JP3700019B2

JP3700019B2 - Electric vehicle control device

Info

Publication number: JP3700019B2
Application number: JP2002241765A
Authority: JP
Inventors: 高司安田; 清仲田; 優人鈴木; 睦弘照沼
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1993-12-17
Filing date: 2002-08-22
Publication date: 2005-09-28
Anticipated expiration: 2020-09-28
Also published as: JP2003125597A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気車の制御装置、特に、電気車を駆動する電動機に交流出力を供給するＰＷＭ（パルス幅変調）インバータの制御技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電気車研究会刊「電気車の科学」１９９３年４月号記事，「最近のインバータ制御技術を評価する」の１４ページ，図−１において、インバータの変調方式の例が述べられている。
電気鉄道用車輌のインバータでは、図２に示すように、出力電圧基本波周波数が低いときは出力電圧の大きさと基本波周波数の比を一定に保つ制御を行い（この制御を行う領域を可変電圧可変周波数領域と呼ぶことにする）、出力電圧基本波周波数が上昇して出力電圧の大きさが最大になると、その最大値電圧を保ちつつ周波数制御を行う（この制御を行う領域を定電圧可変周波数領域と呼ぶことにする）。可変電圧可変周波数領域ではパルス幅変調制御により出力電圧を調整するため、出力電圧の半周期を複数の電圧パルスで構成する多パルスモードを用いる。一方、定電圧可変周波数領域では、電圧利用率を最大限まで高め、装置を小型化するため、出力電圧の半周期を単一のパルスで構成する１パルスモードを用いる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
スイッチング素子としてＧＴＯサイリスタを用いた従来のインバータ（以下、ＧＴＯインバータと呼ぶ）では、図３に示すように、出力電圧基本波周波数の上昇に伴い、その一周期に含まれるパルス数を切換えて徐々に減少させるパルス数切換え方式の多パルスモードを用いていた。これはＧＴＯサイリスタのスイッチング周波数の上限が数百Ｈｚであるためである。この方式ではパルス数切換えの際にスイッチング周波数が不連続となるため、パルス数切換えに伴い、磁気騒音の音色変化が発生し、耳障りであるという問題があった。
また、ＧＴＯインバータにおいては、出力電圧の半周期に三個の電圧パルスを含む３パルスモードと１パルスモードの出力電圧の間には、ＧＴＯサイリスタの最小オフ時間の制限に依存した１０％程度の跳躍が存在し、３パルスモードと１パルスモードの切換え時に電動機の発生トルクに変動が生ずる問題があった。
【０００４】
本発明の課題は、多パルスモードと１パルスモードの組合せにより出力電圧の大きさを零から最大電圧まで制御する２レベルインバータの交流出力を用いて電気車を駆動する電動機を制御するに際し、２レベルインバータのスイッチング周波数の大幅な不連続をなくして耳障りな磁気騒音の音色変化をなくすると共に、多パルスモードと１パルスモードの出力電圧のギャップを小さくし、出力電圧の全域をほぼ連続に制御することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、電気車を低速域から高速域まで運転するとき、複数の制御モードとしてのパルス幅変調制御モードと、非同期過変調制御モードと、同期１パルス制御モードとを、この順に順次移行させる手段を有し、パレス幅変調制御モードは、出力電圧基本波の周期とは非同期で当該出力電圧基本波の半周期に一定の周期で複数の電圧パルスを出力させ、当該モードにおける電力変換器のスイッチング素子のスイッチング周波数は予め定めた一定の周波数とし、１パルス制御モードは、出力電圧基本波の周期と同期して当該出力電圧基本波の半周期に単一の電圧パルスを出力させ、当該モードにおける電力変換器のスイッチング素子のスイッチング周波数は出力電圧基本波の周波数となるようにし、パレス幅変調制御モードと１パルス制御モードとの間に介在する非同期過変調制御モードは、出力電圧の半周期の波形として、該出力電圧の基本波の零クロス近傍のパルス間隔が均一となる等間隔パルスと該出力電圧の基本波のピークを中心とする広幅パルスを有し、１パルス制御モードの開始まで広幅パルスの幅を徐々に広げるようにする。
【０００６】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態を図１から図１７を用いて説明する。
本発明のインバータのＰＷＭモードの構成は図４のようになる。低出力電圧域ではバイポーラモード（パルス幅変調制御モード），高出力電圧領域では過変調モード（過変調制御モード），最大出力電圧域では１パルスモード（１パルス制御モード）で動作する。ここで、多パルスモードは、バイポーラモードと過変調モードを有する。
図１は、本発明の一実施形態を示す構成図であり、電気車駆動用誘導電動機の制御用変換器として電圧型２レベルインバータを用いた例である。同図において、６は誘導電動機、５はそれを駆動する２レベル三相ＰＷＭインバータ、９はインバータの電源となる直流架線、７，８はインバータ直流入力側のフィルタリアクトル及びコンデンサである。
図１の多パルス発生手段２，１パルス発生手段３，ＰＷＭモード選択手段４は、インバータの出力電圧指令Ｅ*と、その周波数指令Ｆｉ*を積分器１で積分することにより求めた各相の出力電圧基本波の位相θｘ（添字ｘは相を表す添字を総称するものとする。即ち、ｕ，ｖ，ｗのいずれかの相を表す。）に基づきインバータの制御信号を発生する。インバータの制御信号のうち、Ｓ１ｘ，Ｓ２ｘ，Ｓｘをスイッチング関数と呼び、インバータの正側アームがオンのとき１，負側アームがオンのとき０と定義する。
【０００７】
まず、インバータの制御信号の発生方法について述べる。図１の多パルス発生手段２の一例（一相分）を図５に示す。ここではバイポーラモードと過変調モードのスイッチング関数を同一の手段で発生している。出力電圧指令→変調率変換手段２１では出力電圧指令Ｅ*から変調率Ａ、つまり変調波の振幅を求める。搬送波振幅を１とすると、バイポーラモードでは０≦Ａ≦１、過変調モードではＡ＞１である。出力電圧基本波の大きさを電圧指令に一致させるため、Ｅ*とＡをバイポーラモードでは（数１）、過変調モードでは（数２）で対応させる。
【数１】

【数２】

関数ｙ＝sin(ｘ)２２では出力電圧基本波の位相（変調波の位相と等価）θｘのｓｉｎを求める。これに変調率Ａを乗じたものが変調波ａｘである。変調波ａｘと搬送波周波数（バイポーラモードのスイッチング周波数と等価）Ｆｃをスイッチング関数演算手段２４に与え、スイッチング関数Ｓ１ｘを求める。スイッチング関数演算手段２４では、振幅１，周波数Ｆｃの三角波である搬送波を発生し、それと変調波の値を比較してスイッチング関数を発生する。また、三角波を用いずに変調波ａｘとパルス間隔から演算によりスイッチング関数を求めてもよい。
【０００８】
三角波比較により求めたバイポーラモードと過変調モードによるスイッチング関数の波形の一例を図６，図７にそれぞれ示す。
本発明のインバータ装置においては、ＩＧＢＴ，大容量パワートランジスタ等の数ｋＨｚのスイッチングが可能なデバイスをスイッチング素子として用い（ここでは総称して以下、ＩＧＢＴインバータと呼ぶ）、多パルスモードにおいては変調波と搬送波を非同期とする。
図６に示すバイポーラモードおいては、０≦Ａ≦１であるため、搬送波２４２とスイッチング関数２４３が対応し、また、搬送波２４２と変調波２４１とが同期していない。さらに、図７に示す過変調モードではＡ＞１であるため、Ａが１を越える部分では広幅パルスのスイッチング関数２４６が得られ、その他の部分では搬送波２４５と変調波２４４との比較に従ったスイッチング関数２４６が得られる。また、この過変調モードにおいても搬送波２４５と変調波２４４とは非同期で発生している。前記したように、図においては理解のため搬送波と変調波との比較によりスイッチング関数を得る方式を示したが、変調波ａｘとパルス間隔から演算によりスイッチング関数を求めることもできる。
【０００９】
これにより、スイッチング周波数はバイポーラモードでは一定となり、また、過変調モードでは次に述べる１パルスモードでのスイッチング周波数に徐々に近づけることができる。この多パルスモードでは、変調波と搬送波が非同期であるため、搬送波周波数は変調波周波数に比べ充分高くする必要があり、経験的には１０倍程度より高いことが望ましい。
【００１０】
図１の１パルス発生手段により発生するスイッチング関数の波形の例を図８に示す。出力電圧の基本波３１（振幅はいくらでもよい）の符号が正のときはスイッチング関数Ｓ２ｘの値は１、符号が負のときはＳ２ｘの値は０とする。
【００１１】
次に、高出力電圧域の制御のために、多パルスモードと１パルスモードを組合わせることについて説明する。過変調方式について書かれた文献として、平成３年電気学会産業応用部門全国大会講演論文集Ｎo.１０６「電圧型３相ＰＷＭインバータの過変調制御方式」がある。これによると、過変調モードの変調率を極めて大きくしたものが６ステップインバータの動作、即ち１パルスモードの動作であると述べられている。しかしながら、１パルスモードを過変調モードの延長という形で実現（変調率を極めて大きくすることにより１パルスモードを実現）すると、以下のような不都合が生ずる。
第一に、過変調モードと１パルスモードが切換わる点がスイッチング周波数に依存し、任意に設定することができなくなる。第二に、過変調モードの変調波と搬送波が非同期である場合（以下、非同期ＰＷＭと呼ぶ）には、素子のターンオン，ターンオフ時間の影響により過変調モードと１パルスモードの境界付近で変調波零クロス近傍のパルスが出たり出なかったりする。結果として出力電圧の正負間にアンバランスが生じ、インバータの負荷電流に低周波の脈動が重畳されるビート現象が発生する。第三に、過変調モードは、図７に示すように、出力電圧波形（後述するスイッチング関数の波形と等価）は変調波(出力電圧基本波と等価)零クロス近傍のパルス間隔が均一となる、つまりパルス発生周期が均一である部分（等間隔パルス）と、変調波ピークを中心とする広幅パルスの部分に分けられ、過変調モードの等間隔パルスの部分において過変調モードと１パルスモードの切換えが起こり得る。この場合、インバータの負荷電流が乱れ、過電流によるスイッチング素子の破壊や電動機の発生トルクの著しい変動が発生することがある。
【００１２】
これらの問題を解決するには、過変調モードと１パルスモードを切換える電圧（以下、移行電圧と呼ぶ）と、出力電圧基本波のどの位相で切換えるか（以下、移行位相と呼ぶ）を管理する。
まず、移行電圧の管理について説明する。移行電圧を設定し、それを境界に過変調モードと１パルスモードを切換える場合、移行電圧の設定値はできるだけ１パルスモードの出力電圧、即ち１００％に近い値であることが望ましい。過変調モードの出力電圧の最大値との差が小さいほど、切換時の電動機の発生トルクの変動が小さくなるからである。
しかしながら、非同期ＰＷＭでは、出力電圧の基本波一周期に含まれる個々の電圧パルスの幅は各周期毎に異なるものとなり、過変調モードで出力電圧が１００％に近づくにつれて出力電圧基本波の零クロス近傍のパルス数が減少すると、この影響が顕在化して出力電圧の正負間にアンバランスが生じ、インバータの負荷電流にビート現象が発生する。この様子の一例を図９に示す。
【００１３】
図１０は、出力電圧基本波零クロス近傍の平均パルス数と、ビート現象による電流脈動の関係の一例である。図７に示すように、変調波の絶対値が１.０以下の部分が等間隔パルスに相当するので、平均パルス数は（数３）に示す式で与えられる。また、電流脈動率は（数４）で定義した。
【数３】

【数４】

図１０より、出力電圧基本波零クロス近傍に少なくとも一個のパルスを確保しなければ、ビート現象によるインバータの負荷電流の低周波脈動が極めて大きくなる。
そこで、移行電圧の設定値は、少なくとも一個以上の電圧パルスを出力電圧基本波零クロス近傍に確保するような値とする。この値は出力電圧基本波周波数Ｆi*と多パルスモードの搬送波周波数Ｆｃに依存するので、これらの値から演算により求める手段を設けてもよいし、また、出力電圧基本波周波数Ｆｉ*の上限から予め計算により求めて設定するのでもよい。
【００１４】
続いて、移行位相の管理について説明する。過変調モードと１パルスモードを切換える際の出力電圧基本波の位相によって、切換え直後のインバータの負荷電流や電動機の発生トルクの過渡的な変動の様子が異なる。電流変動の一例を図１１に示す。同図（ａ）は、図１２に示すように、Ｕ相の出力電圧基本波の位相で０゜で三相一括して切換えた場合で、切換直後に電流に過渡的な変動が見られる。これに対し、同図(ｂ)は、図１３に示すように、Ｕ相の出力電圧基本波の位相で９０゜で三相一括して切換えた場合であり、電流の過渡的な変動は殆どない。
【００１５】
図１４は、過変調モードから１パルスモードへ三相一括して切換える際の出力電圧基本波の位相（Ｕ相基準）と過渡的な電流の変動の関係の例である。ここで、電流変動率は（数５）で定義する。
【数５】

図１４では、出力電圧基本波の位相で６０゜毎に電流変動率が大きくなっている。これは三相のうちいずれかが過変調モードにおいて等間隔パルスのときに過変調モードと１パルスモードが切換わる場合であり、このときは両モードの混在による一時的な三相の出力電圧の不平衡が大きくなるために過渡的な電流の変動も大きくなる。従って、図１５に示すように、全ての相が過変調モードにおいて広幅パルスとなる部分に移行位相を設定することで、過渡的な電流やトルクの変動を抑制できる。
【００１６】
ここで、三相一括して過変調モードと１パルスモードを切換えるには、三相全てが過変調モードの出力電圧が広幅パルスになる区間ができなければならない。このためには、三相のうち二相の変調波の交点（Ｕ相変調波の位相を基準にして、３０゜，９０゜，１５０゜，２１０゜，２７０゜，３３０゜）において、変調波の絶対値が１.０より大きくなければならない。３０゜の場合で考えるとして、ａｕ＝Ａsin３０゜＞１.０よりＡ＞２、過変調モードでは変調率Ａと出力電圧Ｅ*の対応は（数２）で与えられるので、Ｅ*＞９５.６％でなければならない。従って、三相一括で過変調モードと１パルスモードを切換えるためには移行電圧は９５.６％より大きく、かつ、過変調で出力電圧基本波零クロス近傍に少なくとも一個の電圧パルスを確保する値となる。
【００１７】
図１６は、上記移行電圧，移行位相の管理を実現するＰＷＭモード選択手段４の構成例である。モード選択指令発生手段４２では、移行電圧手段４１に設定した移行電圧Ｅｃと電圧指令Ｅ*を比較し、多パルスモードか１パルスモードのいずれを選択すべきかを表すモード選択指令Ｍｃを発生する。
ここでは、出力電圧指令Ｅ*に基づきモード選択指令Ｍｃを求めることとしたが、出力電圧指令Ｅ*は変調率Ａと一義的に対応しているため、移行電圧に対応する変調率Ａｃを予め設定しておき、これと変調率Ａを比較してモード選択指令Ｍｃを発生するとしてもよい。
また、可変電圧可変周波数領域では、出力電圧指令と出力電圧基本波周波数も一義的に対応するので、移行電圧に対応する出力電圧基本波周波数Ｆｉｃを予め設定しておき、これと周波数指令Ｆｉ*を比較してモード選択指令Ｍｃを発生してもよい。
移行位相管理手段４４では、Ｍｃを参照し、モードの切換えが必要な場合は出力電圧基本波の位相θｘと移行位相設定手段４３に設定した移行位相θｃを比較し、θｘがθｃに達していれば、モード選択信号Ｍを切換える。モード選択スイッチ４５，４６，４７では、モード選択信号Ｍに従って多パルス発生手段の出力Ｓ１ｘと１パルス発生手段の出力Ｓ２ｘのいずれかを選択し、スイッチング関数Ｓｘを決定する。
【００１８】
移行位相の管理については、次のような方法によるものでもよい。各相の変調波の絶対値をとり、三相全て１.０より大きくなっていれば、その時点で全ての相が過変調の広幅パルスの部分にあることになる。従って、そのような時点で多パルス発生手段と１パルス発生手段の出力を切換える。
【００１９】
以上により、多パルスモードと１パルスモードの出力電圧のギャップを従来のＧＴＯインバータでの１０％程度から１〜２％程度にまで小さくして、出力電圧の大きさを零から最大電圧までほぼ連続に制御し、また、多パルスモードと１パルスモードの切換時において電流や電動機の発生トルクの変動なく、スムーズに切換えを行うことのできる２レベルインバータを構成することができる。
また、本発明での出力電圧基本波周波数とスイッチング周波数の関係は、図１７のようになり、図３の従来のインバータの変調方式のような大きな不連続は存在せず、磁気騒音の不連続な音色変化をなくすことができる。
【００２０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、多パルスモードと１パルスモードの組合せにより出力電圧の大きさを零から最大電圧まで制御するインバータの交流出力を用いて電気車を駆動する電動機を制御するに際し、２レベルインバータの磁気騒音の不連続な変化をなくすことができると共に、全出力電圧域をほぼ連続に制御することが可能となる。
また、制御モードに過変調モードを採用することにより、多パルスモードと１パルスモードの切換時において電流や電気車を駆動する電動機の発生トルクの変動がなく、スムーズに切換えを行うことのできる２レベルインバータを構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示す構成図。
【図２】車輌用インバータの運転特性を示す図。
【図３】従来のインバータの変調方式の例を示す図。
【図４】本発明によるインバ−タの運転特性を示す図。
【図５】多パルス発生手段の構成の一例を示す図。
【図６】バイポーラモードの変調波，搬送波，スイッチング関数を示す図。
【図７】過変調モードの変調波，搬送波，スイッチング関数を示す図。
【図８】出力電圧の基本波と１パルスモードのスイッチング関数を示す図。
【図９】ビート現象発生の様子を示す図。
【図１０】出力電圧基本波零クロス近傍の平均パルス数と電流脈動の関係を示す図。
【図１１】モード切換え直後の過渡的な電流変動の様子が移行位相により異なることを示す図。
【図１２】図１１（ａ）の切換えタイミングを示す図。
【図１３】図１１（ｂ）の切換えタイミングを示す図。
【図１４】移行位相とモード切換え直後の過渡的な電流変動の関係を示す図。
【図１５】移行位相設定可能区間を示す図。
【図１６】ＰＷＭモード選択手段の構成の一例を示す図。
【図１７】本発明におけるインバータの出力電圧基本波周波数とスイッチング周波数の関係を示す図。
【符号の説明】
１…積分器、２…多パルス発生手段、３…１パルス発生手段、４…ＰＷＭモード選択手段、５…２レベル三相ＰＷＭインバータ、６…誘導電動機、７…フィルタリアクトル、８…平滑コンデンサ、９…直流架線、２１…周波数指令→変調波振幅基準変換手段、２２…関数ｙ＝sin(ｘ）、２３…スイッチング周波数、２４…スイッチング関数演算手段、２４１，２４４…変調波ａｘ、２４２，２４５…搬送波ｃ、２４３，２４６…スイッチング関数Ｓ１ｘ、３１…出力電圧基本波、４１…移行電圧設定手段、４２…モード選択指令発生手段、４３…移行位相設定手段、４４…移行位相管理手段、４５，４６，４７…モード選択スイッチ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control device for an electric vehicle, and more particularly to a control technique for a PWM (pulse width modulation) inverter that supplies an AC output to an electric motor that drives the electric vehicle.
[0002]
[Prior art]
An example of an inverter modulation method is described in the article “Electric Vehicle Science” published in the April 1993 issue of the Electric Vehicle Research Society, page 14, “Evaluating Recent Inverter Control Technology”, FIG.
As shown in FIG. 2, in the inverter of an electric railway vehicle, when the fundamental frequency of the output voltage is low, control is performed to keep the ratio between the magnitude of the output voltage and the fundamental frequency constant (the region where this control is performed is variable voltage). When the fundamental frequency of the output voltage rises and the magnitude of the output voltage becomes maximum, frequency control is performed while maintaining the maximum voltage (the region where this control is performed can be changed to a constant voltage). Called the frequency domain). In the variable voltage variable frequency region, in order to adjust the output voltage by pulse width modulation control, a multi-pulse mode in which a half cycle of the output voltage is composed of a plurality of voltage pulses is used. On the other hand, in the constant voltage variable frequency region, in order to increase the voltage utilization rate to the maximum and reduce the size of the apparatus, a one-pulse mode in which a half cycle of the output voltage is configured by a single pulse is used.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
In a conventional inverter using a GTO thyristor as a switching element (hereinafter referred to as a GTO inverter), as shown in FIG. 3, the number of pulses included in one period is gradually switched as the output voltage fundamental frequency increases. The multi-pulse mode with the number-of-pulses switching system that reduces the number of pulses was used. This is because the upper limit of the switching frequency of the GTO thyristor is several hundred Hz. In this method, since the switching frequency becomes discontinuous when the number of pulses is switched, the timbre change of the magnetic noise occurs with the switching of the number of pulses, which is problematic.
In the GTO inverter, between the output voltage of the three-pulse mode and the one-pulse mode including three voltage pulses in a half cycle of the output voltage, about 10% depending on the limit of the minimum off time of the GTO thyristor. There was a jump, and there was a problem that the torque generated by the motor fluctuated when switching between the 3-pulse mode and the 1-pulse mode.
[0004]
An object of the present invention is to control an electric motor that drives an electric vehicle by using an AC output of a two-level inverter that controls the magnitude of an output voltage from zero to a maximum voltage by a combination of a multi-pulse mode and a one-pulse mode. without a significant discontinuity of the switching frequency of the level inverter with that eliminate the timbre of harsh magnetic noise, the gap of the output voltage of the multi-pulse mode and the one-pulse mode is reduced, controls the whole of the output voltage substantially continuous There is to do.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, when driving an electric vehicle from a low speed region to a high speed region, a pulse width modulation control mode, an asynchronous overmodulation control mode, and a synchronous one-pulse control mode as a plurality of control modes are The pulse width modulation control mode is configured to output a plurality of voltage pulses at a constant period in a half cycle of the output voltage fundamental wave asynchronously with the period of the output voltage fundamental wave. The switching frequency of the switching element of the power converter is a predetermined constant frequency, and the single pulse control mode outputs a single voltage pulse in the half cycle of the output voltage fundamental wave in synchronization with the period of the output voltage fundamental wave. In this mode, the switching frequency of the switching element of the power converter is set to the frequency of the fundamental voltage of the output voltage. Asynchronous over-modulation control mode that is interposed between the pulse control mode, as the waveform of the half cycle of the output voltage, equally spaced pulses and the output voltage pulse interval of the zero cross vicinity of the fundamental wave of the output voltage becomes uniform A wide pulse centered on the peak of the fundamental wave is provided, and the width of the wide pulse is gradually increased until the start of the one-pulse control mode .
[0006]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
The configuration of the PWM mode of the inverter of the present invention is as shown in FIG. It operates in bipolar mode (pulse width modulation control mode) in the low output voltage range, overmodulation mode (overmodulation control mode) in the high output voltage range, and 1 pulse mode (1 pulse control mode) in the maximum output voltage range. Here, the multi-pulse mode has a bipolar mode and an overmodulation mode.
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, which is an example in which a voltage type two-level inverter is used as a control converter for an induction motor for driving an electric vehicle. In the figure, 6 is an induction motor, 5 is a two-level three-phase PWM inverter for driving it, 9 is a DC overhead line serving as a power source for the inverter, and 7 and 8 are filter reactors and capacitors on the inverter DC input side.
The multi-pulse generator 2, the 1-pulse generator 3, and the PWM mode selector 4 in FIG. 1 are provided for each phase obtained by integrating the output voltage command E * of the inverter and the frequency command Fi * with the integrator 1. A control signal for the inverter is generated based on the phase θx of the output voltage fundamental wave (subscript x is a generic term for a subscript representing a phase, ie, any phase of u, v, and w). Of the inverter control signals, S1x, S2x, and Sx are called switching functions, and are defined as 1 when the positive arm of the inverter is on and 0 when the negative arm is on.
[0007]
First, an inverter control signal generation method will be described. An example (for one phase) of the multi-pulse generating means 2 of FIG. 1 is shown in FIG. Here, the switching functions of the bipolar mode and the overmodulation mode are generated by the same means. The output voltage command → modulation rate conversion means 21 obtains the modulation rate A, that is, the amplitude of the modulation wave from the output voltage command E *. If the carrier wave amplitude is 1, 0 ≦ A ≦ 1 in the bipolar mode and A> 1 in the overmodulation mode. In order to make the magnitude of the output voltage fundamental wave coincide with the voltage command, E * and A are made to correspond in (Equation 1) in the bipolar mode and (Equation 2) in the overmodulation mode.
[Expression 1]

[Expression 2]

In the function y = sin (x) 22, the sin of the phase (equivalent to the phase of the modulated wave) θx of the output voltage fundamental wave is obtained. Multiplying this by the modulation factor A is the modulated wave ax. The modulation wave ax and the carrier wave frequency (equivalent to the switching frequency in the bipolar mode) Fc are given to the switching function computing unit 24 to obtain the switching function S1x. The switching function calculation unit 24 generates a carrier wave that is a triangular wave having an amplitude of 1 and a frequency Fc, and compares the value with the value of the modulated wave to generate a switching function. Further, the switching function may be obtained by calculation from the modulated wave ax and the pulse interval without using the triangular wave.
[0008]
An example of the waveform of the switching function in the bipolar mode and the overmodulation mode obtained by the triangular wave comparison is shown in FIGS. 6 and 7, respectively.
In the inverter device of the present invention, devices capable of switching at several kHz, such as IGBTs and large-capacity power transistors, are used as switching elements (hereinafter collectively referred to as IGBT inverters), and in the multi-pulse mode, modulated waves are used. And the carrier wave is asynchronous.
In the bipolar mode shown in FIG. 6, since 0 ≦ A ≦ 1, the carrier wave 242 corresponds to the switching function 243, and the carrier wave 242 and the modulated wave 241 are not synchronized. Further, since A> 1 in the overmodulation mode shown in FIG. 7, a switching function 246 of a wide pulse is obtained in a portion where A exceeds 1, and in the other portions, the comparison between the carrier wave 245 and the modulated wave 244 was followed. A switching function 246 is obtained. Also in this overmodulation mode, the carrier wave 245 and the modulated wave 244 are generated asynchronously. As described above, in the figure, for the sake of understanding, a method of obtaining a switching function by comparing a carrier wave and a modulated wave is shown, but the switching function can also be obtained by calculation from the modulated wave ax and the pulse interval.
[0009]
Thereby, the switching frequency becomes constant in the bipolar mode, and in the overmodulation mode, it can gradually approach the switching frequency in the one-pulse mode described below. In this multi-pulse mode, since the modulated wave and the carrier wave are asynchronous, it is necessary to make the carrier wave frequency sufficiently higher than the modulated wave frequency.
[0010]
FIG. 8 shows an example of the waveform of the switching function generated by the one-pulse generating means of FIG. The value of the switching function S2x is 1 when the sign of the fundamental wave 31 (which can have any amplitude) of the output voltage is positive, and the value of S2x is 0 when the sign is negative.
[0011]
Next, the combination of the multi-pulse mode and the one-pulse mode for controlling the high output voltage range will be described. As a document describing the overmodulation method, there is the No. 106 “Overmodulation Control Method of Voltage Type Three-Phase PWM Inverter”, Proc. According to this, it is stated that the operation of the 6-step inverter, that is, the operation of the 1 pulse mode, has a very large modulation rate in the overmodulation mode. However, when the 1-pulse mode is realized in the form of extension of the overmodulation mode (the 1-pulse mode is realized by extremely increasing the modulation rate), the following disadvantages occur.
First, the point at which the overmodulation mode and the one-pulse mode are switched depends on the switching frequency and cannot be arbitrarily set. Second, when the modulation wave in the overmodulation mode and the carrier wave are asynchronous (hereinafter referred to as asynchronous PWM), the modulation wave is near the boundary between the overmodulation mode and the one-pulse mode due to the effect of the turn-on and turn-off times of the element. Pulses near the zero cross may or may not come out. As a result, an imbalance occurs between the positive and negative of the output voltage, and a beat phenomenon occurs in which low-frequency pulsations are superimposed on the load current of the inverter. Third, in the overmodulation mode, as shown in FIG. 7, the output voltage waveform (equivalent to the waveform of a switching function described later) has a uniform pulse interval near the modulation wave (equivalent to the output voltage fundamental wave) zero cross. In other words, it is divided into a portion where the pulse generation period is uniform (equal interval pulse) and a wide pulse portion centering on the modulation wave peak, and the overmodulation mode and the 1 pulse mode in the equal interval pulse portion of the overmodulation mode. Switching can occur. In this case, the load current of the inverter may be disturbed, and the switching element may be destroyed due to overcurrent, or the generated torque of the motor may be significantly changed.
[0012]
In order to solve these problems, the voltage for switching the overmodulation mode and the one-pulse mode (hereinafter referred to as transition voltage) and the phase of the output voltage fundamental wave (hereinafter referred to as transition phase) are managed. .
First, management of the transition voltage will be described. When the transition voltage is set and the overmodulation mode and the one-pulse mode are switched using the transition voltage as a boundary, it is desirable that the setting value of the transition voltage is as close to the output voltage of the one-pulse mode as possible, that is, a value as close to 100%. This is because the smaller the difference from the maximum value of the output voltage in the overmodulation mode, the smaller the variation in the torque generated by the motor at the time of switching.
However, in asynchronous PWM, the width of each voltage pulse included in one cycle of the fundamental wave of the output voltage is different for each cycle, and the zero crossing of the fundamental wave of the output voltage is increased as the output voltage approaches 100% in the overmodulation mode. When the number of nearby pulses decreases, this effect becomes obvious and an imbalance occurs between the positive and negative of the output voltage, and a beat phenomenon occurs in the load current of the inverter. An example of this state is shown in FIG.
[0013]
FIG. 10 is an example of the relationship between the average pulse number near the output voltage fundamental wave zero cross and the current pulsation due to the beat phenomenon. As shown in FIG. 7, since the portion where the absolute value of the modulated wave is 1.0 or less corresponds to an equally-spaced pulse, the average number of pulses is given by the equation shown in (Formula 3). The current pulsation rate was defined by (Equation 4).
[Equation 3]

[Expression 4]

From FIG. 10, if at least one pulse is not secured near the output voltage fundamental wave zero cross, the low frequency pulsation of the inverter load current due to the beat phenomenon becomes extremely large.
Therefore, the set value of the transition voltage is set to a value that ensures at least one voltage pulse in the vicinity of the output voltage fundamental wave zero cross. Since this value depends on the output voltage fundamental frequency Fi * and the carrier frequency Fc in the multi-pulse mode, means for calculating from these values may be provided, or from the upper limit of the output voltage fundamental frequency Fi *. It may be obtained and set in advance by calculation.
[0014]
Subsequently, management of the transition phase will be described. Depending on the phase of the output voltage fundamental wave when switching between the overmodulation mode and the one-pulse mode, the state of transient fluctuations in the load current of the inverter and the torque generated by the motor immediately after switching is different. An example of current fluctuation is shown in FIG. FIG. 12A shows a case where the phase of the U-phase output voltage fundamental wave is switched at the same time for three phases at 0 °, as shown in FIG. On the other hand, as shown in FIG. 13B, FIG. 13B shows a case where the phase of the U-phase output voltage fundamental wave is switched at 90 ° in three phases, and there is almost no transient fluctuation of the current. Absent.
[0015]
FIG. 14 is an example of the relationship between the phase of the fundamental wave of the output voltage (U-phase reference) and the transient current fluctuation when switching from the overmodulation mode to the 1-pulse mode at once. Here, the current fluctuation rate is defined by (Equation 5).
[Equation 5]

In FIG. 14, the current fluctuation rate increases every 60 ° in the phase of the fundamental voltage of the output voltage. This is a case where the overmodulation mode and the 1-pulse mode are switched when one of the three phases is an equidistant pulse in the overmodulation mode. In this case, the temporary three-phase output voltage due to the mixture of both modes is changed. As the imbalance increases, the transient current fluctuation also increases. Therefore, as shown in FIG. 15, transient current and torque fluctuations can be suppressed by setting a transition phase in a portion where all phases become wide pulses in the overmodulation mode.
[0016]
Here, in order to switch the overmodulation mode and the 1-pulse mode at the same time for the three phases, there must be a section where the output voltage of the overmodulation mode in all three phases becomes a wide pulse. For this purpose, the modulation wave at the intersection of two of the three phases (30 °, 90 °, 150 °, 210 °, 270 °, 330 ° with respect to the phase of the U-phase modulation wave). Must have an absolute value greater than 1.0. Considering the case of 30 °, since au = Asin 30 °> 1.0, A> 2, and in the overmodulation mode, the correspondence between the modulation factor A and the output voltage E * is given by (Equation 2), so E *> 95. Must be 6%. Therefore, the transition voltage is larger than 95.6% to switch overmodulation mode and 1-pulse mode in three phases at a time, and a value that secures at least one voltage pulse near the output voltage fundamental wave zero cross by overmodulation. It becomes.
[0017]
FIG. 16 is a configuration example of the PWM mode selection means 4 that realizes the management of the transition voltage and transition phase. The mode selection command generating means 42 compares the transition voltage Ec set in the transition voltage means 41 with the voltage command E *, and generates a mode selection command Mc that indicates whether the multi-pulse mode or the one-pulse mode should be selected.
Here, the mode selection command Mc is determined based on the output voltage command E *. However, since the output voltage command E * uniquely corresponds to the modulation factor A, the modulation factor Ac corresponding to the transition voltage is set in advance. It may be set and the mode selection command Mc may be generated by comparing this with the modulation factor A.
In the variable voltage variable frequency region, the output voltage command and the fundamental voltage of the output voltage also correspond to each other. Therefore, the fundamental frequency Fic of the output voltage corresponding to the transition voltage is set in advance, and the frequency command Fi * May be generated to generate a mode selection command Mc.
The transition phase management means 44 refers to Mc, and when the mode needs to be switched, the phase θx of the output voltage fundamental wave is compared with the transition phase θc set in the transition phase setting means 43, and θx has reached θc. For example, the mode selection signal M is switched. In the mode selection switches 45, 46 and 47, either the output S1x of the multi-pulse generation means or the output S2x of the one-pulse generation means is selected according to the mode selection signal M, and the switching function Sx is determined.
[0018]
The management of the transition phase may be performed by the following method. If the absolute value of the modulated wave of each phase is taken and all three phases are greater than 1.0, then all phases are in the overmodulated wide pulse portion. Accordingly, at such time, the output of the multi-pulse generating means and the one-pulse generating means is switched.
[0019]
As described above, the output voltage gap between the multi-pulse mode and the one-pulse mode is reduced from about 10% in the conventional GTO inverter to about 1-2%, and the magnitude of the output voltage is substantially continuous from zero to the maximum voltage. In addition, it is possible to configure a two-level inverter that can be switched smoothly without variation in current and generated torque of the motor when switching between the multi-pulse mode and the one-pulse mode.
Further, the relationship between the fundamental frequency of the output voltage and the switching frequency in the present invention is as shown in FIG. 17, and there is no large discontinuity as in the conventional inverter modulation method of FIG. Can be eliminated.
[0020]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a motor that drives an electric vehicle is controlled by using an AC output of an inverter that controls the magnitude of an output voltage from zero to the maximum voltage by a combination of a multi-pulse mode and a one-pulse mode. In this case, the discontinuous change in the magnetic noise of the two-level inverter can be eliminated, and the entire output voltage range can be controlled almost continuously.
Further, by adopting the overmodulation mode as the control mode, there is no fluctuation in current and torque generated by the electric motor driving the electric vehicle when switching between the multi-pulse mode and the one-pulse mode, and the switching can be performed smoothly. A level inverter can be configured.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing operating characteristics of a vehicle inverter.
FIG. 3 is a diagram showing an example of a modulation method of a conventional inverter.
FIG. 4 is a diagram showing operating characteristics of an inverter according to the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing an example of the configuration of multi-pulse generation means.
FIG. 6 is a diagram showing a modulated wave, a carrier wave, and a switching function in bipolar mode.
FIG. 7 is a diagram showing a modulation wave, a carrier wave, and a switching function in an overmodulation mode.
FIG. 8 is a diagram showing a fundamental wave of an output voltage and a switching function in a one-pulse mode.
FIG. 9 is a diagram showing a state of occurrence of a beat phenomenon.
FIG. 10 is a graph showing the relationship between the average pulse number near the output voltage fundamental wave zero cross and the current pulsation.
FIG. 11 is a diagram showing that the state of transient current fluctuation immediately after mode switching differs depending on the transition phase.
FIG. 12 is a diagram showing the switching timing of FIG.
FIG. 13 is a diagram showing the switching timing of FIG.
FIG. 14 is a diagram showing a relationship between a transition phase and a transient current fluctuation immediately after mode switching.
FIG. 15 is a diagram showing a section in which a transition phase can be set.
FIG. 16 is a diagram showing an example of the configuration of PWM mode selection means.
FIG. 17 is a diagram showing a relationship between an output voltage fundamental wave frequency and a switching frequency of an inverter according to the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Integrator, 2 ... Multi pulse generation means, 3 ... 1 pulse generation means, 4 ... PWM mode selection means, 5 ... 2 level three phase PWM inverter, 6 ... Induction motor, 7 ... Filter reactor, 8 ... Smoothing capacitor, DESCRIPTION OF SYMBOLS 9 ... DC overhead wire, 21 ... Frequency command-> modulation wave amplitude reference | standard conversion means, 22 ... Function y = sin (x), 23 ... Switching frequency, 24 ... Switching function calculating means, 241, 244 ... Modulation wave ax, 242, 245 ... carrier wave c, 243, 246 ... switching function S1x, 31 ... fundamental voltage of output voltage, 41 ... transition voltage setting means, 42 ... mode selection command generation means, 43 ... transition phase setting means, 44 ... transition phase management means, 45, 46, 47 ... Mode selection switch

Claims

A two-level power converter that controls a plurality of switching elements according to a plurality of control modes, converts a DC voltage into a three-phase AC phase voltage of variable voltage and variable frequency, and outputs positive and negative binary pulses as the phase voltage. In an electric vehicle control device for driving and controlling an electric vehicle by supplying an AC output from the electric motor ,
Means for sequentially shifting the pulse width modulation control mode, the asynchronous over-modulation control mode, and the synchronous one-pulse control mode as the plurality of control modes in this order when the electric vehicle is driven from a low speed range to a high speed range; Have
The pulse width modulation control mode is configured to output a plurality of voltage pulses at a constant cycle in a half cycle of the output voltage fundamental wave asynchronously with a cycle of the output voltage fundamental wave, and the switching element of the power converter in the mode The switching frequency of is a predetermined constant frequency,
In the one-pulse control mode, a single voltage pulse is output in a half cycle of the output voltage fundamental wave in synchronization with the period of the output voltage fundamental wave, and the switching frequency of the switching element of the power converter in the mode is selected. Is the frequency of the output voltage fundamental wave,
In the asynchronous overmodulation control mode interposed between the palace width modulation control mode and the one-pulse control mode, the pulse interval in the vicinity of the zero cross of the fundamental wave of the output voltage is uniform as a waveform of the half cycle of the output voltage. And a wide pulse centered on the peak of the fundamental wave of the output voltage, and the width of the wide pulse is gradually increased until the start of the one-pulse control mode. Car control device.