JP3718392B2 - Oscillator circuit - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばテレビジョン受信機に使用される発振回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
図4に、従来の発振回路の構成を示す。電源VDDから制御電流I1(101)がスイッチSW1(103)の端子0およびスイッチSW2(105)の端子0に接続され、スイッチSW1(103)の端子1およびスイッチSW2(105)の端子1は接地電位GNDに接続されている。
【0003】
スイッチSW1(103)は、第1のNAND111の出力で制御される。第1のNAND111の出力がハイの場合、スイッチSW1(103)が端子1側に倒れ、第1のNAND111の出力がローの場合スイッチSW1(103)が端子0側に倒れる。
【0004】
スイッチSW2(105)は、第2のNAND113の出力で制御される。第2のNAND113の出力がハイの場合スイッチSW(105)が端子1側に倒れ、第2のNAND113の出力がローの場合スイッチSW2(105)が端子0に倒れる。
【0005】
スイッチSW1(103)の選択子は、第1の比較回路107の−入力端子に接続され、またGNDとの間にコンデンサC1が接続される。スイッチSW2(105)の選択子は、第2の比較回路109の−入力端子に接続され、またGNDとの間にコンデンサC2が接続される。
【0006】
第1の比較回路107および第2の比較回路109の+入力端子は、基準電圧源V1に接続され、基準電圧源V1の他端は、GNDに接続されている。
【0007】
第1の比較回路107の出力は、第1のNAND111の入力端子に供給される。第2の比較回路109の出力は、第2のNAND113の入力端子に供給される。
【0008】
第1のNAND111の出力は、第2のNAND113のもう一方の入力端子に供給される。第2のNAND113の出力は、第1のNAND111のもう一方の入力端子に供給される。
【0009】
以上の構成により、第1および第2のNAND111、113は、RSフリップフロップとして動作する。
【0010】
次に回路動作を説明する。
【0011】
電源VDDオン時は、コンデンサC1およびC2に電荷がないので、第1および第2の比較回路107、109の出力は両方ともハイになる。よって第1のNAND111および第2のNAND113の出力は、一方がハイで他方がローになる。
【0012】
第1のNAND111の出力がハイで第2のNAND113の出力がローの場合、スイッチSW1(103)は端子1側に倒れ、スイッチSW2(105)は端子0側に倒れる。
【0013】
するとコンデンサC2に電荷が充電され、この時のコンデンサC2の電圧をVC2とする。時間が経過するとVC2が上昇し、VC2>V1となると第2の比較回路109の出力はローに切り替わる。
【0014】
この時第2のNAND113の出力がハイに変わり、同時に第1のNAND111の出力がローに変わり、スイッチSW1(103)は端子0側に倒れ、スイッチSW2(105)は端子1側に倒れる。
【0015】
するとコンデンサC1に電荷が充電され、この時のコンデンサC1の電圧をVC1とする。コンデンサC2の電荷は放電されてGND電位となり、VC2<V1となるので、第2の比較回路109の出力はハイに切り替わる。
【0016】
時間が経過するとVC1が上昇し、VC1>V1となると、第1の比較回路107の出力はローに切り替わる。この時第1のNAND111の出力がハイに変わり、同時に第2のNAND113の出力がローに変わる。
【0017】
以上の動作を繰り返すことにより、出力OUTに発振電圧信号が得られる。
【0018】
【発明が解決しようとする課題】
以上従来の発振回路は、図2に示す如く制御特性のリニアリティが悪いという問題が有った。また図5に示す如く、コンデンサC1およびC2の放電時の波形が滑らかでなかった。更にコンデンサC1およびC2の電荷が放電される際に、貫通電流が直接GNDに流れるため、GNDを揺するノイズが発生し、ひいては第1のNAND111および第2のNAND113がそのノイズの影響を受けるという問題が有った。
【0019】
そこで本発明は、制御特性のリニアリティを改善する発振回路を提供することを目的とする。
【0020】
また本発明は、コンデンサの放電時の波形を滑らかにする発振回路を提供することを目的とする。
【0021】
更に本発明は、GNDを揺するノイズの発生を防止する発振回路を提供することを目的とする。
【0022】
【課題を解決するための手段】
第1のコンデンサおよび第2のコンデンサの充放電を切り替えて発振出力信号を生成する発振回路において、
電源に接続され所望の発振周波数の前記発振出力信号を得るように出力電流を保つ電流源部と、
前記第1のコンデンサが接続され、前記発振出力信号により、充電時は前記電流源部の前記出力電流を前記第1のコンデンサの充電電流とし、放電時は接地電位に放電する第1のスイッチ手段と、
前記第2のコンデンサが接続され、前記発振出力信号により、充電時は前記電流源部の前記出力電流を前記第2のコンデンサの充電電流とし、放電時は前記接地電位に放電する第2のスイッチ手段と、
基準電位を供給する電圧源部と、
前記第1のコンデンサの電位と前記電圧源部の前記基準電位とを比較する第1の比較手段と、
前記第2のコンデンサの電位と前記電圧源部の前記基準電位とを比較する第2の比較手段と、
前記第1の比較手段の出力信号および前記第2の比較手段の出力信号が入力され前記発振出力信号を生成するRSフリップフロップ部とを具備し、
前記第1の比較手段および前記第2の比較手段に前記電流源部の前記出力電流を用いることを特徴とする。
【0023】
【発明の実施の形態】
図1に、本発明の発振回路の回路構成図を示す。コンデンサC1およびコンデンサC2が充放電コンデンサである。コンデンサC1は、図4のコンデンサC1に相当し、コンデンサC2は、図4のコンデンサC2に相当する。コンデンサC3は、位相補償コンデンサである。
【0024】
PチャンネルMOSトランジスタM6およびNチャンネルMOSトランジスタM7で、第1のインバータ11を構成し、両MOSトランジスタM6およびM7の共通ドレインに接続されたコンデンサC1の充放電を切り替えており、図4のスイッチSW1(103)に相当する。
【0025】
PチャンネルMOSトランジスタM11およびNチャンネルMOSトランジスタM12で、第2のインバータ13を構成し、両MOSトランジスタM11およびM12の共通ドレインに接続されたコンデンサC2の充放電を切り替えており、図4のスイッチSW2(105)に相当する。
【0026】
PチャンネルMOSトランジスタM13,M18およびNチャンネルMOSトランジスタM14,M17で、第1の比較回路15を構成しており、図4の第1の比較回路107に相当する。MOSトランジスタM18のゲートが基準電圧源V1に接続され、MOSトランジスタM13のゲートがコンデンサC1に接続されている。
【0027】
PチャンネルMOSトランジスタM19,M24およびNチャンネルMOSトランジスタM20,M23で、第2の比較回路17を構成しており、図4の第2の比較回路109に相当する。MOSトランジスタM19のゲートが基準電圧源V1に接続され、MOSトランジスタM24のゲートがコンデンサC2に接続されている。
【0028】
PチャンネルMOSトランジスタM25,M26およびNチャンネルMOSトランジスタM27,M28で、第1のNAND19を構成しており、図4の第1のNAND111に相当する。MOSトランジスタM13およびM14の共通ドレインは、MOSトランジスタM26およびM28の共通ゲートに接続されている。MOSトランジスタM25,M26,M27の共通ドレインは、第1のインバータ11におけるMOSトランジスタM6,M7の共通ゲートおよび後述する第2のNAND21におけるMOSトランジスタM29,M31の共通ゲートに接続されている。
【0029】
PチャンネルMOSトランジスタM29,M30およびNチャンネルMOSトランジスタM31,M32で、第2のNAND21を構成しており、図4の第2のNAND113に相当する。MOSトランジスタM23およびM24の共通ドレインは、MOSトランジスタM30およびM32の共通ゲートに接続されている。MOSトランジスタM29,M30,M31の共通ドレインは、第2のインバータ13におけるMOSトランジスタM11,M12の共通ゲートおよび第1のNAND19におけるMOSトランジスタM25,M27の共通ゲートに接続されている。
【0030】
以上の構成により、第1および第2のNAND19,21は、RSフリップフロップとして動作する。
【0031】
PチャンネルMOSトランジスタM1,M2,M3,M4,M9,M10,M15,M16,M21,M22は、カレントミラーを構成している。
【0032】
NチャンネルMOSトランジスタM5,M8は、カレントミラーを構成している。MOSトランジスタM7およびM12のソースは、MOSトランジスタM8のドレインに接続されている。
【0033】
出力である発振電圧信号は、MOSトランジスタM25,M26,M27の共通ドレインより取り出される。
【0034】
次に動作を説明する。発振回路の基本動作としては、従来と同じである。従来では、制御電流I1はコンデンサC1およびC2の充電のみに用いられていた。しかし、本発明では、制御電流Iinは、コンデンサC1およびC2の充放電、ならびに第1と第2の比較回路15および17の電流として用いられる。また第1と第2のインバータ11および13の放電経路に、MOSトランジスタM8が挿入されている。
【0035】
電源VDDオン時、コンデンサC1およびC2に電荷がないので、第1の比較回路15の出力はハイであり(M13はオン,M14はオフ,M17はオフ,M18はオフ)、第2の比較回路17の出力はハイである(M19はオフ,M20はオフ,M23はオフ,M24はオン)。
【0036】
よって第1のNAND19および第2のNAND21の出力は、一方がハイで他方がローとなる。
【0037】
第1のNAND19の出力がハイであり(例えばM25はオン,M26はオフ,M27はオフ、M28はオン)、第2のNAND21の出力がローの場合(M29はオフ,M30はオフ,M31はオン,M32はオン)、第1のインバータ11のMOSトランジスタM6はオフ,MOSトランジスタM7はオンとなり、第2のインバータ13のMOSトランジスタM11はオン,MOSトランジスタM12はオフとなる。
【0038】
するとコンデンサC2に電荷が充電され、この時のコンデンサC2の充電電圧をVC2とする。時間が経過するとVC2が上昇しVC2>V1となると、第2の比較回路17の出力は、ローに切り替わる(M19はオン,M20はオン,M23はオン,M24はオフ)。
【0039】
この時第2のNAND21の出力がハイに変わり(M29はオフ,M30はオン,M31はオン,M32はオフ)、同時に第1のNAND19の出力がローに変わり(M25はオフ,M26はオフ,M27はオン,M28はオン)、第1のインバータ11のMOSトランジスタM6はオン,MOSトランジスタM7はオフとなり、第2のインバータ13のMOSトランジスタM11はオフ,MOSトランジスタM12はオンとなる。
【0040】
するとコンデンサC1に電荷が充電され、この時の充電電圧をVC1とする。一方コンデンサC2の電荷が放電されてMOSトランジスタM8のドレイン電位となり、VC2<V1となるので、第2の比較回路17の出力はハイに切り替わる(M19はオフ,M20はオフ,M23はオフ,M24はオン)。
【0041】
時間が経過するとVC1が上昇し、VC1>V1となると、第1の比較回路15の出力はローに切り替わる(M13はオフ,M14はオン,M17はオン,M18はオン)。
【0042】
この時第1のNAND19の出力がハイに変わり(M25はオフ,M26はオン,M27はオン,M28はオフ)、同時に第2のNAND21の出力がローに変わる(M29はオフ,M30はオフ,M31はオン,M32はオン)。
【0043】
以上の動作を繰り返すことにより、出力として発振電圧信号が得られる。
【0044】
次に電源VDDオンで、コンデンサC1およびC2に電荷がなく、第1の比較回路15の出力はハイ(M13はオン,M14はオフ,M17はオフ,M18はオフ)、第2の比較回路17の出力はハイ(M19はオフ,M20はオフ,M23はオフ,M24はオン)のとき、第2のNAND21の出力がハイであり(例えばM29はオン,M30はオフ,M31はオフ,M32はオン)、第1のNAND19の出力がローの場合(M25はオフ,M26はオフ,M27はオン,M28はオン)、第2のインバータ13のMOSトランジスタM11はオフ,MOSトランジスタM12はオンになり、第1のインバータ11のMOSトランジスタM6はオン,MOSトランジスタM7はオフとなる。
【0045】
するとコンデンサC1に電荷が充電され、この時のコンデンサC1の充電電圧をVC1とする。時間が経過するとVC1が上昇しVC1>V1となると、第1の比較回路15の出力は、ローに切り替わる(M13はオフ,M14はオン,M17はオン,M18はオン)。
【0046】
この時第1のNAND19の出力がハイに変わり(M25はオフ,M26はオン,M27はオン,M28はオフ)、同時に第2のNAND21の出力がローに変わり(M29はオフ,M30はオフ,M31はオン,M32はオン)、第2のインバータ13のMOSトランジスタM11はオン,MOSトランジスタM12はオフとなり、第1のインバータ11のMOSトランジスタM6はオフ,MOSトランジスタM7はオンとなる。
【0047】
するとコンデンサC2に電荷が充電され、この時のコンデンサC2の電圧をVC2とする。一方コンデンサC1の電荷は放電されてMOSトランジスタM8のドレイン電位となり、VC1<V1となるので、第1の比較回路15の出力はハイに切り替わる(M13はオン,M14はオフ,M17はオフ,M18はオフ)。
【0048】
時間が経過するとVC2が上昇し、VC2>V1となると、第2の比較回路17の出力はローに切り替わる(M19はオン,M20はオン,M23はオン,M24はオフ)。
【0049】
この時第2のNAND21の出力がハイに変わり(M29はオフ,M30はオン,M31はオン,M32はオフ)、同時に第1のNAND19の出力がローに変わる(M25はオフ,M26はオフ,M27はオン,M28はオン)。
【0050】
以上の動作を繰り返すことにより、出力として発振電圧信号が得られる。
【0051】
図1に示す如く第1の比較回路15は、電流源(M15,M16)から電流が供給されている。また第2の比較回路17は、電流源(M21,M22)から電流が供給されている。
【0052】
図2に示す如く、本発明の発振回路は、従来の発振回路に比べ、制御特性のリニアリティが大幅に改善されている。
【0053】
またコンデンサC1およびC2の放電電流を、MOSトランジスタM5およびM8で構成されるカレントミラーの電流で引き抜くことにより、MOSトランジスタM8にオン抵抗が生じ、時定数を持つことになるので、コンデンサC1およびC2の放電時の波形は滑らかになり、GNDが揺すられにくくなる効果がある。図3に示す如く、コンデンサC1およびC2の放電時の波形は、滑らかになっている。
【0054】
【発明の効果】
以上本発明の発振回路は、制御特性のリニアリティが改善されている。またコンデンサの放電時の波形は、滑らかになっている。更にGNDを揺するノイズの発生を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の発振回路の回路構成図である。
【図2】本発明の発振回路と従来の発振回路の制御特性図である。
【図3】図1のコンデンサC1およびC2端の電圧波形図である。
【図4】従来の発振回路の構成を示すブロック図である。
【図5】図4のコンデンサC1およびC2端の電圧波形図である。
【符号の説明】
11・・第1のインバータ、13・・第2のインバータ、15・・第1の比較回路、17・・第2の比較回路、19・・第1のNAND、21・・第2のNAND。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an oscillation circuit used in, for example, a television receiver.
[0002]
[Prior art]
FIG. 4 shows a configuration of a conventional oscillation circuit. The control current I1 (101) from the power supply VDD is connected to the
[0003]
The switch SW1 (103) is controlled by the output of the
[0004]
The switch SW2 (105) is controlled by the output of the
[0005]
The selector of the switch SW1 (103) is connected to the negative input terminal of the
[0006]
The + input terminals of the
[0007]
The output of the
[0008]
The output of the first NAND 111 is supplied to the other input terminal of the
[0009]
With the above configuration, the first and
[0010]
Next, the circuit operation will be described.
[0011]
When the power supply VDD is on, since the capacitors C1 and C2 have no electric charge, the outputs of the first and
[0012]
When the output of the
[0013]
Then, the capacitor C2 is charged, and the voltage of the capacitor C2 at this time is set to VC2. When time elapses, VC2 rises, and when VC2> V1, the output of the
[0014]
At this time, the output of the
[0015]
Then, the capacitor C1 is charged, and the voltage of the capacitor C1 at this time is set to VC1. The electric charge of the capacitor C2 is discharged to the GND potential, and VC2 <V1, so that the output of the
[0016]
When time elapses, VC1 rises, and when VC1> V1, the output of the
[0017]
By repeating the above operation, an oscillation voltage signal is obtained at the output OUT.
[0018]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, the conventional oscillation circuit has a problem that the linearity of the control characteristics is poor as shown in FIG. Further, as shown in FIG. 5, the waveforms during discharge of the capacitors C1 and C2 were not smooth. Furthermore, when the electric charges of the capacitors C1 and C2 are discharged, the through current flows directly to the GND, so that a noise that shakes the GND is generated, and the
[0019]
Therefore, an object of the present invention is to provide an oscillation circuit that improves the linearity of control characteristics.
[0020]
It is another object of the present invention to provide an oscillation circuit that smoothes a waveform when a capacitor is discharged.
[0021]
Another object of the present invention is to provide an oscillation circuit that prevents generation of noise that shakes GND.
[0022]
[Means for Solving the Problems]
In an oscillation circuit that generates an oscillation output signal by switching charge / discharge of a first capacitor and a second capacitor,
A current source unit that is connected to a power source and maintains an output current so as to obtain the oscillation output signal having a desired oscillation frequency;
A first switch means connected to the first capacitor, wherein, based on the oscillation output signal, the output current of the current source unit is used as the charging current of the first capacitor during charging, and is discharged to the ground potential during discharging. When,
A second switch is connected to the second capacitor, and the oscillation output signal causes the output current of the current source unit to be the charging current of the second capacitor during charging and to the ground potential during discharging. Means,
A voltage source for supplying a reference potential;
First comparing means for comparing the potential of the first capacitor with the reference potential of the voltage source unit;
Second comparing means for comparing the potential of the second capacitor and the reference potential of the voltage source unit;
An RS flip-flop unit that receives the output signal of the first comparison unit and the output signal of the second comparison unit and generates the oscillation output signal;
The output current of the current source unit is used for the first comparison unit and the second comparison unit.
[0023]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows a circuit configuration diagram of an oscillation circuit of the present invention. Capacitor C1 and capacitor C2 are charge / discharge capacitors. The capacitor C1 corresponds to the capacitor C1 in FIG. 4, and the capacitor C2 corresponds to the capacitor C2 in FIG. The capacitor C3 is a phase compensation capacitor.
[0024]
The P-channel MOS transistor M6 and the N-channel MOS transistor M7 constitute the
[0025]
The P-channel MOS transistor M11 and the N-channel MOS transistor M12 constitute the
[0026]
The P-channel MOS transistors M13 and M18 and the N-channel MOS transistors M14 and M17 constitute the
[0027]
The P-channel MOS transistors M19 and M24 and the N-channel MOS transistors M20 and M23 constitute the
[0028]
The P-channel MOS transistors M25 and M26 and the N-channel MOS transistors M27 and M28 constitute the
[0029]
The P-channel MOS transistors M29 and M30 and the N-channel MOS transistors M31 and M32 constitute the
[0030]
With the above configuration, the first and second NANDs 19 and 21 operate as RS flip-flops.
[0031]
P-channel MOS transistors M1, M2, M3, M4, M9, M10, M15, M16, M21, and M22 constitute a current mirror.
[0032]
N-channel MOS transistors M5 and M8 form a current mirror. The sources of the MOS transistors M7 and M12 are connected to the drain of the MOS transistor M8.
[0033]
The output oscillation voltage signal is extracted from the common drain of the MOS transistors M25, M26, and M27.
[0034]
Next, the operation will be described. The basic operation of the oscillation circuit is the same as the conventional one. Conventionally, the control current I1 is used only for charging the capacitors C1 and C2. However, in the present invention, the control current Iin is used as the charge / discharge of the capacitors C1 and C2 and the currents of the first and
[0035]
Since the capacitors C1 and C2 have no electric charge when the power supply VDD is on, the output of the
[0036]
Therefore, one of the outputs of the
[0037]
When the output of the
[0038]
Then, the capacitor C2 is charged, and the charging voltage of the capacitor C2 at this time is set to VC2. When time elapses, VC2 rises and when VC2> V1, the output of the
[0039]
At this time, the output of the
[0040]
Then, the capacitor C1 is charged, and the charging voltage at this time is set to VC1. On the other hand, the charge of the capacitor C2 is discharged to become the drain potential of the MOS transistor M8, and VC2 <V1, so that the output of the
[0041]
When time elapses, VC1 rises, and when VC1> V1, the output of the
[0042]
At this time, the output of the
[0043]
By repeating the above operation, an oscillation voltage signal is obtained as an output.
[0044]
Next, when the power supply VDD is on, the capacitors C1 and C2 have no charge, and the output of the
[0045]
Then, the capacitor C1 is charged, and the charging voltage of the capacitor C1 at this time is set to VC1. When time elapses, VC1 rises and when VC1> V1, the output of the
[0046]
At this time, the output of the
[0047]
Then, the capacitor C2 is charged, and the voltage of the capacitor C2 at this time is set to VC2. On the other hand, the charge of the capacitor C1 is discharged to become the drain potential of the MOS transistor M8, and VC1 <V1, so that the output of the
[0048]
When time elapses, VC2 rises, and when VC2> V1, the output of the
[0049]
At this time, the output of the
[0050]
By repeating the above operation, an oscillation voltage signal is obtained as an output.
[0051]
As shown in FIG. 1, the
[0052]
As shown in FIG. 2, the oscillation circuit of the present invention has greatly improved linearity of control characteristics compared to the conventional oscillation circuit.
[0053]
Also, by pulling out the discharge currents of the capacitors C1 and C2 with the current of the current mirror composed of the MOS transistors M5 and M8, the MOS transistor M8 has an on-resistance and has a time constant. Therefore, the capacitors C1 and C2 The waveform at the time of discharging becomes smooth, and the GND is less likely to be shaken. As shown in FIG. 3, the waveforms during discharge of the capacitors C1 and C2 are smooth.
[0054]
【The invention's effect】
As described above, the oscillation circuit of the present invention has improved linearity of control characteristics. The waveform when the capacitor is discharged is smooth. Furthermore, it is possible to prevent the occurrence of noise that shakes GND.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of an oscillation circuit of the present invention.
FIG. 2 is a control characteristic diagram of the oscillation circuit of the present invention and a conventional oscillation circuit.
FIG. 3 is a voltage waveform diagram at the terminals of capacitors C1 and C2 in FIG. 1;
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a conventional oscillation circuit.
5 is a voltage waveform diagram at the ends of capacitors C1 and C2 in FIG. 4;
[Explanation of symbols]
11... First inverter, 13... Second inverter, 15... First comparison circuit, 17... Second comparison circuit, 19.
Claims (2)
電源に接続され所望の発振周波数の前記発振出力信号を得るように出力電流を保つ電流源部と、
前記第1のコンデンサが接続され、前記発振出力信号により、充電時は前記電流源部の前記出力電流を前記第1のコンデンサの充電電流とし、放電時は接地電位に放電する第1のスイッチ手段と、
前記第2のコンデンサが接続され、前記発振出力信号により、充電時は前記電流源部の前記出力電流を前記第2のコンデンサの充電電流とし、放電時は前記接地電位に放電する第2のスイッチ手段と、
基準電位を供給する電圧源部と、
前記第1のコンデンサの電位と前記電圧源部の前記基準電位とを比較する第1の比較手段と、
前記第2のコンデンサの電位と前記電圧源部の前記基準電位とを比較する第2の比較手段と、
前記第1の比較手段の出力信号および前記第2の比較手段の出力信号が入力され前記発振出力信号を生成するRSフリップフロップ部とを具備し、
前記第1の比較手段および前記第2の比較手段に前記電流源部の前記出力電流を用いることを特徴とする発振回路。In an oscillation circuit that generates an oscillation output signal by switching charge / discharge of a first capacitor and a second capacitor,
A current source unit that is connected to a power source and maintains an output current so as to obtain the oscillation output signal having a desired oscillation frequency;
A first switch means connected to the first capacitor, wherein, based on the oscillation output signal, the output current of the current source unit is used as the charging current of the first capacitor during charging, and is discharged to the ground potential during discharging. When,
A second switch is connected to the second capacitor, and the oscillation output signal causes the output current of the current source unit to be the charging current of the second capacitor during charging and to the ground potential during discharging. Means,
A voltage source for supplying a reference potential;
First comparing means for comparing the potential of the first capacitor with the reference potential of the voltage source unit;
Second comparing means for comparing the potential of the second capacitor and the reference potential of the voltage source unit;
An RS flip-flop unit that receives the output signal of the first comparison unit and the output signal of the second comparison unit and generates the oscillation output signal;
An oscillation circuit characterized in that the output current of the current source section is used for the first comparison means and the second comparison means.
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