JP3704940B2

JP3704940B2 - Speed sensorless vector controller

Info

Publication number: JP3704940B2
Application number: JP07475798A
Authority: JP
Inventors: 和也小倉; 康弘山本
Original assignee: Meidensha Corp
Current assignee: Meidensha Corp
Priority date: 1998-03-24
Filing date: 1998-03-24
Publication date: 2005-10-12
Anticipated expiration: 2018-03-24
Also published as: JPH11275899A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導電動機のベクトル制御装置に係り、特に速度検出器を不要にして誘導電動機を可変速制御する間接型又は直接型の速度センサレスベクトル制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導電動機の可変速制御には、速度検出器による速度フィードバックを適用したベクトル制御方式が採用されている。しかし、使用環境の制限や速度検出器のメンテナンス性、コストの問題等から速度検出器に代えて速度推定によるベクトル制御を行う速度センサレスベクトル制御方式が注目されている。
【０００３】
速度センサレスベクトル制御方式には、いくつかの手法があるが、その１つに誘導電動機のモデルとオブザーバフィードバックを用いた磁束オブザーバを適用した方式がある。この磁束オブザーバは、電圧指令値と電流検出値から一次電流と二次磁束値を推定するものであり、これらの推定値から電動機速度を推定してベクトル制御を行う。
【０００４】
一方、ベクトル制御方式には、すべり周波数を用いて出力周波数を計算する間接型と、二次磁束から直接に出力周波数を得る直接型があり、従来では、二次磁束情報を得るのが困難であったため、間接型ベクトル制御方式が主流であった。しかし、二次磁束を推定する磁束オブザーバの適用により、直接型ベクトル制御方式も可能になってきている。特に、トルク精度の観点からは間接型に比べて直接型の方が優れており、トルク精度を問題とする分野では直接型ベクトル制御方式の実現が要望されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
磁束オブザーバをプロセッサを使ったディジタル制御で実現する場合、連続系で表現された電動機モデルを離散系で近似することになる。この離散系への近似をオイラー法による一次近似で行った場合、電動機の高速回転領域で離散化による誤差が発生し、ベクトル制御が不安定もしくは制御不能になってしまう。
【０００６】
また、離散系への近似を高次で行う方法も提案されているが、パラメータが複雑になったり、演算時間が長くなってしまうため、他の制御との関係上で不都合が生じる。
【０００７】
本発明の目的は、電動機モデルを離散系で近似した同一次元磁束オブザーバによる速度センサレスベクトル制御を行い、高速回転領域でも安定制御ができるベクトル制御装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、高速回転領域でも安定に磁束推定ができる同一次元磁束オブザーバと、このオブザーバから得られる一次電流と二次磁束の推定値及び一次電流検出値から得る誤差トルクからＰＩ制御形の速度推定機構により誘導機の角速度推定値を得、これらオブザーバと速度推定機構を使って間接型又は直接型の速度センサレスベクトル制御装置を構成するものであり、以下の構成を特徴とする。
【０００９】
誘導電動機の電圧指令値と電流検出値及び角速度から磁束オブザーバにより誘導電動機の一次電流と二次磁束を推定し、この推定値から速度推定機構が電動機速度を推定し、前記各推定値を使って間接型又は直接型のベクトル制御を行う速度センサレスベクトル制御装置において、
前記磁束オブザーバは、誘導機の状態を現す連続系の演算式を離散化系に変換し、誘導機の角速度を使って二次側を回転子の速度進み分の回転座標に変換することで一次電流推定値と二次磁束推定値及び二次磁束角度推定値を求め、
前記速度推定機構は、前記磁束オブザーバから得る一次電流推定値と一次電流検出値との差と二次磁束推定値との積で誤差トルクを求め、この誤差トルクをＰＩ制御演算して前記角速度の推定値を求めることを特徴とする。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施形態における磁束オブザーバと速度推定機構のブロック図である。同図において、磁束オブザーバは、連続系で表現された電動機モデルの演算式をサンプル周期毎に演算する離散系で近似した同一次元オブザーバに構成し、二次回路部分を回転座標系に変換したものである。この磁束オブザーバは、本願出願人は既に提案しており、その概略を以下に説明する。
【００１１】
（磁束オブザーバの説明）
誘導機の固定子座標上の状態方程式は、次式で表現される。なお、ベクトルになるｉ₁は誘導機の一次電流、ｖ₁は一次電圧、λ₂は二次磁束である。
【００１２】
【数１】

【００１３】
ここで、各係数等は以下の通りである。
【００１４】
【数２】

【００１５】
上記の式において、電圧や電流、磁束成分は、二軸成分であるが、式の表現を簡略化するためにベクトルで表現している。実際には、次式のように、α−βの二軸成分を意味している。
【００１６】
【数３】

【００１７】
また、誘導機の定数は次の値を表している。
【００１８】
Ｒ₁：一次抵抗
Ｒ₂：二次抵抗
Ｌ₁：一次インダクタンス
Ｌ₂：二次インダクタンス
Ｍ：相互インダクタンス
前記の方程式の各係数をＴ−Ｉ形等価回路に置き換えるため、Ｔ形等価回路定数とＴ−Ｉ形等価回路定数との間の下記の変換式を前記の状態方程式に代入する。
【００１９】
【数４】

【００２０】
この関係式を誘導機の状態方程式の係数に代入すると、以下のようになる。
【００２１】
【数５】

【００２２】
次に、オブザーバのフィードバック項ｇ₁〜ｇ₄を誘導機定数で現すように変更すると、次式になる。
【００２３】
【数６】

【００２４】
したがって、これらの式をブロック図で表すと、図４のものを得ることができる。
【００２５】
さらに、二次磁束を励磁電流成分（λ₂／Ｍ）に変更するために、前記状態方程式（２−１）の２列目の要素をＭ倍し、２行目の要素を１／Ｍ倍すると、次式のようになる。
【００２６】
【数７】

【００２７】
また、オブザーバのフィードバック項ｇ₁〜ｇ₄は、次式になる。
【００２８】
【数８】

【００２９】
これら式で現せるオブザーバのうち、積分項の直前に１／Ｌσと１／Ｍ’の項をまとめると図５の簡略化ブロック図を得ることができる。
【００３０】
図６は、前記の７式及び８式に基づいた磁束オブザーバのブロック図である。この演算ブロックの離散化を行うため、同図を単純に近似すると図７のように、１サンプル時間だけ遅延させるｚ^-1演算子を用いると、積分項１／ｓは前回値に変化分を加算するブロック図に近似して表すことができる。
【００３１】
しかし、交流機は正弦波状の電圧や電流が流れるため、周波数が高くなると、時間に対する変化率が大きくなる。そのため、正確に正弦波を推定しようとすると、演算きざみを短くする必要があり、数十Ｈｚの周波数成分を１％以下の精度まで推定するためには数十μｓという短い演算周期を設定する必要がある。
【００３２】
この誤差の要因としては。離散化する際の誤差が影響しているものと考えられる。特に二次磁束が回転子と共に回転するという特殊な条件にあり、二次回路については単純な積分でなく、この回転成分をいかに正確に演算できるかが問題であるともいえる。
【００３３】
この問題に対して、一次回路は固定子座標上で演算するのに対し、二次側は回転座標系に変換してから積分演算することにより、電源周波数での回転成分が正確に演算できるため、離散化のきざみ時間を比較的に長く設定でき、また、推定誤差も小さくなる利点がある。
【００３４】
しかし、回転座標変換が複数箇所存在すると、演算量が多くなる。特に、回転座標変換を多く適用すると、ディジタル演算の桁数の制限によるビット落ちという演算誤差も発生してしまう。従って、回転座標演算は極力少ないほうが好ましい。
【００３５】
そこで、演算ブロックの離散化に際して、固定座標系に基づいた演算方式の一部分に回転座標の概念を取り入れることには変わりないが、二次側を電源と同期した回転座標に変換するのではなく、かわりに、回転子の速度進み分の回転座標変換を適用する。
【００３６】
これにより、回転座標変換が１回のみとなり、演算ブロックを離散化したディジタル演算に磁束推定の誤差を少なくした磁束オブザーバを実現することができる。
【００３７】
まず、図６の二次側の積分項にかかっているフィードバック項をＩ，Ｊ項に分離すると、図８に示すブロック図になる。さらに、１／τ₂＝Ｍ’／Ｒ₂’の関係より、Ｍ’成分をまとめてＲ₂’に変形すると図９のブロック図になる。
【００３８】
【数９】

ここで、図９のＡ部分の回路のみを抽出すると図１０の（ｂ）のようになり、同図の（ａ）のように、ある初期値があったとすると、その振幅成分は一定で、位相のみω_rで回転するベクトルを意味している。
【００３９】
従って、図１０の（ｂ）の回路であれば、離散時間ΔＴの間に回転することを表すには、図１１の（ｂ）のようにΔθだけ回転する回転座標変換を適用しても等価になる。ここで、回転位相角は次式で計算できる。
【００４０】
【数１０】
Δθ＝ωｒ×ΔＴ
しかし、図９のＡ部分にはそれ以外に入力項ｕ（ｔ）があるため、実際には図１２のようなブロック構成となっている。これを図１１の（ａ）の回転座標変換と組み合わせて表すためには、何らかの近似が必要となる。そこで、図１３のような近似が考えられる。
【００４１】
同図の（ａ）は回転座標変換をする前にｕ（ｔ）を加算した構成である。また、（ｂ）は、回転座標変換をした後でｕ（ｔ）を加算した構成である。また（ｃ）は、回転座標変換をの前と後でｕ（ｔ）にそれぞれαと（１一α）の重みを掛けて加算した構成である。ここで、重み係数αは、１〜０の範囲である。
【００４２】
なお、（ｃ）が一般形で表したもので、この構成でα＝０とすれば（ａ）と等価になるし、α＝１とすれば（ｂ）と等価になる。
【００４３】
図１３の３種類の方式は、どの方式についても離散化の際に誤差が入ってしまうが、単純に一次近似で離散化した場合より、回転を正確に近似している分だけ精度がよい。
【００４４】
この２次回路を、回転座標変換で前述の近似を行った積分項に置き換え，さらに、他の積分項も一次近似により離散化すると図１の構成を得ることができる。
【００４５】
なお、図９の部分Ｂに相当するω_rＪ・ｉ₂・ΔＴの項を近似するために、回転座標の前後のデータの差分を取る構成としている。また、図１の各記号は、以下の通りである。
【００４６】
Ｒ１：一次抵抗
Ｒ２：二次抵抗
Ｌσ：漏れインダクタンス
Ｍ’：相互インダクタンス
ΔＴ：磁束オブザーバ演算周期
ωｔｒｑ：定格角速度（＝ω）
ｋ：オブザーバゲイン
Ｖ１＿ｃｍｄ：電圧指令値（ベクトル）
Ｉ１＿ｄｅｔ：一次電流検出値（ベクトル）
Ｉ１＿ｅｓｔ：一次電流推定値（ベクトル）
Ｉ２＿ｅｓｔ：二次磁束推定値（ベクトル）
Ｗｒ＿ｅｓｔ：誘導機の角速度推定値
以上のようにして求められた同一次元磁束オブザーバは、回転座標変換を適用し、高速回転領域でも安定に磁束推定が可能となる。なお、二次磁束推定値Ｉ２＿ｅｓｔからは極座標変換部により二次磁束角度推定値θｒ＿ｅｓｔを求めることができる。
【００４７】
（速度推定機構の説明）
図１における速度推定機構は、ＰＩ（比例積分）制御形の速度適応機能を持たせることで、高速回転領域でも安定な速度推定ができるようにしたものである。
【００４８】
この速度推定機構の入力は磁束オブザーバから得る一次電流推定値Ｉ１＿ｅｓｔと一次電流検出値Ｉ１＿ｄｅｔとの差と二次磁束推定値Ｉ２＿ｅｓｔとの積で誤差トルクを求め、この誤差トルクに対して速度推定比例ゲインＫｐと速度推定積分ゲインＫｉによるＰＩ演算結果として角速度推定値Ｗｒ＿ｅｓｔを求める。なお、誤差トルクは、図１で示されるα，β軸のパラメータで表現すると、以下の式になる。
【００４９】

α軸電流推定誤差：Ｉ１＿ｄｅｔ（α軸）−Ｉ１＿ｅｓｔ（α軸）
β軸二次磁束推定値：Ｉ２＿ｅｓｔ（β軸）
β軸電流推定誤差：Ｉ１＿ｄｅｔ（β軸）−Ｉ１＿ｅｓｔ（β軸）
α軸二次磁束推定値：Ｉ２＿ｅｓｔ（α軸）
（第１の実施形態）
図２は、本発明の実施形態を示すブロック図であり、間接型速度センサレスベクトル制御装置を実現するものであり、磁束オブザーバ１及び速度推定機構２は、図１のブロック図に構成されるディジタル演算回路又はソフトウェア構成にされる。
【００５０】
間接型ベクトル制御装置は、速度制御アンプ３から得られるトルク指令Ｔｒｑから誘導機の回路定数を用いてすべり演算部４にすべり周波数ωｓｌｉｐを求め、これに誘導機回転数（磁束オブザーバ１による速度推定値ωｒ＿ｅｓｔ）を加算することにより電源角周波数ω１を求め、さらに積分器５により積分演算することにより二次磁束推定角度θ１を求め、この二次磁束推定角度θ１を基準（ｄ軸）として回転座標を固定座標に変換し、誘導機６の一次電圧制御を行う。
【００５１】
ベクトル制御のための磁束指令λｄは、磁束演算部７により速度（推定速度）に応じた値として求める。この磁束指令λｄと速度制御アンプ３からのトルク指令Ｔｒｑは、係数演算部８、９による係数演算でｄ，ｑ軸（α，β座標上で二次磁束がｄ軸になるよう回転させて得られる座標）の電流指令Ｉｄ，Ｉｑとして求め、電流制御アンプ１０においてそれぞれの電流検出値ｉｄ，ｉｑとの偏差をＰＩ（比例積分）演算し、電圧指令ｖｄ，ｖｑとして求める。
【００５２】
座標変換部１１は、電圧指令ｖｄ，ｖｑから３相の電圧信号に変換し、これを電力変換器としてのインバータ１２により電力増幅して誘導機６の一次電圧として供給する。電流検出値ｉｄ，ｉｑは、誘導機６の３相の一次電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ（又は２相の検出値）から座標変換部１３によりｄ，ｑ軸の回転座標系の電流に変換することで求められる。これら座標変換部１１、１３の変換には、二次磁束推定角度θ１が用いられる。
【００５３】
３相／２相変換部１４は、誘導機の一次電流検出値からα，β軸（Ｕ相をα軸として３相２相変換した座標）の固定座標系の検出電流ｉａ，ｉｂとして求め、磁束オブザーバ１に検出電流Ｉ１＿ｄｅｔとして与える。また、座標変換部１５は、電圧指令ｖｄ，ｖｑをα，β軸の電圧に変換し、磁束オブザーバ１に電圧指令Ｖ１＿ｃｍｄとして与える。
【００５４】
以上の構成になる間接型速度センサレスベクトル制御装置によれば、回転座標変換になる磁束オブザーバ１とＰＩ制御形速度推定機構２により速度センサレス構成にしながら高速回転領域でも安定したベクトル制御ができる。
【００５５】
（第２の実施形態）
図３は、本発明の実施形態を示すブロック図であり、直接型速度センサレスベクトル制御装置を実現するものであり、磁束オブザーバ１及び速度推定機構２は、図１のブロック図に構成されるディジタル演算回路又はソフトウェア構成にされる。
【００５６】
図３が図２と異なる部分は、磁束オブザーバ１が図１の極座標変換部をもつものとし、速度推定値ωｒ＿ｅｓｔに代えて、二次磁束角度推定値θｒ＿ｅｓｔを基準位相推定値θ１＿ｅｓｔとして使用し、図２のすべり演算部４を省略する。この直接型に適用した本実施形態では、すべり演算誤差をなくし、トルク制御精度を向上させることができる。
【００５７】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明によれば、誘導機の状態を現す連続系の演算式を離散化系に変換し、誘導機の角速度を使って二次側を回転子の速度進み分の回転座標に変換することで一次電流推定値と二次磁束推定値及び二次磁束角度推定値を求める同一次元磁束オブザーバと、このオブザーバに得られる一次電流及び二次磁束の推定値から得る誤差トルクからＰＩ制御形の速度推定機構により誘導機の角速度推定値を得、これらオブザーバと速度推定機構を使って間接型又は直接型の速度センサレスベクトル制御装置とするため、高速回転領域でも安定に磁束推定ができると共に安定な速度推定ができ、高速回転領域でも安定したベクトル制御ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態における磁束オブザーバと速度推定機構のブロック図。
【図２】本発明の実施形態を示す間接型ベクトル制御装置。
【図３】本発明の実施形態を示す直接型ベクトル制御装置。
【図４】Ｔ−１形等価回路を使用した同一次元磁束オブザーバ。
【図５】二次変数を励磁電流成分（λ₂／Ｍ）に変更した同一次元磁束オブザーバ。
【図６】Ｔ−１形等価回路を用いた磁束オブザーバのブロック図。
【図７】磁束オブザーバの離散化したブロック図。
【図８】磁束オブザーバの変形過程（１）。
【図９】磁束オブザーバの変形過程（２）。
【図１０】連続系の回転ベクトルとブロック図。
【図１１】回転座標による回転ベクトルとブロック図。
【図１２】入力を考慮したブロック図。
【図１３】入力を考慮した回転座標によるブロック図。
【符号の説明】
１…磁束オブザーバ
２…速度推定機構
４…すべり演算部
６…誘導機
７…磁束演算部
１１、１３、１５…座標変換部
１４…３相／２相変換部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a vector control apparatus for an induction motor, and more particularly to an indirect or direct speed sensorless vector control apparatus that performs variable speed control of an induction motor without using a speed detector.
[0002]
[Prior art]
For variable speed control of the induction motor, a vector control system using speed feedback by a speed detector is employed. However, a speed sensorless vector control system that performs vector control based on speed estimation instead of the speed detector has attracted attention because of limitations on the use environment, maintainability of the speed detector, cost problems, and the like.
[0003]
There are several methods in the speed sensorless vector control method, and one of them is a method in which a magnetic flux observer using an induction motor model and observer feedback is applied. The magnetic flux observer estimates the primary current and the secondary magnetic flux value from the voltage command value and the current detection value, and performs vector control by estimating the motor speed from these estimated values.
[0004]
On the other hand, vector control methods include an indirect type that calculates the output frequency using the slip frequency and a direct type that obtains the output frequency directly from the secondary magnetic flux. Conventionally, it is difficult to obtain secondary magnetic flux information. As a result, the indirect vector control method was mainstream. However, the application of a magnetic flux observer that estimates the secondary magnetic flux has enabled direct vector control. In particular, the direct type is superior to the indirect type from the viewpoint of torque accuracy, and the realization of a direct type vector control method is desired in the field where torque accuracy is a problem.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
When the magnetic flux observer is realized by digital control using a processor, the motor model expressed by a continuous system is approximated by a discrete system. When approximation to the discrete system is performed by first-order approximation using the Euler method, errors due to discretization occur in the high-speed rotation region of the motor, and vector control becomes unstable or uncontrollable.
[0006]
In addition, although a method of performing approximation to a discrete system at a higher order has been proposed, since the parameters become complicated and the calculation time becomes long, there is a problem in relation to other controls.
[0007]
An object of the present invention is to provide a vector control device that performs speed sensorless vector control using a one-dimensional magnetic flux observer that approximates an electric motor model in a discrete system, and can perform stable control even in a high-speed rotation region.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
The present invention provides a PI control type speed estimation from a one-dimensional magnetic flux observer capable of stably estimating a magnetic flux even in a high-speed rotation region, an estimated value of a primary current and a secondary magnetic flux obtained from the observer, and an error torque obtained from a detected primary current. An estimated angular velocity value of the induction machine is obtained by a mechanism, and an indirect type or a direct type velocity sensorless vector control device is configured by using these observers and the velocity estimation mechanism, and has the following configuration.
[0009]
The primary current and secondary magnetic flux of the induction motor are estimated from the voltage command value of the induction motor, the detected current value, and the angular velocity by the magnetic flux observer, and the speed estimation mechanism estimates the motor speed from this estimated value. In a speed sensorless vector control device that performs indirect or direct vector control,
The magnetic flux observer converts the continuous operation formula representing the state of the induction machine into a discretization system, and converts the secondary side into the rotation coordinates corresponding to the speed advance of the rotor using the angular velocity of the induction machine. Find the current estimate, secondary flux estimate, and secondary flux angle estimate,
The speed estimation mechanism obtains an error torque by a product of a difference between a primary current estimation value obtained from the magnetic flux observer and a primary current detection value and a secondary magnetic flux estimation value, and PI control calculation is performed on the error torque to calculate the angular velocity. An estimated value is obtained.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram of a magnetic flux observer and a speed estimation mechanism in an embodiment of the present invention. In this figure, the magnetic flux observer is configured as a one-dimensional observer that approximates the arithmetic expression of the motor model expressed in a continuous system with a discrete system that calculates every sample period, and the secondary circuit part is converted into a rotating coordinate system. It is. This magnetic flux observer has already been proposed by the applicant of the present application, and an outline thereof will be described below.
[0011]
(Description of magnetic flux observer)
The equation of state on the stator coordinates of the induction machine is expressed by the following equation. Note that i _{1 as} a vector is a primary current of the induction machine, v ₁ is a primary voltage, and λ ₂ is a secondary magnetic flux.
[0012]
[Expression 1]

[0013]
Here, each coefficient etc. are as follows.
[0014]
[Expression 2]

[0015]
In the above equation, the voltage, current, and magnetic flux components are biaxial components, but are expressed as vectors in order to simplify the expression. Actually, it means an α-β biaxial component as shown in the following equation.
[0016]
[Equation 3]

[0017]
Moreover, the constant of the induction machine represents the following value.
[0018]
R ₁ : Primary resistance R ₂ : Secondary resistance L ₁ : Primary inductance L ₂ : Secondary inductance M: Mutual inductance In order to replace each coefficient of the above equation with a TI type equivalent circuit, T type equivalent circuit constant and T Substituting the following conversion formula between the -I type equivalent circuit constants into the state equation.
[0019]
[Expression 4]

[0020]
Substituting this relational expression into the coefficient of the state equation of the induction machine results in the following.
[0021]
[Equation 5]

[0022]
Next, when the observer feedback terms g _{1 to} g ₄ are changed to be expressed by induction machine constants, the following equation is obtained.
[0023]
[Formula 6]

[0024]
Therefore, when these equations are represented by a block diagram, the one shown in FIG. 4 can be obtained.
[0025]
Further, in order to change the secondary magnetic flux to the excitation current component (λ ₂ / M), the element in the second column of the state equation (2-1) is multiplied by M, and the element in the second row is multiplied by 1 / M. Then, the following equation is obtained.
[0026]
[Expression 7]

[0027]
Further, the observer feedback terms g _{1 to} g ₄ are as follows.
[0028]
[Equation 8]

[0029]
Of the observers that can be expressed by these equations, the simplified block diagram of FIG. 5 can be obtained by putting together the terms 1 / Lσ and 1 / M ′ immediately before the integral term.
[0030]
FIG. 6 is a block diagram of a magnetic flux observer based on the above equations 7 and 8. In order to discretize the operation block, if the z ⁻¹ operator that is delayed by one sample time is used as shown in FIG. 7 when the figure is simply approximated, the integral term 1 / s is changed to the previous value. It can be approximated to a block diagram to be added.
[0031]
However, since a sine wave voltage or current flows in the AC machine, the rate of change with time increases as the frequency increases. Therefore, in order to accurately estimate the sine wave, it is necessary to shorten the calculation step, and in order to estimate the frequency component of several tens Hz to an accuracy of 1% or less, it is necessary to set a short calculation cycle of several tens μs. There is.
[0032]
As a factor of this error. It is thought that the error at the time of discretization has influenced. In particular, there is a special condition that the secondary magnetic flux rotates with the rotor, and it can be said that the secondary circuit is not a simple integration, but how accurately this rotational component can be calculated.
[0033]
To solve this problem, the primary circuit operates on the stator coordinates, while the secondary side can accurately calculate the rotational component at the power supply frequency by converting to the rotating coordinate system and then integrating. The discretization step time can be set relatively long, and the estimation error can be reduced.
[0034]
However, if there are a plurality of rotational coordinate transformations, the amount of calculation increases. In particular, when a large number of rotational coordinate transformations are applied, an arithmetic error such as bit dropping due to the limitation of the number of digits in digital arithmetic also occurs. Therefore, it is preferable that the rotational coordinate calculation is as small as possible.
[0035]
Therefore, when computing blocks are discretized, the concept of rotational coordinates is still incorporated into a part of the arithmetic system based on the fixed coordinate system, but the secondary side is not converted into rotational coordinates synchronized with the power supply. Instead, the rotation coordinate conversion for the speed advance of the rotor is applied.
[0036]
This makes it possible to realize a magnetic flux observer in which the rotational coordinate conversion is performed only once, and the error of magnetic flux estimation is reduced in the digital computation obtained by discretizing the computation block.
[0037]
First, when the feedback term applied to the integral term on the secondary side in FIG. 6 is separated into I and J terms, the block diagram shown in FIG. 8 is obtained. Furthermore, if the M ′ components are collectively transformed into R ₂ ′ from the relationship 1 / τ ₂ = M ′ / R ₂ ′, the block diagram of FIG. 9 is obtained.
[0038]
[Equation 9]

Here, if only the circuit of the portion A of FIG. 9 is extracted, it becomes as shown in FIG. 10B, and if there is a certain initial value as shown in FIG. 10A, the amplitude component is constant, It means a vector that rotates only at phase ω _r .
[0039]
Therefore, in the case of the circuit of FIG. 10 (b), in order to indicate that it rotates during the discrete time ΔT, it is equivalent even if a rotational coordinate transformation that rotates by Δθ as shown in FIG. 11 (b) is applied. become. Here, the rotational phase angle can be calculated by the following equation.
[0040]
[Expression 10]
Δθ = ωr × ΔT
However, since there is an input term u (t) in the A part of FIG. 9 in addition to this, the block configuration is actually as shown in FIG. In order to express this in combination with the rotation coordinate transformation of FIG. 11A, some approximation is required. Therefore, approximation as shown in FIG. 13 can be considered.
[0041]
(A) of the figure shows a configuration in which u (t) is added before the rotational coordinate conversion. Further, (b) is a configuration in which u (t) is added after rotational coordinate conversion. (C) is a configuration in which u (t) is multiplied by a weight of α and (1α) respectively before and after the rotation coordinate transformation. Here, the weighting coefficient α is in the range of 1 to 0.
[0042]
Note that (c) is expressed in a general form. In this configuration, if α = 0, it is equivalent to (a), and if α = 1, it is equivalent to (b).
[0043]
The three types of schemes shown in FIG. 13 have an error in discretization in any of the schemes, but the accuracy is better by the amount that approximates the rotation more accurately than the case where the discretization is simply performed by linear approximation.
[0044]
If this secondary circuit is replaced with an integral term that has been approximated by rotational coordinate transformation, and the other integral terms are discretized by the primary approximation, the configuration shown in FIG. 1 can be obtained.
[0045]
In addition, in order to approximate the term of ω _r J · i ₂ · ΔT corresponding to the portion B in FIG. 9, the difference between the data before and after the rotational coordinates is taken. Moreover, each symbol of FIG. 1 is as follows.
[0046]
R1: Primary resistance R2: Secondary resistance Lσ: Leakage inductance M ′: Mutual inductance ΔT: Magnetic flux observer calculation cycle ωtrq: Rated angular velocity (= ω)
k: Observer gain V1_cmd: Voltage command value (vector)
I1_det: primary current detection value (vector)
I1_est: Estimated primary current value (vector)
I2_est: Secondary magnetic flux estimated value (vector)
Wr_est: The same-dimensional magnetic flux observer obtained as described above for the estimated angular velocity of the induction machine applies rotational coordinate transformation, and enables stable magnetic flux estimation even in a high-speed rotation region. Note that the secondary magnetic flux angle estimated value θr_est can be obtained from the secondary magnetic flux estimated value I2_est by the polar coordinate converter.
[0047]
(Explanation of speed estimation mechanism)
The speed estimation mechanism in FIG. 1 has a PI (proportional integral) control type speed adaptation function so that stable speed estimation can be performed even in a high-speed rotation region.
[0048]
The input of this speed estimation mechanism obtains an error torque by the product of the difference between the primary current estimated value I1_est obtained from the magnetic flux observer and the primary current detected value I1_det and the secondary magnetic flux estimated value I2_est, and the speed estimation proportional to this error torque. An angular velocity estimation value Wr_est is obtained as a PI calculation result by the gain Kp and the velocity estimation integral gain Ki. The error torque is expressed by the following equation when expressed by the parameters of the α and β axes shown in FIG.
[0049]

α-axis current estimation error: I1_det (α-axis) −I1_est (α-axis)
Estimated β-axis secondary magnetic flux: I2_est (β-axis)
β-axis current estimation error: I1_det (β-axis) −I1_est (β-axis)
α-axis secondary magnetic flux estimated value: I2_est (α-axis)
(First embodiment)
FIG. 2 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, which realizes an indirect type speed sensorless vector control device. A magnetic flux observer 1 and a speed estimation mechanism 2 are digitally configured as shown in the block diagram of FIG. Arithmetic circuit or software configuration.
[0050]
The indirect type vector control device obtains the slip frequency ωslip from the torque command Trq obtained from the speed control amplifier 3 using the circuit constants of the induction machine to the slip calculation unit 4, and determines the induction machine speed (speed estimation by the magnetic flux observer 1). Value ωr_est) is added to determine the power supply angular frequency ω1, and the integrator 5 calculates the secondary magnetic flux estimated angle θ1 by integration, and the secondary magnetic flux estimated angle θ1 is used as a reference (d-axis) as rotational coordinates. Is converted into fixed coordinates, and primary voltage control of the induction machine 6 is performed.
[0051]
The magnetic flux command λd for vector control is obtained as a value corresponding to the speed (estimated speed) by the magnetic flux calculator 7. The magnetic flux command λd and the torque command Trq from the speed control amplifier 3 are obtained by rotating the d and q axes (secondary magnetic flux on the α and β coordinates so that the secondary magnetic flux becomes the d axis) by the coefficient calculation by the

coefficient calculation units

8 and 9. Current command Id, Iq, and the current control amplifier 10 calculates PI (proportional integration) deviations from the detected current values id, iq to obtain voltage commands vd, vq.
[0052]
The coordinate converter 11 converts the voltage commands vd and vq into a three-phase voltage signal, amplifies the power by an inverter 12 as a power converter, and supplies it as a primary voltage of the induction machine 6. The current detection values id and iq are converted from the three-phase primary current detection values iu, iv and iw (or the two-phase detection values) of the induction machine 6 into currents in the rotating coordinate system of the d and q axes by the coordinate conversion unit 13. Is required. The secondary magnetic flux estimation angle θ1 is used for the conversion of the coordinate

conversion units

11 and 13.
[0053]
The three-phase / two-phase conversion unit 14 obtains the detected currents ia and ib in the fixed coordinate system of the α and β axes (coordinates obtained by three-phase and two-phase conversion using the U phase as the α axis) from the primary current detection value of the induction machine, The detected current I1_det is given to the magnetic flux observer 1. The coordinate conversion unit 15 converts the voltage commands vd and vq into α and β-axis voltages, and gives them to the magnetic flux observer 1 as a voltage command V1_cmd.
[0054]
According to the indirect type speed sensorless vector control device configured as described above, stable vector control can be performed even in a high speed rotation region while the speed sensorless configuration is achieved by the magnetic flux observer 1 and the PI control type speed estimation mechanism 2 which are rotational coordinate conversion.
[0055]
(Second Embodiment)
FIG. 3 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, which realizes a direct speed sensorless vector control device. A magnetic flux observer 1 and a speed estimation mechanism 2 are digitally configured as shown in the block diagram of FIG. Arithmetic circuit or software configuration.
[0056]
3 is different from FIG. 2 in that the magnetic flux observer 1 has the polar coordinate conversion unit of FIG. The slip calculation unit 4 in FIG. 2 is omitted. In this embodiment applied to this direct type, slip calculation error can be eliminated and torque control accuracy can be improved.
[0057]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a continuous arithmetic expression representing the state of the induction machine is converted into a discretization system, and the secondary side is converted into a rotation coordinate corresponding to the speed advance of the rotor using the angular velocity of the induction machine. PI control from the same-dimensional magnetic flux observer that obtains the primary current estimated value, secondary magnetic flux estimated value, and secondary magnetic flux angle estimated value by conversion, and the error torque obtained from the primary current and secondary magnetic flux estimated values obtained from this observer An angular velocity estimation value of the induction machine is obtained by the shape speed estimation mechanism, and since it is an indirect or direct type speed sensorless vector controller using these observers and the speed estimation mechanism, it is possible to stably estimate the magnetic flux even in a high-speed rotation region. Stable speed estimation can be performed, and stable vector control can be performed even in a high-speed rotation region.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a magnetic flux observer and a speed estimation mechanism in an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an indirect vector control apparatus showing an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a direct vector control apparatus showing an embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a one-dimensional magnetic flux observer using a T-1 type equivalent circuit.
FIG. 5 is a same-dimensional magnetic flux observer in which a secondary variable is changed to an excitation current component (λ ₂ / M).
FIG. 6 is a block diagram of a magnetic flux observer using a T-1 type equivalent circuit.
FIG. 7 is a discretized block diagram of a magnetic flux observer.
FIG. 8 shows a deformation process (1) of a magnetic flux observer.
FIG. 9 shows a deformation process (2) of the magnetic flux observer.
FIG. 10 is a rotation vector and block diagram of a continuous system.
FIG. 11 is a rotation vector and block diagram based on rotation coordinates.
FIG. 12 is a block diagram in consideration of input.
FIG. 13 is a block diagram based on rotational coordinates in consideration of input.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Magnetic flux observer 2 ... Speed estimation mechanism 4 ... Slip calculating part 6 ... Induction machine 7 ... Magnetic

flux calculating part

11, 13, 15 ... Coordinate converting part 14 ... Three phase / 2 phase converting part

Claims

The primary current and secondary magnetic flux of the induction motor are estimated from the voltage command value of the induction motor, the detected current value, and the angular velocity by the magnetic flux observer, and the speed estimation mechanism estimates the motor speed from this estimated value. In a speed sensorless vector control device that performs indirect or direct vector control,
The magnetic flux observer converts a continuous arithmetic expression representing the state of the induction machine into a discretization system, and converts the secondary side into rotational coordinates corresponding to the speed advance of the rotor using the angular velocity of the induction machine. Obtain the current estimate, secondary flux estimate, and secondary flux angle estimate,
The speed estimating mechanism obtains an error torque by a product of a difference between a primary current estimated value obtained from the magnetic flux observer and a primary current detected value and a secondary magnetic flux estimated value, and PI control calculation is performed on the error torque to calculate the angular velocity. A speed sensorless vector control apparatus characterized by obtaining an estimated value.