JP3689398B2 - インサービスディシジョンダイレクテッド信号対雑音比推定器のためのシステム及び方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信信号成分と雑音成分を含む受信された信号の、信号対雑音比（”ＳＮＲ”）を推定する、信号対雑音比（”ＳＮＲ”）推定器及び方法に関連する。ＳＮＲ推定は、受信されている通信信号のビットエラーレート（”ＢＥＲ”）を予測するのに使用され得る。
【０００２】
【従来の技術】
現在の最新技術のＳＮＲ推定器は、典型的には、非常に狭い範囲の信号及び/又は装置パラメータ内でのみ動作し、そして、それゆえに、特定の設計のシステムに限定される。そのようなシステムは、特定の変調形式、一定の信号エンベロープ、ビットのトレーニングシーケンス、定義された信号構造、ＳＮＲ推定に必要な情報を送る補助チャネル、変化のないベースバンド信号、線形受信機等を要求し得る。更に加えて、多くの従来技術のシステムは、実行されることが要求される多数の且つ高い複雑さの数学的な演算のために、合理的な長さの時間の間、電池駆動機器で動作するには、電力を消費しすぎる。従来技術のシステムはこれらのきつく定義された設計要求内では良好に動作するが、設計要求が厳守されていない場合には、これらのシステムは良好に動作しないか又は、あるものは全く動作しない。
【０００３】
上述の要求は、従来技術のＳＮＲ推定器がどのような所定の組のパラメータに合わせることを許すように見えるが、現在の最新技術による合わせられることができない幾つかの組合せのパラメータがある。例えば、非線形受信機を有する低電力システム内で、一定でないエンベロープ、メモリを有する非線形変調を有する信号に関して動作し、そして、トレーニングシーケンスなしで、且つ補助チャネルなしで、動作するインサービス（ｉｎ−ｓｅｒｖｉｃｅ）ＳＮＲ推定器についての要求がある。これらの要求を満足する既知の従来技術のＳＮＲ推定器は、ない。
【０００４】
従来技術のＳＮＲ推定器の例は、非特許文献１（Ｐａｕｌｕｚｚｉと呼ぶ）に記載されており、その内容は参照によりここに組み込まれる。しかしながら、これらのシステムは、実際の加算的白色ガウス型分布雑音（”ＡＷＧＮ”）チャネル内のベースバンドバイナリー位相シフトキーイング（”ＰＳＫ”）信号に対してであり、そして、ＳＮＲ推定器を得るために、非特許文献１で記述された１つ又はそれ以上の、以下のスプリット−シンボルモーメント；最大尤度；２乗ＳＮＲ分散；２次及び４次モーメント；又は、信号対分散比の、推定技術を使用する。これらのシステムの何れもが、前述のパラメータを有するシステム内で動作しない。
【０００５】
非特許文献２は、参照によりここに組み込まれそして、エンベロープサンプルから単独にＡＷＧＮチャネル内の未変調シヌソイドのＳＮＲを推定するシステムを開示する。非特許文献２内に開示された装置は、第２と第４の統計的なモーメントを使用する、尖度法と共に最ゆう推定器を使用する。非特許文献２内に開示された装置は、前述のパラメータを有するシステム内では動作しない。
【０００６】
非特許文献３は、参照によりここに組み込まれそして、固定の信号を必要とし、そしてそれゆえに、前述のパラメータを有するシステム内で動作しないＳＮＲ推定器を開示する。
【０００７】
【非特許文献１】
Ｐａｕｌｕｚｚｉ及びＢｅａｕｌｉｅｕ、「ＡＷＧＮチャネルのＳＮＲ推定技術の比較（Ａ Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ ＳＮＲ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ ｔｈｅ ＡＷＧＮ Ｃｈａｎｎｅｌ）」（米国）、アイイーイーイー（ＩＥＥＥ） Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｃｏｍｍ．，Ｖｏｌ．４３８、 Ｎｏ．１０，２０００年１０月、ｐ．１６８１−１６９１
【非特許文献２】
Ｂｅｎｅｄｉｃｔ及びＳｏｏｎｇ、「和エンベロープからの信号及び雑音の協同推定（Ｔｈｅ Ｊｏｉｎｔ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｉｇｎａｌ ａｎｄ Ｎｏｉｓｅ ｆｒｏｍ ｔｈｅ Ｓｕｍ Ｅｎｖｅｌｏｐｅ）」、（米国）、アイイーイーイー（ＩＥＥＥ） Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｃｏｍｍ．，Ｖｏｌ．ＩＴ−１３、 Ｎｏ．３，１９６７年７月、ｐ．４４７−４５４
【非特許文献３】
Ｍａｔｚｎｅｒ及びＥｎｇｌｂｅｒｇｅｒ、「４次モーメントを使用するＳＮＲ推定アルゴリズム（Ａｎ ＳＮＲ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ Ｕｓｉｎｇ Ｆｏｕｒｔｈ−Ｏｒｄｅｒ ｍｏｍｅｎｔｓ）」、１９９４年の情報理論に関するＩＥＥＥ国際シンポジウム、ｐ．１１９
【発明が解決しようとする課題】
従って、本発明の目的は、従来技術の上述の多くの問題を除去し、そして、インサービスディシジョンダイレクテッド（ｉｎ−ｓｅｒｖｉｃｅ ｄｅｃｉｓｉｏｎ−ｄｉｒｅｃｔｅｄ）信号対雑音比推定器のための新しいシステム及び方法を提供することである。
【０００８】
本発明の他の目的は、少なくとも１つのデータシンボルを含む変調された通信信号成分と雑音信号成分を有する伝送された信号の受信機で、信号対雑音比を推定する新しい方法を提供することである。
【０００９】
更に、本発明の他の目的は、受信された信号の電力が、受信された信号と受信された信号の遅延された共役数を結合するステップを有する方法により決定される、受信された信号の通信成分の電力と比較される、変調された通信信号成分と雑音信号成分を有する受信された信号のＳＮＲを推定する新しい方法を提供することである。
【００１０】
更に本発明の他の目的は、線形又は非線形変調の何れかの且つメモリ有するか又は有しないかの何れかの、通信信号について、新しいＳＮＲ推定方法を提供することである。
【００１１】
本発明の更なる目的は、一定のエンベロープ又は、一定でないエンベロープの通信信号の何れかに対して新しいＳＮＲを推定する方法を提供することである。
【００１２】
更に、本発明の更なる目的は、以下の変調形式；ＦＳＫ、ＣＰＦＳＫ、ＭＳＫ、ＧＭＳＫ、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、又は、ＱＡＭの何れかで変調された通信信号についての新しいＳＮＲを推定するシステム及び方法を提供することである。
【００１３】
更に、本発明の更なる目的は、通信信号の電力が、受信された信号と受信された信号の遅延された共役複素数の結合から発生された信号の実数成分を除去することにより得られる、新しいＳＮＲを推定するシステム及び方法を提供することである。
【００１４】
本発明の更なる目的は、通信信号の電力が、受信された信号と受信された信号の遅延された共役複素数の結合から発生された信号の虚数成分より得られる、新しいＳＮＲを推定するシステム及び方法を提供することである。
【００１５】
更に、本発明の更なる目的は、インサービスモードで動作する、新しいＳＮＲを推定するシステム及び方法を提供することである。
【００１６】
更に、本発明の更なる目的は、ブラインドモードで動作する、新しいＳＮＲを推定するシステム及び方法を提供することである。
【００１７】
更に、本発明の更なる目的は、ディシジョンダイレクテッドモードで動作する、新しいＳＮＲを推定するシステム及び方法を提供することである。
【００１８】
これらの多くの本発明の他の目的及び優位点は、請求項の熟読、添付の図面、及び以下の好適な実施例の詳細な説明から、本発明に関係する当業者には容易く理解されよう。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明の１つの実施例は、非線形受信機を有する低電力システム内で、一定でないエンベロープ、メモリを有する非線形変調信号に対するインサービスブラインドＳＮＲ推定器であり、そして、トレーニングシーケンスなしで、且つ補助チャネルなしで、動作する。ブラインド推定器は、インサービス推定器がベースバンドの、サンプルされた、データを生む受信信号から、ＳＮＲ推定値を得ながら、信号の変調以外の処理されている信号の知識を有しないものの１つである。
【００２０】
本発明の他の実施例では、従来技術の問題は、信号電力推定値と信号−プラス−雑音電力推定値を結合する方法により、ＳＮＲを推定することにより避けられる。信号−プラス−雑音電力推定値は、受信された信号の実数（インフェーズ）と虚数（直交位相）成分内の電力の大きさの２乗の和を時間平均することにより得られうる。信号電力推定値は、最適なサンプル時点で得られた遅延弁別器出力のサンプルに反対して復調されたビットシーケンスを結合し、そして、その結果を時間平均することにより得られうる。遅延弁別器出力は、時間遅延された受信信号の共役複素数と受信された信号を結合し、そして、結合された信号の実数部分を除去することにより生成され得る。時間遅延の継続時間は、受信されたシンボルの継続時間より小さくそして、シンボル継続時間の約半分であることが好ましい。時間遅延された共役複素数信号と受信された信号を結合することは、制限はされないが、信号の乗算又は、信号の相関を含む既知の手段によってもよい。
【００２１】
本発明の上述の実施例は、前述のパラメータに合わせるために使用されるように設計されたが、しかし、この技術は、それらのパラメータには制限されず、むしろ、広範囲な変調フォーマット、伝送チャネル、信号形式、ハードウェア制約等をわたって適用可能性を有する。例えば、発明のシステムと方法は、どのような特定の変調フォーマットへも本発明の適用可能性を制限しない。本発明は、制限はされないが、周波数シフトキーイング（“ＦＳＫ“）、一定位相周波数シフトキーイング（”ＣＰＦＳＫ”）、最小シフトキーイング（”ＭＳＫ”）、ガウス型最小シフトキーイング（”ＧＭＳＫ”）、位相シフトキーイング（”ＰＳＫ”）、バイナリ位相シフトキーイング（”ＢＰＳＫ”）、４相位相シフトキーイング（”ＱＰＳＫ”）、直交振幅変調（”ＱＡＭ”）を含むフォーマットにより変調された受信された信号とともに動作する。本発明は、上述していない他の変調フォーマットでも動作する。更に、本発明は、一定でないエンベロープを有するバーストシステムに対しても適する。
【００２２】
本発明は、光ファイバーネットワークだけでなく、衛星通信システム、セルラー及びＰＣＳ電話、ソフトウェアラジオ、ローカル多点分配システム（”ＬＭＤＳ”）、多チャネル多点分配システム（”ＭＭＤＳ”）のようなＲＦ伝送システム内でも使用され得る。更に、発明のＳＮＲ推定技術は、ビットエラーレート、電力制御、適応ビットレート制御及びフェード検出を決定するような応用についての通信リンク品質推定値を決定するのに使用されることも可能である。
【００２３】
上述の変調、伝送チャネル、及び、応用の例は、例示目的のためのみであり、本発明又は本発明の適用可能性を制限するものではないと理解されるべきである。
【００２４】
【発明の実施の形態】
本発明は、通信信号と雑音信号を含む受信された信号のＳＮＲを推定する。通信信号は、１つ又はそれ以上のビットよりなる複数のシンボルを含む。通信及び雑音信号の各々は、実数成分と虚数成分を有する。概念的には、本発明は、以下の式により、ＳＮＲを推定する。
【００２５】
【数１】
上述の概念的な式は数学的には、
【００２６】
【数２】
のように表され、ここで、
Ｅは、期待演算子であり、
ｒｉ（ｋ）は、複素ベースバンド受信信号のｋ次サンプルであり、
ｒｉ ＊は、受信された信号の共役複素数を示し、
【００２７】
【外１】
は、ｉ次の復調されたビットであり、
【００２８】
【外２】
は、遅延の量を表す自由変数であり、本発明の一実施例では、値
【００２９】
【外３】
は、ｒｉ（ｋ）と
【００３０】
【外４】
が同じビットに属するように設定される。
Ｉｍは、Ｉｍシンボルに続く括弧内の信号の虚数成分を示す。
【００３１】
上述の数式から分かるように、ＳＮＲ比は、期待演算子を含む既知の技術を使用することにより、決定される。
【００３２】
図１を参照すると、受信された信号１０は、通信成分（”Ｓ”）と雑音成分（”Ｎ”）を含む。受信された信号１０は、信号＋雑音電力ブロック１１０と信号電力ブロック１２０に与えられる。信号＋雑音電力ブロック１１０に向けられた参照で、受信された信号１０は、受信された信号のビット当りの電力が決定される、”Ｓ＋Ｎ電力”ブロック１１１に与えられる。ビット当りの電力を決定する本発明により考えられる方法は、受信された信号の実数成分の振幅の２乗を計算し、受信された信号の虚数成分の振幅の２乗を計算し、そして、実数と虚数成分の２乗を加算することから得られる信号を発生することである。結果の信号は、受信信号のビット当りの電力の関数である。"Ｓ＋Ｎ電力"ブロック１１１からの出力信号は、幾つかの予め定められた数のビットにわたり、ビット当り電力信号の時間平均が決定される、平均器ブロック１１２に送られる。本発明の一実施例は、５１２ビットを使用することを考えるが、しかし、本発明は、平均をとるのに使用される、どのような予め定められた数のビットについても、動作可能である。しかしながら、システムの１つの設計上のトレードオフは、素早いＳＮＲ推定値を得る必要と、正確な推定値を達成する必要を均衡することである。当業者により予想されるように、平均に使用するビットが少なくなると、典型的には、ＳＮＲ比推定値内の分散が大きくなる結果となり、一方、平均を決定するのに使用されるビットが多くなると、典型的には、ＳＮＲ比推定値内の分散は小さくなる。平均器１１２からの出力信号は、信号＋雑音電力ブロック１１０の出力として、図１内の
【００３３】
【外５】
に示されるように、受信された信号の時間平均電力の関数である。
【００３４】
図１の信号電力ブロック１２０では、受信された信号は、共役複素数ブロック１２１、結合器１２３及び復調器ブロック１２８の、３つのブロックに与えられる。復調器ブロック１２８は、受信された信号１０の変調フォーマットの形式に基づいて、受信された信号１０を復調するどのような既知の手段により動作する。共役複素ブロック１２１は、受信された信号１０の共役複素信号を発生する。共役複素信号は、そして、遅延信号を発生するために、予め定められた量
【００３５】
【外６】
だけ共役複素信号を遅延する、遅延ブロック１２２に送られる。本発明の一実施例は、受信された信号の通信信号成分に、１つのシンボルのシンボル継続時間より小さい遅延を付加する。好ましくは、遅延は、シンボル継続時間の約半分である。
【００３６】
そして、遅延信号は、結合器１２３で遅延されていない受信された信号と結合され、それにより、結合された信号を発生する。この結合には、好ましくは、遅延信号と受信された信号の乗算又は相関を含む。共役信号へ遅延を導入したので、結合された信号の虚数成分はゼロではない。共役信号へ遅延を導入するのではなく、受信された信号が結合器に入力される前に、受信された信号に遅延を導入してもよい。共役複素信号と受信された信号の間に相対的な遅れがある限り、結合された信号の虚数成分はゼロとはならず、信号電力推定値および乗算的及び加算的バイアス項を含む既知の構造を有する。乗算的バイアス項の値は、遅延ブロック１２２の遅延の値を変えることにより、即ち上述の数式内の
【００３７】
【外７】
項を変化させることにより、操作することができる。
【００３８】
結合された信号は、「Ｓ電力」ブロック１２４に入力され、結合された信号の実数成分が除去され、それにより結合された信号の虚数成分が残る。結合された信号の虚数成分は、受信された信号の通信成分のビット当り電力を表す。結合された信号の虚数成分は、受信された信号の通信成分のビット当り電力の関数である項を含み、共役信号と受信された信号間に導入された遅延によるゼロではない加算的なバイアス項も含む。加算的なバイアス項は、当業者に知られている多数の従来技術により除去することが可能である。そのような技術のひとつは、平均器１１２と平均器１２７の平均値を決定するのに使用されるビット数を増加することである。平均に含まれるビットが多くなるほど、加算的バイアス項がＳＮＲ推定に値に有する効果は低くなる。受信された信号の通信成分のビット当りの電力の関数である前述の項は、乗算的バイアスを含むが、その効果は当業者に知られた従来の技術により消去することができる。
【００３９】
”Ｓ電力”ブロック１２４からの出力信号は、典型的には、遅延ブロック１２５により、復調器１２８により起こされた遅延に等しい量だけ遅延され、それにより、遅延されたビット当り電力信号を発生する。遅延ブロック１２５からの遅延されたビット当り電力信号は、変調除去ブロック１２６に与えられる。図１に示されたように、復調器ブロック１２８の出力は、遅延されたビット当り電力信号から変調を除去するために使用され、それにより、復調された（ｄｅｍｏｄ）ビット当り電力信号を発生する。復調されたビット当り電力信号は、上述の平均器１１２によりとられた平均と同様な方法で、復調されたビット当り電力信号の平均を行う、平均器１２７に与えられる。平均器１２７の出力信号は、信号電力ブロック１２０の出力としての、図１に
【００４０】
【外８】
で示されている、受信された信号の通信成分の時間平均電力の関数である。
【００４１】
信号＋雑音電力ブロック１１０の出力、
【００４２】
【外９】
は、１３０とラベルが付されたブロックで、信号電力ブロック１２０の出力
【００４３】
【外１０】
と結合される。好ましくは、
【００４４】
【外１１】
信号と、
【００４５】
【外１２】
信号は、以下の式
【００４６】
【数３】
に従って、結合され、それにより、ＳＮＲの推定値である信号
【００４７】
【外１３】
を発生する。
【００４８】
本発明の好適な実施例を説明したが、説明した実施例は説明目的のみであり、そして、等価な最大の範囲、熟読から当業者に当然に発生する多くの変形及び変更と一致するときには、本発明の範囲は添付の請求の範囲によってのみ定義されるべきであると理解されるべきである。
【００４９】
【発明の効果】
上述のように、本発明は、インサービスディシジョンダイレクテッド信号対雑音比推定器のための新しいシステム及び方法を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】通信信号−プラス−雑音信号電力を決定する部分及び通信信号電力を決定する部分を示す、本発明の一実施例を示す図である。
【符号の説明】
１０ 受信された信号
１１０ 信号＋雑音電力ブロック
１１１ "Ｓ＋Ｎ電力"ブロック
１１２ 平均器ブロック
１２０ 信号電力ブロック
１２１ 共役複素ブロック
１２２ 遅延ブロック
１２３ 結合器
１２４ "Ｓ電力"ブロック
１２５ 遅延ブロック
１２６ 変調除去ブロック
１２７ 平均器
１２８ 復調器ブロック
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信信号成分と雑音成分を含む受信された信号の、信号対雑音比（”ＳＮＲ”）を推定する、信号対雑音比（”ＳＮＲ”）推定器及び方法に関連する。ＳＮＲ推定は、受信されている通信信号のビットエラーレート（”ＢＥＲ”）を予測するのに使用され得る。
【０００２】
【従来の技術】
現在の最新技術のＳＮＲ推定器は、典型的には、非常に狭い範囲の信号及び/又は装置パラメータ内でのみ動作し、そして、それゆえに、特定の設計のシステムに限定される。そのようなシステムは、特定の変調形式、一定の信号エンベロープ、ビットのトレーニングシーケンス、定義された信号構造、ＳＮＲ推定に必要な情報を送る補助チャネル、変化のないベースバンド信号、線形受信機等を要求し得る。更に加えて、多くの従来技術のシステムは、実行されることが要求される多数の且つ高い複雑さの数学的な演算のために、合理的な長さの時間の間、電池駆動機器で動作するには、電力を消費しすぎる。従来技術のシステムはこれらのきつく定義された設計要求内では良好に動作するが、設計要求が厳守されていない場合には、これらのシステムは良好に動作しないか又は、あるものは全く動作しない。
【０００３】
上述の要求は、従来技術のＳＮＲ推定器がどのような所定の組のパラメータに合わせることを許すように見えるが、現在の最新技術による合わせられることができない幾つかの組合せのパラメータがある。例えば、非線形受信機を有する低電力システム内で、一定でないエンベロープ、メモリを有する非線形変調を有する信号に関して動作し、そして、トレーニングシーケンスなしで、且つ補助チャネルなしで、動作するインサービス（ｉｎ−ｓｅｒｖｉｃｅ）ＳＮＲ推定器についての要求がある。これらの要求を満足する既知の従来技術のＳＮＲ推定器は、ない。
【０００４】
従来技術のＳＮＲ推定器の例は、非特許文献１（Ｐａｕｌｕｚｚｉと呼ぶ）に記載されており、その内容は参照によりここに組み込まれる。しかしながら、これらのシステムは、実際の加算的白色ガウス型分布雑音（”ＡＷＧＮ”）チャネル内のベースバンドバイナリー位相シフトキーイング（”ＰＳＫ”）信号に対してであり、そして、ＳＮＲ推定器を得るために、非特許文献１で記述された１つ又はそれ以上の、以下のスプリット−シンボルモーメント；最大尤度；２乗ＳＮＲ分散；２次及び４次モーメント；又は、信号対分散比の、推定技術を使用する。これらのシステムの何れもが、前述のパラメータを有するシステム内で動作しない。
【０００５】
非特許文献２は、参照によりここに組み込まれそして、エンベロープサンプルから単独にＡＷＧＮチャネル内の未変調シヌソイドのＳＮＲを推定するシステムを開示する。非特許文献２内に開示された装置は、第２と第４の統計的なモーメントを使用する、尖度法と共に最ゆう推定器を使用する。非特許文献２内に開示された装置は、前述のパラメータを有するシステム内では動作しない。
【０００６】
非特許文献３は、参照によりここに組み込まれそして、固定の信号を必要とし、そしてそれゆえに、前述のパラメータを有するシステム内で動作しないＳＮＲ推定器を開示する。
【０００７】
【非特許文献１】
Ｐａｕｌｕｚｚｉ及びＢｅａｕｌｉｅｕ、「ＡＷＧＮチャネルのＳＮＲ推定技術の比較（Ａ Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ ＳＮＲ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ ｔｈｅ ＡＷＧＮ Ｃｈａｎｎｅｌ）」（米国）、アイイーイーイー（ＩＥＥＥ） Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｃｏｍｍ．，Ｖｏｌ．４３８、 Ｎｏ．１０，２０００年１０月、ｐ．１６８１−１６９１
【非特許文献２】
Ｂｅｎｅｄｉｃｔ及びＳｏｏｎｇ、「和エンベロープからの信号及び雑音の協同推定（Ｔｈｅ Ｊｏｉｎｔ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｉｇｎａｌ ａｎｄ Ｎｏｉｓｅ ｆｒｏｍ ｔｈｅ Ｓｕｍ Ｅｎｖｅｌｏｐｅ）」、（米国）、アイイーイーイー（ＩＥＥＥ） Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｃｏｍｍ．，Ｖｏｌ．ＩＴ−１３、 Ｎｏ．３，１９６７年７月、ｐ．４４７−４５４
【非特許文献３】
Ｍａｔｚｎｅｒ及びＥｎｇｌｂｅｒｇｅｒ、「４次モーメントを使用するＳＮＲ推定アルゴリズム（Ａｎ ＳＮＲ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ Ｕｓｉｎｇ Ｆｏｕｒｔｈ−Ｏｒｄｅｒ ｍｏｍｅｎｔｓ）」、１９９４年の情報理論に関するＩＥＥＥ国際シンポジウム、ｐ．１１９
【発明が解決しようとする課題】
従って、本発明の目的は、従来技術の上述の多くの問題を除去し、そして、インサービスディシジョンダイレクテッド（ｉｎ−ｓｅｒｖｉｃｅ ｄｅｃｉｓｉｏｎ−ｄｉｒｅｃｔｅｄ）信号対雑音比推定器のための新しいシステム及び方法を提供することである。
【０００８】
本発明の他の目的は、少なくとも１つのデータシンボルを含む変調された通信信号成分と雑音信号成分を有する伝送された信号の受信機で、信号対雑音比を推定する新しい方法を提供することである。
【０００９】
更に、本発明の他の目的は、受信された信号の電力が、受信された信号と受信された信号の遅延された共役数を結合するステップを有する方法により決定される、受信された信号の通信成分の電力と比較される、変調された通信信号成分と雑音信号成分を有する受信された信号のＳＮＲを推定する新しい方法を提供することである。
【００１０】
更に本発明の他の目的は、線形又は非線形変調の何れかの且つメモリ有するか又は有しないかの何れかの、通信信号について、新しいＳＮＲ推定方法を提供することである。
【００１１】
本発明の更なる目的は、一定のエンベロープ又は、一定でないエンベロープの通信信号の何れかに対して新しいＳＮＲを推定する方法を提供することである。
【００１２】
更に、本発明の更なる目的は、以下の変調形式；ＦＳＫ、ＣＰＦＳＫ、ＭＳＫ、ＧＭＳＫ、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、又は、ＱＡＭの何れかで変調された通信信号についての新しいＳＮＲを推定するシステム及び方法を提供することである。
【００１３】
更に、本発明の更なる目的は、通信信号の電力が、受信された信号と受信された信号の遅延された共役複素数の結合から発生された信号の実数成分を除去することにより得られる、新しいＳＮＲを推定するシステム及び方法を提供することである。
【００１４】
本発明の更なる目的は、通信信号の電力が、受信された信号と受信された信号の遅延された共役複素数の結合から発生された信号の虚数成分より得られる、新しいＳＮＲを推定するシステム及び方法を提供することである。
【００１５】
更に、本発明の更なる目的は、インサービスモードで動作する、新しいＳＮＲを推定するシステム及び方法を提供することである。
【００１６】
更に、本発明の更なる目的は、ブラインドモードで動作する、新しいＳＮＲを推定するシステム及び方法を提供することである。
【００１７】
更に、本発明の更なる目的は、ディシジョンダイレクテッドモードで動作する、新しいＳＮＲを推定するシステム及び方法を提供することである。
【００１８】
これらの多くの本発明の他の目的及び優位点は、請求項の熟読、添付の図面、及び以下の好適な実施例の詳細な説明から、本発明に関係する当業者には容易く理解されよう。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明の１つの実施例は、非線形受信機を有する低電力システム内で、一定でないエンベロープ、メモリを有する非線形変調信号に対するインサービスブラインドＳＮＲ推定器であり、そして、トレーニングシーケンスなしで、且つ補助チャネルなしで、動作する。ブラインド推定器は、インサービス推定器がベースバンドの、サンプルされた、データを生む受信信号から、ＳＮＲ推定値を得ながら、信号の変調以外の処理されている信号の知識を有しないものの１つである。
【００２０】
本発明の他の実施例では、従来技術の問題は、信号電力推定値と信号−プラス−雑音電力推定値を結合する方法により、ＳＮＲを推定することにより避けられる。信号−プラス−雑音電力推定値は、受信された信号の実数（インフェーズ）と虚数（直交位相）成分内の電力の大きさの２乗の和を時間平均することにより得られうる。信号電力推定値は、最適なサンプル時点で得られた遅延弁別器出力のサンプルに反対して復調されたビットシーケンスを結合し、そして、その結果を時間平均することにより得られうる。遅延弁別器出力は、時間遅延された受信信号の共役複素数と受信された信号を結合し、そして、結合された信号の実数部分を除去することにより生成され得る。時間遅延の継続時間は、受信されたシンボルの継続時間より小さくそして、シンボル継続時間の約半分であることが好ましい。時間遅延された共役複素数信号と受信された信号を結合することは、制限はされないが、信号の乗算又は、信号の相関を含む既知の手段によってもよい。
【００２１】
本発明の上述の実施例は、前述のパラメータに合わせるために使用されるように設計されたが、しかし、この技術は、それらのパラメータには制限されず、むしろ、広範囲な変調フォーマット、伝送チャネル、信号形式、ハードウェア制約等をわたって適用可能性を有する。例えば、発明のシステムと方法は、どのような特定の変調フォーマットへも本発明の適用可能性を制限しない。本発明は、制限はされないが、周波数シフトキーイング（“ＦＳＫ“）、一定位相周波数シフトキーイング（”ＣＰＦＳＫ”）、最小シフトキーイング（”ＭＳＫ”）、ガウス型最小シフトキーイング（”ＧＭＳＫ”）、位相シフトキーイング（”ＰＳＫ”）、バイナリ位相シフトキーイング（”ＢＰＳＫ”）、４相位相シフトキーイング（”ＱＰＳＫ”）、直交振幅変調（”ＱＡＭ”）を含むフォーマットにより変調された受信された信号とともに動作する。本発明は、上述していない他の変調フォーマットでも動作する。更に、本発明は、一定でないエンベロープを有するバーストシステムに対しても適する。
【００２２】
本発明は、光ファイバーネットワークだけでなく、衛星通信システム、セルラー及びＰＣＳ電話、ソフトウェアラジオ、ローカル多点分配システム（”ＬＭＤＳ”）、多チャネル多点分配システム（”ＭＭＤＳ”）のようなＲＦ伝送システム内でも使用され得る。更に、発明のＳＮＲ推定技術は、ビットエラーレート、電力制御、適応ビットレート制御及びフェード検出を決定するような応用についての通信リンク品質推定値を決定するのに使用されることも可能である。
【００２３】
上述の変調、伝送チャネル、及び、応用の例は、例示目的のためのみであり、本発明又は本発明の適用可能性を制限するものではないと理解されるべきである。
【００２４】
【発明の実施の形態】
本発明は、通信信号と雑音信号を含む受信された信号のＳＮＲを推定する。通信信号は、１つ又はそれ以上のビットよりなる複数のシンボルを含む。通信及び雑音信号の各々は、実数成分と虚数成分を有する。概念的には、本発明は、以下の式により、ＳＮＲを推定する。
【００２５】
【数１】
【００２６】
【数２】
Ｅは、期待演算子であり、
ｒｉ（ｋ）は、複素ベースバンド受信信号のｋ次サンプルであり、
ｒｉ ＊は、受信された信号の共役複素数を示し、
【００２７】
【外１】
【００２８】
【外２】
【００２９】
【外３】
【００３０】
【外４】
Ｉｍは、Ｉｍシンボルに続く括弧内の信号の虚数成分を示す。
【００３１】
上述の数式から分かるように、ＳＮＲ比は、期待演算子を含む既知の技術を使用することにより、決定される。
【００３２】
図１を参照すると、受信された信号１０は、通信成分（”Ｓ”）と雑音成分（”Ｎ”）を含む。受信された信号１０は、信号＋雑音電力ブロック１１０と信号電力ブロック１２０に与えられる。信号＋雑音電力ブロック１１０に向けられた参照で、受信された信号１０は、受信された信号のビット当りの電力が決定される、”Ｓ＋Ｎ電力”ブロック１１１に与えられる。ビット当りの電力を決定する本発明により考えられる方法は、受信された信号の実数成分の振幅の２乗を計算し、受信された信号の虚数成分の振幅の２乗を計算し、そして、実数と虚数成分の２乗を加算することから得られる信号を発生することである。結果の信号は、受信信号のビット当りの電力の関数である。"Ｓ＋Ｎ電力"ブロック１１１からの出力信号は、幾つかの予め定められた数のビットにわたり、ビット当り電力信号の時間平均が決定される、平均器ブロック１１２に送られる。本発明の一実施例は、５１２ビットを使用することを考えるが、しかし、本発明は、平均をとるのに使用される、どのような予め定められた数のビットについても、動作可能である。しかしながら、システムの１つの設計上のトレードオフは、素早いＳＮＲ推定値を得る必要と、正確な推定値を達成する必要を均衡することである。当業者により予想されるように、平均に使用するビットが少なくなると、典型的には、ＳＮＲ比推定値内の分散が大きくなる結果となり、一方、平均を決定するのに使用されるビットが多くなると、典型的には、ＳＮＲ比推定値内の分散は小さくなる。平均器１１２からの出力信号は、信号＋雑音電力ブロック１１０の出力として、図１内の
【００３３】
【外５】
【００３４】
図１の信号電力ブロック１２０では、受信された信号は、共役複素数ブロック１２１、結合器１２３及び復調器ブロック１２８の、３つのブロックに与えられる。復調器ブロック１２８は、受信された信号１０の変調フォーマットの形式に基づいて、受信された信号１０を復調するどのような既知の手段により動作する。共役複素ブロック１２１は、受信された信号１０の共役複素信号を発生する。共役複素信号は、そして、遅延信号を発生するために、予め定められた量
【００３５】
【外６】
【００３６】
そして、遅延信号は、結合器１２３で遅延されていない受信された信号と結合され、それにより、結合された信号を発生する。この結合には、好ましくは、遅延信号と受信された信号の乗算又は相関を含む。共役信号へ遅延を導入したので、結合された信号の虚数成分はゼロではない。共役信号へ遅延を導入するのではなく、受信された信号が結合器に入力される前に、受信された信号に遅延を導入してもよい。共役複素信号と受信された信号の間に相対的な遅れがある限り、結合された信号の虚数成分はゼロとはならず、信号電力推定値および乗算的及び加算的バイアス項を含む既知の構造を有する。乗算的バイアス項の値は、遅延ブロック１２２の遅延の値を変えることにより、即ち上述の数式内の
【００３７】
【外７】
【００３８】
結合された信号は、「Ｓ電力」ブロック１２４に入力され、結合された信号の実数成分が除去され、それにより結合された信号の虚数成分が残る。結合された信号の虚数成分は、受信された信号の通信成分のビット当り電力を表す。結合された信号の虚数成分は、受信された信号の通信成分のビット当り電力の関数である項を含み、共役信号と受信された信号間に導入された遅延によるゼロではない加算的なバイアス項も含む。加算的なバイアス項は、当業者に知られている多数の従来技術により除去することが可能である。そのような技術のひとつは、平均器１１２と平均器１２７の平均値を決定するのに使用されるビット数を増加することである。平均に含まれるビットが多くなるほど、加算的バイアス項がＳＮＲ推定に値に有する効果は低くなる。受信された信号の通信成分のビット当りの電力の関数である前述の項は、乗算的バイアスを含むが、その効果は当業者に知られた従来の技術により消去することができる。
【００３９】
”Ｓ電力”ブロック１２４からの出力信号は、典型的には、遅延ブロック１２５により、復調器１２８により起こされた遅延に等しい量だけ遅延され、それにより、遅延されたビット当り電力信号を発生する。遅延ブロック１２５からの遅延されたビット当り電力信号は、変調除去ブロック１２６に与えられる。図１に示されたように、復調器ブロック１２８の出力は、遅延されたビット当り電力信号から変調を除去するために使用され、それにより、復調された（ｄｅｍｏｄ）ビット当り電力信号を発生する。復調されたビット当り電力信号は、上述の平均器１１２によりとられた平均と同様な方法で、復調されたビット当り電力信号の平均を行う、平均器１２７に与えられる。平均器１２７の出力信号は、信号電力ブロック１２０の出力としての、図１に
【００４０】
【外８】
【００４１】
信号＋雑音電力ブロック１１０の出力、
【００４２】
【外９】
【００４３】
【外１０】
【００４４】
【外１１】
【００４５】
【外１２】
【００４６】
【数３】
【００４７】
【外１３】
【００４８】
本発明の好適な実施例を説明したが、説明した実施例は説明目的のみであり、そして、等価な最大の範囲、熟読から当業者に当然に発生する多くの変形及び変更と一致するときには、本発明の範囲は添付の請求の範囲によってのみ定義されるべきであると理解されるべきである。
【００４９】
【発明の効果】
上述のように、本発明は、インサービスディシジョンダイレクテッド信号対雑音比推定器のための新しいシステム及び方法を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】通信信号−プラス−雑音信号電力を決定する部分及び通信信号電力を決定する部分を示す、本発明の一実施例を示す図である。
【符号の説明】
１０ 受信された信号
１１０ 信号＋雑音電力ブロック
１１１ "Ｓ＋Ｎ電力"ブロック
１１２ 平均器ブロック
１２０ 信号電力ブロック
１２１ 共役複素ブロック
１２２ 遅延ブロック
１２３ 結合器
１２４ "Ｓ電力"ブロック
１２５ 遅延ブロック
１２６ 変調除去ブロック
１２７ 平均器
１２８ 復調器ブロック
Claims (20)
- 少なくとも１つのデータシンボルと雑音信号成分を含む変調された通信信号成分を有する伝送された信号の受信機で、信号対雑音比を推定する方法であって、
（ａ）実数と虚数成分を有する伝送された信号を受信するステップと、
（ｂ）受信された信号の実数成分の予め定められた属性をサンプリングして、サンプルされた属性に関連する大きさを有する第１の信号を供給するステップと、
（ｃ）受信された信号の虚数成分の予め定められた属性をサンプリングして、サンプルされた属性に関連する大きさを有する第２の信号を供給するステップと、
（ｄ）第１と第２の信号から受信された信号の電力を決定して、受信された信号の電力に関連する大きさを有する受信された電力信号を供給するステップと、
（ｅ）受信された信号の共役複素数を発生して、共役信号を提供するステップと、
（ｆ）予め定められた長さの時間だけ、その共役信号を遅延するステップと、
（ｇ）第１の予め定められた方法で、その遅延された共役信号と受信された信号を結合して、それにより結合された信号を発生するステップと、
（ｈ）受信された信号の通信成分の電力に関連する大きさを有する通信電力信号を供給するために、結合された信号の虚数成分の予め定められた属性をサンプリングするステップと、
（ｉ）通信電力信号から変調を除去するステップと、
（ｊ）第２の予め定められた方法で、受信された電力信号と通信電力信号を結合して、それにより伝送された信号の信号対雑音比の推定値を供給するステップと、
を有する、推定する方法。 - 前記ステップ（ｂ）、前記ステップ（ｃ）及び前記ステップ（ｈ）の予め定められた属性は、エネルギーである、請求項１に記載の推定する方法。
- 前記ステップ（ｂ）、前記ステップ（ｃ）及び前記ステップ（ｈ）の予め定められた属性は、電力である、請求項１に記載の推定する方法。
- 前記ステップ（ｆ）の遅延の予め定められた長さの時間は、シンボルの継続時間より小さい、請求項３に記載の推定する方法。
- 前記ステップ（ｆ）の遅延の予め定められた長さの時間は、シンボルの継続時間の約半分である、請求項４に記載の推定する方法。
- 前記ステップ（ｇ）の第１の予め定められた方法の結合することは、乗算を含む、請求項１に記載の推定する方法。
- 前記変調を除去するステップは、少なくとも１つのデータシンボルの推定値を使用することを含む、請求項１に記載の推定する方法。
- 前記ステップ（ｊ）の第２の予め定められた方法の結合することは、
（１）予め定められた数のシンボルをわたって受信された電力信号を平均するステップと、
（２）予め定められた数のシンボルをわたって通信電力信号を平均するステップと、
（３）通信電力信号の平均値で除算した受信された電力信号の平均値の量に、−１を加えた和の逆数を得るステップと、
を有する、請求項１に記載の推定する方法。 - 通信信号成分と雑音信号成分を有する伝送された信号の受信機で、信号対雑音比を推定する方法であって、
（ａ）実数と虚数成分を有する伝送された信号を受信するステップと、
（ｂ）受信された信号の電力を決定して、受信された信号の電力に関連する第１の信号を供給するステップと、
（ｃ）受信された信号と受信された信号の遅延された共役数を結合してそれにより結合信号を提供するステップと、前記結合信号の実数成分を除去してそれにより受信された信号の通信成分の電力に関連する第２の信号を提供するステップとを含む、受信された信号の通信成分の電力を決定するステップと、
（ｄ）第１と第２の信号を結合して、それにより伝送された信号の信号対雑音比の推定値に関連する第３の信号を供給するステップとを有する、推定する方法。 - 通信信号成分は、非線形変調形式である、請求項９に記載の推定する方法。
- 変調は、連続位相周波数シフトキーイングである、請求項１０に記載の推定する方法。
- 通信信号成分は、線形変調形式である、請求項９に記載の推定する方法。
- 通信信号成分は、一定エンベロープ信号である、請求項９に記載の推定する方法。
- 通信信号成分は、一定でないエンベロープ信号である、請求項９に記載の推定する方法。
- 受信された信号が、通信信号成分と雑音信号成分を有する伝送された信号を表す、実数成分と虚数成分を有する受信された信号の信号対雑音比を推定する方法であって、その改良は、
（ａ）受信された信号の電力を決定して、受信された信号の電力に関連する受信された電力信号を供給するステップと、
（ｂ）受信された信号の共役複素数を発生して、共役信号を提供するステップと、
（ｃ）予め定められた長さの時間だけ、共役信号を遅延するステップと、
（ｄ）予め定められた方法で、遅延された共役信号を受信された信号と結合して、それにより結合された信号を発生するステップと、
（ｅ）その結合された信号の虚数成分の予め定められた属性をサンプリングして、サンプルされた属性に関連する大きさを有する通信電力信号を供給するステップと、
（ｆ）受信された電力信号と通信電力信号を結合して、それにより受信された信号の信号対雑音比の推定値に関連する信号を供給するステップと、
を有する推定する方法。 - 通信信号成分及び雑音信号成分の両方の実数及び虚数成分を有する受信された信号の信号対雑音比を推定する方法であって、前記方法は、前記受信された信号の電力を前記通信成分の電力と比較し、
（ａ）前記受信された信号の共役複素数を発生して、共役信号を供給するステップと、
（ｂ）予め定められた長さの時間だけ、前記共役信号を遅延するステップと、
（ｃ）予め定められた方法で、前記遅延された共役信号と前記受信された信号を結合して、それにより結合された信号を発生するステップと、
（ｄ）前記結合された信号の実数成分を除去し、それにより前記受信された信号の通信成分の電力を表す通信電力信号を供給するステップと、
を有することを特徴とする推定する方法。 - 信号対雑音比推定器であって、
受信された信号が実数と虚数成分を有する、通信信号成分と雑音信号成分を有する伝送された信号を受信するための受信手段と、
受信された信号の電力を決定して、それにより受信された電力信号を供給する手段と、
受信された信号の共役複素信号を発生する手段と、
予め定められた継続時間の間、共役複素信号を遅延するための遅延手段と、
その遅延された共役複素信号と受信された信号を結合して、それにより結合された信号を供給するための、第１の結合手段と、
その結合された信号の虚数成分の属性を決定して、受信された信号の通信成分の電力に関連する大きさを有する通信電力信号を供給するためのサンプリング手段と、
第２の予め定められた方法で、受信された電力信号と通信電力信号を結合して、それにより伝送された信号の信号対雑音比の推定値を供給するための、第２の結合手段と、
を有する、信号対雑音比推定器。 - 推定器は、インサービスモードで動作する請求項１７に記載の信号対雑音比推定器。
- 推定器は、ブラインドモードで動作する請求項１７に記載の信号対雑音比推定器。
- 推定器は、ディシジョンダイレクテッドモードで動作する請求項１７に記載の信号対雑音比推定器。
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US7286846B2 (en) * | 2003-02-18 | 2007-10-23 | Qualcomm, Incorporated | Systems and methods for performing outer loop power control in wireless communication systems |
| US20040160922A1 (en) | 2003-02-18 | 2004-08-19 | Sanjiv Nanda | Method and apparatus for controlling data rate of a reverse link in a communication system |
| US8150407B2 (en) | 2003-02-18 | 2012-04-03 | Qualcomm Incorporated | System and method for scheduling transmissions in a wireless communication system |
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| US8081598B2 (en) | 2003-02-18 | 2011-12-20 | Qualcomm Incorporated | Outer-loop power control for wireless communication systems |
| US7155236B2 (en) | 2003-02-18 | 2006-12-26 | Qualcomm Incorporated | Scheduled and autonomous transmission and acknowledgement |
| US8391249B2 (en) | 2003-02-18 | 2013-03-05 | Qualcomm Incorporated | Code division multiplexing commands on a code division multiplexed channel |
| US7215930B2 (en) | 2003-03-06 | 2007-05-08 | Qualcomm, Incorporated | Method and apparatus for providing uplink signal-to-noise ratio (SNR) estimation in a wireless communication |
| US8705588B2 (en) | 2003-03-06 | 2014-04-22 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for using code space in spread-spectrum communications |
| US8477592B2 (en) * | 2003-05-14 | 2013-07-02 | Qualcomm Incorporated | Interference and noise estimation in an OFDM system |
| US7248627B2 (en) * | 2003-08-04 | 2007-07-24 | Mediatek Incorporation | Method and apparatus for estimating the link quality of a communication channel |
| US8489949B2 (en) | 2003-08-05 | 2013-07-16 | Qualcomm Incorporated | Combining grant, acknowledgement, and rate control commands |
| US7623569B2 (en) * | 2004-01-14 | 2009-11-24 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for estimating interference and noise in a communication system |
| US7573947B2 (en) * | 2004-07-15 | 2009-08-11 | Terayon Communication Systems, Inc. | Simplified narrowband excision |
| KR100713436B1 (ko) | 2004-10-28 | 2007-05-07 | 삼성전자주식회사 | 통신 시스템에서 ｃｉｎｒ 추정 장치 및 방법 |
| KR100793315B1 (ko) * | 2005-12-31 | 2008-01-11 | 포스데이타 주식회사 | 다운링크 프리앰블을 이용한 반송파 신호 대 잡음비 측정장치 및 방법 |
| US8326339B2 (en) * | 2006-08-04 | 2012-12-04 | Broadcom Corporation | Method and apparatus to compute a noise power estimate in a WCDMA network |
| US7555064B2 (en) * | 2007-08-27 | 2009-06-30 | Harris Corporation | System and method for estimating noise power level in a multi-signal communications channel |
| US7499515B1 (en) * | 2007-08-27 | 2009-03-03 | Harris Corporation | System and method for automated link quality measurement for adaptive modulation systems using noise level estimates |
| US20090060008A1 (en) * | 2007-08-29 | 2009-03-05 | Harris Corporation | System and method for blind source separation of signals using noise estimator |
| US7447276B1 (en) | 2007-08-29 | 2008-11-04 | Harris Corporation | Receiver and method for blind adaptive thresholding using noise estimator |
| US20090060105A1 (en) * | 2007-08-31 | 2009-03-05 | Oguz Tanrikulu | Interference level estimation of path monitoring in w-cdma using the order statistics of beaulieu series |
| KR101414760B1 (ko) * | 2008-02-26 | 2014-07-16 | 인터디지탈 테크날러지 코포레이션 | 신호 대 간섭 비를 추정하는 방법 및 장치 |
| EP2636197A1 (en) | 2010-11-03 | 2013-09-11 | Yair Linn | Method and apparatus for generating a metric for use in one or more of lock detection, snr estimation, and modulation classification |
| GB2501910B (en) * | 2012-05-10 | 2014-06-11 | Broadcom Corp | Programs for signal interference ratio estimation |
| US9420511B2 (en) | 2012-11-01 | 2016-08-16 | Intel Corporation | Signaling QoS requirements and UE power preference in LTE-A networks |
| US8995516B2 (en) | 2012-12-17 | 2015-03-31 | Qualcomm Incorporated | Devices and methods for facilitating signal-to-noise ratio estimation of received wireless transmissions |
| US10078540B2 (en) * | 2014-06-13 | 2018-09-18 | Cisco Technology, Inc. | Accurate and fast in-service estimation of input bit error ratio of low density parity check decoders |
| US9693240B2 (en) * | 2015-05-29 | 2017-06-27 | Interdigital Technology Corporation | Methods and apparatuses for advanced receiver design |
| US10616005B1 (en) * | 2018-11-28 | 2020-04-07 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Robust noise power estimation |
| US11870489B2 (en) * | 2019-10-09 | 2024-01-09 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | S/N ratio estimation circuit, and adaptive filter circuit |
| CN117478250A (zh) * | 2022-07-21 | 2024-01-30 | 莱特普茵特公司 | 校正误差矢量幅度测量值 |
Family Cites Families (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA1332450C (en) | 1987-06-23 | 1994-10-11 | Shousei Yoshida | Carrier-to-noise detector for digital transmission systems |
| JPH0748750B2 (ja) | 1988-11-15 | 1995-05-24 | 日本電気株式会社 | 同期復調装置 |
| US5282228A (en) * | 1991-12-09 | 1994-01-25 | Novatel Communications Ltd. | Timing and automatic frequency control of digital receiver using the cyclic properties of a non-linear operation |
| US5376894A (en) | 1992-12-31 | 1994-12-27 | Pacific Communication Sciences, Inc. | Phase estimation and synchronization using a PSK demodulator |
| US5440582A (en) | 1993-05-28 | 1995-08-08 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for determining signal usability |
| US5517694A (en) * | 1994-11-15 | 1996-05-21 | Fabry Glove And Mitten Company | Weightlifting glove |
| US5640431A (en) * | 1995-03-10 | 1997-06-17 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for offset frequency estimation for a coherent receiver |
| US6115395A (en) | 1996-11-15 | 2000-09-05 | 3Com Corporation | Method of detecting network impairments for high speed data communication over conventional subscriber lines |
| US5901173A (en) | 1996-12-09 | 1999-05-04 | Raytheon Company | Noise Estimator |
| JP3568353B2 (ja) | 1997-03-18 | 2004-09-22 | 松下電器産業株式会社 | 誤り率推定装置 |
| US6219095B1 (en) | 1998-02-10 | 2001-04-17 | Wavetek Corporation | Noise measurement system |
| US6292519B1 (en) * | 1998-03-11 | 2001-09-18 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Correction of signal-to-interference ratio measurements |
| US6081822A (en) * | 1998-03-11 | 2000-06-27 | Agilent Technologies, Inc. | Approximating signal power and noise power in a system |
| US6717976B1 (en) * | 1998-12-21 | 2004-04-06 | Nortel Networks Ltd. | Method and apparatus for signal to noise power ratio estimation in a multi sub-channel CDMA receiver |
| JP2003500897A (ja) | 1999-05-17 | 2003-01-07 | ノキア コーポレイション | Ｔｄｍａシステムにおけるノイズエネルギー推定方法 |
| KR100346227B1 (ko) | 1999-09-18 | 2002-08-01 | 삼성전자 주식회사 | 부호분할다중접속 이동통신시스템에서의 잡음전력 추정장치 및방법 |
| KR100377969B1 (ko) * | 2000-07-10 | 2003-03-29 | 이용환 | 적응 채널 추정 장치를 이용한 직접시퀀스 확산대역시스템 수신 장치 |
| US6977915B2 (en) * | 2001-01-30 | 2005-12-20 | Nortel Networks Limited | Method and system for controlling device transmit power in a wireless communication network |
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