本発明と同様の効果が得られる。
【００９６】
また、位相回路を形成する場合には、回路基板上での伝送線路やチップ部品を用いて構成しても構わないし、平衡型素子が実装される基板やパッケージに内蔵されていても構わない。また、位相回路の一部を、電極パターンを複数の誘電体層上に形成して、この誘電体層を積層することにより構成される積層デバイス内に構成としても構わない。さらに、積層デバイスが他の回路機能を有する構成とすることにより、本発明の平衡型高周波デバイスと積層デバイスとを一体化して複合デバイスとして、平衡型高周波デバイスの多機能化、及び小型化が実現できるものである。
【００９７】
また、本実施の形態では、入力端子を不平衡型とし、出力端子を平衡型として説明したが、入力端子が平衡型であり、出力端子が不平衡型であっても構わない。また、入力端子と出力端子ともに平衡型であってもよい。
【００９８】
（実施の形態７）
以下、本発明の実施の形態７の平衡型高周波デバイスについて図面を参照して説明する。ここでは、位相回路に整合回路が含まれる場合の具体的な構成について述べる。図２３（ａ）に本発明の実施の形態７における平衡型高周波デバイスの構成を示す。図２３（ａ）において、平衡型高周波デバイス２３０１は、平衡型素子２３０２と位相回路２３０３とにより構成される。また、平衡型素子２３０２において、入力側の端子は不平衡型入出力端子である入力端子ＩＮであり、出力側の端子は平衡型入出力端子である出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２である。さらに、出力端子間には位相回路２３０３が接続される。
【００９９】
位相回路２３０３は、インピーダンス素子であるコンデンサ２３０４、２３０５、インダクタ２３０６と整合回路としてのインダクタ２３０７とにより構成される。この時、出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２はそれぞれコンデンサ２３０４、２３０５を介して接地され、インダクタ２３０６は出力端子間に接続され、位相回路２３０３は出力端子間に接続される構成となる。さらに、位相回路２３０３には、整合回路としてのインダクタ２３０７が含まれる。
【０１００】
インダクタ２３０６は差動信号成分に関して仮想接地点２３０８を形成する。よって、出力端子ＯＵＴ１では、コンデンサ２３０４とインダクタ２３０６の一部とが、出力端子ＯＵＴ２ではコンデンサ２３０５とインダクタ２３０６の一部とが、接地面に対して並列共振回路を形成することになり、この並列共振周波数を通過帯域内、或いは通過帯域近傍となるように設計することにより、所定の周波数の差動信号成分は、接地面に対してインピーダンスが無限大に近づき、接地面に短絡されることなく出力端子に伝達される。即ち、差動信号成分に関しては、図７（ｃ）で示した動作と実質上同じになる。
【０１０１】
さらに、インダクタ２３０６は同相信号成分に関しては仮想接地点を形成することがない。よって、平衡型入出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２と接地面との間に配置されるインピーダンス素子としてのコンデンサ２３０４、２３０５のインピーダンスを十分小さい値に設計することにより、同相信号成分は接地面に短絡され、平衡型入出力端子に伝達されることはない。
【０１０２】
以上説明したように、本実施の形態における位相回路２３０３はコンデンサ２３０４、２３０５とインダクタ２３０６により所定の周波数における共振回路が構成され、整合回路としてのインダクタ２３０７が含まれる構成であり、この場合においても、同相信号成分が低減され、優れたバランス特性を有する平衡型高周波デバイスを実現することができる。
【０１０３】
また、インダクタ２３０７は、インダクタ２３０６に取り込むことも可能である。即ち、インダクタ２３０６とインダクタ２３０７の合成インダクタンス２３０９を用いればよい。この場合には、インダクタ２３０６とインダクタ２３０７は並列接続となるので、インダクタ２３０６、２３０７、合成インダクタ２３０９のインダクタンスをそれぞれＬｂ、Ｌｍ、Ｌｔとすると、Ｌｔ＝（Ｌｂ×Ｌｍ）／（Ｌｂ＋Ｌｍ）となり、インダクタンスの値を小さくすることができる。また、素子個数を低減でき、回路構成の小型化が実現できるものである。
【０１０４】
但し、この場合には、所定の周波数の意味合いが異なる。即ち、コンデンサ２３０４、２３０５のキャパシタンスをＣｇ１、Ｃｇ２すると、コンデンサ２３０４、２３０５、インダクタンス２３０６により形成される整合状態でのそれぞれの出力端子における差動信号成分の並列共振周波数ｆ１、ｆ２は、ｆ１＝１／｛２π×√（Ｌｂ／２）×√（Ｃｇ１）｝、ｆ２＝１／｛２π×√（Ｌｂ／２）×√（Ｃｇ２）｝となる。ここで、整合回路としてのインダクタ２３０７を含めると、全体としての並列共振周波数ｆ１ｔ、ｆ２ｔは、ｆ１＝１／｛２π×√（Ｌｔ／２）×√（Ｃｇ１）｝、ｆ２＝１／｛２π×√（Ｌｔ／２）×√（Ｃｇ２）｝となり、見かけ上、所定の周波数からシフトするものである。
【０１０５】
即ち、位相回路２３０３全体の並列共振周波数は通過帯域内、或いは通過帯域近傍からインダクタＬｍの分だけずれることになるが、整合状態において、出力端子ＯＵＴ１では、コンデンサ２３０４とインダクタ２３０６の一部とが、出力端子ＯＵＴ２ではコンデンサ２３０５とインダクタ２３０６の一部とが、接地面に対して並列共振回路を形成して、コンデンサ２３０４、２３０５の接地面に対するインピーダンスが十分小さければ、同相信号成分が低減できるという効果は同じである。ここで、インダクタ２３０６の一部とは、仮想接地面までのことを意味する。
【０１０６】
なお、本実施の形態における回路構成はこれに限るものではなく、整合回路の動作、共振回路としての動作が本発明と実質上同じであれば、本発明と同様に、優れたバランス特性を有する平衡型高周波デバイスを実現できる。
【０１０７】
また、インピーダンス素子としてのコンデンサの値Ｃｇ１、Ｃｇ２を実質上同じとし、インピーダンス素子としてのインダクタの値Ｌｇ１、Ｌｇ２を実質上同じとしているが、これは必ずしも同じである必要がなく、回路構成により最適に選ばれるものである。
【０１０８】
（実施の形態８）
以下、本発明の実施の形態８の平衡型高周波デバイスについて図面を参照して説明する。ここでは、平衡型高周波デバイスの具体的な特性について、平衡型素子として弾性表面波フィルタを用いた場合について述べる。図２４に本発明の平衡型高周波デバイス２４０１の構成を示す。図２４において、平衡型高周波デバイス２４０１は、平衡型素子である弾性表面波フィルタ２４０２と位相回路２４０３とにより構成される。また、弾性表面波フィルタ２４０２において、入力側の端子は不平衡型入出力端子である入力端子ＩＮであり、出力側の端子は平衡型入出力端子である出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２である。さらに、出力端子間には位相回路２４０３が接続される。
【０１０９】
弾性表面波フィルタ２４０２は、圧電基板２４０４上に、第１、第２、第３のインターディジタルトランスデューサ電極（以下、ＩＤＴ電極とする）２４０５、２４０６、２４０７と第１、第２の反射器電極２４０８、２４０９とにより構成される。第１のＩＤＴ電極２４０５は２つの分割ＩＤＴ電極に分割され、第１、第２の分割ＩＤＴ電極２４１０、２４１１の一方の電極指は出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２に接続される。第１、第２の分割ＩＤＴ電極２４１０、２４１１の他方の電極指は電気的に接続され、それらの電極指は仮想接地される構成となる。また、第２、第３のＩＤＴ電極２４０６、２４０７の一方の電極指は入力端子ＩＮに接続され、他方は接地される。以上の構成とすることにより不平衡型−平衡型入出力端子を有する平衡型高周波デバイスが得られる。
【０１１０】
本発明の実施の形態８における平衡型高周波デバイス２４０１においても、位相回路２４０３を用いることにより、同相信号成分を低減することができ、バランス特性の優れた平衡型高周波デバイス実現することができる。
【０１１１】
なお、本実施の形態においては、位相回路としては、伝送線路、或いは３つのインピーダンス素子を用いて構成しても構わない。また、位相回路の構成はこれに限るものではなく、位相回路として動作する構成であれば本発明と同様の効果が得られる。また、インピーダンス素子としてのインダクタ、コンデンサの個数や構成もこれに限るものではなく、位相回路として動作する構成であれば、本発明と同様の効果が得られる。
【０１１２】
また、位相回路を形成する場合には、回路基板上での伝送線路やチップ部品を用いて構成しても構わないし、平衡型素子が実装される基板やパッケージに内蔵されていても構わない。また、位相回路の一部を、電極パターンを複数の誘電体層上に形成して、この誘電体層を積層することにより構成される積層デバイス内に構成しも構わない。さらに、積層デバイスが他の回路機能を有する構成とすることにより、本発明の平衡型高周波デバイスと積層デバイスとを一体化して複合デバイスとして、平衡型高周波デバイスの多機能化、及び小型化が実現できるものである。
【０１１３】
また、本実施の形態では、入力端子を不平衡型とし、出力端子を平衡型として説明したが、入力端子が平衡型であり、出力端子が不平衡型であっても構わない。また、入力端子と出力端子ともに平衡型であってもよい。
【０１１４】
（実施の形態９）
以下、本発明の実施の形態９の平衡型高周波デバイスについて図面を参照して説明する。ここでは、平衡型高周波デバイスの具体的な特性について、平衡型素子として弾性表面波フィルタを用いた場合について述べる。図２５に本発明の実施の形態９における平衡型高周波デバイス２５０１の構成を示す。図２５において、平衡型高周波デバイス２５０１は、平衡型素子である弾性表面波フィルタ２５０２と位相回路２５０３とにより構成される。また、弾性表面波フィルタ２５０２において、入力側の端子は不平衡型入出力端子である入力端子ＩＮであり、出力側の端子は平衡型端子である出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２である。さらに、出力端子間には位相回路２５０３が接続される。
【０１１５】
弾性表面波フィルタ２５０２は、圧電基板２５０４上に、第１、第２、第３のインターディジタルトランスデューサ電極（以下、ＩＤＴ電極とする）２５０５、２５０６、２５０７と第１、第２の反射器電極２５０８、２５０９とにより構成される。第１のＩＤＴ電極２５０５の一方の電極指は入力端子ＩＮに接続され、他方は接地される。第２、第３のＩＤＴ電極２５０６、２５０７の一方の電極指は出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２に接続され、第２、第３のＩＤＴ電極２５０６、２５０７の他方の電極指は接地される。以上の構成とすることにより不平衡型−平衡型入出力端子を有する平衡型高周波デバイスが得られる。
【０１１６】
本発明の平衡型高周波デバイス２５０１においても、位相回路２５０３を用いることにより、同相信号成分を低減することができ、バランス特性の優れた平衡型高周波デバイス実現することができる。
【０１１７】
なお、本実施の形態においては、位相回路としては、伝送線路、或いは３つのインピーダンス素子を用いて構成しても構わない。また、位相回路の構成はこれに限るものではなく、位相回路として動作する構成であれば本発明と同様の効果が得られる。また、インピーダンス素子としてのインダクタ、コンデンサの個数や構成もこれに限るものではなく、位相回路として動作する構成であれば、本発明と同様の効果が得られる。
【０１１８】
また、位相回路を形成する場合には、回路基板上での伝送線路やチップ部品を用いて構成しても構わないし、平衡型素子が実装される基板やパッケージに内蔵されていても構わない。また、位相回路の一部を、電極パターンを複数の誘電体層上に形成して、この誘電体層を積層することにより構成される積層デバイス内に構成しも構わない。さらに、積層デバイスが他の回路機能を有する構成とすることにより、本発明の平衡型高周波デバイスと積層デバイスとを一体化して複合デバイスとして、平衡型高周波デバイスの多機能化、及び小型化が実現できるものである。
【０１１９】
また、本実施の形態では、入力端子を不平衡型とし、出力端子を平衡型として説明したが、入力端子が平衡型であり、出力端子が不平衡型であっても構わない。また、入力端子と出力端子ともに平衡型であってもよい。
【０１２０】
（実施の形態１０）
以下、本発明の実施の形態１０の平衡型高周波デバイスについて図面を参照して説明する。図２６に本発明の実施の形態１０における平衡型高周波デバイス２６０１の構成を示す。ここでは、平衡型高周波デバイスの具体的な構成について、平衡型素子として半導体素子を用いた場合について述べる。図２６において、平衡型高周波デバイス２６０１は、平衡型素子である半導体素子２６０２と位相回路２６０３、２６０８とにより構成される。また、半導体素子２６０２において、入力側の端子は平衡型入出力端子である入力端子ＩＮ１、ＩＮ２であり、出力側の端子は平衡型端子である出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２である。さらに、入力端子間には位相回路２６０３が接続されており、出力端子間には位相回路２６０８が接続される。
【０１２１】
次に、半導体素子２６０２の構成について説明する。２６０４ａ、２６０４ｂ、２６０５ａ、２６０５ｂはバイポーラトランジスタであり、２６０６ａ、２６０６ｂはインダクタである。入力端子ＩＮ１はＤＣカットキャパシタ２６０７ａを介してバイポーラトランジスタ２６０４ａのベースに接続され、入力端子ＩＮ２はＤＣカットキャパシタ２６０７ｂを介してバイポーラトランジスタ２６０４ｂのベースに接続される。バイポーラトランジスタ２６０４ａ、２６０４ｂのコレクタはバイポーラトランジスタ２６０５ａ、２６０５ｂのエミッタにそれぞれ接続され、バイポーラトランジスタ２６０５ａ、２６０５ｂのコレクタはＤＣカットキャパシタ２６０９ａ、２６０９ｂをそれぞれ介し、出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２にそれぞれ接続される。バイポーラトランジスタ２６０４ａ、２６０４ｂのエミッタはインダクタ２６０６ａ、２６０６ｂを介してそれぞれ接地される。バイアス回路２６１０はバイポーラトランジスタ２６０４ａ、２６０４ｂのベースにバイアス電流を供給する。バイアス回路２６１１はバイポーラトランジスタ２６０５ａ、２６０５ｂのベースにバイアス電流を供給する。電源電圧Ｖｃｃはチョークインダクタ２９１２ａ、２９１２ｂを介してバイポーラトランジスタ２６０５ａ、２６０５ｂのコレクタにそれぞれ供給される。以上の構成により、平衡型半導体デバイスは増幅器として動作する。
【０１２２】
本発明の実施の形態１０における平衡型高周波デバイス２６０１においても、位相回路２６０３、２６０８を用いることにより、同相信号成分を低減することができ、バランス特性の優れた平衡型高周波デバイスを実現することができる。
【０１２３】
なお、本実施の形態においては、位相回路としては、伝送線路、或いは３つのインピーダンス素子を用いて構成しても構わない。また、位相回路の構成はこれに限るものではなく、位相回路として動作する構成であれば本発明と同様の効果が得られる。また、インピーダンス素子としてのインダクタ、コンデンサの個数や構成もこれに限るものではなく、位相回路として動作する構成であれば、本発明と同様の効果が得られる。
【０１２４】
また、位相回路を形成する場合には、回路基板上での伝送線路やチップ部品を用いて構成しても構わないし、平衡型素子が実装される基板やパッケージに内蔵されていても構わない。また、位相回路の一部を、電極パターンを複数の誘電体層上に形成して、この誘電体層を積層することにより構成される積層デバイス内に構成しも構わない。さらに、積層デバイスが他の回路機能を有する構成とすることにより、本発明の平衡型高周波デバイスと積層デバイスとを一体化して複合デバイスとして、平衡型高周波デバイスの多機能化、及び小型化が実現できるものである。
【０１２５】
また、本実施の形態では、入力端子及び出力端子をともに平衡型として説明したが、入力端子または出力端子のいずれか一方が不平衡型であり、他方が平衡型であっても構わない。
【０１２６】
また、本実施の形態においては、半導体素子は４つバイポーラトランジスタを用いて構成されるとしたが、これに限るものではない。
【０１２７】
また、本実施の形態では、半導体素子２６０２が増幅器である場合について説明したが、これに限らない。半導体素子２６０２はミキサや、発振器であっても構わない。要するに半導体素子２６０２は、平衡型端子を有する半導体デバイスであればよい。
【０１２８】
（実施の形態１１）
以下、本発明の実施の形態１１の平衡型高周波回路について図面を参照して説明する。図２７に示すのは、本発明の平衡型デバイスを用いた平衡型高周波回路２７０１のブロック図である。図２７において、送信回路から出力される送信信号は、送信増幅器２７０２、送信フィルタ２７０３、スイッチ２７０４を介してアンテナ２７０５より送信される。また、アンテナ２７０５より受信された受信信号は、スイッチ２７０４、受信フィルタ２７０６、受信増幅器２７０７を介して受信回路に入力される。ここで、送信増幅器２７０２は平衡型であり、スイッチ２７０４は不平衡型であるので、送信フィルタ２７０３は不平衡−平衡型入出力端子を有する構成となる。また、受信増幅器２７０７は平衡型であり、スイッチ２７０４は不平衡型であるので、受信フィルタ２７０６は不平衡−平衡型入出力端子を有する構成となる。
【０１２９】
本発明の平衡型デバイスを平衡型高周波回路２７０１の送信フィルタ２７０３、または受信フィルタ２７０６に、本発明の平衡型高周波デバイスを送信増幅器２７０２、または受信増幅器２７０７に適用することにより、バランス特性の劣化による送信時の変調精度劣化を抑えることができ、また、バランス特性の劣化による受信時の感度劣化を抑えることができ、高性能な平衡型高周波回路を実現することができる。
【０１３０】
また、スイッチ２７０４が平衡型、送信増幅器２７０２、または受信増幅器２７０７が不平衡型の場合には、送信フィルタ２７０３、または受信フィルタ２７０６の平衡型と不平衡型の入出力端子を入れ替えることにより同様の効果が得られる。
【０１３１】
また、平衡型高周波回路２７０１において、送信と受信とを切り換える手段としてスイッチ２７０４を用いて説明したが、これは共用器であっても構わない。
【０１３２】
また、本実施の形態の平衡型高周波回路においては、回路基板上に本発明の位相回路を形成してもよい。例えば、図２７において、回路基板上の平衡型伝送線路の間２７０８、２７０９に形成することにより、同相信号成分のクロストークによるバランス特性劣化を抑え、優れた平衡型高周波回路が実現できるものである。
【０１３３】
また、本発明の実施の形態においては、平衡型高周波デバイスとして、弾性表面波フィルタや半導体素子を用いて説明したが、これに限るものではなく、バランス動作する他のデバイスにも適用できるものである。
【０１３４】
また、高周波信号を取り扱うデバイスに関しては、周波数が高いほど、寄生成分が大きくなり、クロストークなどにより同相信号成分が増加しバランス特性の劣化がより大きくなる。よって、本発明の平衡型高周波デバイスに関しては、周波数が高いほどその効果も大きく、また、位相回路を形成する伝送線路やインピーダンス素子の素子サイズを小型化できるものである。
【０１３５】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明は、良好なバランス特性を有する平衡型高周波デバイスを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１における平衡型高周波デバイスの構成図
【図２】従来の弾性表面波フィルタにおけるバランス特性劣化原因解析の説明図
【図３】従来の弾性表面波フィルタにおけるバランス特性解析の特性図
（ａ）振幅バランス特性図
（ｂ）位相バランス特性図
【図４】本発明の実施の形態１における平衡型高周波デバイスの動作説明図
【図５】本発明の実施の形態２における平衡型高周波デバイスの構成図
【図６】本発明の実施の形態３における平衡型高周波デバイスの構成図
【図７】本発明の実施の形態３における平衡型高周波デバイスの動作説明図
【図８】本発明の実施の形態４における平衡型高周波デバイスの構成図
【図９】（ａ）本発明の実施の形態４における平衡型高周波デバイスの動作説明図
（ｂ）本発明の実施の形態４における差動信号成分に関する位相回路の等価回路を示す図
（ｃ）本発明の実施の形態４における同相信号成分に関する位相回路の等価回路を示す図
【図１０】（ａ）本発明の実施の形態４における平衡型高周波デバイスの動作説明図
（ｂ）本発明の実施の形態４における差動信号成分に関する位相回路の等価回路を示す図
（ｃ）本発明の実施の形態４における同相信号成分に関する位相回路の等価回路を示す図
【図１１】本発明の実施の形態５における平衡型高周波デバイスの構成図
【図１２】（ａ）本発明の実施の形態５における平衡型高周波デバイスの動作説明図
（ｂ）本発明の実施の形態５における差動信号成分に関する位相回路の等価回路を示す図
（ｃ）本発明の実施の形態５における同相信号成分に関する位相回路の等価回路を示す図
【図１３】（ａ）本発明の実施の形態５における平衡型高周波デバイスの動作説明図
（ｂ）本発明の実施の形態５における差動信号成分に関する位相回路の等価回路を示す図
（ｃ）本発明の実施の形態５における同相信号成分に関する位相回路の等価回路を示す図
【図１４】本発明の実施の形態６における平衡型高周波デバイスの構成図
【図１５】（ａ）位相回路６０３を用いた時の平衡型高周波デバイスの通過特性図
（ｂ）位相回路６０３を用いた時の平衡型高周波デバイスの振幅バランス特性図
（ｃ）位相回路６０３を用いた時の平衡型高周波デバイスの位相バランス特性図
【図１６】（ａ）位相回路６０３を用いた時の平衡型高周波デバイスの振幅バランス特性図
（ｂ）位相回路６０３を用いた時の平衡型高周波デバイスの位相バランス特性図
【図１７】（ａ）位相回路９０１を用いた時の平衡型高周波デバイスの通過特性図
（ｂ）位相回路９０１を用いた時の平衡型高周波デバイスの振幅バランス特性図
（ｃ）位相回路９０１を用いた時の平衡型高周波デバイスの位相バランス特性図
【図１８】（ａ）位相回路９０１を用いた時の平衡型高周波デバイスの振幅バランス特性図
（ｂ）位相回路９０１を用いた時の平衡型高周波デバイスの位相バランス特性図
【図１９】（ａ）位相回路１００１を用いた時の平衡型高周波デバイスの通過特性図
（ｂ）位相回路１００１を用いた時の平衡型高周波デバイスの振幅バランス特性図
（ｃ）位相回路１００１を用いた時の平衡型高周波デバイスの位相バランス特性図
【図２０】（ａ）位相回路１００１を用いた時の平衡型高周波デバイスの振幅バランス特性図
（ｂ）位相回路１００１を用いた時の平衡型高周波デバイスの位相バランス特性図
【図２１】（ａ）位相回路６０１を用いた時のインピーダンス特性図
（ｂ）位相回路２２０１を用いた時のインピーダンス特性図
【図２２】位相回路に整合回路が含まれる構成図
【図２３】（ａ）本発明の実施の形態７における平衡型高周波デバイスの構成図
（ｂ）整合回路を含む位相回路を有する平衡型高周波デバイスの構成図
【図２４】本発明の実施の形態８における平衡型高周波デバイスの構成図
【図２５】本発明の実施の形態９における平衡型高周波デバイスの構成図
【図２６】本発明の実施の形態１０における平衡型高周波デバイスの構成図
【図２７】本発明の実施の形態１１における平衡型高周波回路の構成図
【図２８】従来の平衡型高周波デバイスの構成図
【図２９】従来の平衡型高周波デバイスの整合回路を含む構成図
（ａ）整合回路が１つのインピーダンス素子である場合の構成図
（ｂ）整合回路が２つのインピーダンス素子である場合の構成図
【図３０】従来の弾性表面波フィルタの構成図
【図３１】従来の弾性表面波フィルタの整合回路を含む構成図
【図３２】（ａ）従来の弾性表面波フィルタの通過特性図
（ｂ）従来の弾性表面波フィルタの振幅バランス特性図
（ｃ）従来の弾性表面波フィルタの位相バランス特性図
【符号の説明】
１０１ 平衡型高周波デバイス
１０２ 平衡型素子
１０３ 位相回路
２０１ 弾性表面波フィルタ
２０２ 理想的な弾性表面波フィルタ
２０３，２０４ 容量成分
５０１ 平衡型高周波デバイス
５０２ 平衡型素子
５０３，５０４ 位相回路
６０１ 平衡型高周波デバイス
６０２ 平衡型素子
６０３ 位相回路
６０４ 伝送線路
８０１ 平衡型高周波デバイス
８０２ 平衡型素子
８０３ 位相回路
８０４，８０５，８０６ インピーダンス素子
９０１ 位相回路
９０２，９０３ コンデンサ
９０４ インダクタ
９０５ 仮想接地点
１００１ 位相回路
１００２，１００３ インダクタ
１００４ コンデンサ
１００５ 仮想接地点
１１０１ 平衡型高周波デバイス
１１０２ 平衡型素子
１１０３ 位相回路
１１０４，１１０５，１１０６ インピーダンス素子
１２０１ 位相回路
１２０２，１２０３ インダクタ
１２０４ コンデンサ
１２０５ 接続点
１３０１ 位相回路
１３０２，１３０３ コンデンサ
１３０４ インダクタ
１３０５ 接続点
１４０１ 平衡型高周波デバイス
１４０２ 弾性表面波フィルタ
１４０３ 位相回路
１４０４ 圧電基板
１４０５ 第１のＩＤＴ電極
１４０６ 第２のＩＤＴ電極
１４０７ 第３のＩＤＴ電極
１４０８ 第１の反射器電極
１４０９ 第２の反射器電極
１６０１，１８０１，２００１ 従来の弾性表面波フィルタの振幅バランス特性劣化の最大値
１６０２，１８０２，２００２ 従来の弾性表面波フィルタの振幅バランス特性劣化の最小値
１６０３，１８０３，２００３ 従来の弾性表面波フィルタの位相バランス特性劣化の最大値
１６０４，１８０４，２００４ 従来の弾性表面波フィルタの位相バランス特性劣化の最小値
２１０１，２１０２ 通過帯域周波数近傍を示す領域
２２０１ 位相回路
２２０２ コンデンサ
２３０１ 平衡型高周波デバイス
２３０２ 平衡型素子
２３０３ 位相回路
２３０４，２３０５ コンデンサ
２３０６ インダクタ
２３０７ 整合回路としてのインダクタ
２３０８ 仮想接地点
２３０９ 合成インダクタ
２４０１ 平衡型高周波デバイス
２４０２ 弾性表面波フィルタ
２４０３ 位相回路
２４０４ 圧電基板
２４０５ 第１のＩＤＴ電極
２４０６ 第２のＩＤＴ電極
２４０７ 第３のＩＤＴ電極
２４０８ 第１の反射器電極
２４０９ 第２の反射器電極
２４１０ 第１の分割ＩＤＴ電極
２４１１ 第２の分割ＩＤＴ電極
２５０１ 平衡型高周波デバイス
２５０２ 弾性表面波フィルタ
２５０３ 位相回路
２５０４ 圧電基板
２５０５ 第１のＩＤＴ電極
２５０６ 第２のＩＤＴ電極
２５０７ 第３のＩＤＴ電極
２５０８ 第１の反射器電極
２５０９ 第２の反射器電極
２６０１ 平衡型高周波デバイス
２６０２ 半導体素子
２６０３ 位相回路
２６０４ａ，２６０４ｂ，２６０５ａ，２６０５ｂ バイポーラトランジスタ
２６０６ａ，２６０６ｂ インダクタ
２６０７ ＤＣカットキャパシタ
２６０８ バイパスキャパシタ
２６０９ａ，２６０９ｂ ＤＣカットキャパシタ
２６１０，２６１１ バイアス回路
２６１２ａ，２６１２ｂ チョークインダクタ
２７０１ 平衡型高周波回路
２７０２ 送信増幅器
２７０３ 送信フィルタ
２７０４ スイッチ
２７０５ アンテナ
２７０６ 受信フィルタ
２７０７ 受信増幅器
２７０８，２７０９ 平衡型伝送線路
２８０１，２９０１ 平衡型高周波デバイス
２９０２，２９０４，２９０５ 整合回路
２９０３ 平衡型高周波デバイス
３００１ 弾性表面波フィルタ
３００２ 圧電基板
３００３ 第１のＩＤＴ電極
３００４ 第２のＩＤＴ電極
３００５ 第３のＩＤＴ電極
３００６ 第１の反射器電極
３００７ 第２の反射器電極
３１０１ 弾性表面波フィルタ
３１０２ 圧電基板
３１０３ 第１のＩＤＴ電極
３１０４ 第２のＩＤＴ電極
３１０５ 第３のＩＤＴ電極
３１０６ 第１の反射器電極
３１０７ 第２の反射器電極
３１０８ 第１の分割ＩＤＴ電極
３１０９ 第２の分割ＩＤＴ電極
３１１０ インダクタ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
    The present invention relates to a balanced high-frequency device such as a surface acoustic wave filter or a high-frequency amplifier.ConcerningIs.
[0002]
[Prior art]
In recent years, with the development of mobile communication, higher performance and smaller size of devices used are expected. Furthermore, for the purpose of improving noise characteristics against crosstalk between devices, etc., balancing (balancing) of filters and semiconductor elements used in the RF stage has progressed, and good balance characteristics are required. Conventionally, surface acoustic wave filters have been widely used for filters. In particular, the longitudinal mode type surface acoustic wave filter can easily realize balanced-unbalanced conversion due to the configuration of the IDT electrode, and has a low loss, high attenuation, and good balance as an RF stage filter having balanced input / output terminals. Characteristics are expected.
[0003]
Hereinafter, a conventional balanced high frequency device will be described. FIG. 28 shows a configuration of a conventional balanced high-frequency device 2801. The balanced high-frequency device 2801 includes an input terminal IN that is an unbalanced input / output terminal and output terminals OUT1 and OUT2 that are balanced input / output terminals.
[0004]
In balanced high-frequency devices, impedance matching is required. FIG. 29 shows an example of the configuration of a conventional balanced high-frequency device having a matching circuit. In FIG. 29A, the balanced high-frequency device 2901 includes an input terminal IN that is an unbalanced input / output terminal and output terminals OUT1 and OUT2 that are balanced input / output terminals. Further, a matching circuit 2902 is connected between the output terminals. In FIG. 29B, the balanced high-frequency device 2903 includes an input terminal IN that is an unbalanced input / output terminal and output terminals OUT1 and OUT2 that are balanced input / output terminals. Further, matching circuits 2904 and 2905 are connected between the output terminals OUT1 and OUT2 and the ground plane, respectively. Such a matching circuit has been used to match the balanced high-frequency device and the characteristic impedance of the balanced input / output terminal.
[0005]
A conventional surface acoustic wave filter will be described as an example of such a balanced high-frequency device. FIG. 30 is a configuration diagram of a surface acoustic wave filter 3001 having balanced input / output terminals. In FIG. 30, a surface acoustic wave filter 3001 includes first, second, and third interdigital transducer electrodes (hereinafter referred to as IDT electrodes) 3003, 3004, and 3005, and first and second electrodes on a piezoelectric substrate 3002. It is constituted by reflector electrodes 3006 and 3007. One electrode finger of the first IDT electrode 3003 is connected to the output terminal OUT1, and the other electrode finger of the first IDT electrode 3003 is connected to the output terminal OUT2. Also, one electrode finger of the second and third IDT electrodes 3004 and 3005 is connected to the input terminal IN, and the other is grounded. With the above configuration, a surface acoustic wave filter having an unbalanced-balanced input / output terminal can be realized. In the surface acoustic wave filter shown in FIG. 30, the impedance of the input / output terminals is designed to be 50Ω.
[0006]
A conventional surface acoustic wave filter will be described as an example of a balanced high-frequency device having a matching circuit. FIG. 31 is a configuration diagram of a surface acoustic wave filter 3101 having a matching circuit. In FIG. 31, a surface acoustic wave filter 3101 includes first, second, and third interdigital transducer electrodes (hereinafter referred to as IDT electrodes) 3103, 3104, and 3105 and first and second electrodes on a piezoelectric substrate 3102. The reflector electrodes 3106 and 3107 are included. The first IDT electrode 3103 is divided into two divided IDT electrodes, one electrode finger of the first divided IDT electrode 3108 is connected to the output terminal OUT1, and one electrode finger of the second divided IDT electrode 3109 is output. The other electrode finger of the first and second divided IDT electrodes is electrically connected to the terminal OUT2. One electrode finger of the second and third IDT electrodes 3104 and 3105 is connected to the input terminal IN, and the other is grounded. Further, an inductor 3110 is connected between the output terminals as a matching circuit. With the above configuration, a surface acoustic wave filter having an unbalanced-balanced input / output terminal can be realized. In the surface acoustic wave filter of FIG. 31, the input / output terminal impedance is designed to be 50Ω on the input side and 150Ω on the output side, and has an impedance conversion function.
[0007]
FIG. 32 is a characteristic diagram of the conventional 900 MHz band surface acoustic wave filter shown in FIG. In FIG. 32, (a) is a pass characteristic, (b) is an amplitude balance characteristic in a pass band (925 MHz to 960 MHz), and (c) is a phase balance characteristic in the pass band. From FIG. 32, in the pass band, the amplitude balance characteristic is greatly degraded from −0.67 dB to +0.77 dB, and the phase balance characteristic is significantly degraded from −6.3 ° to + 9.4 °.
[0008]
Here, the amplitude balance characteristic represents the amplitude difference between the signal amplitude of the input terminal IN and the output terminal OUT1 and the signal amplitude of the input terminal IN and the output terminal OUT2, and this value cannot be zero. There is no deterioration of the balance characteristics. The phase balance characteristic represents a deviation from 180 ° of the phase difference between the signal phase of the input terminal IN and the output terminal OUT1 and the signal phase of the input terminal IN and the output terminal OUT2. If the value is zero, there is no deterioration of the balance characteristic.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
However, the above-described balanced high-frequency device and the surface acoustic wave filter described as an example thereof have a problem that the balance characteristic, which is one of important electrical characteristics, is greatly deteriorated.
[0010]
  An object of the present invention is to provide a balanced high-frequency device having a good balance characteristic by deriving a method for improving the balance characteristic by considering the cause of deterioration.
[0035]
[Means for Solving the Problems]
  To solve the above-mentioned problemsThe second1The present invention relates to a surface acoustic wave filter having an input terminal for inputting a signal, an output terminal for outputting a signal, a piezoelectric substrate, and an IDT electrode which is a plurality of interdigital transducer electrodes formed on the piezoelectric substrate. A phase circuit, wherein at least one of the input terminal and the output terminal is a balanced input terminal or a balanced output terminal, and the phase circuit is electrically connected between the balanced input terminals or between the balanced output terminals. Connected,
  The phase circuit is a parallel resonance circuit that resonates in parallel with a ground plane with respect to a predetermined frequency with respect to a differential signal component of the signal, and the parallel resonance circuit includes at least three reactance elements. A first reactance element is connected between one of the balanced input terminals or one of the balanced output terminals and a ground plane, and the other of the balanced input terminals or the other of the balanced output terminals A second reactance element is connected between the balanced input terminal and the balanced output terminal, and a third reactance element is connected between the balanced input terminals. The imaginary part of the impedance of the reactance element and the imaginary part of the impedance of the third reactance element are different in polarity, and the in-phase signal component of the signal is the balanced input. The impedance of one of the terminals or one of the balanced output terminals and the ground plane, and the impedance of the other of the balanced input terminals or the other of the balanced output terminals and the ground plane are determined by the input terminal or the output terminal. It is a balanced high-frequency device that has a characteristic impedance of 2 times or less of the characteristic impedance and reduces the in-phase signal component of the signal.
[0036]
  The second2In the present invention, the impedance of the in-phase signal component of the signal with respect to the ground plane is 0.5 times or less the characteristic impedance of the input terminal or the output terminal.1This is a balanced high-frequency device of the present invention.
[0037]
  The second3The present invention is a phase circuit electrically connected between a balanced input terminal or a balanced output terminal, and is in series resonance with a ground plane with respect to a predetermined frequency with respect to an in-phase signal component of a signal. The series resonant circuit is configured by at least three reactance elements, and includes a first and a ground plane between one of the balanced input terminals or one of the balanced output terminals, and a ground plane. A second reactance element is connected, and a third reactance element is connected between a connection point of the first and second reactance elements and a ground plane, and the first and second reactance elements are connected. The imaginary part of the impedance of the element and the imaginary part of the impedance of the third reactance element are different in polarity, and with respect to the differential signal component of the signal, the first and second reactance elements A virtual ground plane is formed between each of the balanced input terminals or one of the balanced output terminals and the virtual ground plane by increasing the impedance of the first and second reactance elements. The impedance and the impedance of the other of the balanced input terminal or the other of the balanced output terminal and the ground plane are set large, and the in-phase signal component of the signal is reduced by the series resonance circuit. It is a balanced high-frequency device.
[0042]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
  less than,Various embodiments of a balanced high-frequency device according to the present invention and related inventionsThis will be described with reference to the drawings.
[0043]
(Embodiment 1)
Hereinafter, the balanced high-frequency device according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows the configuration of a balanced high-frequency device 101 according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 1, the balanced high-frequency device 101 includes a balanced element 102 and a phase circuit 103. In the balanced element 102, the input-side terminal is an input terminal IN which is an unbalanced input / output terminal, and the output-side terminals are output terminals OUT1 and OUT2 which are balanced input / output terminals. Further, a phase circuit 103 is connected between the output terminals. With the above configuration, a balanced high-frequency device having an unbalanced-balanced input / output terminal can be realized.
[0044]
First, the cause of the deterioration of the balance characteristics of the balanced high-frequency device will be discussed using a surface acoustic wave filter. The conventional surface acoustic wave filter 201 shown in FIG. 30 has a problem that the balance characteristics deteriorate. Here, the balance characteristic was analyzed with the configuration shown in FIG. In FIG. 2, the surface acoustic wave filter 201 includes an ideal surface acoustic wave filter 202 having no deterioration in balance characteristics and capacitive components 203 and 204. By connecting the capacitive components 203 and 204 between the input side and the output side of the ideal surface acoustic wave filter 202, the coupling by the parasitic components of the surface acoustic wave filter 201 is assumed.
[0045]
FIG. 3 shows filter characteristics when these capacitance components 203 and 204 are 0.1 pF. 3, (a) shows the amplitude balance characteristic in the pass band, and (b) shows the phase balance characteristic in the pass band. The analysis result of the balance characteristic in FIG. 3 agrees very well with the measured characteristic of the conventional surface acoustic wave filter shown in FIG. 32 as the tendency of the balance characteristic deterioration. Therefore, it is considered that the main factor for the deterioration of the balance characteristic is the coupling between the input terminal and the output terminal of the balanced element.
[0046]
Next, the operation of the balanced high-frequency device according to Embodiment 1 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 4 shows an outline of the operation of the balanced high-frequency device 101 in the first embodiment of the present invention. Regarding the deterioration of the balance characteristic of the balanced high-frequency device 101, the coupling due to the parasitic component between the input terminal and the output terminal is considered as a main factor. This is considered to be explained by expressing the signal component flowing through the balanced input / output terminal using the in-phase signal component and the differential signal component. That is, the signal component i input from the input terminal IN is differentially output as the differential signal components id1 and id2 by the balanced element 102. However, the coupling due to the parasitic component is not differentiated to each of the output terminals OUT1 and OUT2, but is superimposed as the in-phase signal components ic1 and ic2, and the in-phase signal components ic1 and ic2 cause the balance characteristics to deteriorate. Become.
[0047]
Therefore, in the embodiment of the present invention, the phase circuit 103 operates as a resonance circuit at a predetermined frequency, and the impedances of the in-phase signal components ic1 and ic2 viewed from the balanced element 102 on the output terminal side are output from the balanced element 102. By making the impedance lower than the impedance of the differential signal components id1 and id2 viewed from the terminal side, the in-phase signal components ic1 and ic2 can be reduced.
[0048]
As described above, the balanced high-frequency device 101 of the present invention can realize a balanced high-frequency device with excellent balance characteristics by reducing the in-phase signal components ic1 and ic2 using the phase circuit 103. .
[0049]
In this embodiment, the input terminal is the input terminal IN which is an unbalanced input / output terminal, and the output terminal is the output terminals OUT1 and OUT2 which are balanced input / output terminals. In the above description, the phase circuit 103 is connected, but the present invention is not limited to this. The input terminal is an input terminal that is a balanced input / output terminal, the output terminal is an output terminal that is an unbalanced input / output terminal, and the phase circuit 103 may be connected between the input terminals. Absent.
[0050]
(Embodiment 2)
Hereinafter, a balanced high-frequency device according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 5 shows the configuration of a balanced high-frequency device 501 according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 5, the balanced high-frequency device 501 includes a balanced element 502 and phase circuits 503 and 504. In the balanced element 502, the input terminal is an input terminal IN which is a balanced input / output terminal, and the output terminals are output terminals OUT1 and OUT2 which are balanced input / output terminals. With the above configuration, a balanced high-frequency device having a balanced-balanced input / output terminal can be realized.
[0051]
Also in the balanced high-frequency device 501 of the present invention, the phase circuit 503 operates as a resonant circuit at a predetermined frequency, and the impedance of the in-phase signal components ic1 and ic2 viewed from the balanced element 502 on the input terminal side is determined from the balanced element 502. The phase circuit 504 operates as a resonance circuit at a predetermined frequency by lowering the impedance of the differential signal components id1 and id2 viewed from the input terminal side, and the in-phase signal components ic1 viewed from the balanced element 502 to the output terminal side. By making the impedance of ic2 lower than the impedance of the differential signal components id1 and id2 as seen from the balanced element 502 on the output terminal side, the balanced high frequency device having excellent balance characteristics by reducing the in-phase signal components ic1 and ic2 Can be realized.
[0052]
(Embodiment 3)
Hereinafter, a balanced high-frequency device according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. Here, a more specific circuit configuration is shown as the phase circuit. FIG. 6 shows the configuration of a balanced high-frequency device 601 according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 6, the balanced high-frequency device 601 includes a balanced element 602 and a phase circuit 603. In the balanced element 602, the input terminal is an input terminal IN which is an unbalanced input / output terminal, and the output terminals are output terminals OUT1 and OUT2 which are balanced input / output terminals. Further, the phase circuit 603 is constituted by a transmission line 604 and is arranged between output terminals. The length of the transmission line 604 is λ / 2 (where λ is the wavelength), and the phase change amount is 180 °. Here, λ is a length with respect to a frequency in the pass band or in the vicinity of the pass band. With the above configuration, a balanced high-frequency device having an unbalanced-balanced input / output terminal can be realized.
[0053]
Next, the operation of the balanced high-frequency device 601 will be described using the drawings. As shown in FIG. 7A, when a signal component i is input to the balanced element 602 from the input terminal IN, the in-phase signal components ic1 and ic2 and the differential signal components id1 and id2 are output from the balanced element. Is output. The transmission line 604 disposed between the output terminals operates differently for the in-phase signal components ic1 and ic2 and the differential signal components id1 and id2. That is, for the in-phase signal components ic1 and ic2, as shown in FIG. 7B, the output terminals OUT1 and OUT2 are connected to the open λ / 4 lines, respectively, and operate as a series resonance circuit. Thus, the impedance of the output terminal with respect to the ground plane approaches a short circuit, and the in-phase signal components ic1 and ic2 are not transmitted to the output terminals OUT1 and OUT2.
[0054]
Further, regarding the differential signal components id1 and id2, since a virtual ground plane is provided at the midpoint of the transmission line 604, a short-circuited λ / 4 line is connected to each of the output terminals OUT1 and OUT2 in parallel. By operating as a resonance circuit, the impedance of the output terminal with respect to the ground plane approaches open, and the differential signal components id1 and id2 are transmitted to the output terminals OUT1 and OUT2.
[0055]
As described above, the balanced high-frequency device according to the third embodiment of the present invention can reduce in-phase signal components by using the transmission line 604 as the phase circuit, and has a balanced high-frequency characteristic with excellent balance characteristics. A device can be realized.
[0056]
In this embodiment, the phase circuit is configured by a transmission line. However, this configuration is not limited to this, and the same effect as the present invention can be obtained if the configuration operates as a phase circuit. It is done.
[0057]
Further, when forming the phase circuit, it may be configured using a transmission line or a chip component on the circuit board, or may be built in a board or package on which a balanced element is mounted. Further, a part of the phase circuit may be configured in a laminated device formed by forming electrode patterns on a plurality of dielectric layers and laminating the dielectric layers. Furthermore, by making the laminated device have other circuit functions, the balanced high-frequency device of the present invention and the laminated device are integrated into a composite device, thereby realizing the multi-function and miniaturization of the balanced high-frequency device. It can be done.
[0058]
In this embodiment, the input terminal is described as an unbalanced type and the output terminal is described as a balanced type. However, the input terminal may be a balanced type and the output terminal may be an unbalanced type. Further, both the input terminal and the output terminal may be balanced.
[0059]
(Embodiment 4)
Hereinafter, a balanced high-frequency device according to a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. Here, a more specific circuit configuration is shown as the phase circuit. FIG. 8 shows the configuration of a balanced high-frequency device according to the fourth embodiment of the present invention. In FIG. 8, the balanced high-frequency device 801 includes a balanced element 802 and a phase circuit 803. In the balanced element 802, the input terminal is an input terminal IN which is an unbalanced input / output terminal, and the output terminals are output terminals OUT1 and OUT2 which are balanced input / output terminals.
[0060]
The phase circuit 803 includes impedance elements 804, 805, and 806. At this time, the output terminals OUT1 and OUT2 are grounded via the impedance elements 804 and 805, respectively, the impedance element 806 is connected between the output terminals, and the phase circuit 803 is connected between the output terminals. Here, the impedance elements 804 and 805 have substantially the same impedance, and the imaginary part of the impedance of the impedance element 806 is opposite in polarity to the imaginary part of the impedance of the impedance elements 804 and 805. With the above configuration, a balanced high-frequency device having an unbalanced-balanced input / output terminal can be obtained.
[0061]
Next, the operation of the balanced high-frequency device according to Embodiment 4 of the present invention will be described using specific impedance elements. FIG. 9 is an operation explanatory diagram of the balanced high-frequency device according to the fourth embodiment of the present invention. As shown in FIG. 9A, the phase circuit 901 includes capacitors 902 and 903 and an inductor 904. As shown in FIG. 9A, when the signal component i is input to the balanced element 802 from the input terminal IN, the in-phase signal components ic1 and ic2 and the differential signal components id1 and id2 are output from the balanced element. Is output. Here, the inductor 904 connected between the output terminals forms a virtual ground point 905 for the differential signal components id1 and id2.
[0062]
FIG. 9B shows an equivalent circuit of the phase circuit 901 related to the differential signal components id1 and id2. With respect to the differential signal components id1 and id2, the inductor 904 forms a virtual ground point 905. Therefore, the capacitor 902 and a part of the inductor 904 are output at the output terminal OUT1, and the capacitor 903 and a part of the inductor 904 are output at the output terminal OUT2. Will form a parallel resonant circuit with respect to the ground plane, and by designing the parallel resonant frequency to be in the pass band or in the vicinity of the pass band, the differential signal components id1 and id2 having a predetermined frequency. Is transmitted to the output terminal without being short-circuited to the ground plane. That is, the differential signal component is substantially the same as the operation shown in FIG. FIG. 9C shows an equivalent circuit of the phase circuit 901 related to the in-phase signal components ic1 and ic2. Regarding the in-phase signal component, OUT1 and OUT2 have substantially the same potential, the inductance 904 does not form a virtual ground point for the in-phase signal components ic1 and ic2, and OUT1 and OUT2 are substantially open. Here, the part of the inductor 904 means up to the virtual ground point 905 (see FIG. 9B).
[0063]
Therefore, by designing the impedances of the capacitors 902 and 903 as impedance elements disposed between the balanced input / output terminals OUT1 and OUT2 and the ground plane to be sufficiently small, the common-mode signal components ic1 and ic2 Is not short-circuited to the balanced input / output terminal.
[0064]
Further, the phase circuit according to Embodiment 4 of the present invention may have the configuration shown in FIG. FIG. 10 is an operation explanatory diagram of the balanced high-frequency device according to the fourth embodiment of the present invention. As shown in FIG. 10A, the phase circuit 1001 includes inductors 1002 and 1003 and a capacitor 1004. As shown in FIG. 10A, when the signal component i is input from the input terminal IN to the balanced element 802, the balanced element receives in-phase signal components ic1 and ic2 and differential signal components id1 and id2. Is output. Here, the capacitor 1004 connected between the output terminals forms a virtual ground point 1005 for the differential signal components id1 and id2.
[0065]
FIG. 10B shows an equivalent circuit of the phase circuit 1001 related to the differential signal components id1 and id2. As shown in FIG. 10B, with respect to the differential signal components id1 and id2, the capacitor 1004 forms a virtual ground point 1005 with respect to the differential signal components id1 and id2. Therefore, on the output terminal OUT1 side, the inductor 1002 and the capacitor On the output terminal OUT2 side, a part of 1004 and the inductor 1003 and a part of the capacitor 1004 form a parallel resonance circuit with respect to the ground plane, and this parallel resonance frequency is within the pass band or passes. By designing to be in the vicinity of the band, the differential signal components id1 and id2 having a desired frequency are transmitted to the output terminal without being short-circuited to the ground plane because the impedance with respect to the ground plane approaches infinity. That is, the differential signal components id1 and id2 are substantially the same as the operation shown in FIG. FIG. 10C shows an equivalent circuit of the phase circuit 1001 related to the in-phase signal components ic1 and ic2. Regarding the in-phase signal component, OUT1 and OUT2 are substantially at the same potential, and the capacitor 1004 does not form a virtual ground point for the in-phase signal components ic1 and ic2, and OUT1 and OUT2 are substantially open. Here, a part of the capacitor 1004 means up to a virtual ground point (see FIG. 10B).
[0066]
Therefore, by designing the impedances of the inductors 1002 and 1003 as impedance elements arranged between the balanced input / output terminals OUT1 and OUT2 and the ground plane to a sufficiently small value, the in-phase signal components ic1 and ic2 Is not short-circuited to the balanced input / output terminal.
[0067]
As described above, the balanced high-frequency device according to the fourth embodiment of the present invention can reduce in-phase signal components by using three impedance elements as the phase circuit, and has a balanced type with excellent balance characteristics. A high frequency device can be realized.
[0068]
In the present embodiment, the number and configuration of inductors and capacitors as impedance elements constituting the phase circuit are not limited to this, and the element values of the impedance elements 804 and 805 are substantially the same. These are not necessarily the same, and are optimally selected depending on the circuit configuration. If the configuration operates as a phase circuit, the same effect as the present invention can be obtained.
[0069]
Further, when forming the phase circuit, it may be configured using a transmission line or a chip component on the circuit board, or may be built in a board or package on which a balanced element is mounted. Further, a part of the phase circuit may be configured in a laminated device formed by forming electrode patterns on a plurality of dielectric layers and laminating the dielectric layers. Furthermore, by making the laminated device have other circuit functions, the balanced high-frequency device of the present invention and the laminated device are integrated into a composite device, thereby realizing the multi-function and miniaturization of the balanced high-frequency device. It can be done.
[0070]
In this embodiment, the input terminal is an unbalanced type and the output terminal is a balanced type. However, the input terminal may be a balanced type and the output terminal may be an unbalanced type. Further, both the input terminal and the output terminal may be balanced.
[0071]
(Embodiment 5)
Hereinafter, a balanced high-frequency device according to a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. Here, a more specific circuit configuration is shown as the phase circuit. FIG. 11 shows the configuration of a balanced high-frequency device 1101 according to the fifth embodiment of the present invention. In FIG. 11, the balanced high-frequency device 1101 includes a balanced element 1102 and a phase circuit 1103. In the balanced element 1102, the input-side terminal is an input terminal IN which is an unbalanced input / output terminal, and the output-side terminals are output terminals OUT1 and OUT2 which are balanced terminals.
[0072]
The phase circuit 1103 includes impedance elements 1104, 1105, and 1106. The impedance elements 1104 and 1105 are connected in series between the output terminals, the midpoint 1107 of the impedance elements 1104 and 1105 is grounded via the impedance element 1106, and the phase circuit 1103 is connected between the output terminals. Here, the polarity of the imaginary part of the impedance of the impedance element 1106 is opposite to the polarity of the imaginary part of the impedance of the impedance elements 1104 and 1105. Moreover, the impedance elements 1104 and 1105 have substantially the same impedance. With the above configuration, a balanced high-frequency device having an unbalanced-balanced input / output terminal can be obtained.
[0073]
Next, the operation of the balanced high-frequency device of the present invention will be described using specific impedance elements. FIG. 12 is an explanatory diagram of the operation of the balanced high-frequency device of the present invention. As shown in FIG. 12A, the phase circuit 1201 includes inductors 1202 and 1203 and a capacitor 1204. As shown in FIG. 12A, when the signal component i is input from the input terminal IN to the balanced element 1102, the balanced element 1102 outputs the in-phase signal components ic1 and ic2 and the differential signal components id1 and id2. Is output. FIG. 12B shows an equivalent circuit of the phase circuit 1201 with respect to the differential signal component. As shown in FIG. 12B, with respect to the differential signal components id1 and id2, the connection point 1205 between the inductors 1202 and 1203 is a virtual ground point. Therefore, by increasing the values of the inductors 1202 and 1203 sufficiently, The impedance with respect to the ground can be increased, and the differential signal components id1 and id2 are transmitted to the output terminals OUT1 and OUT2.
[0074]
FIG. 12C shows an equivalent circuit of the phase circuit 1201 with respect to the in-phase signal component. As shown in FIG. 12C, with respect to the in-phase signal components ic1 and ic2, the connection point 1205 between the inductors 1202 and 1203 does not become a virtual ground point, so the inductor 1202 and part of the capacitor 1204, the inductor 1203 and the capacitor 1204, and so on. Are designed to form a series resonant circuit at a predetermined frequency, the in-phase signal component is short-circuited to the ground plane and is not transmitted to the output terminals OUT1 and OUT2. Here, a part of the capacitor 1204 means one equivalently connected in parallel (see FIG. 12C).
[0075]
The phase circuit of the present invention may have the configuration shown in FIG. FIG. 13 is an explanatory diagram of the operation of the balanced high-frequency device of the present invention. As shown in FIG. 13A, the phase circuit 1301 includes capacitors 1302 and 1303 and an inductor 1304. As shown in FIG. 13A, when the signal component i is input from the input terminal IN to the balanced element 1102, the balanced element 1102 outputs the in-phase signal components ic1 and ic2 and the differential signal components id1 and id2. Is output. FIG. 13B shows an equivalent circuit of the phase circuit 1301 with respect to the differential signal components id1 and id2. As shown in FIG. 13B, with respect to the differential signal components id1 and id2, the connection point 1305 between the capacitors 1302 and 1303 is a virtual ground point. Therefore, by making the values of the capacitors 1302 and 1303 sufficiently small, The impedance with respect to the ground can be increased, and the differential signal component is transmitted to the output terminals OUT1 and OUT2.
[0076]
FIG. 13C shows an equivalent circuit of the phase circuit 1301 with respect to the in-phase signal components ic1 and ic2. As shown in FIG. 13C, with respect to the in-phase signal components ic1 and ic2, the connection point 1305 between the capacitors 1302 and 1303 does not become a virtual ground point, so the capacitor 1302 and part of the inductor 1304, the capacitor 1303 and the inductor 1304 Are designed to form a series resonant circuit at a predetermined frequency, the in-phase signal component is short-circuited to the ground plane and is not transmitted to the output terminals OUT1 and OUT2. Here, a part of the inductor 1304 means one equivalently connected in parallel (see FIG. 13C).
[0077]
As described above, the balanced high-frequency device according to the fifth embodiment of the present invention can reduce in-phase signal components by using three impedance elements as the phase circuit, and is a balanced type with excellent balance characteristics. A high frequency device can be realized.
[0078]
In the present embodiment, the number and configuration of inductors and capacitors as impedance elements constituting the phase circuit are not limited to this, and the element values of the impedance elements 1104 and 1105 are substantially the same. These are not necessarily the same, and are optimally selected depending on the circuit configuration. If the configuration operates as a phase circuit, the same effect as the present invention can be obtained.
[0079]
Further, when forming the phase circuit, it may be configured using a transmission line or a chip component on the circuit board, or may be built in a board or package on which a balanced element is mounted. Further, a part of the phase circuit may be configured in a laminated device formed by forming electrode patterns on a plurality of dielectric layers and laminating the dielectric layers. Furthermore, by making the laminated device have other circuit functions, the balanced high-frequency device of the present invention and the laminated device are integrated into a composite device, thereby realizing the multi-function and miniaturization of the balanced high-frequency device. It can be done.
[0080]
In this embodiment, the input terminal is an unbalanced type and the output terminal is a balanced type. However, the input terminal may be a balanced type and the output terminal may be an unbalanced type. Further, both the input terminal and the output terminal may be balanced.
[0081]
(Embodiment 6)
Hereinafter, a balanced high-frequency device according to a sixth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. Here, a specific configuration of the balanced high-frequency device will be described in the case where a surface acoustic wave filter is used as the balanced element. FIG. 14 shows the configuration of the balanced device of the present invention. In FIG. 14, a balanced high-frequency device 1401 includes a surface acoustic wave filter 1402 and a phase circuit 1403 that are balanced elements. In the surface acoustic wave filter 1402, the input terminal is an input terminal IN which is an unbalanced input / output terminal, and the output terminals are output terminals OUT 1 and OUT 2 which are balanced input / output terminals. Further, a phase circuit 1403 is connected between the output terminals.
[0082]
The surface acoustic wave filter 1402 includes first, second, and third interdigital transducer electrodes (hereinafter referred to as IDT electrodes) 1405, 1406, and 1407 and first and second reflector electrodes 1408 on a piezoelectric substrate 1404. , 1409. One electrode finger of the first IDT electrode 1405 is connected to the output terminal OUT1, and the other electrode finger of the first IDT electrode 1405 is connected to the output terminal OUT2. One electrode finger of the second and third IDT electrodes 1406 and 1407 is connected to the input terminal IN, and the other is grounded. With the above configuration, a balanced high-frequency device having an unbalanced-balanced input / output terminal can be obtained.
[0083]
Next, specific characteristics of the balanced high-frequency device in the present embodiment will be shown. FIG. 15 shows characteristics of the balanced high-frequency device 1401 when the phase circuit 603 shown in FIG. 6 is used as the phase circuit 1403. Here, the length of the transmission line 604 constituting the phase circuit 603 is λ / 2, and the phase amount as the phase circuit is 180 °. In FIG. 15, (a) is a pass characteristic, (b) is an amplitude balance characteristic of the pass band, and (c) is a phase balance characteristic of the pass band. Compared to the conventional characteristic shown in FIG. 32, the balance characteristic is greatly improved, and the characteristic is almost close to the ideal state. Further, with respect to the pass characteristics, the attenuation on the high side of the pass band is improved by about 5 dB.
[0084]
Next, the case where the length of the transmission line 604 was changed was evaluated. FIG. 16 shows balance characteristics when the length of the transmission line 604 is changed. In FIG. 16, (a) is an amplitude balance characteristic, and (b) is a phase balance characteristic. Reference numerals 1601 and 1602 denote the maximum and minimum values of deterioration in the amplitude balance characteristics in the passband in the surface acoustic wave filter of the present embodiment, respectively. 1603 and 1604 denote the deterioration in the surface acoustic wave filter of the present embodiment. It is the maximum value and the minimum value of the deterioration in the phase balance characteristic in the pass band. Also, the broken lines indicate the maximum value and the minimum value of the deterioration of balance characteristics in the conventional surface acoustic wave filter. From FIG. 16, the balance characteristic is improved in the range of the transmission line length from λ / 4 to 3λ / 4. Further, by setting the phase amount in the range of 3λ / 8 to 5λ / 8, the amplitude balance characteristic is approximately −5 dB to +5 dB, and the phase balance characteristic is approximately in the range of −0.5 ° to + 0.5 °. Balance characteristics can be obtained.
[0085]
Next, characteristics when a phase circuit of another configuration is used are shown. FIG. 17 shows the characteristics of the balanced high-frequency device 1401 when the phase circuit 901 shown in FIG. 9 is used as the phase circuit 1403. Here, the capacitances of the capacitors 902 and 903 are designed such that Cg1 and Cg2 have substantially the same value, and the impedance is 3Ω at the passband frequency. The inductance Lb of the inductor 904 is designed so that the parallel resonance frequencies of Cg1 and Lb / 2 and Cg2 and Lb / 2 are in the passband.
[0086]
In FIG. 17, (a) is a pass characteristic, (b) is an amplitude balance characteristic of the pass band, and (c) is a phase balance characteristic of the pass band. Compared to the conventional characteristic shown in FIG. 32, the balance characteristic is greatly improved, and the characteristic is almost close to the ideal state. Further, with respect to the pass characteristics, the attenuation on the high side of the pass band is improved by about 5 dB.
[0087]
Next, evaluation was performed when the impedance of the capacitors 902 and 903 changed. FIG. 18 shows a balance characteristic with respect to the normalized impedance obtained by dividing the impedance of the capacitors 902 and 903 by the characteristic impedance of the terminal. Here, since the characteristic impedance of the balanced output terminal is 50Ω, the characteristic impedance of each terminal is 25Ω. In FIG. 18, (a) is an amplitude balance characteristic, and (b) is a phase balance characteristic. Reference numerals 1801 and 1802 denote the maximum and minimum values of deterioration in the amplitude balance characteristics in the passband in the surface acoustic wave filter of the present embodiment, respectively, and 1803 and 1804 denote the deterioration values in the surface acoustic wave filter of the present embodiment, respectively. It is the maximum value and the minimum value of the deterioration in the phase balance characteristic in the pass band. As shown in FIG. 18, the balance characteristic is improved when the normalized impedance is 2 or less.
[0088]
Next, characteristics when a phase circuit having another configuration is used will be described. FIG. 19 shows characteristics of the balanced high-frequency device 1401 when the phase circuit 1001 shown in FIG. 10 is used as the phase circuit 1403. Here, the inductance values Lg1 and Lg2 of the inductors 1002 and 1003 are substantially the same value, and the impedance is designed to be 3Ω at the passband frequency. The capacitance Cb of the capacitor 1004 is designed so that the parallel resonance frequencies of Lg1 and 2Cb and Lg2 and 2Cb are within the passband.
[0089]
In FIG. 19, (a) is the pass characteristic, (b) is the amplitude balance characteristic of the pass band, and (c) is the phase balance characteristic of the pass band. Compared to the conventional characteristic shown in FIG. 32, the balance characteristic is greatly improved, and the characteristic is almost close to the ideal state. Further, with respect to the pass characteristics, the attenuation on the high side of the pass band is improved by about 5 dB.
[0090]
Next, evaluation was performed when the impedance of the inductors 1002 and 1003 changed. FIG. 20 shows a balance characteristic with respect to the normalized impedance obtained by dividing the impedance of the inductors 1002 and 1003 by the characteristic impedance of the terminal. Here, since the characteristic impedance of the balanced output terminal is 50Ω, the characteristic impedance of each terminal is 25Ω. In FIG. 20, (a) is an amplitude balance characteristic, and (b) is a phase balance characteristic. Further, 2001 and 2002 are the maximum and minimum values of deterioration in the amplitude balance characteristics in the passband in the surface acoustic wave filter of the present embodiment, respectively, and 2003 and 2004 are the values in the surface acoustic wave filter of the present embodiment, respectively. It is the maximum value and the minimum value of the deterioration in the phase balance characteristic in the pass band.
[0091]
As shown in FIG. 20, the phase balance characteristic is improved when the normalized impedance is 2 or less. Further, the amplitude balance characteristic can be improved in the range where the normalized impedance is 0.5 or less. Therefore, the normalized impedance should be in the range of 2 or less, and preferably the balance characteristic can be improved if the normalized impedance is in the range of 0.5 or less.
[0092]
As described above, the balanced high-frequency device 1401 according to Embodiment 6 of the present invention can reduce in-phase signal components by using three impedance elements as a phase circuit, and can achieve balanced characteristics with excellent balance characteristics. Type high frequency device can be realized.
[0093]
In this embodiment, the transmission line is used as the phase circuit. However, it is preferable that the transmission line length is substantially λ / 2. This is because as the transmission line length deviates from λ / 2, the phase circuit operates as an inductor or a capacitor, and the impedance in the vicinity of the passband 2101 viewing the balanced element from the output terminal side deviates from the matching state. For example, when the length of the transmission line is 3λ / 8, the impedance of the pass band 2101 is inductive as shown in FIG. In this case, as shown in FIG. 22, in the phase circuit 2201, a transmission line 604 as a phase circuit and a capacitor 2202 as a matching circuit may be connected in parallel between output terminals. With this configuration, as shown in FIG. 21B, the impedance in the vicinity of the passband 2102 when the balanced element is viewed from the output terminal side becomes the center of the Smith chart, and impedance matching can be realized. As described above, the phase circuit may include a matching circuit that performs impedance matching.
[0094]
Also, if the length of the transmission line is 3λ / 8, the phase amount is 135 °. By adding this matching circuit, the phase amount approaches 180 °, and the length of the transmission line is substantially reduced. Equivalent to approaching λ / 2. Therefore, by adding this matching circuit, the length of the transmission line can be shortened and downsizing can be realized.
[0095]
In the present embodiment, the phase circuit is configured using a transmission line or three impedance elements. However, the present invention is not limited to this configuration. Further, the number and configuration of inductors and capacitors as impedance elements are not limited to this, and the same effect as the present invention can be obtained as long as the configuration operates as a phase circuit.
[0096]
Further, when forming the phase circuit, it may be configured using a transmission line or a chip component on the circuit board, or may be built in a board or package on which a balanced element is mounted. Further, a part of the phase circuit may be configured in a laminated device formed by forming electrode patterns on a plurality of dielectric layers and laminating the dielectric layers. Furthermore, by making the laminated device have other circuit functions, the balanced high-frequency device of the present invention and the laminated device are integrated into a composite device, thereby realizing the multi-function and miniaturization of the balanced high-frequency device. It can be done.
[0097]
In this embodiment, the input terminal is an unbalanced type and the output terminal is a balanced type. However, the input terminal may be a balanced type and the output terminal may be an unbalanced type. Further, both the input terminal and the output terminal may be balanced.
[0098]
(Embodiment 7)
Hereinafter, a balanced high-frequency device according to a seventh embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. Here, a specific configuration when the phase circuit includes a matching circuit will be described. FIG. 23 (a) shows the configuration of a balanced high-frequency device according to Embodiment 7 of the present invention. In FIG. 23A, the balanced high-frequency device 2301 includes a balanced element 2302 and a phase circuit 2303. In the balanced element 2302, the input-side terminal is an input terminal IN which is an unbalanced input / output terminal, and the output-side terminals are output terminals OUT1 and OUT2 which are balanced input / output terminals. Further, a phase circuit 2303 is connected between the output terminals.
[0099]
The phase circuit 2303 includes capacitors 2304 and 2305, which are impedance elements, an inductor 2306, and an inductor 2307 as a matching circuit. At this time, the output terminals OUT1 and OUT2 are grounded via capacitors 2304 and 2305, respectively, the inductor 2306 is connected between the output terminals, and the phase circuit 2303 is connected between the output terminals. Further, the phase circuit 2303 includes an inductor 2307 as a matching circuit.
[0100]
The inductor 2306 forms a virtual ground point 2308 for the differential signal component. Therefore, the capacitor 2304 and a part of the inductor 2306 at the output terminal OUT1, and the capacitor 2305 and a part of the inductor 2306 at the output terminal OUT2 form a parallel resonance circuit with respect to the ground plane. By designing the resonance frequency so that it is in the pass band or close to the pass band, the differential signal component of a predetermined frequency has an impedance approaching infinity with respect to the ground plane and is not short-circuited to the ground plane. It is transmitted to the output terminal. That is, the differential signal component is substantially the same as the operation shown in FIG.
[0101]
Further, the inductor 2306 does not form a virtual ground point for the in-phase signal component. Therefore, by designing the impedance of the capacitors 2304 and 2305 as impedance elements arranged between the balanced input / output terminals OUT1 and OUT2 and the ground plane to a sufficiently small value, the common-mode signal component is short-circuited to the ground plane. It is not transmitted to the balanced input / output terminal.
[0102]
As described above, the phase circuit 2303 in the present embodiment is configured such that the capacitors 2304 and 2305 and the inductor 2306 form a resonance circuit at a predetermined frequency and includes the inductor 2307 as a matching circuit. Therefore, it is possible to realize a balanced high-frequency device with reduced in-phase signal components and excellent balance characteristics.
[0103]
Further, the inductor 2307 can be incorporated into the inductor 2306. That is, a combined inductance 2309 of the inductor 2306 and the inductor 2307 may be used. In this case, since the inductor 2306 and the inductor 2307 are connected in parallel, assuming that the inductances of the inductors 2306 and 2307 and the combined inductor 2309 are Lb, Lm and Lt, respectively, Lt = (Lb × Lm) / (Lb + Lm) The inductance value can be reduced. In addition, the number of elements can be reduced, and the circuit configuration can be reduced in size.
[0104]
However, in this case, the meaning of the predetermined frequency is different. That is, when the capacitances of the capacitors 2304 and 2305 are Cg1 and Cg2, the parallel resonance frequencies f1 and f2 of the differential signal components at the respective output terminals in the matching state formed by the capacitors 2304 and 2305 and the inductance 2306 are f1 = 1. / {2π × √ (Lb / 2) × √ (Cg1)}, f2 = 1 / {2π × √ (Lb / 2) × √ (Cg2)}. Here, when the inductor 2307 as a matching circuit is included, the overall parallel resonance frequencies f1t and f2t are f1 = 1 / {2π × √ (Lt / 2) × √ (Cg1)}, f2 = 1 / {2π. × √ (Lt / 2) × √ (Cg2)}, which apparently shifts from a predetermined frequency.
[0105]
That is, the parallel resonance frequency of the entire phase circuit 2303 is shifted by the amount of the inductor Lm within the pass band or near the pass band. However, in the matching state, the capacitor 2304 and a part of the inductor 2306 are connected at the output terminal OUT1. In the output terminal OUT2, the capacitor 2305 and a part of the inductor 2306 form a parallel resonance circuit with respect to the ground plane, and if the impedance of the capacitors 2304 and 2305 with respect to the ground plane is sufficiently small, the common-mode signal component can be reduced. The effect is the same. Here, part of the inductor 2306 means up to the virtual ground plane.
[0106]
Note that the circuit configuration in the present embodiment is not limited to this, and as long as the operation of the matching circuit and the operation as the resonance circuit are substantially the same as those of the present invention, the circuit has excellent balance characteristics as in the present invention. A balanced high-frequency device can be realized.
[0107]
Further, although the values Cg1 and Cg2 of the capacitor as the impedance element are substantially the same and the values Lg1 and Lg2 of the inductor as the impedance element are substantially the same, this is not necessarily the same, and is optimal depending on the circuit configuration. It is chosen.
[0108]
(Embodiment 8)
Hereinafter, a balanced high-frequency device according to an eighth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. Here, specific characteristics of the balanced high-frequency device will be described in the case where a surface acoustic wave filter is used as the balanced element. FIG. 24 shows the configuration of a balanced high-frequency device 2401 of the present invention. In FIG. 24, a balanced high-frequency device 2401 includes a surface acoustic wave filter 2402 and a phase circuit 2403 that are balanced elements. In the surface acoustic wave filter 2402, the input side terminal is an input terminal IN which is an unbalanced input / output terminal, and the output side terminals are output terminals OUT1 and OUT2 which are balanced input / output terminals. Further, a phase circuit 2403 is connected between the output terminals.
[0109]
The surface acoustic wave filter 2402 includes first, second, and third interdigital transducer electrodes (hereinafter referred to as IDT electrodes) 2405, 2406, and 2407 and first and second reflector electrodes 2408 on a piezoelectric substrate 2404. , 2409. The first IDT electrode 2405 is divided into two divided IDT electrodes, and one electrode finger of the first and second divided IDT electrodes 2410 and 2411 is connected to the output terminals OUT1 and OUT2. The other electrode fingers of the first and second divided IDT electrodes 2410 and 2411 are electrically connected, and the electrode fingers are virtually grounded. One electrode finger of the second and third IDT electrodes 2406 and 2407 is connected to the input terminal IN, and the other is grounded. With the above configuration, a balanced high-frequency device having an unbalanced-balanced input / output terminal can be obtained.
[0110]
Also in the balanced high-frequency device 2401 according to the eighth embodiment of the present invention, by using the phase circuit 2403, in-phase signal components can be reduced, and a balanced high-frequency device with excellent balance characteristics can be realized.
[0111]
In the present embodiment, the phase circuit may be configured using a transmission line or three impedance elements. Further, the configuration of the phase circuit is not limited to this, and the same effect as the present invention can be obtained as long as the configuration operates as a phase circuit. Further, the number and configuration of inductors and capacitors as impedance elements are not limited to this, and the same effect as the present invention can be obtained as long as the configuration operates as a phase circuit.
[0112]
Further, when forming the phase circuit, it may be configured using a transmission line or a chip component on the circuit board, or may be built in a board or package on which a balanced element is mounted. Further, a part of the phase circuit may be configured in a laminated device formed by forming electrode patterns on a plurality of dielectric layers and laminating the dielectric layers. Furthermore, by making the laminated device have other circuit functions, the balanced high-frequency device of the present invention and the laminated device are integrated into a composite device, thereby realizing the multi-function and miniaturization of the balanced high-frequency device. It can be done.
[0113]
In this embodiment, the input terminal is an unbalanced type and the output terminal is a balanced type. However, the input terminal may be a balanced type and the output terminal may be an unbalanced type. Further, both the input terminal and the output terminal may be balanced.
[0114]
(Embodiment 9)
Hereinafter, a balanced high-frequency device according to a ninth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. Here, specific characteristics of the balanced high-frequency device will be described in the case where a surface acoustic wave filter is used as the balanced element. FIG. 25 shows the configuration of a balanced high-frequency device 2501 according to the ninth embodiment of the present invention. In FIG. 25, a balanced high-frequency device 2501 includes a surface acoustic wave filter 2502 and a phase circuit 2503 which are balanced elements. In the surface acoustic wave filter 2502, the input-side terminal is an input terminal IN that is an unbalanced input / output terminal, and the output-side terminals are output terminals OUT1 and OUT2 that are balanced terminals. Further, a phase circuit 2503 is connected between the output terminals.
[0115]
The surface acoustic wave filter 2502 has first, second, and third interdigital transducer electrodes (hereinafter referred to as IDT electrodes) 2505, 2506, and 2507 and first and second reflector electrodes 2508 on a piezoelectric substrate 2504. , 2509. One electrode finger of the first IDT electrode 2505 is connected to the input terminal IN, and the other is grounded. One electrode finger of the second and third IDT electrodes 2506 and 2507 is connected to the output terminals OUT1 and OUT2, and the other electrode finger of the second and third IDT electrodes 2506 and 2507 is grounded. With the above configuration, a balanced high-frequency device having an unbalanced-balanced input / output terminal can be obtained.
[0116]
Also in the balanced high-frequency device 2501 of the present invention, by using the phase circuit 2503, the in-phase signal component can be reduced, and a balanced high-frequency device with excellent balance characteristics can be realized.
[0117]
In the present embodiment, the phase circuit may be configured using a transmission line or three impedance elements. Further, the configuration of the phase circuit is not limited to this, and the same effect as the present invention can be obtained as long as the configuration operates as a phase circuit. Further, the number and configuration of inductors and capacitors as impedance elements are not limited to this, and the same effect as the present invention can be obtained as long as the configuration operates as a phase circuit.
[0118]
Further, when forming the phase circuit, it may be configured using a transmission line or a chip component on the circuit board, or may be built in a board or package on which a balanced element is mounted. Further, a part of the phase circuit may be configured in a laminated device formed by forming electrode patterns on a plurality of dielectric layers and laminating the dielectric layers. Furthermore, by making the laminated device have other circuit functions, the balanced high-frequency device of the present invention and the laminated device are integrated into a composite device, thereby realizing the multi-function and miniaturization of the balanced high-frequency device. It can be done.
[0119]
In this embodiment, the input terminal is an unbalanced type and the output terminal is a balanced type. However, the input terminal may be a balanced type and the output terminal may be an unbalanced type. Further, both the input terminal and the output terminal may be balanced.
[0120]
(Embodiment 10)
The balanced high-frequency device according to the tenth embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 26 shows a configuration of balanced high-frequency device 2601 according to the tenth embodiment of the present invention. Here, a specific configuration of the balanced high-frequency device will be described in the case where a semiconductor element is used as the balanced element. In FIG. 26, a balanced high-frequency device 2601 includes a semiconductor element 2602 that is a balanced element and phase circuits 2603 and 2608. In the semiconductor element 2602, input terminals are input terminals IN 1 and IN 2 that are balanced input / output terminals, and output terminals are output terminals OUT 1 and OUT 2 that are balanced terminals. Further, a phase circuit 2603 is connected between the input terminals, and a phase circuit 2608 is connected between the output terminals.
[0121]
Next, the configuration of the semiconductor element 2602 will be described. Reference numerals 2604a, 2604b, 2605a, and 2605b are bipolar transistors, and 2606a and 2606b are inductors. The input terminal IN1 is connected to the base of the bipolar transistor 2604a via the DC cut capacitor 2607a, and the input terminal IN2 is connected to the base of the bipolar transistor 2604b via the DC cut capacitor 2607b. The collectors of the bipolar transistors 2604a and 2604b are connected to the emitters of the bipolar transistors 2605a and 2605b, respectively. The collectors of the bipolar transistors 2605a and 2605b are connected to the output terminals OUT1 and OUT2 through the DC cut capacitors 2609a and 2609b, respectively. The emitters of the bipolar transistors 2604a and 2604b are grounded via inductors 2606a and 2606b, respectively. The bias circuit 2610 supplies a bias current to the bases of the bipolar transistors 2604a and 2604b. The bias circuit 2611 supplies a bias current to the bases of the bipolar transistors 2605a and 2605b. The power supply voltage Vcc is supplied to the collectors of bipolar transistors 2605a and 2605b via choke inductors 2912a and 2912b, respectively. With the above configuration, the balanced semiconductor device operates as an amplifier.
[0122]
Also in balanced high-frequency device 2601 according to the tenth embodiment of the present invention, by using phase circuits 2603 and 2608, an in-phase signal component can be reduced, and a balanced high-frequency device with excellent balance characteristics can be realized. Can do.
[0123]
In the present embodiment, the phase circuit may be configured using a transmission line or three impedance elements. Further, the configuration of the phase circuit is not limited to this, and the same effect as the present invention can be obtained as long as the configuration operates as a phase circuit. Further, the number and configuration of inductors and capacitors as impedance elements are not limited to this, and the same effect as the present invention can be obtained as long as the configuration operates as a phase circuit.
[0124]
Further, when forming the phase circuit, it may be configured using a transmission line or a chip component on the circuit board, or may be built in a board or package on which a balanced element is mounted. Further, a part of the phase circuit may be configured in a laminated device formed by forming electrode patterns on a plurality of dielectric layers and laminating the dielectric layers. Furthermore, by making the laminated device have other circuit functions, the balanced high-frequency device of the present invention and the laminated device are integrated into a composite device, thereby realizing the multi-function and miniaturization of the balanced high-frequency device. It can be done.
[0125]
In this embodiment, the input terminal and the output terminal are both described as balanced. However, either the input terminal or the output terminal may be unbalanced and the other may be balanced.
[0126]
In this embodiment, the semiconductor element is configured using four bipolar transistors. However, the present invention is not limited to this.
[0127]
Further, although the case where the semiconductor element 2602 is an amplifier has been described in this embodiment, the present invention is not limited to this. The semiconductor element 2602 may be a mixer or an oscillator. In short, the semiconductor element 2602 may be a semiconductor device having a balanced terminal.
[0128]
(Embodiment 11)
Hereinafter, a balanced high-frequency circuit according to an eleventh embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 27 is a block diagram of a balanced high-frequency circuit 2701 using the balanced device of the present invention. In FIG. 27, the transmission signal output from the transmission circuit is transmitted from the antenna 2705 through the transmission amplifier 2702, the transmission filter 2703, and the switch 2704. A reception signal received from the antenna 2705 is input to the reception circuit via the switch 2704, the reception filter 2706, and the reception amplifier 2707. Here, since the transmission amplifier 2702 is a balanced type and the switch 2704 is an unbalanced type, the transmission filter 2703 has an unbalanced-balanced type input / output terminal. Since the reception amplifier 2707 is a balanced type and the switch 2704 is an unbalanced type, the reception filter 2706 has an unbalanced-balanced type input / output terminal.
[0129]
By applying the balanced type device of the present invention to the transmission filter 2703 or the reception filter 2706 of the balanced type high frequency circuit 2701 and the balanced type high frequency device of the present invention to the transmission amplifier 2702 or the reception amplifier 2707, the balance characteristic is deteriorated. It is possible to suppress deterioration in modulation accuracy during transmission, and it is possible to suppress deterioration in sensitivity during reception due to deterioration in balance characteristics, thereby realizing a high-performance balanced high-frequency circuit.
[0130]
In addition, when the switch 2704 is a balanced type and the transmission amplifier 2702 or the reception amplifier 2707 is an unbalanced type, the same can be obtained by switching the balanced type and unbalanced type input / output terminals of the transmission filter 2703 or the reception filter 2706. An effect is obtained.
[0131]
In the balanced high-frequency circuit 2701, the switch 2704 is used as the means for switching between transmission and reception. However, this may be a duplexer.
[0132]
In the balanced high-frequency circuit of this embodiment, the phase circuit of the present invention may be formed on a circuit board. For example, in FIG. 27, by forming 2708 and 2709 between balanced transmission lines on the circuit board, deterioration of balance characteristics due to crosstalk of in-phase signal components can be suppressed, and an excellent balanced high-frequency circuit can be realized. is there.
[0133]
In the embodiments of the present invention, the balanced high-frequency device has been described using a surface acoustic wave filter or a semiconductor element. However, the present invention is not limited to this and can be applied to other devices that perform a balance operation. is there.
[0134]
For devices that handle high-frequency signals, the higher the frequency, the larger the parasitic component, and the in-phase signal component increases due to crosstalk or the like, resulting in greater deterioration of balance characteristics. Therefore, the higher the frequency, the greater the effect of the balanced high-frequency device of the present invention, and the element size of the transmission line and impedance element forming the phase circuit can be reduced.
[0135]
【The invention's effect】
  As is clear from the above description, the present invention has a good balance characteristic.Provides balanced high-frequency devicescan do.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a balanced high-frequency device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram of a cause analysis of balance characteristic deterioration in a conventional surface acoustic wave filter.
FIG. 3 is a characteristic diagram of balance characteristic analysis in a conventional surface acoustic wave filter.
(A) Amplitude balance characteristics
(B) Phase balance characteristic diagram
FIG. 4 is an operation explanatory diagram of the balanced high-frequency device according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a configuration diagram of a balanced high-frequency device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a configuration diagram of a balanced high-frequency device according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 7 is an operation explanatory diagram of the balanced high-frequency device according to the third embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a configuration diagram of a balanced high-frequency device according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 9 (a) is an explanatory diagram of the operation of the balanced high-frequency device according to the fourth embodiment of the present invention.
(B) The figure which shows the equivalent circuit of the phase circuit regarding the differential signal component in Embodiment 4 of this invention
(C) The figure which shows the equivalent circuit of the phase circuit regarding the in-phase signal component in Embodiment 4 of this invention
FIG. 10 (a) is an explanatory diagram of the operation of the balanced high-frequency device in the fourth embodiment of the present invention.
(B) The figure which shows the equivalent circuit of the phase circuit regarding the differential signal component in Embodiment 4 of this invention
(C) The figure which shows the equivalent circuit of the phase circuit regarding the in-phase signal component in Embodiment 4 of this invention
FIG. 11 is a configuration diagram of a balanced high-frequency device according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 12A is an operation explanatory diagram of a balanced high-frequency device according to a fifth embodiment of the present invention.
(B) The figure which shows the equivalent circuit of the phase circuit regarding the differential signal component in Embodiment 5 of this invention
(C) The figure which shows the equivalent circuit of the phase circuit regarding the in-phase signal component in Embodiment 5 of this invention
FIG. 13 (a) is an operation explanatory diagram of a balanced high-frequency device according to a fifth embodiment of the present invention.
(B) The figure which shows the equivalent circuit of the phase circuit regarding the differential signal component in Embodiment 5 of this invention
(C) The figure which shows the equivalent circuit of the phase circuit regarding the in-phase signal component in Embodiment 5 of this invention
FIG. 14 is a configuration diagram of a balanced high-frequency device according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 15A is a pass characteristic diagram of a balanced high-frequency device when a phase circuit 603 is used.
(B) Amplitude balance characteristic diagram of balanced high-frequency device when phase circuit 603 is used
(C) Phase balance characteristic diagram of balanced high-frequency device when phase circuit 603 is used
FIG. 16A is an amplitude balance characteristic diagram of a balanced high-frequency device when the phase circuit 603 is used.
(B) Phase balance characteristic diagram of balanced high-frequency device when phase circuit 603 is used
FIG. 17A is a pass characteristic diagram of a balanced high-frequency device when a phase circuit 901 is used.
(B) Amplitude balance characteristic diagram of balanced high-frequency device when phase circuit 901 is used
(C) Phase balance characteristic diagram of balanced high-frequency device when phase circuit 901 is used
18A is an amplitude balance characteristic diagram of a balanced high-frequency device when using a phase circuit 901. FIG.
(B) Phase balance characteristic diagram of balanced high-frequency device when phase circuit 901 is used
19A is a pass characteristic diagram of a balanced high-frequency device when using a phase circuit 1001. FIG.
(B) Amplitude balance characteristic diagram of balanced high-frequency device when using phase circuit 1001
(C) Phase balance characteristic diagram of balanced high-frequency device when using phase circuit 1001
20A is an amplitude balance characteristic diagram of a balanced high-frequency device when using a phase circuit 1001. FIG.
(B) Phase balance characteristic diagram of balanced high-frequency device when phase circuit 1001 is used
FIG. 21A is an impedance characteristic diagram when the phase circuit 601 is used.
(B) Impedance characteristic diagram when using the phase circuit 2201
FIG. 22 is a configuration diagram in which a matching circuit is included in the phase circuit.
FIG. 23A is a configuration diagram of a balanced high-frequency device according to a seventh embodiment of the present invention.
(B) Configuration diagram of balanced high-frequency device having phase circuit including matching circuit
FIG. 24 is a configuration diagram of a balanced high-frequency device according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 25 is a configuration diagram of a balanced high-frequency device according to a ninth embodiment of the present invention.
FIG. 26 is a configuration diagram of a balanced high-frequency device according to the tenth embodiment of the present invention.
FIG. 27 is a configuration diagram of a balanced high-frequency circuit according to an eleventh embodiment of the present invention.
FIG. 28 is a configuration diagram of a conventional balanced high-frequency device.
FIG. 29 is a configuration diagram including a matching circuit of a conventional balanced high-frequency device.
(A) Configuration diagram when matching circuit is one impedance element
(B) Configuration diagram when matching circuit is two impedance elements
FIG. 30 is a configuration diagram of a conventional surface acoustic wave filter.
FIG. 31 is a configuration diagram including a matching circuit of a conventional surface acoustic wave filter.
FIG. 32A is a pass characteristic diagram of a conventional surface acoustic wave filter.
(B) Amplitude balance characteristic diagram of a conventional surface acoustic wave filter
(C) Phase balance characteristic diagram of conventional surface acoustic wave filter
[Explanation of symbols]
101 balanced high-frequency device
102 Balanced element
103 Phase circuit
201 surface acoustic wave filter
202 Ideal surface acoustic wave filter
203,204 capacitive component
501 Balanced high frequency device
502 Balanced element
503,504 Phase circuit
601 balanced high-frequency device
602 balanced element
603 Phase circuit
604 transmission line
801 balanced high-frequency device
802 Balanced element
803 Phase circuit
804, 805, 806 impedance element
901 Phase circuit
902, 903 capacitors
904 inductor
905 Virtual ground point
1001 Phase circuit
1002, 1003 inductor
1004 Capacitor
1005 Virtual ground point
1101 Balanced high-frequency device
1102 Balanced element
1103 Phase circuit
1104, 1105, 1106 Impedance elements
1201 Phase circuit
1202, 1203 inductor
1204 capacitor
1205 connection point
1301 Phase circuit
1302, 1303 capacitors
1304 Inductor
1305 connection point
1401 balanced high-frequency device
1402 SAW filter
1403 Phase circuit
1404 Piezoelectric substrate
1405 First IDT electrode
1406 Second IDT electrode
1407 Third IDT electrode
1408 First reflector electrode
1409 Second reflector electrode
1601, 1801, 2001 Maximum value of amplitude balance characteristic degradation of a conventional surface acoustic wave filter
1602, 1802, 2002 Minimum value of amplitude balance characteristic deterioration of conventional surface acoustic wave filter
1603, 1803, 2003 Maximum value of phase balance characteristic deterioration of conventional surface acoustic wave filter
1604, 1804, 2004 Minimum value of phase balance characteristic deterioration of conventional surface acoustic wave filter
2101, 2102 Area showing the vicinity of the passband frequency
2201 Phase circuit
2202 Capacitor
2301 Balanced high-frequency device
2302 Balanced element
2303 Phase circuit
2304 and 2305 capacitors
2306 Inductor
2307 Inductor as matching circuit
2308 Virtual ground point
2309 synthetic inductor
2401 Balanced high-frequency device
2402 surface acoustic wave filter
2403 Phase circuit
2404 Piezoelectric substrate
2405 First IDT electrode
2406 Second IDT electrode
2407 Third IDT electrode
2408 First reflector electrode
2409 Second reflector electrode
2410 First divided IDT electrode
2411 Second divided IDT electrode
2501 Balanced high-frequency device
2502 Surface acoustic wave filter
2503 Phase circuit
2504 Piezoelectric substrate
2505 First IDT electrode
2506 Second IDT electrode
2507 Third IDT electrode
2508 First reflector electrode
2509 Second reflector electrode
2601 balanced high-frequency device
2602 Semiconductor device
2603 Phase circuit
2604a, 2604b, 2605a, 2605b Bipolar transistor
2606a, 2606b inductor
2607 DC cut capacitor
2608 Bypass capacitor
2609a, 2609b DC cut capacitor
2610, 2611 Bias circuit
2612a, 2612b choke inductor
2701 balanced high frequency circuit
2702 Transmitter amplifier
2703 Transmission filter
2704 switch
2705 antenna
2706 Reception filter
2707 Receiver amplifier
2708, 2709 Balanced transmission line
2801, 2901 balanced high-frequency device
2902, 2904, 2905 matching circuit
2903 balanced high-frequency device
3001 Surface acoustic wave filter
3002 Piezoelectric substrate
3003 First IDT electrode
3004 Second IDT electrode
3005 Third IDT electrode
3006 First reflector electrode
3007 Second reflector electrode
3101 surface acoustic wave filter
3102 Piezoelectric substrate
3103 first IDT electrode
3104 Second IDT electrode
3105 Third IDT electrode
3106 first reflector electrode
3107 Second reflector electrode
3108 First divided IDT electrode
3109 Second divided IDT electrode
3110 inductor

Claims (3)

信号を入力する入力端子、信号を出力する出力端子、圧電基板、及び前記圧電基板上に形成された複数のインターディジタルトランスデューサ電極であるＩＤＴ電極を有する弾性表面波フィルタと、
位相回路とを備え、
前記入力端子及び前記出力端子の少なくともいずれかが平衡型入力端子または平衡型出力端子であり、
前記平衡型入力端子間または前記平衡型出力端子間に前記位相回路が電気的に接続されており、
前記位相回路は、前記信号の差動信号成分に対して所定の周波数に対して接地面に対して並列共振する並列共振回路であり、前記並列共振回路は、少なくとも３つのリアクタンス素子により構成されており、前記平衡型入力端子の一方または前記平衡型出力端子の一方と接地面との間に第１のリアクタンス素子が接続されており、前記平衡型入力端子の他方または前記平衡型出力端子の他方と接地面との間に第２のリアクタンス素子が接続されており、前記平衡型入力端子間または前記平衡型出力端子間に第３のリアクタンス素子が接続されており、前記第１、第２のリアクタンス素子のインピーダンスの虚数部と前記第３のリアクタンス素子のインピーダンスの虚数部との極性が異なり、前記信号の同相信号成分に関しては、前記平衡型入力端子の一方または前記平衡型出力端子の一方と接地面とのインピーダンス、及び前記平衡型入力端子の他方または前記平衡型出力端子の他方と接地面とのインピーダンスは、前記入力端子あるいは前記出力端子の特性インピーダンスの２倍以下であり、前記信号の同相信号成分を低減する平衡型高周波デバイス。A surface acoustic wave filter having an input terminal for inputting a signal, an output terminal for outputting a signal, a piezoelectric substrate, and IDT electrodes which are a plurality of interdigital transducer electrodes formed on the piezoelectric substrate;
A phase circuit,
At least one of the input terminal and the output terminal is a balanced input terminal or a balanced output terminal,
The phase circuit is electrically connected between the balanced input terminals or between the balanced output terminals,
The phase circuit is a parallel resonance circuit that resonates in parallel with a ground plane with respect to a predetermined frequency with respect to a differential signal component of the signal, and the parallel resonance circuit includes at least three reactance elements. A first reactance element is connected between one of the balanced input terminals or one of the balanced output terminals and a ground plane, and the other of the balanced input terminals or the other of the balanced output terminals A second reactance element is connected between the balanced input terminal and the balanced output terminal, and a third reactance element is connected between the balanced input terminals. The imaginary part of the impedance of the reactance element and the imaginary part of the impedance of the third reactance element are different in polarity, and the in-phase signal component of the signal is the balanced input. The impedance of one of the terminals or one of the balanced output terminals and the ground plane, and the impedance of the other of the balanced input terminals or the other of the balanced output terminals and the ground plane are determined by the input terminal or the output terminal. A balanced high-frequency device that is less than twice the characteristic impedance and reduces the in-phase signal component of the signal. 前記信号の同相信号成分の接地面に対するインピーダンスが、前記入力端子あるいは前記出力端子の特性インピーダンスの０．５倍以下である請求項１記載の平衡型高周波デバイス。Balanced high-frequency device according to claim 1, wherein the impedance to ground plane of the in-phase signal component is not more than 0.5 times the characteristic impedance of the input terminal or the output terminal of the signal. 信号を入力する入力端子、信号を出力する出力端子、圧電基板、及び前記圧電基板上に形成された複数のインターディジタルトランスデューサ電極であるＩＤＴ電極を有する弾性表面波フィルタと、
位相回路とを備え、
前記入力端子及び前記出力端子の少なくともいずれかが平衡型入力端子または平衡型出力端子であり、
前記平衡型入力端子間または前記平衡型出力端子間に前記位相回路が電気的に接続されており、
前記位相回路は、前記信号の同相信号成分に対して所定の周波数に対して接地面に対して直列共振する直列共振回路であり、前記直列共振回路は、少なくとも３つのリアクタンス素子により構成されており、前記平衡型入力端子の一方または前記平衡型出力端子の一方と接地面との間に第１、及び第２のリアクタンス素子が接続されており、前記第１、及び第２のリアクタンス素子の接続点と接地面との間に第３のリアクタンス素子が接続されており、前記第１、第２のリアクタンス素子のインピーダンスの虚数部と前記第３のリアクタンス素子のインピーダンスの虚数部との極性が異なり、前記信号の差動信号成分に関しては、前記第１、及び第２のリアクタンス素子の間に仮想接地面が形成され、前記第１、及び第２のリアクタンス素子のインピーダンスを大きくすることにより、前記平衡型入力端子の一方または前記平衡型出力端子の一方と前記仮想接地面とのインピーダンス、及び前記平衡型入力端子の他方または前記平衡型出力端子の他方と前記接地面とのインピーダンスが大きく設定される構成であって、前記直列共振回路により前記信号の同相信号成分を低減する平衡型高周波デバイス。A surface acoustic wave filter having an input terminal for inputting a signal, an output terminal for outputting a signal, a piezoelectric substrate, and IDT electrodes which are a plurality of interdigital transducer electrodes formed on the piezoelectric substrate;
A phase circuit,
At least one of the input terminal and the output terminal is a balanced input terminal or a balanced output terminal,
The phase circuit is electrically connected between the balanced input terminals or between the balanced output terminals,
The phase circuit is a series resonance circuit that performs series resonance with a ground plane with respect to a predetermined frequency with respect to the in-phase signal component of the signal, and the series resonance circuit includes at least three reactance elements. The first and second reactance elements are connected between one of the balanced input terminals or one of the balanced output terminals and a ground plane, and the first and second reactance elements A third reactance element is connected between the connection point and the ground plane, and the polarities of the imaginary part of the impedance of the first and second reactance elements and the imaginary part of the impedance of the third reactance element are In contrast, with respect to the differential signal component of the signal, a virtual ground plane is formed between the first and second reactance elements, and the first and second reactance elements are formed. By increasing the impedance, the impedance between one of the balanced input terminals or one of the balanced output terminals and the virtual ground plane, and the other of the balanced input terminals or the other of the balanced output terminals and the connection. A balanced high-frequency device that is configured to have a large impedance with the ground and that reduces the in-phase signal component of the signal by the series resonance circuit.
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