JP3713424B2

JP3713424B2 - Constant voltage circuit

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Publication number: JP3713424B2
Application number: JP2000260994A
Authority: JP
Inventors: 雅之原
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2000-08-30
Filing date: 2000-08-30
Publication date: 2005-11-09
Anticipated expiration: 2020-08-30
Also published as: JP2002073180A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体集積回路の定電圧回路に関するもので、特に、それぞれ別の電位を発生する２つの基準電圧源の電位差を電圧増幅用のオペアンプにて増幅することで安定した出力を得る定電圧回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、それぞれ別の電位を発生する２つの基準電圧源を使用し、その２つの基準電圧源の電位差を電圧増幅用のオペアンプにて増幅することで、電源電圧の変動に対して安定した出力を得ることができる定電圧回路が知られている。
【０００３】
図６は、従来の定電圧回路の構成例を示すものである。
【０００４】
この定電圧回路の場合、基準電圧回路１，２は、しきい値変動や電源電圧変動の影響を受けずに常に一定の電流を流すことができる理想的な定電流回路３と、その出力端がエミッタにつながっており、ベースとコレクタとが接地されているバイポーラトランジスタ４とで構成されている。
【０００５】
基準電圧回路１の出力Ｖａは、出力インピーダンス変換用のオペアンプ５の非反転入力端子に供給されるようになっている。このオペアンプ５は、反転入力端子と出力端子とが接続された非反転回路となっている。
【０００６】
また、オペアンプ５の出力端子は、抵抗Ｒ１の一端に接続されている。抵抗Ｒ１の他の一端は、抵抗Ｒ２の一端と差動増幅用のオペアンプ６の反転入力端子とに接続されている。このオペアンプ６の非反転入力端子には、基準電圧回路１よりも高い電圧を出力する基準電圧回路２の出力Ｖｂが供給されるようになっている。オペアンプ６の出力端子は抵抗Ｒ２の他の一端と接続され、この端子の出力が従来の定電圧回路の出力となっている。
【０００７】
ここで、基準電圧回路２は、基準電圧回路１と同様の構成だが、基準電圧回路１よりも定電流回路３の出力電流を多く流すことで出力電圧を高くしている（Ｖａ＜Ｖｂ）。
【０００８】
従来の定電圧回路では、基準電圧回路１，２の出力の電位差（Ｖｂ−Ｖａ）を、オペアンプ５，６にて抵抗比分（Ｒ２／Ｒ１）だけ増幅し、基準電圧回路２の出力Ｖｂに上乗せして出力する。よって、従来の定電圧回路の出力は、Ｒ２／Ｒ１・（Ｖｂ−Ｖａ）＋Ｖｂの式で表される。
【０００９】
従来の定電圧回路で安定した出力を得るには、抵抗比Ｒ２／Ｒ１をできるだけ小さくし、オペアンプ５，６のオフセット誤差の影響を小さくする必要がある。そのためには、基準電圧回路１，２の出力電位差を大きくすればよい。
【００１０】
しかしながら、従来の定電圧回路において、基準電圧回路１，２の出力電位差を大きくするためには、定電流回路３の電流量を増やすことで電位差をつけなければならなかった（外部ノイズの影響が多くなるため、電流量を減らすことはできない）。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上記したように、従来においては、基準電圧回路の出力電位差を大きくすることによって、安定した出力を得ることができるものの、基準電圧回路の出力電位差を大きくするためには、定電流回路の電流量を増やすことで電位差をつけなければならず、消費電流が増えるという問題があった。
【００１２】
そこで、この発明は、消費電流を増やすことなく、基準電圧回路の出力電位差を広げることができ、安定した出力を容易に得ることが可能な定電圧回路を提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本願発明の一態様によれば、第一の定電流回路、および、この第一の定電流回路の出力端がエミッタに接続され、かつ、ベースとコレクタとが接地されている第一のバイポーラトランジスタからなる第一の基準電圧回路と、第二の定電流回路、および、この第二の定電流回路の出力端がエミッタに接続され、かつ、コレクタが接地されるとともに、ベースが前記第一のバイポーラトランジスタのエミッタに接続された第二のバイポーラトランジスタからなる第二の基準電圧回路と、前記第一のバイポーラトランジスタのエミッタが非反転入力端子に接続され、その出力端子および第一の抵抗の一端が反転入力端子に接続された出力インピーダンス変換用の第一のオペアンプと、前記第一の抵抗の他の一端および第二の抵抗の一端が反転入力端子に接続され、前記第二のバイポーラトランジスタのエミッタが非反転入力端子に接続されるとともに、その出力端子が前記第二の抵抗の他の一端に接続された差動増幅用の第二のオペアンプとを具備したことを特徴とする定電圧回路が提供される。
【００１４】
この発明の定電圧回路によれば、電圧増幅用のオペアンプの増幅率を小さくできるようになる。これにより、定電流回路の電流量を増やすことなしに、オフセット誤差の影響を軽減することが可能となるものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００１６】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態にかかる定電流回路の構成例を示すものである。この定電圧回路の場合、基準電圧回路（第一の基準電圧回路）１１ａは、しきい値変動や電源電圧変動の影響を受けずに常に一定の電流を流すことができる理想的な定電流回路（第一の定電流回路）１２ａと、その出力端がエミッタにつながっており、ベースとコレクタとが接地されているＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ（第一のバイポーラトランジスタ）１３ａとで構成されている。
【００１７】
また、基準電圧回路（第二の基準電圧回路）１１ｂは、しきい値変動や電源電圧変動の影響を受けずに常に一定の電流を流すことができる理想的な定電流回路（第二の定電流回路）１２ｂと、その出力端がエミッタにつながっており、コレクタが接地されるとともに、ベースが上記基準電圧回路１１ａの上記バイポーラトランジスタ１３ａのエミッタに接続されているＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ（第二のバイポーラトランジスタ）１３ｂとで構成されている。
【００１８】
基準電圧回路１１ａの出力（バイポーラトランジスタ１３ａのエミッタ電圧）Ｖａは、出力インピーダンス変換用のオペアンプ（第一のオペアンプ）２１の非反転入力端子に供給されるようになっている。このオペアンプ２１は、反転入力端子と出力端子とが接続された非反転回路となっている。
【００１９】
また、オペアンプ２１の出力端子は、抵抗（第一の抵抗）Ｒ１の一端に接続されている。この抵抗Ｒ１の他の一端は、抵抗（第二の抵抗）Ｒ２の一端と差動増幅用のオペアンプ（第二のオペアンプ）３１の反転入力端子とに接続されている。このオペアンプ３１の非反転入力端子には、上記基準電圧回路１１ａよりも高い電圧を出力する上記基準電圧回路１１ｂの出力（基準電圧）Ｖｂが供給されるようになっている。オペアンプ３１の出力端子は抵抗Ｒ２の他の一端と接続されるとともに、この端子の出力が本定電圧回路の出力Ｖｏｕｔとなる。
【００２０】
ここで、定電流回路１２ａ，１２ｂの電流能力およびバイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂの特性が同じだとすると、基準電圧Ｖｂは、
Ｖｂ＝Ｖａ（バイポーラトランジスタ１３ａのエミッタ電圧）＋Ｖａ（バイポーラトランジスタ１３ｂのベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ）
となる。
【００２１】
よって、その出力Ｖｏｕｔは、
Ｖｏｕｔ＝Ｒ２／Ｒ１・（Ｖａ）＋２×Ｖａ
となる。
【００２２】
このように、本発明の定電圧回路の場合、抵抗比Ｒ２／Ｒ１が従来の定電圧回路に比べてＶａ／（Ｖｂ−Ｖａ）だけ小さくなる。
【００２３】
たとえば、ＶＤＤ＝５．０Ｖ、Ｖａ＝０．５Ｖ、Ｖｂ＝０．６Ｖ、Ｉａ＝０．０７μＡ、Ｉｂ＝１．４０μＡ、Ｖｏｕｔ＝１．６Ｖとすると、従来の定電圧回路（図６参照）の場合、差動増幅用のオペアンプ６の抵抗比はＲ２：Ｒ１＝１１：１となり、定電圧回路の消費電流は１．４７μＡとなる。
【００２４】
これに対し、本発明の定電圧回路の場合、基準電圧Ｖｂは、
Ｖｂ＝Ｖａ×２＝１．０Ｖ
となる。
【００２５】
そのため、差動増幅用のオペアンプ３１の抵抗比は、Ｒ２：Ｒ１＝１．４：１と小さくなる。これにより、オペアンプ３１のオフセット誤差の影響を約１／７％に軽減することができ、安定した出力Ｖｏｕｔを得ることが可能となる。
【００２６】
また、各トランジスタ１３ａ，１３ｂを流れる電流Ｉａ，Ｉｂは、
Ｉａ＝Ｉｂ＝０．０７μＡ
となり、この発明の定電圧回路の消費電流は０．１４μＡとなる。したがって、従来の定電圧回路の約１０％の電流消費で済む。
【００２７】
すなわち、本発明の定電圧回路は、定電流回路１２ｂの電流量を増加させて、基準電圧回路１１ａ，１１ｂの出力電位差を広げる必要がない。そのため、定電流回路１２ｂの電流量を、外部ノイズの影響を受けない程度の最小電流量に設定できる。したがって、定電流回路１２ａ，１２ｂの電流能力およびバイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂの特性を同じにすることで、最小消費電流の設計とすることができる。なお、そのときの基準電圧回路１１ａ，１１ｂの各出力Ｖａ，Ｖｂは、
Ｖｂ＝Ｖａ×２
となる。
【００２８】
特に、従来の定電圧回路において、本発明の定電圧回路の抵抗比１．４：１に合わせて、基準電圧回路２の出力Ｖｂが１．０Ｖとなるようにした場合、Ｉｂ＝１．９７ｍＡとなって、約２８０００倍の電流量が必要となる。この場合、トランジスタ４のサイズがトランジスタ１３ｂの２５倍にもなり、チップ面積が大きくなる。
【００２９】
上記したように、電圧増幅用のオペアンプの増幅率を小さくできるようにしている。すなわち、基準電圧を生成するためのバイポーラトランジスタのベースを、バイポーラトランジスタのエミッタに接続するようにしている。これにより、定電流回路の電流量を増やすことなしに、オフセット誤差の影響を軽減することが可能となる。したがって、消費電流を増やすことなく、基準電圧回路の出力電位差を広げることができ、安定した出力を容易に得ることが可能となるものである。
【００３０】
（第２の実施形態）
図２は、本発明の第２の実施形態にかかる定電圧回路の構成例を示すものである。なお、この定電圧回路は、上述した第１の実施形態にかかる定電圧回路と基本的に同じ構成のため、ここでは異なる部分についてのみ説明する。
【００３１】
図２において、基準電圧回路１１ｂ’は、定電流回路１２ｂの出力端とバイポーラトランジスタ１３ｂのエミッタとの間に抵抗（第三の抵抗）Ｒ３が挿入され、この抵抗Ｒ３と定電流回路１２ｂとの接続点（基準電圧回路１１ｂ’の出力Ｖｂ’）がオペアンプ３１の非反転入力端子に接続されてなる構成とされている。
【００３２】
この構成の定電圧回路の場合、抵抗Ｒ３と定電流回路１２ｂとの接続点の電圧を基準電圧Ｖｂ’として用いることにより、温度特性をさらに改善することができる。
【００３３】
図３は、基準電圧回路１１ａ，１１ｂ、１１ｂ’の各出力Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｂ’を比較して示すものである。
【００３４】
この図からも明らかなように、基準電圧Ｖｂ’はほぼ２Ｖａとなるので、第１の実施形態の場合と同様に、その出力Ｖｏｕｔは、
Ｖｏｕｔ＝Ｒ２／Ｒ１・（Ｖａ）＋２×Ｖａ
となる。
【００３５】
（第３の実施形態）
図４は、本発明の第３の実施形態にかかる定電圧回路の構成例を示すものである。ここでは、基準電圧回路を複数段つなげる構成とした場合について説明する。
【００３６】
この定電圧回路の場合、たとえば、５つ（五段分）の基準電圧回路１１ａ〜１１ｅを用いて構成されている。
【００３７】
すなわち、基準電圧回路１１ａは、しきい値変動や電源電圧変動の影響を受けずに常に一定の電流を流すことができる理想的な定電流回路１２ａと、その出力端がエミッタにつながっており、ベースとコレクタとが接地されているＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ１３ａとで構成されている。
【００３８】
また、基準電圧回路１１ｂは、しきい値変動や電源電圧変動の影響を受けずに常に一定の電流を流すことができる理想的な定電流回路１２ｂと、その出力端がエミッタにつながっており、コレクタが接地されるとともに、ベースが上記基準電圧回路１１ａの上記バイポーラトランジスタ１３ａのエミッタに接続されているＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ１３ｂとで構成されている。
【００３９】
また、基準電圧回路１１ｃは、しきい値変動や電源電圧変動の影響を受けずに常に一定の電流を流すことができる理想的な定電流回路１２ｃと、その出力端がエミッタにつながっており、コレクタが接地されるとともに、ベースが上記基準電圧回路１１ｂの上記バイポーラトランジスタ１３ｂのエミッタに接続されているＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ１３ｃとで構成されている。
【００４０】
また、基準電圧回路１１ｄは、しきい値変動や電源電圧変動の影響を受けずに常に一定の電流を流すことができる理想的な定電流回路１２ｄと、その出力端がエミッタにつながっており、コレクタが接地されるとともに、ベースが上記基準電圧回路１１ｃの上記バイポーラトランジスタ１３ｃのエミッタに接続されているＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ１３ｄとで構成されている。
【００４１】
さらに、基準電圧回路１１ｅは、しきい値変動や電源電圧変動の影響を受けずに常に一定の電流を流すことができる理想的な定電流回路１２ｅと、その出力端がエミッタにつながっており、コレクタが接地されるとともに、ベースが上記基準電圧回路１１ｄの上記バイポーラトランジスタ１３ｄのエミッタに接続されているＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ１３ｅとで構成されている。
【００４２】
基準電圧回路１１ａの出力（バイポーラトランジスタ１３ａのエミッタ電圧）Ｖａは、出力インピーダンス変換用のオペアンプ２１の非反転入力端子に供給されるようになっている。このオペアンプ２１は、反転入力端子と出力端子とが接続された非反転回路となっている。
【００４３】
また、オペアンプ２１の出力端子は、抵抗Ｒ１の一端に接続されている。この抵抗Ｒ１の他の一端は、抵抗Ｒ２の一端と差動増幅用のオペアンプ３１の反転入力端子とに接続されている。このオペアンプ３１の非反転入力端子には、上記基準電圧回路１１ａよりも高い電圧を出力する上記基準電圧回路１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ，１１ｅの各出力（基準電圧）Ｖｂ，Ｖｃ，Ｖｄ，Ｖｅが選択的に供給されるようになっている。オペアンプ３１の出力端子は抵抗Ｒ２の他の一端と接続されるとともに、この端子の出力が本定電圧回路の出力Ｖｏｕｔとなる。
【００４４】
図５は、上記した構成の定電圧回路において、基準電圧回路１１ａ〜１１ｅの段数を変化させた際の特性の違いを比較して示すものである。
【００４５】
たとえば、出力Ｖｏｕｔ＝４．０Ｖ、基準電圧Ｖａ＝０．４Ｖ，Ｖｂ＝０．８Ｖ，Ｖｃ＝１．２Ｖ，Ｖｄ＝１．６Ｖ，Ｖｅ＝２．０Ｖとした場合において、オペアンプ３１の非反転入力端子に基準電圧回路１１ｂの出力Ｖｂが供給されるように、２つの基準電圧回路１１ａ，１１ｂをつなげた定電圧回路（二段接続）の場合、差動増幅用のオペアンプ３１の抵抗比をＲ２：Ｒ１＝８：１にしなければならない。
【００４６】
これに対し、オペアンプ３１の非反転入力端子に基準電圧回路１１ｃの出力Ｖｃが供給されるように、３つの基準電圧回路１１ａ，１１ｂ，１１ｃをつなげた定電圧回路（三段接続）の場合、差動増幅用のオペアンプ３１の抵抗比をＲ２：Ｒ１＝３．５：１に抑えることができ、オペアンプ２１，３１のオフセット誤差を４４％に低減できる。
【００４７】
また、オペアンプ３１の非反転入力端子に基準電圧回路１１ｄの出力Ｖｄが供給されるように、４つの基準電圧回路１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄをつなげた定電圧回路（四段接続）の場合、差動増幅用のオペアンプ３１の抵抗比をＲ２：Ｒ１＝２：１に抑えることができ、オペアンプ２１，３１のオフセット誤差を２５％に低減できる。
【００４８】
さらに、オペアンプ３１の非反転入力端子に基準電圧回路１１ｅの出力Ｖｅが供給されるように、５つの基準電圧回路１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ，１１ｅをつなげた定電圧回路（五段接続）の場合、差動増幅用のオペアンプ３１の抵抗比をＲ２：Ｒ１＝１．２５：１に抑えることができ、オペアンプ２１，３１のオフセット誤差を１６％に低減できる。
【００４９】
このような構成の定電圧回路によれば、基準電圧回路の段数をさらに増加させて、基準電圧の電位差を広げることにより、オペアンプ２１，３１のオフセット誤差（オペアンプ３１の増幅率）をさらに低減させることが可能である。
【００５０】
また、この構成の定電圧回路において、上述した第２の実施形態の場合と同様に、定電流回路１２ｂ〜１２ｅとバイポーラトランジスタ１３ｂ〜１３ｅとの接続点にそれぞれ抵抗Ｒ３を挿入することによって、温度特性をさらに改善することも可能である。
【００５１】
なお、本願発明は、上記各実施形態に限定されるものではなく、各実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。さらに、上記各実施形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組み合わせにより種々の発明が抽出され得る。たとえば、各実施形態に示される全構成要件からいくつかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果が得られる場合には、その構成要件が削除された構成が発明として抽出され得る。
【００５２】
【発明の効果】
以上、詳述したようにこの発明によれば、消費電流を増やすことなく、基準電圧回路の出力電位差を広げることができ、安定した出力を容易に得ることが可能な定電圧回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施形態にかかる定電流回路の概略を示す回路構成図。
【図２】この発明の第２の実施形態にかかる定電圧回路の概略を示す回路構成図。
【図３】同じく、基準電圧の温度特性を示す概略特性図。
【図４】この発明の第３の実施形態にかかる定電圧回路の概略を示す回路構成図。
【図５】同じく、基準電圧回路の段数を変化させた際の回路特性を比較して示す概略図。
【図６】従来技術とその問題点を説明するために示す定電圧回路の回路構成図。
【符号の説明】
１１ａ，１１ｂ，１１ｂ’，１１ｃ，１１ｄ，１１ｅ…基準電圧回路
１２ａ，１２ｂ，１２ｃ，１２ｄ，１２ｅ…定電流回路
１３ａ，１３ｂ，１３ｃ，１３ｄ，１３ｅ…バイポーラトランジスタ
２１…出力インピーダンス変換用のオペアンプ
３１…差動（電圧）増幅用のオペアンプ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３…抵抗
Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｂ’，Ｖｃ，Ｖｄ，Ｖｅ…基準電圧回路出力
Ｖｏｕｔ…定電圧回路出力
Ｉａ，Ｉｂ…基準電圧回路電流[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a constant voltage circuit of a semiconductor integrated circuit, and in particular, a constant voltage that obtains a stable output by amplifying a potential difference between two reference voltage sources that generate different potentials by an operational amplifier for voltage amplification. Regarding the circuit.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, two reference voltage sources that generate different potentials are used, and the potential difference between the two reference voltage sources is amplified by an operational amplifier for voltage amplification, thereby providing a stable output against fluctuations in power supply voltage. Constant voltage circuits that can be obtained are known.
[0003]
FIG. 6 shows a configuration example of a conventional constant voltage circuit.
[0004]
In the case of this constant voltage circuit, the reference voltage circuits 1 and 2 include an ideal constant current circuit 3 that can always flow a constant current without being affected by threshold fluctuations or power supply voltage fluctuations, and its output terminals. Is connected to the emitter, and is composed of a bipolar transistor 4 whose base and collector are grounded.
[0005]
The output Va of the reference voltage circuit 1 is supplied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 5 for output impedance conversion. The operational amplifier 5 is a non-inverting circuit in which an inverting input terminal and an output terminal are connected.
[0006]
The output terminal of the operational amplifier 5 is connected to one end of the resistor R1. The other end of the resistor R1 is connected to one end of the resistor R2 and the inverting input terminal of the operational amplifier 6 for differential amplification. The non-inverting input terminal of the operational amplifier 6 is supplied with the output Vb of the reference voltage circuit 2 that outputs a voltage higher than that of the reference voltage circuit 1. The output terminal of the operational amplifier 6 is connected to the other end of the resistor R2, and the output of this terminal is the output of the conventional constant voltage circuit.
[0007]
Here, the reference voltage circuit 2 has the same configuration as that of the reference voltage circuit 1, but the output voltage is increased by flowing more output current of the constant current circuit 3 than in the reference voltage circuit 1 (Va <Vb).
[0008]
In the conventional constant voltage circuit, the potential difference (Vb−Va) between the outputs of the reference voltage circuits 1 and 2 is amplified by the resistance ratio (R2 / R1) by the operational amplifiers 5 and 6 and added to the output Vb of the reference voltage circuit 2. And output. Therefore, the output of the conventional constant voltage circuit is expressed by the equation R2 / R1 · (Vb−Va) + Vb.
[0009]
In order to obtain a stable output with the conventional constant voltage circuit, it is necessary to make the resistance ratio R2 / R1 as small as possible and to reduce the influence of the offset error of the operational amplifiers 5 and 6. For this purpose, the output potential difference between the reference voltage circuits 1 and 2 may be increased.
[0010]
However, in the conventional constant voltage circuit, in order to increase the output potential difference between the reference voltage circuits 1 and 2, the potential difference must be provided by increasing the amount of current in the constant current circuit 3 (the influence of external noise is affected). The amount of current cannot be reduced because it increases.)
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, in the prior art, a stable output can be obtained by increasing the output potential difference of the reference voltage circuit, but in order to increase the output potential difference of the reference voltage circuit, the current amount of the constant current circuit Therefore, there is a problem that a potential difference needs to be increased by increasing the current consumption, resulting in an increase in current consumption.
[0012]
Therefore, an object of the present invention is to provide a constant voltage circuit that can widen the output potential difference of the reference voltage circuit without increasing the current consumption and can easily obtain a stable output.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
According to one aspect of the present invention, a first constant current circuit, and a first bipolar transistor in which an output terminal of the first constant current circuit is connected to an emitter and a base and a collector are grounded A first reference voltage circuit, a second constant current circuit, and an output terminal of the second constant current circuit is connected to the emitter, the collector is grounded, and the base is the first constant voltage circuit. A second reference voltage circuit comprising a second bipolar transistor connected to the emitter of the bipolar transistor; and the emitter of the first bipolar transistor is connected to a non-inverting input terminal, its output terminal and one end of the first resistor There inverting a first operational amplifier for output impedance converter which is connected to the input terminal, the first other end and the second end inverting input terminal of the resistance of the resistor A second operational amplifier for differential amplification in which the emitter of the second bipolar transistor is connected to the non-inverting input terminal and the output terminal of the second bipolar transistor is connected to the other end of the second resistor. A constant voltage circuit is provided .
[0014]
According to the constant voltage circuit of the present invention, the gain of the operational amplifier for voltage amplification can be reduced. As a result, the influence of the offset error can be reduced without increasing the current amount of the constant current circuit.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0016]
(First embodiment)
FIG. 1 shows a configuration example of a constant current circuit according to a first embodiment of the present invention. In the case of this constant voltage circuit, the reference voltage circuit (first reference voltage circuit) 11a is an ideal constant current circuit that can always flow a constant current without being affected by threshold voltage fluctuations or power supply voltage fluctuations. (First constant current circuit) 12a and a PNP-type bipolar transistor (first bipolar transistor) 13a whose output terminal is connected to the emitter and whose base and collector are grounded.
[0017]
Further, the reference voltage circuit (second reference voltage circuit) 11b is an ideal constant current circuit (second constant voltage circuit) that can always flow a constant current without being affected by fluctuations in threshold voltage or power supply voltage. (Current circuit) 12b and its output terminal are connected to the emitter, the collector is grounded, and the base is connected to the emitter of the bipolar transistor 13a of the reference voltage circuit 11a (second PNP type bipolar transistor (second circuit)) Bipolar transistor) 13b.
[0018]
The output of the reference voltage circuit 11a (emitter voltage of the bipolar transistor 13a) Va is supplied to a non-inverting input terminal of an operational amplifier (first operational amplifier) 21 for output impedance conversion. The operational amplifier 21 is a non-inverting circuit in which an inverting input terminal and an output terminal are connected.
[0019]
The output terminal of the operational amplifier 21 is connected to one end of a resistor (first resistor) R1. The other end of the resistor R1 is connected to one end of a resistor (second resistor) R2 and an inverting input terminal of a differential amplification operational amplifier (second operational amplifier) 31. The non-inverting input terminal of the operational amplifier 31 is supplied with the output (reference voltage) Vb of the reference voltage circuit 11b that outputs a voltage higher than that of the reference voltage circuit 11a. The output terminal of the operational amplifier 31 is connected to the other end of the resistor R2, and the output of this terminal is the output Vout of the constant voltage circuit.
[0020]
If the current capability of the constant current circuits 12a and 12b and the characteristics of the bipolar transistors 13a and 13b are the same, the reference voltage Vb is
Vb = Va (emitter voltage of the bipolar transistor 13a) + Va (base-emitter voltage VBE of the bipolar transistor 13b)
It becomes.
[0021]
Therefore, the output Vout is
Vout = R2 / R1 · (Va) + 2 × Va
It becomes.
[0022]
Thus, in the case of the constant voltage circuit of the present invention, the resistance ratio R2 / R1 is smaller by Va / (Vb−Va) than the conventional constant voltage circuit.
[0023]
For example, when VDD = 5.0V, Va = 0.5V, Vb = 0.6V, Ia = 0.07 μA, Ib = 1.40 μA, and Vout = 1.6 V, a conventional constant voltage circuit (see FIG. 6) In this case, the resistance ratio of the operational amplifier 6 for differential amplification is R2: R1 = 11: 1, and the current consumption of the constant voltage circuit is 1.47 μA.
[0024]
On the other hand, in the case of the constant voltage circuit of the present invention, the reference voltage Vb is
Vb = Va × 2 = 1.0V
It becomes.
[0025]
Therefore, the resistance ratio of the operational amplifier 31 for differential amplification is as small as R2: R1 = 1.4: 1. Thereby, the influence of the offset error of the operational amplifier 31 can be reduced to about 1/7%, and a stable output Vout can be obtained.
[0026]
The currents Ia and Ib flowing through the transistors 13a and 13b are
Ia = Ib = 0.07 μA
Thus, the consumption current of the constant voltage circuit of the present invention is 0.14 μA. Therefore, the current consumption is about 10% of the conventional constant voltage circuit.
[0027]
That is, the constant voltage circuit of the present invention does not need to increase the current amount of the constant current circuit 12b and widen the output potential difference between the reference voltage circuits 11a and 11b. Therefore, the current amount of the constant current circuit 12b can be set to a minimum current amount that is not affected by external noise. Therefore, the minimum current consumption can be designed by making the current capability of the constant current circuits 12a and 12b and the characteristics of the bipolar transistors 13a and 13b the same. The outputs Va and Vb of the reference voltage circuits 11a and 11b at that time are
Vb = Va × 2
It becomes.
[0028]
In particular, in the conventional constant voltage circuit, when the output Vb of the reference voltage circuit 2 is 1.0 V in accordance with the resistance ratio 1.4: 1 of the constant voltage circuit of the present invention, Ib = 1.97 mA. Thus, a current amount of about 28,000 times is required. In this case, the size of the transistor 4 is 25 times that of the transistor 13b, and the chip area is increased.
[0029]
As described above, the amplification factor of the voltage amplification operational amplifier can be reduced. That is, the base of the bipolar transistor for generating the reference voltage is connected to the emitter of the bipolar transistor. As a result, the influence of the offset error can be reduced without increasing the current amount of the constant current circuit. Therefore, the output potential difference of the reference voltage circuit can be widened without increasing the current consumption, and a stable output can be easily obtained.
[0030]
(Second Embodiment)
FIG. 2 shows a configuration example of a constant voltage circuit according to the second embodiment of the present invention. Since this constant voltage circuit has basically the same configuration as the constant voltage circuit according to the first embodiment described above, only different parts will be described here.
[0031]
In FIG. 2, in the reference voltage circuit 11b ′, a resistor (third resistor) R3 is inserted between the output terminal of the constant current circuit 12b and the emitter of the bipolar transistor 13b, and the resistance R3 and the constant current circuit 12b are connected. The connection point (the output Vb ′ of the reference voltage circuit 11 b ′) is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 31.
[0032]
In the case of the constant voltage circuit having this configuration, the temperature characteristic can be further improved by using the voltage at the connection point between the resistor R3 and the constant current circuit 12b as the reference voltage Vb ′.
[0033]
FIG. 3 shows the comparison of the outputs Va, Vb, Vb ′ of the reference voltage circuits 11a, 11b, 11b ′.
[0034]
As is clear from this figure, since the reference voltage Vb ′ is approximately 2 Va, as in the case of the first embodiment, the output Vout is
Vout = R2 / R1 · (Va) + 2 × Va
It becomes.
[0035]
(Third embodiment)
FIG. 4 shows a configuration example of a constant voltage circuit according to the third embodiment of the present invention. Here, a case will be described in which a plurality of reference voltage circuits are connected.
[0036]
In the case of this constant voltage circuit, for example, it is configured by using five (five stages) reference voltage circuits 11a to 11e.
[0037]
That is, the reference voltage circuit 11a has an ideal constant current circuit 12a that can always flow a constant current without being influenced by threshold fluctuations or power supply voltage fluctuations, and an output terminal thereof connected to an emitter. The PNP bipolar transistor 13a is grounded at the base and collector.
[0038]
The reference voltage circuit 11b has an ideal constant current circuit 12b that can always flow a constant current without being influenced by threshold fluctuations or power supply voltage fluctuations, and an output terminal thereof connected to an emitter. The collector is grounded and the base is composed of a PNP type bipolar transistor 13b connected to the emitter of the bipolar transistor 13a of the reference voltage circuit 11a.
[0039]
The reference voltage circuit 11c has an ideal constant current circuit 12c that can always flow a constant current without being affected by fluctuations in threshold voltage or power supply voltage, and an output terminal thereof connected to an emitter. The collector is grounded, and the base is composed of a PNP-type bipolar transistor 13c connected to the emitter of the bipolar transistor 13b of the reference voltage circuit 11b.
[0040]
The reference voltage circuit 11d has an ideal constant current circuit 12d that can always flow a constant current without being affected by fluctuations in threshold voltage or power supply voltage, and an output terminal thereof connected to an emitter. The collector is grounded, and the base is composed of a PNP type bipolar transistor 13d connected to the emitter of the bipolar transistor 13c of the reference voltage circuit 11c.
[0041]
Furthermore, the reference voltage circuit 11e has an ideal constant current circuit 12e that can always flow a constant current without being influenced by threshold fluctuations or power supply voltage fluctuations, and an output terminal thereof connected to an emitter. The collector is grounded, and the base is composed of a PNP type bipolar transistor 13e connected to the emitter of the bipolar transistor 13d of the reference voltage circuit 11d.
[0042]
The output of the reference voltage circuit 11a (emitter voltage of the bipolar transistor 13a) Va is supplied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 21 for output impedance conversion. The operational amplifier 21 is a non-inverting circuit in which an inverting input terminal and an output terminal are connected.
[0043]
The output terminal of the operational amplifier 21 is connected to one end of the resistor R1. The other end of the resistor R1 is connected to one end of the resistor R2 and the inverting input terminal of the operational amplifier 31 for differential amplification. The outputs (reference voltages) Vb, Vc, Vd, and Ve of the reference voltage circuits 11b, 11c, 11d, and 11e that output a higher voltage than the reference voltage circuit 11a are selected at the non-inverting input terminal of the operational amplifier 31. Supplied. The output terminal of the operational amplifier 31 is connected to the other end of the resistor R2, and the output of this terminal is the output Vout of the constant voltage circuit.
[0044]
FIG. 5 shows a comparison of the difference in characteristics when the number of stages of the reference voltage circuits 11a to 11e is changed in the constant voltage circuit configured as described above.
[0045]
For example, when the output Vout = 4.0V, the reference voltage Va = 0.4V, Vb = 0.8V, Vc = 1.2V, Vd = 1.6V, Ve = 2.0V, the non-inversion of the operational amplifier 31 In the case of a constant voltage circuit (two-stage connection) in which two reference voltage circuits 11a and 11b are connected so that the output Vb of the reference voltage circuit 11b is supplied to the input terminal, the resistance ratio of the operational amplifier 31 for differential amplification is R2: R1 must be 8: 1.
[0046]
On the other hand, in the case of a constant voltage circuit (three-stage connection) in which three reference voltage circuits 11a, 11b, and 11c are connected so that the output Vc of the reference voltage circuit 11c is supplied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 31. The resistance ratio of the operational amplifier 31 for differential amplification can be suppressed to R2: R1 = 3.5: 1, and the offset error of the operational amplifiers 21 and 31 can be reduced to 44%.
[0047]
In the case of a constant voltage circuit (four-stage connection) in which four reference voltage circuits 11a, 11b, 11c, and 11d are connected so that the output Vd of the reference voltage circuit 11d is supplied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 31. The resistance ratio of the operational amplifier 31 for differential amplification can be suppressed to R2: R1 = 2: 1, and the offset error of the operational amplifiers 21 and 31 can be reduced to 25%.
[0048]
Further, a constant voltage circuit (five-stage connection) in which five reference voltage circuits 11a, 11b, 11c, 11d, and 11e are connected so that the output Ve of the reference voltage circuit 11e is supplied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 31. In this case, the resistance ratio of the operational amplifier 31 for differential amplification can be suppressed to R2: R1 = 1.25: 1, and the offset error of the operational amplifiers 21 and 31 can be reduced to 16%.
[0049]
According to the constant voltage circuit having such a configuration, the offset error of the operational amplifiers 21 and 31 (the amplification factor of the operational amplifier 31) is further reduced by further increasing the number of stages of the reference voltage circuit and widening the potential difference between the reference voltages. It is possible.
[0050]
Further, in the constant voltage circuit having this configuration, as in the case of the second embodiment described above, the resistance R3 is inserted into the connection point between the constant current circuits 12b to 12e and the bipolar transistors 13b to 13e, respectively. It is possible to further improve the characteristics.
[0051]
The present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications can be made without departing from the scope of the invention at each stage of implementation. Furthermore, the above embodiments include inventions at various stages, and various inventions can be extracted by appropriately combining a plurality of disclosed constituent elements. For example, even if some constituent elements are deleted from all the constituent elements shown in each embodiment, the problems described in the column of the problem to be solved by the invention can be solved, and are described in the column of the effect of the invention. When an effect is obtained, a configuration from which the configuration requirements are deleted can be extracted as an invention.
[0052]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to provide a constant voltage circuit that can widen the output potential difference of the reference voltage circuit without increasing the current consumption, and can easily obtain a stable output.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram schematically showing a constant current circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit configuration diagram schematically showing a constant voltage circuit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a schematic characteristic diagram showing a temperature characteristic of a reference voltage, similarly;
FIG. 4 is a circuit configuration diagram showing an outline of a constant voltage circuit according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a schematic diagram showing a comparison of circuit characteristics when the number of stages of the reference voltage circuit is similarly changed.
FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a constant voltage circuit shown for explaining the prior art and its problems.
[Explanation of symbols]
11a, 11b, 11b ′, 11c, 11d, 11e... Reference voltage circuits 12a, 12b, 12c, 12d, 12e... Constant current circuits 13a, 13b, 13c, 13d, 13e. ... operational amplifiers R1, R2, R3 for differential (voltage) amplification ... resistors Va, Vb, Vb ', Vc, Vd, Ve ... reference voltage circuit output Vout ... constant voltage circuit outputs Ia, Ib ... reference voltage circuit current

Claims

A first constant current circuit, and a first reference voltage circuit including a first bipolar transistor having an output terminal of the first constant current circuit connected to an emitter and a base and a collector grounded ,
A second constant current circuit, and a second constant current circuit having an output terminal connected to the emitter, a collector grounded, and a base connected to the emitter of the first bipolar transistor A second reference voltage circuit comprising bipolar transistors of
A first operational amplifier for converting output impedance, wherein an emitter of the first bipolar transistor is connected to a non-inverting input terminal, and an output terminal and one end of a first resistor are connected to the inverting input terminal;
The other end of the first resistor and one end of the second resistor are connected to the inverting input terminal, the emitter of the second bipolar transistor is connected to the non-inverting input terminal, and the output terminal is connected to the second inverting input terminal. And a second operational amplifier for differential amplification connected to the other end of the resistor.

The characteristics of the first constant current circuit and the first bipolar transistor and the characteristics of the second constant current circuit and the second bipolar transistor are the same. Constant voltage circuit.

The first and second constant current circuits are both ideal constant current circuits capable of allowing a constant current to flow without being affected by threshold fluctuations or power supply voltage fluctuations. 2. The constant voltage circuit according to 2.

One end of a third resistor is further connected to the emitter of the second bipolar transistor, and the connection point between the other end of the third resistor and the output end of the second constant current circuit is the second resistor. The constant voltage circuit according to claim 1, wherein the constant voltage circuit is connected to a non-inverting input terminal of the operational amplifier.

The constant voltage circuit according to claim 1, further comprising a plurality of stages of reference voltage circuits including the first and second reference voltage circuits.