JP3672761B2 - Synchronous motor drive - Google Patents

Description

【００２２】
一方、前述したλ_γ’及びλ_δ’の関係式から、

であるから（ここで、「＜＞」は偏差を表す記号として使用している。）、ｉ_δ ^＊を理想的な一次磁束制御が行われる点（＜λ_γ’＞＝＜λ_δ’＞＝０）の値に選ぶと、相差角φは微少であり、ｉ_γ／Ｉ_o＝ｓｉｎφ≒φ、ｃｏｓφ≒（１−φ²／２）が成立するため下記式（１０）が成立し、その結果、式（９）は下記式（１１）のように表現することができる。
ｉ_δ ^＊＝Ｉ_δ−Ｉ_oｃｏｓφ≒Ｉ_δ−Ｉ_o＋ｉ_γ ²／２Ｉ_ｏ ・・・（１０）
【００２３】
【数２】

【００２４】
上記式（１１）より、磁束制御系の特性方程式は、時間領域で表すと、
Ｐ²＋Ｋ_δ／Ｌ・Ｐ＋（ω₁ ²＋Ｋ_γ／Ｌ）＝０
となり、Ｋ_γとＫ_δを適切に選ぶことにより、ω₁の全域（全動作領域）にわたって安定な一次磁束制御を行うことが可能になる。例えば、低速域の場合でも、実際の同期電動機ではＬが極めて小さいためＫ_γ／ＬやＫ_δ／Ｌの値は極めて大きく、ω₁が変化しても根の配置はあまり影響を受けず、安定した動作を行うことが可能になる。
以上のようにして、同期電動機の動作点が理想的な一次磁束制御の動作点からずれたときは、その影響がｉ_δ≠ｉ_δ ^＊として現れ、この偏差をｖ_γ ^＊及びｖ_δ ^＊にフィードバックすることにより、理想的な動作点に引き戻して安定な動作を行わせることが可能になる。
【００２５】
以上述べたように、同期機に前記式（８）を満足する電圧を加えるとき、安定した一次磁束制御を行うことが可能になり、位置センサ無しで安定して、電機子電流に比例するトルクを発生させることが可能になる。尚、式（８）の指令値電圧ｖ_γ ^＊及びｖ_δ ^＊は、後述するように、ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗに座標変換され、インバータ装置を介して同期電動機に供給される。
【００２６】
ところで、式（８）の電機子抵抗Ｒや式（１０）の磁石（界磁）の強さＩ_o（＝Λ_０／Ｌ）は、いずれも温度の関数である。例えば、一般の同期機では、巻線の温度が１０度Ｃ上昇すると、電機子抵抗Ｒは約５％増加し、逆に、磁石の強さΛ_ｏは温度が上がると低下する。したがって、これらに誤差が生じると、λ_γ’及びλ_δ’にも誤差が生じてしまい、所望の安定した動作が困難になる恐れがある。そこで、以下のように、電機子抵抗Ｒ及び磁石の強さＩ_０を自動補正することにより、安定な動作を行うようにする。
【００２７】
先ず、電機子抵抗Ｒの自動補正法について説明すると、便宜上、電機子抵抗Ｒの推定値（式（８）において計算に用いる値）を《Ｒ》（「《》」は推定値を表す記号として使用している。）として式（８）のＲに代入し又、定常状態を考えて式（６）及び式（８）においてＰ＝０として、式（６）＝式（８）とすると、
Ｒｉ_γ＋Ｌω₁＜λ_δ’＞＝《Ｒ》ｉ_γ＋Ｋ_γ（ｉ_δ ^＊−ｉ_δ）／ω₁
が成立する。
【００２８】
ここで、（Ｒ−《Ｒ》）＝△Ｒ、＜λ_δ’＞≒（ｉ_δ−ｉ_δ ^＊）とすると次式が得られる。
ω₁ｉ_γ・△Ｒ≒（Ｋ_γ＋Ｌω₁ ²）（ｉ_δ ^＊−ｉ_δ）
したがって、ω₁ｉ_γ＞０のときは、Ｒ＞《Ｒ》ならば（ｉ_δ ^＊−ｉ_δ）＞０となる。そこで、現在の抵抗Ｒの値《Ｒ（ｋＴ）》がわかれば、ｔ＝ｋＴ〜（ｋ＋１）Ｔの間の電流誤差（ｉ_δ ^＊−ｉ_δ）とω_１ｉ_γの符号から、次の期間の抵抗Ｒの値が算定できることを利用して、下記式（１２）を満たすように《Ｒ》を自動補正する。
【００２９】
【数３】

【００３０】
ここで、ｓｇｎ（ω₁ｉ_γ）は符号関数で、ω₁ｉ_γ≧０の時は１、ω₁ｉ_γ＜０ならば−１の値をとる。
尚、後述するように、中央処理装置（ＣＰＵ）を用いて式（１２）の計算が行われるが、周期Ｔは前記ＣＰＵに入力されるデータのサンプリング周期を表している。また、電機子巻線の温度変化は緩慢であり、過渡状態では、《Ｒ》＝Ｒであっても（ｉ_δ ^＊−ｉ_δ）＝０にならない場合があるので、積分ゲインＫ_Ｒの値は小さく選定した方がよい。
【００３１】
次に、界磁の強さＩ_o（＝Λ_０／Ｌ）の自動補正法について説明する。
式（８）の（ｉ_δ ^＊−ｉ_δ）の項は積分器を通すので（式（１２）参照）、定常状態ではｉ_δ ^＊＝ｉ_δである。また、＜λ_γ’＞＝ｉ_γ−Ｉ_oｓｉｎφ≒０、ｉ_δ ^＊＝Ｉ_δ−Ｉ_oｃｏｓφであるから、この２つの式からφを消去すると、
ｉ_γ ²＋（ｉ_δ ^＊−Ｉ_δ）²＝ｉ_γ ²＋（ｉ_δ−Ｉ_δ）²＝Ｉ_o ²
となる。
したがって、Ｉ_oの推定値《Ｉ_o》を次式（１３）のように補正すればよい。
【００３２】
【数４】

【００３３】
式（１３）により、現在の値《Ｉ_ｏ（ｋＴ）》から、次の期間のＩoの値が算定できる。この場合も、Ｉ_oの変化は緩やかであり、過渡状態では《Ｉ_o》＝Ｉ_oであっても上式の積分項が０にならないことがあるので、積分ゲインＫ_Iは小さな値に選ぶ方がよい。即ち、式（１３）に示されるように、同期電動機が理想的な動作点近傍で動作する場合は、《Ｉ_o》の誤差はｉ_γとｉ_δの関係に現れる。したがって、《Ｉ_o》＜Ｉ_oのときは、ｉ_γ ²＋（ｉ_δ−Ｉ_δ）²＞Ｉ_o ²となるため、（ｉ_γ ²＋（ｉ_δ−Ｉ_δ）²）＝Ｉ_o ²になるまで、Ｋ_Iを小さく選ぶことによって《Ｉ_o》を少しずつ増加するように制御すればよい。
尚、式（１３）では、２乗したものを積分するようにしており、積分項には正弦関数や余弦関数、あるいは平方根等が含まれていないため、ＣＰＵに大きな負担を与えずに式（１３）の演算処理を行うことが可能になる。
【００３４】
次に、回転速度を検出するためのセンサを用いることなく、回転速度を乱調のない安定した同期電動機の制御を行う方法について説明する。周知のように、同期機は同期速度でしか回転出来ないので、負荷の変動時等には図６の内部相差角δ(図７では相差角φ)が変動する現象、即ち、乱調が生じる。さらに、乱調が著しい場合には脱調に至り、モータは回転力を失って急停止してしまう危険がある。
【００３５】
この問題を解決するためには、図７において、相差角φが所定の値（ｉ_γ＝Ｉ_oｓｉｎφを満足する相差角φ）よりも大きいときは、インバータ装置の角周波数ω₁を現在の値よりも少し下げればよい。
ｄφ／ｄｔ＝ω_ｌ−ｎ_ｐω_ｍまたはφ＝∫（ω_ｌ−ｎ_ｐω_ｍ）であるから、相差角φは漸次減少し、所定の値に移行する。逆に、相差角φが小さいときはω₁を増加させればよい。
【００３６】
これを具体的に説明すると、相差角φが小さい場合、前記式ｉ_γ＝Ｉ_oｓｉｎφにおいて、φをｓｉｎφ≒φの近似が成立する程度に小さいとすると、ｉ_γ≒Ｉ_oφとなり、ｉ_γはφに比例する。
このことから、相差角φの代わりにｉ_γをＫ_m倍してω₁にフィードバックすることにより、インバータ装置の角周波数ω_ｌを与える。
さらに、乱調を防止して系を安定化するため、Ｋ_ｍＴ_ｍＰ／（１＋Ｔ_ｍＰ）の項をフィードバック項として付加し、インバータ装置の角周波数ω_ｌを、下記式（１４）を満足するように与える。
【００３７】
【数５】

【００３８】
ここで、ω₁ ^＊＝ｎ_pω_m ^＊、ω_m ^＊は回転子の角速度指令値、ｎ_pは極対数、Ｋ_mはフィードバックゲイン、Ｔ_mは１次遅れ系の時定数、Ｐ＝ｄ／ｄｔである。式（１４）のようにインバータ装置の角周波数ω_ｌを与えることにより、ｉ_γが一定になる定常状態では、ｉ_γの時間微分Ｐｉ_γは０になるので、ω_１＝ω_１ ^＊となり、同期機は負荷に無関係に、指令値通りの角速度で回転する。
【００３９】
また、加減速時や負荷の急変時のようにω₁やｉ_γが急激に変化する場合には、
Ｔ_mＰ／（１＋Ｔ_mＰ）≒１
が成立する程度にＴ_mを大きく選ぶと、式（１４）は次のようになる。
ω₁≒ω₁ ^＊−Ｋ_mｉ_γ
したがって、例えば、ω_ｌ ^＊を増加させたときは、ｄφ／ｄｔ＞０となってφは増加するが、φに比例してｉ_γも増加するので、ω_ｌの増加を抑えるような負帰還が働くことになり、安定に動作させることが可能になる。よって、式（１４）に基づいてω_１を制御することにより、乱調のない安定な運転が可能になると共に、指令値通りの速度で同期電動機を回転させることが可能になる。
【００４０】
次に、同期機の始動特性を改善するための制御法について説明する。位置センサレスの同期機駆動装置においては、停止時のφ（＝φ_Ｓ）が判別できないため、一時的に同期電動機がω_m ^＊とは逆方向に回転することが起こり得る。
即ち、同期電動機が停止している状態では、回転子と固定子の位置関係（図６のδ又は図７のφ）を検出することができない。仮に、δ＜0の状態でｉ_γ（＞0）を流すと、回転子は反時計方向に回転し、δ≒0の位置で停止する。その後ω₁の上昇とともにδが漸次増加し、(これに伴ってトルクτも増加し（式（１）参照。)回転子は正規の時計方向に回転する。つまり、常に起こるとは限らないが、実用上好ましくない始動当初の逆転現象を避ける工夫が必要となる。
【００４１】
同期電動機はδ＝π／２（φ＝０）の時、最も大きなトルクを発生する。したがって、この位置にφを設定した状態で、電流ｉ_γを流して始動を開始させるのが良い。そのために、γ巻線に対して直角の位置にあるδ巻線の電流（励磁電流）ｉ_δを活用する。
【００４２】
これを詳細に説明すると、同期機の発生トルクτは、λ_{1 γ}（＝Ｌλ_γ’）、λ_{1 δ}（＝Ｌλ_δ’）に式（２）を代入して整理すると、下記式（１５）のように表すことができる。

始動時の相差角φ(＝φ_s)は任意であるから、何らかの方法によりφ_Ｓを通常の動作角（φ≒０）の位置に移行させる必要がある。
【００４３】
そのため、始動に先立って予備励磁期間を設けて、その期間中、
ｖ_γ ^＊＝０、ｉ_δ ^＊＝Ｉ_{δ s}（＞０）、ω₁＝０
とする。ここで、Ｉ_δＳは、相差角φにおけるδ巻線の電流（励磁電流）である。この期間では同期電動機は次のように動作する。即ち、
λ_γ’＝ｉ_γ−Ｉ_oｓｉｎφ_s
ｎ_pω_m＋ｄφ／ｄｔ＝ω₁＝０
であるから、式（６）より、
ｖ_γ＝Ｒｉ_γ＋ＬＰλ_γ’＝（Ｒ＋ＬＰ）ｉ_γ＋ｎ_pＬＩ_oｃｏｓφ_s・ω_m
が成立する。
【００４４】
ここで、ｖ_γ＝ｖ_γ ^＊＝０とし、また上式でＬＰｉ_γの項は他に比べて小さい（Ｐ≒０）ので無視すると、下記式（１６）が得られる。
ｃｏｓφ_s・ｉ_γ≒−ｎ_pＬＩ_oｃｏｓ²φ_s／Ｒ・ω_m ・・・（１６）
式（１６）からわかるように、式（１５）の右辺の第1項によるトルクは、常にω_mと逆方向(制動力)に作用する。
【００４５】
例えば、０＜φ_s≦πの状態で予備励磁を行うものとすると、予備励磁の当初はω_m＝０であるから式（１５）の右辺第２項のトルクだけが作用し、同期電動機は正方向(ω_m＞０)に回転する。この間にω_mが上昇すると、ｉ_γによる制動力が働くので、同期電動機は過制動の状態でφ_sを０に移行させる。また、０＞φ_s＞−πの場合には、逆方向のトルクが働き、φ_sを０に移行させ、φ_Ｓが０になった時点で予備励磁が終了する。そして、この動作が完了した時点でインバータ装置の角周波数ω₁を式（１４）のように与え、所望の値まで加速すればよい。
【００４６】
以上のように本実施の形態においては、予備励磁を用いて同期電動機を最良の位置から始動させるようにしている。このとき、ｖ_γ＝０（γ巻線を等価的に短絡状態にして置く。)にしているため、ω_ｍに応じたｉ_γが流れ、回転子がφ_Ｓ＝０に向かって振動することなくスムーズに移行する。
【００４７】
一方、同期電動機を停止させる時は、ω₁ ^＊≒０になる時点から前記の予備励磁期間を設ける。この操作により、同期電動機をφ_s＝０の近傍で確実に停止させることが可能になる。同期電動機はφ_s＝０に静的に安定な動作点をもつので、次の始動時にはφ_s≒０からの始動が可能である。以上の操作を行うことにより、予備励磁期間に回転子が逆方向に回転する危険があるのは最初の１回だけであり、回転子が逆方向に回転することを防止できる。
【００４８】
図１は本発明の実施の形態に係るブロック図で、前記各制御動作を実現するための同期電動機駆動装置のブロック図である。
図１において、演算手段としての中央処理装置（ＣＰＵ）１０１には、角速度指令値ω_m ^＊及び設定値が入力される。前記設定値としては、電機子抵抗Ｒ、界磁の強さＩ_o、電機子巻線のインダクタンスＬ、電機子磁束鎖交数のδ軸成分ＬＩ_δ、極対数ｎ_p、各種ゲインＫ_γ、Ｋ_δ、Ｋ_m、Ｋ_R、Ｋ_I、時定数Ｔ_mがある。但し、電機子抵抗Ｒ及び界磁の強さＩ_oは温度により変化するので、ノミナル値を与えておく。また、ＣＰＵ１０１には、座標変換手段としての座標変換器１０３からｉ_γ、ｉ_δが入力される。ＣＰＵ１０１と座標変換器１０３は、制御手段を構成している。
尚、前記各ゲインＫ_γ、Ｋ_δ、Ｋ_m、Ｋ_R、Ｋ_I及び時定数Ｔ_mは制御目標等に応じて適宜選定できるが、一例をあげると、定格出力が２ｋＷで又、定格電圧が１１５Ｖ、１３３Ｈｚで２，０００ｒｐｍの同期電動機の場合、Ｋ_γとして１．０７０［Ｖ／ＡＳ］、Ｋ_δとして２．６０［Ｖ／Ａ］、Ｋ_mとして、３．６０［１／ＡＳ］Ｋ_Rとして０．１５［Ｖ／Ａ^２Ｓ］、Ｋ_Iとして０．０３［１／ＡＳ］、Ｔ_mとして０．１０［Ｓ］程度の値が使用できる。
【００４９】
ＣＰＵ１０１からは、３相の指令値電圧ｖ_u ^＊、ｖ_v ^＊、ｖ_w ^＊が後述するインバータ装置１０２に出力されると共に、座標変換器１０３に対してθ₁が出力される。インバータ手段としてのインバータ装置１０２からは、同期電動機１０４に対して３相の駆動信号ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wが供給されると共に、このときのモータ電流ｉｖ、ｉｗがセンサＣＴによって検出され、座標変換器１０３に出力される。座標変換器１０３は、検出電流ｉ_v、ｉ_ｗを座標変換して、対応する電流ｉ_γ、ｉ_δをＣＰＵ１０１に出力する。
【００５０】
図２は、ＣＰＵ１０１の処理を示すフローチャートである。以下、図１及び図２を用いて、本実施の形態の動作を説明する。
先ず、ＣＰＵ１０１は、ω_ｍ ^＊、ｉ_γ、ｉ_δを取り込み（ステップＳ２０１）、ω_ｍ ^＊及びｉ_γからω_l ^＊（＝ｎ_pω_m ^＊）を算出する（ステップＳ２０２）。ω_ｍ ^＊及びω_ｌ ^＊がゼロか否かを判断し（ステップＳ２０３）、ω_ｍ ^＊及びω_ｌ ^＊がゼロの場合（始動時の場合）には、予備励磁期間を設けて、ｖ_γ ^＊＝０、ω_ｌ＝０、ｖ_δ ^＊＝Ｒｉ_δ＋Ｋ_δ・（ｉ_δＳ−ｉ_δ）とし、ステップＳ２０７に移行する。
【００５１】
一方、ステップＳ２０３において、ω_ｍ ^＊及びω_ｌ ^＊がゼロでない場合（運転時の場合）には、式（８）、（１０）、（１４）を用いて、ω_ｌ、ｉ_δ ^＊、ｖ_γ ^＊、ｖ_δ ^＊を算出する（ステップＳ２０４）。次に、Δω_ｌ ^＊＝０か否かを判断し（ステップＳ２０５）、Δω_ｌ ^＊＝０でない場合にはステップＳ２０７に移行し、Δω_ｌ ^＊＝０のときは《Ｒ》と《Ｉ_０》の自動補正を行った後ステップＳ２０７に移行する（ステップＳ２０６）。ステップＳ２０７においては、θ_ｌ＝∫ω_ｌdtを算出し２進値に変換して、座標変換器１０３に出力する。
【００５２】
また、ｖ_γ ^＊及びｖ_δ ^＊を座標変換してｖ_u〜ｖ_w（同期機に印加すべき電圧）を計算し、インバータ装置１０２への指令値電圧ｖ_u ^＊、ｖ_v ^＊、ｖ_w ^＊を求めてインバータ装置１０２に出力する（ステップＳ２０９）。以後、上記動作を繰り返す。
【００５３】
尚、図１に示すように、座標変換器１０３を用いて、ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wからｉ_γ、ｉ_δへの座標変換を行うのは、交流の過渡現象を直流の過渡現象として取り扱うにように直流に変換するためである。これにより、式の取り扱いが格段に簡略化されるばかりでなく、制御系の取り扱いが便利になる。
また、ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wからｉ_γ、ｉ_δへの座標変換に、ハードウェア構成の座標変換器１０３を用いるようにしているが、これは、ｉ_γやｉ_δが直流であり、インバータ装置１０２のＰＷＭ制御に起因する電流のリップルが容易に除去できる利点があるためである。
【００５４】
以上のようにして得られた指令値電圧ｖ_u ^＊、ｖ_v ^＊、ｖ_w ^＊はインバータ装置１０２に出力されると共に、θ₁が座標変換器１０３に出力され、インバータ装置１０２からは、指令値電圧ｖ_u ^＊、ｖ_v ^＊、ｖ_w ^＊に基づいて同期電動機１０４に３相の駆動信号ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wが出される。これにより、同期電動機１０４は安定した駆動が行われる。
【００５５】
次に、前記各動作を実現するために指令値通りの駆動信号を出力可能なインバータ装置の例を説明する。図３は、図１のインバータ装置１０２の詳細を示す回路図で、インバータ装置１０２の三相のうちの一相分（ｕ相）の回路図を示している。
図３において、図示しない整流回路によって充電され、直流電源を構成するコンデンサ３０１には、これと並列に、トランジスタＴ_ｕ ^＋及びトランジスタＴ_ｕ ⁻直列接続されている。トランジスタＴ_ｕ ^＋は第１スイッチング手段を構成し、トランジスタＴ_ｕ ⁻は第２スイッチング手段を構成している。
【００５６】
トランジスタＴ_ｕ ^＋のコレクタ−エミッタ間には帰還ダイオードＤ_ｕ ^＋が接続され又、トランジスタＴ_ｕ ⁻のコレクタ−エミッタ間には帰還ダイオードＤ_ｕ ⁻が接続されている。トランジスタＴ_ｕ ^＋のエミッタとトランジスタＴ_ｕ ⁻のコレクタとの接続点は負荷に接続されると共に、分圧回路を構成する抵抗Ｒ_１と抵抗Ｒ_２の直列回路に接続されている。
【００５７】
一方、ＣＰＵ１０１からの指令値電圧ｖ_u ^＊は乗算回路３０６を介して、差分信号出力手段を構成する減算回路（加合せ点）３０３の正入力部に、指令値η_ｕ ^＊を指示するための指令値信号が入力されている。また、減算回路３０３の負入力部には抵抗Ｒ_１と抵抗Ｒ_２の接続点が接続され、これによって減算回路３０３の負入力部には、出力電位ｖ_uを抵抗Ｒ_１及びＲ_２で分圧した電位η_ｕが入力されている。
【００５８】
減算回路３０３の出力部は、記憶手段としての積分回路３０４の入力部に接続されている。積分回路３０４の出力部はヒステリシス・コンパレータ手段としてのヒステリシス・コンパレータ回路３０５の入力部に接続されている。ヒステリシス・コンパレータ回路３０５は、積分回路３０４の出力電圧ｅを所定のしきい値電圧と比較し、比較結果に応じてＨレベル又はＬレベルの制御信号Ｓを出力する。
【００５９】
ヒステリシス・コンパレータ回路３０５の出力部には、前記制御信号Ｓの立ち上がりをＴ_ｄだけ遅延させるために遅延手段としての周知の遅延回路３０２が接続されている。遅延回路３０２からは、前記制御信号Ｓの立ち上がりをＴ_ｄだけ遅延させた信号である駆動信号がトランジスタＴ_ｕ ^＋、Ｔ_ｕ ⁻の各ベースに供給されるように構成されている。
【００６０】
一方、図４は、図３に示したインバータ装置１０２の動作原理を説明するための図で、積分回路３０４の出力電圧ｅの時間的変化が、遅延回路３０２の有無によって相違する様子を対比して示している。遅延回路３０２を設けない場合、即ち、制御信号Ｓと駆動信号の変化のタイミングが一致するＴ_ｄ＝０の場合を実線で示し、遅延回路３０２を設けた場合、即ち、駆動信号の立ち上がりが制御信号ＳよりもＴ_ｄだけ遅れる場合を破線で示している。
【００６１】
以下、図３及び図４を用いて、インバータ装置１０２の動作を説明する。
出力電位Ｖ_ｕは抵抗Ｒ_１、Ｒ_２によって分圧され、出力に関連する信号として、電位η_ｕ（＝Ｋｖ_u、但し、Ｋ＝Ｒ_２／（Ｒ_１＋Ｒ_２））が減算回路３０３の負入力部に入力される。減算回路３０３からは、電位η_ｕと指令値η_ｕ ^＊（＝Ｋｖ_u ^＊）の差に相当する差分信号が積分回路３０４に供給される。前記差分信号は積分回路３０４によって時間積分され、次式（１７）で表される出力電圧ｅがヒステリシス・コンパレータ回路３０５に出力される。
【００６２】
【数６】

【００６３】
前記出力電圧ｅは、ヒステリシス・コンパレータ回路３０５によって所定のしきい値と比較され、後述するように、比較結果に応じてＨレベル又はＬレベルの制御信号Ｓが出力される。前記制御信号Ｓは、該制御信号ＳがＨレベルのときトランジスタＴ_ｕ ^＋をオンに制御し、ＬレベルのときはトランジスタＴ_ｕ ⁻をオンに制御するための信号である。
【００６４】
遅延回路３０２を設けないＴ_ｄ＝０のときは、前記制御信号Ｓと同一波形の駆動信号がトランジスタＴ_ｕ ^＋、Ｔ_ｕ ⁻に供給される。従って、ヒステリシス・コンパレータ回路３０５の出力が変化すると直ちに出力電位ｖ_uが変化し、これに応答して積分回路３０４の出力電圧ｅが変化するため、出力電圧ｅは図３の実線で示すようにヒステリシス・コンパレータ回路３０５の第１のしきい値ΔＨと第２のしきい値−△Ｈの間で変化する。よって、出力電圧ｅの１周期の時間をＴとすれば、次式（１８）が成立する。
【００６５】
【数７】

【００６６】
指令値ｖ_u ^＊の周期は出力電圧ｅの周期に比し十分大きいので、次式（１９）を満足する制御が実用上十分な精度で実現できる。
【００６７】
【数８】

【００６８】
一方、図３に示すように遅延回路３０２を設けた場合、前記制御信号Ｓの立ち上がりがＴ_ｄだけ遅延された後、駆動信号としてトタンジスタＴ_ｕ ^＋、Ｔ_ｕ ⁻に供給されるため、トランジスタＴ_ｕ ^＋、Ｔ_ｕ ⁻は、前記制御信号ＳよりもＴ_ｄ遅れてオンすることになる。
この場合、負荷電流ｉ_uが正の時にはトランジスタＴ_ｕ ^＋がＴ_ｄだけ遅延してオンするので、図４の破線で示すように、この遅延分だけ出力電圧ｅはしきい値ΔＨを越えて動作する。但し、負荷電流ｉ_uが正の場合、トランジスタＴ_ｕ ⁻のオンがＴ_ｄだけ遅れても、帰還ダイオードＤ_ｕ ⁻が先にオンするので、出力電圧ｅは−ΔＨ以下に低下することはない。尚、負荷電流ｉ_uが負の場合は、図４を時間軸ｔを中心として上下反転させた図となる。
【００６９】
ところで、トランジスタＴ_ｕ ^＋、Ｔ_ｕ ⁻、帰還ダイオードＤ_ｕ ^＋、Ｄ_ｕ ⁻の電圧降下を無視すれば、出力端子の瞬時的な電位はトランジスタＴ_ｕ ^＋がオンの期間ではＶ_ｄで一定、トランジスタＴ_ｕ ⁻またはダイオードＤ_ｕ ⁻がオンの期間では０で一定である。
したがって、出力電位ｖ_uの周期Ｔ、Ｔ’の平均値Ｅ_ｕは、
Ｔ_ｄ＝０の時：Ｅ_ｕ＝（τ＋／Ｔ）・Ｖ_ｄ、
Ｔ_ｄを設けた時：Ｅ_ｕ＝（τ＋’／Ｔ’）・Ｖ_ｄ
となる。
【００７０】
周期ＴやＴ’は指令値ｖ_u ^＊の周期に比べ極めて小さく、この間の出力電圧ｅの変化は直線とみなせるので、τ＋／Ｔ＝τ＋’／Ｔ’が実用上十分な精度で成り立ち得る。即ち、Ｔ_ｄによる時間遅れがあっても、積分回路３０４がこの間における電位η_ｕと指令値η_ｕ ^＊の電圧誤差を記憶しており、次のサイクルでこれを補償するようにトランジスタＴ_ｕ ^＋、Ｔ_ｕ ⁻のオン時間又はオフ時間を自動調整することになり、指令値ｖ_u ^＊に対応する出力Ｅuが得られる。従って、指令値ｖ_u ^＊に対応するＰＷＭ波形の出力ｖ_uを得ることができる。
尚、前記の説明では、トランジスタＴ_ｕ ^＋、Ｔ_ｕ ⁻、帰還ダイオードＤ_ｕ ^＋、Ｄ_ｕ ⁻の電圧降下や動作の時間遅れを無視して説明したが、電位η_ｕにはこれらが加味されるので、指令値ｖ_u ^＊通りの出力を得ることができる。
【００７１】
次に、図３に示したインバータ装置の全体的な動作を、図５のタイミング図を用いて説明する。図５には、指令値η_ｕ ^＊、電位η_ｕ、積分回路３０４の出力電圧ｅ、制御信号Ｓ及びトランジスタＴ_ｕ ^＋、Ｔ_ｕ ⁻のオン・オフのタイミングを示している。尚、指令値ｖ_u ^＊及び出力ｖ_uは、指令値η_ｕ ^＊、電位η_ｕを１／Ｋ倍した信号であり、各々、これらと同一のタイミングで変化する波形となる。また、図５は負荷電流ｉ_uが正の場合を示している。
【００７２】
時刻Ｔ₁において、出力電圧ｅがしきい値−△Ｈに等しくなると、ヒステリシス・コンパレータ回路３０５がこれを検出して、Ｌレベルの制御信号Ｓを出力する。これにより、トランジスタＴ_ｕ ^＋はオフ、電位η_ｕは０となり又、出力電圧ｅは上昇を開始する。Ｔ_ｄ経過後にトランジスタＴ_ｕ ⁻はオンとなる。出力電圧ｅがしきい値△Ｈに達すると、ヒステリシス・コンパレータ回路３０５がこれを検出して、Ｈレベルの制御信号Ｓを出力する。これにより、トランジスタＴ_ｕ ⁻はオフとなる。また、出力電圧ｅはこの後も引き続き上昇を続ける。
【００７３】
Ｔ_ｄ経過後にトランジスタＴ_ｕ ^＋がオンになると、電位η_ｕがＫＶ_ｄとなり又、出力電圧ｅは下降を開始する。出力電圧ｅがしきい値−△Ｈに達すると、ヒステリシス・コンパレータ回路３０５がこれを検出して、Ｌレベルの制御信号Ｓを出力する。これにより、トランジスタＴ_ｕ ^＋はオフ、電位η_ｕは０となり又、出力電圧ｅは上昇を開始する。以後、この動作を繰り返す。
【００７４】
このとき、出力電圧ｅは式（１８）で示したように、（η_ｕ ^＊−η_ｕ）を時間積分したものであるから、その勾配（ｄｅ／ｄｔ）は（η_ｕ ^＊−η_ｕ）に比例して変化し、指令値η_ｕ ^＊と電位η_ｕの瞬時値の電位差が大きいほど急になる。従って、前記電位差が大きいほど、制御信号Ｓのパルス幅は狭くなり又、トランジスタＴ_ｕ ^＋がオンする時間も短くなる。これに伴い、電位η_ｕのパルス幅も狭くなり、指令値η_ｕ ^＊に対応した狭いパルス幅の電位η_ｕが得られる。
逆に、前記電位差が小さいほど電位η_ｕのパルス幅は広くなり、指令値η_ｕ ^＊に対応した広いパルス幅の電位η_ｕが得られる。
【００７５】
上記動作を繰り返すことによって得られる周期Ｔの平均値Ｅ_ｕは、式（２０）に示すように、指令値ｖ_u ^＊（＝η_ｕ ^＊／Ｋ）に等しくなり、その結果、指令値ｖ_u ^＊に等しいＰＷＭ波形の出力ｖ_u（＝η_ｕ／Ｋ）が得られる。
したがって、積分回路等の記憶手段を設けるという簡単な構成で、アーム短絡防止時間や素子の電圧降下等による影響を補償し、指令値通りの出力を得ることができる。
【００７６】
尚、出力に関連する信号である電位η_ｕと指令値η_ｕ ^＊の電圧誤差を記憶するために積分回路３０４を使用したが、他の記憶手段、例えば信号をデジタル処理する場合には、ＲＡＭ（Random Access Memory）等のデジタル的な記憶装置を使用し、Ｔ_ｄによって生じる電圧誤差を記憶させて次のサイクルで補償するようにしても良い。また、電位η_ｕを発生させるために抵抗Ｒ_１、Ｒ_２を用いて分圧するようにしたが、直列接続された複数個のコンデンサを用いて分圧する等、種々の変更が可能である。さらに、出力に関連する信号として電位η_ｕを使用したが、出力電位ｖ_uを前記信号として直接使用してもよい。また、スイッチング手段としてトランジスタを用いたが、ＩＧＢＴやサイリスタ等の他のスイッチング素子を使用することもできる。
【００７７】
以上述べたように本実施の形態によれば、位置センサレスにできるため廉価に構成することが可能になる。また、電機子電流に比例したトルクを安定して発生させることが可能になる。さらに、乱調のない安定した動作を行わせることが可能になる。また、始動及び停止を良好に行わせることが可能になる。また、電機子抵抗及び界磁の強さが変動しても自動補正することにより安定な動作を行わせることが可能になる。
【００７８】
【発明の効果】
本発明によれば、位置センサレスとすることができるため廉価に構成することが可能になり又、安定な駆動が可能になるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態に係るブロック図である。
【図２】 本発明の実施の形態に係る動作を説明するためのフローチャートである。
【図３】 本発明の実施の形態に使用するインバータ装置のブロック図である。
【図４】 本発明の実施の形態に使用するインバータ装置の動作を説明するためのタイミング図である。
【図５】 本発明の実施の形態に使用するインバータ装置の動作を説明するためのタイミング図である。
【図６】 本発明の実施の形態の動作を説明するための図である。
【図７】 本発明の実施の形態の動作を説明するための図である。
【符号の説明】
１０１・・・制御手段を構成するＣＰＵ
１０２・・・インバータ手段としてのインバータ装置
１０３・・・制御手段を構成する座標変換器
１０４・・・同期電動機[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a synchronous motor driving device for driving a synchronous motor.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, synchronous motors have been used in various electric devices. Compared to induction motors, synchronous motors are smaller and lighter, more efficient, can be servo-locked, and always rotate at a synchronous speed regardless of the size of the load. It is desired that the synchronous motor can be driven and controlled by a simple and simple driving device.
[0003]
Incidentally, torque characteristics are one of the characteristics required for a synchronous motor. Generally, when the generated torque is τ, τ = n_p・ Λ_o・ I_a(However, n_p: Number of pole pairs, Λ_o: Number of flux linkages of armature by field, i_a: Armature current), and such a linear characteristic becomes an important characteristic in the control system. A direct current (DC) brushless motor is an inverter-driven synchronous motor that achieves this.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, since the conventional DC brushless motor uses a complicated position sensor for detecting the relative position of the stator and the rotor, it is expensive and the noise of the signal line is mixed. There was also a problem in terms of reliability.
In addition to the torque characteristics described above, the synchronous motor must be capable of smooth operation without turbulence or step-out, can be smoothly started and stopped, and must be robust against changes in constants. , Etc., stable characteristics are required.
[0005]
An object of the present invention is to provide a synchronous motor drive device that can be configured at low cost by not using a position sensor and that can stably drive a synchronous motor.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
The synchronous motor drive device of the present invention comprises control means for outputting a command value signal and inverter means for outputting a drive signal corresponding to the command value signal to the synchronous motor, wherein the control means is an electric machine of the synchronous motor. The element resistance is R, the armature winding inductance is L, and the angular frequency of the inverter means is ω.₁, I_δ= Λ_δ/ L (Λ_δ: Number of flux linkages of armature δ winding), and γ-axis component of armature current i_γ, The δ-axis component of the armature current is i_δ, The command value of the δ-axis component of the armature current is i_δ ^*, Current error (i_δ ^*-I_δ) Feedback gain of K_γ, K_δAs
v_γ ^*= Ri_γ+ Lω₁I_δ+ K_γ・ (I_δ ^*-I_δ) / Ω₁
v_δ ^*= Ri_δ+ K_δ・ (I_δ ^*-I_δ)
The command value voltage that satisfies the relationship_γ ^*, V_δ ^*Is output to the inverter means as the command value signal.
The control means
v_γ ^*= Ri_γ+ Lω₁I_δ+ K_γ・ (I_δ ^*-I_δ) / Ω₁
v_δ ^*= Ri_δ+ K_δ・ (I_δ ^*-I_δ)
Voltage that satisfies the relationship_γ ^*, V_δ ^*Is calculated and output to the inverter means as a command value signal. The inverter means supplies a drive signal corresponding to the command value signal to the synchronous motor.
[0007]
Further, the synchronous motor drive device of the present invention comprises control means for outputting a command value signal and inverter means for outputting a drive signal corresponding to the command value signal to the synchronous motor, wherein the control means has a phase difference angle φ Is greater than a predetermined value, the angular frequency ω of the inverter means₁The inverter means is controlled so as to reduce the angular frequency ω, and when the phase difference angle φ is smaller than a predetermined value, the angular frequency ω₁The inverter means is controlled so as to increase
[0008]
At this time, the control means sets the angular frequency of the inverter device to ω_l, Ω₁ ^*= N_pω_m ^*(Ω_m ^*Is the angular velocity command value of the rotor), n_pIs the number of pole pairs, K_mIs the feedback gain, T_mIs the time constant of the first-order lag system, P = d / dt,
ω_l= Ω_l ^*-K_m・ {T_mP / (1 + T_mP)} ・ i_γ
The synchronous motor may be controlled so as to satisfy the above.
[0009]
Further, the control means provides a pre-excitation period prior to starting the synchronous motor and immediately before the synchronous motor is stopped, and during the pre-excitation period, v_γ ^*= 0, i_δ ^*= I_{δ s}(> 0, δ winding current during pre-excitation period), ω₁You may comprise so that it may control to = 0.
[0010]
Further, the control means is (i_δ ^*-I_δ), The estimated value << R >> of the armature resistance may be increased or decreased.
Furthermore, the control means includes i_γAnd i_δField strength estimate << I_o>> may be increased or decreased.
[0011]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below. In this embodiment, the synchronous motor is driven by a variable frequency / variable voltage (VVVF) inverter device, so that the position sensor is omitted and the angular speed (inverter angular frequency ω) designated by the synchronous motor is omitted.₁), And even if the load increases or decreases, the speed fluctuation can be suppressed. Further, torque τ∝current i (hereinafter, torque current i_γWill be described. The primary magnetic flux control method is used to obtain the characteristics of That is, a method is used in which the voltage is controlled so that the number of flux linkages of the armature becomes a predetermined value.
[0012]
First, control for obtaining a torque τ proportional to the armature current without using a position sensor (no position sensor) will be described. As shown in FIG. 6, the angular frequency ω is applied to the winding of the armature (stator in FIG. 6) 601 of the synchronous motor.₁When an equilibrium three-phase current of₁/ N_p(N_pIs the number of pole pairs) in the gap.
[0013]
Now, the rotor 602 has an electrical angular velocity ω_meIn this case, the rotor field axis (d axis: straight axis) is delayed by an internal phase difference angle δ with respect to the rotating magnetic field axis (γ axis). If this is the case, it is known that the generated torque τ of the synchronous motor is expressed by the following equation (1).
τ = n_p・ Λ_o・ Sinδ ・ i_γ            ... (1)
Where Λ_oIs the number of flux linkages in the armature by the field, i_γIs the γ-axis component of the armature current.
From equation (1), it can be seen that if δ is selected to be π / 2 (during motor operation) or -π / 2 (during regenerative braking), torque can be generated most efficiently for the same current (described above). In a brushless motor, a position sensor is used to control δ so that it is in the above position).
[0014]
Next, the torque current i is determined by the primary magnetic flux control method._γA description will be given of whether a torque τ proportional to can be obtained.
FIG. 7 is a diagram depicting the number of primary magnetic flux linkages (hereinafter referred to as primary magnetic flux) of a synchronous motor with reference to the dq coordinates of the rotor. Here, the q-axis is an axis that rotates 90 degrees clockwise from the d-axis and is orthogonal to the d-axis.
In FIG. 7, since the magnetic axis of the field is selected as the d-axis, λ_d= Λ_o, Λ_q= 0. γ-δ axis is electrical angular angular velocity ω₁In this case, the coordinate system is shown as being advanced by an angle φ from the dq axis. Further, the γ-axis component of the armature current is expressed as the torque current i._γAs shown. Note that there is a relationship of φ = (δ−π / 2) between the phase difference angle (angle between the γ-δ axis and the dq axis) φ and the internal phase difference angle δ in FIG.
[0015]
Now, as shown in FIG. 7, the γ-axis component and δ-axis component of the primary magnetic flux and the armature current are respectively expressed as λ_{1 γ}, Λ_{1 δ}And i_γ, I_δΓ-axis component and δ-axis component of the field magnetic flux_{2 γ}, Λ_{2 δ}If the inductance of the armature winding is denoted by L, two pairs of the following formulas (2)
λ_{1 γ}= Li_γ+ Λ_{2 γ}, Λ_2γ= -Λ_osinφ
λ_{1 δ}= Li_δ+ Λ_{2 δ}, Λ_2δ= Λ_ocosφ (2)
Is obtained.
[0016]
Using the quantities defined as described above, the generated torque τ can be calculated from the equations (1) and (2):
τ = n_p(Λ_{1 δ}i_γ−λ_{1 γ}i_δ)
Therefore, the primary magnetic flux is expressed as a pair of the following formulas (4)
λ_{1 γ}= 0
λ_{1 δ}= Λ_δ(Set value) (4)
If the control is performed to satisfy the following equation (5)
τ = n_p・ Λ_δ・ I_γ        ... (5)
Is established, and the synchronous machine has a torque current i regardless of the rotational speed._γTorque proportional to can be generated.
[0017]
The above is the principle of the primary magnetic flux control method. In this embodiment, the primary magnetic flux is controlled as follows in order to stably and accurately control the primary magnetic flux to the value of equation (4).
First, λ_{1 γ}/ L = λ_γ’, Λ_{1 δ}/ L = λ_δ’、 I_δ= Λ_δ/ L, I_o= Λ_oIn general, the voltage equation of a synchronous machine is a pair of the following formulas (6)
v_γ= Ri_γ+ LPλ_γ'+ Lω₁λ_δ’
v_δ= Ri_δ+ LPλ_δ'-Lω₁λ_γ′ (6)
Given in.
However, P = d / dt (differential operator) and, as is clear from FIG.
λ_γ'= I_γ-I_osinφ
λ_δ'= I_δ+ I_ocosφ
It is.
[0018]
By the way, ideal primary magnetic flux control (λ_γ′ = 0, λ_δ'= I_δ) Is the i-axis component and δ-axis component of the armature current i_γ ^*, I_δ ^*And in the above equation, λ_γ′ = 0, λ_δ'= I_δSubstituting and rearranging gives a pair of the following formulas (7).
i_γ ^*= I_osinφ
i_δ ^*= I_δ-I_ocosφ (7)
[0019]
To control the primary flux to the above value, the current is i_γ= I_γ ^*, I_δ= I_δ ^*(At this time, i_γ ^*, I_δ ^*Corresponds to the command value current, and “*” is used as a symbol representing the command value. This can be realized by providing a control loop such as For this purpose, consider applying a pair of voltages represented by the following formula (8) to the synchronous machine.
v_γ ^*= Ri_γ+ Lω₁I_δ+ K_γ・ (I_δ ^*-I_δ) / Ω₁
v_δ ^*= Ri_δ+ K_δ・ (I_δ ^*-I_δ(8)
It should be noted that the third term on the right side of the first equation of the equation (8) and the second term on the right side of the second equation are current feedback terms, and K_γ, K_δIs the command value current i of the δ-axis component of the armature current_δ ^*And the actual current i_δError between (i_δ ^*-I_δ) Command value voltage v_γ ^*And v_δ ^*It is a gain when feeding back. Further, the armature resistance R is an estimated value, as will be described later, and is automatically corrected to prevent an error due to temperature.
[0020]
Here, considering the stability of the control according to the equation (8), as will be described later, the inverter device for driving the synchronous machine has a command value voltage v_γ ^*, V_δ ^*When outputting the street voltage, v_γ= V_γ ^*, V_δ= V_δ ^*Therefore, the following formula (9) is obtained by arranging the formula (6) = the formula (8).
[0021]
[Expression 1]

[0022]
On the other hand, λ mentioned above_γ′ And λ_δFrom the relational expression '

(Here, “<>” is used as a symbol representing deviation), and i._δ ^*The point where ideal primary magnetic flux control is performed (<λ_γ'> = <Λ_δ′> = 0), the phase difference angle φ is very small, i_γ/ I_o= Sinφ≈φ, cosφ≈ (1-φ²/ 2) holds, the following formula (10) holds, and as a result, the formula (9) can be expressed as the following formula (11).
i_δ ^*= I_δ-I_ocosφ≈I_δ-I_o+ I_γ ²/ 2I_o    (10)
[0023]
[Expression 2]

[0024]
From the above equation (11), when the characteristic equation of the magnetic flux control system is expressed in the time domain,
P²+ K_δ/ L ・ P + (ω₁ ²+ K_γ/ L) = 0
And K_γAnd K_δBy choosing appropriately, ω₁It is possible to perform stable primary magnetic flux control over the entire region (the entire operation region). For example, even in the low speed range, L is extremely small in an actual synchronous motor, so K_γ/ L and K_δ/ L is very large, ω₁Even if changes, the arrangement of the roots is not affected so much and stable operation can be performed.
As described above, when the operating point of the synchronous motor deviates from the ideal operating point of the primary magnetic flux control, the effect is i._δ≠ i_δ ^*And this deviation is expressed as v_γ ^*And v_δ ^*Thus, it becomes possible to return to the ideal operating point and perform a stable operation.
[0025]
As described above, when a voltage satisfying the above equation (8) is applied to the synchronous machine, stable primary magnetic flux control can be performed, and torque proportional to the armature current is stable without a position sensor. Can be generated. The command value voltage v in equation (8)_γ ^*And v_δ ^*Is v, as will be described later._u, V_v, V_wThe coordinates are converted to the above and supplied to the synchronous motor through the inverter device.
[0026]
By the way, the armature resistance R of the formula (8) and the strength I of the magnet (field) of the formula (10)._o(= Λ₀/ L) is a function of temperature. For example, in a general synchronous machine, when the temperature of the winding increases by 10 ° C., the armature resistance R increases by about 5%, and conversely, the strength of the magnet Λ_oDecreases with increasing temperature. Therefore, if an error occurs in these, λ_γ′ And λ_δAlso, an error may occur in ', which may make it difficult to perform a desired stable operation. Therefore, armature resistance R and magnet strength I are as follows:₀Is automatically corrected to perform stable operation.
[0027]
First, an automatic correction method for the armature resistance R will be described. For convenience, an estimated value of the armature resistance R (value used for calculation in the equation (8)) is << R >> ("<< >>" is a symbol representing the estimated value). Substituting into R in equation (8) as P) in equation (6) and equation (8), P = 0, and equation (6) = equation (8)
Ri_γ+ Lω₁<Λ_δ′ ＞ ＝ 《R》 i_γ+ K_γ(I_δ ^*-I_δ) / Ω₁
Is established.
[0028]
Where (R − << R >>) = ΔR, <λ_δ′> ≒ (i_δ-I_δ ^*), The following equation is obtained.
ω₁i_γ・ △ R ≒ (K_γ+ Lω₁ ²) (I_δ ^*-I_δ)
Therefore, ω₁i_γWhen> 0, if R> << R >> (i_δ ^*-I_δ)> 0. Therefore, if the current value of the resistance R << R (kT) >> is known, the current error (i) between t = kT and (k + 1) T_δ ^*-I_δ) And ω₁i_γBy using the fact that the value of the resistance R in the next period can be calculated from the sign of <R>, << R >> is automatically corrected so as to satisfy the following expression (12).
[0029]
[Equation 3]

[0030]
Where sgn (ω₁i_γ) Is the sign function, ω₁i_γ1 when ≧ 0, ω₁i_γIf <0, it takes a value of -1.
As will be described later, the calculation of Expression (12) is performed using a central processing unit (CPU), and the period T represents a sampling period of data input to the CPU. Further, the temperature change of the armature winding is slow, and in the transient state, even if << R >> = R (i_δ ^*-I_δ) = 0, so there is a case where integral gain K_RIt is better to select a smaller value.
[0031]
Next, field strength I_o(= Λ₀/ L) automatic correction method will be described.
(I in equation (8)_δ ^*-I_δ) Term is passed through the integrator (see equation (12)), i._δ ^*= I_δIt is. Also, <λ_γ'> = I_γ-I_osinφ≈0, i_δ ^*= I_δ-I_oSince it is cosφ, if φ is deleted from these two equations,
i_γ ²+ (I_δ ^*-I_δ)²= I_γ ²+ (I_δ-I_δ)²= I_o ²
It becomes.
Therefore, I_oEstimated value of << I_oCan be corrected as in the following equation (13).
[0032]
[Expression 4]

[0033]
From equation (13), the current value << I_oFrom (kT) >>, the value of Io for the next period can be calculated. Again, I_oChanges slowly, and in the transient state << I_o>> I_oEven so, the integral term in the above equation may not become zero, so the integral gain K_IIt is better to choose a smaller value. That is, as shown in Equation (13), when the synchronous motor operates near the ideal operating point, << I_oThe error of_γAnd i_δAppear in the relationship. Therefore, << I_o》 <I_oI_γ ²+ (I_δ-I_δ)²> I_o ²(I_γ ²+ (I_δ-I_δ)²) = I_o ²K until_IBy selecting a smaller value, << I_o>> may be controlled to increase little by little.
In equation (13), the squared product is integrated, and the integral term does not include a sine function, cosine function, square root, or the like. 13) can be performed.
[0034]
Next, a description will be given of a method for controlling the synchronous motor without causing the rotation speed to be unstable without using a sensor for detecting the rotation speed. As is well known, since the synchronous machine can only rotate at the synchronous speed, a phenomenon in which the internal phase difference angle δ in FIG. 6 (the phase difference angle φ in FIG. 7) varies, that is, turbulence occurs when the load varies. Furthermore, when the turbulence is remarkable, the step-out occurs, and the motor loses the rotational force and there is a risk of sudden stop.
[0035]
In order to solve this problem, in FIG. 7, the phase difference angle φ is a predetermined value (i_γ= I_ois greater than the phase difference angle φ that satisfies sin φ), the angular frequency ω of the inverter device₁Should be slightly lower than the current value.
dφ / dt = ω_l-N_pω_mOr φ = ∫ (ω_l-N_pω_m), The phase difference angle φ gradually decreases and shifts to a predetermined value. Conversely, when the phase difference angle φ is small, ω₁Can be increased.
[0036]
Specifically, when the phase difference angle φ is small, the equation i_γ= I_oIn sin φ, if φ is small enough to satisfy the approximation of sin φ≈φ, i_γ≒ I_oφ and i_γIs proportional to φ.
From this, i is substituted for the phase difference angle φ._γK_mMultiplied by ω₁Is fed back to the angular frequency ω of the inverter device_lgive.
Furthermore, in order to prevent turbulence and stabilize the system, K_mT_mP / (1 + T_mThe term of P) is added as a feedback term, and the angular frequency ω of the inverter device_lIs given so as to satisfy the following formula (14).
[0037]
[Equation 5]

[0038]
Where ω₁ ^*= N_pω_m ^*, Ω_m ^*Is the rotor angular velocity command value, n_pIs the number of pole pairs, K_mIs the feedback gain, T_mIs the time constant of the first-order lag system, P = d / dt. The angular frequency ω of the inverter device as shown in equation (14)_lI_γIn a steady state where is constant, i_γTime derivative Pi_γBecomes 0, so ω₁= Ω₁ ^*Thus, the synchronous machine rotates at an angular velocity according to the command value regardless of the load.
[0039]
Also, when accelerating / decelerating or when the load changes suddenly,₁Or i_γIf changes rapidly,
T_mP / (1 + T_mP) ≒ 1
T to the extent that_m(14) becomes as follows when it chooses large.
ω₁≒ ω₁ ^*-K_mi_γ
Thus, for example, ω_l ^*When d is increased, φ increases as dφ / dt> 0, but i increases in proportion to φ._γAlso increases, so ω_lNegative feedback that suppresses the increase of the power works, and it becomes possible to operate stably. Therefore, ω based on equation (14)₁By controlling the above, stable operation without turbulence can be achieved, and the synchronous motor can be rotated at a speed according to the command value.
[0040]
Next, a control method for improving the starting characteristics of the synchronous machine will be described. In a synchronous machine drive device without a position sensor, φ at the time of stop (= φ_S) Cannot be discriminated, so the synchronous motor is temporarily_m ^*It is possible to rotate in the opposite direction.
That is, when the synchronous motor is stopped, the positional relationship between the rotor and the stator (δ in FIG. 6 or φ in FIG. 7) cannot be detected. Suppose that δ <0 and i_γWhen (> 0) is applied, the rotor rotates counterclockwise and stops at a position where δ≈0. Then ω₁Δ gradually increases with the rise of the torque, and the torque τ also increases with this (see Equation (1)). The rotor rotates in the normal clockwise direction, that is, it does not always occur, but in practical use. It is necessary to devise a technique for avoiding an undesirable reverse phenomenon at the start.
[0041]
The synchronous motor generates the largest torque when δ = π / 2 (φ = 0). Therefore, with the φ set at this position, the current i_γIt is better to start the engine by running Therefore, the current (excitation current) i of the δ winding at a position perpendicular to the γ winding is_δTake advantage of.
[0042]
Explaining this in detail, the generated torque τ of the synchronous machine is λ_{1 γ}(= Lλ_γ’), Λ_{1 δ}(= Lλ_δBy substituting the expression (2) into '), it can be expressed as the following expression (15).

Phase difference angle at start-up φ (= φ_s) Is optional._SMust be shifted to the position of the normal operating angle (φ≈0).
[0043]
Therefore, a pre-excitation period is provided prior to starting, and during that period,
v_γ ^*= 0, i_δ ^*= I_{δ s}(> 0), ω₁= 0
And Where I_δSIs the current (excitation current) of the δ winding at the phase difference angle φ. During this period, the synchronous motor operates as follows. That is,
λ_γ'= I_γ-I_osinφ_s
n_pω_m+ Dφ / dt = ω₁= 0
Therefore, from equation (6),
v_γ= Ri_γ+ LPλ_γ'= (R + LP) i_γ+ N_pLI_ocosφ_s・ Ω_m
Is established.
[0044]
Where v_γ= V_γ ^*= 0 and LPi in the above equation_γSince this term is smaller than the others (P≈0) and is ignored, the following equation (16) is obtained.
cosφ_s・ I_γ≒ -n_pLI_ocos²φ_s/ R ・ ω_m      ... (16)
As can be seen from equation (16), the torque according to the first term on the right side of equation (15) is always ω._mActing in the opposite direction (braking force).
[0045]
For example, 0 <φ_sAssuming that pre-excitation is performed in the condition of ≦ π, at the beginning of pre-excitation, ω_m= 0, only the torque of the second term on the right side of the equation (15) acts, and the synchronous motor is in the positive direction (ω_mRotate to> 0). During this time ω_mRises, i_γBecause the braking force due to works, the synchronous motor_sTo 0. 0> φ_sIn the case of> −π, reverse torque works and φ_sIs shifted to 0, φ_SPreexcitation ends when becomes zero. And when this operation is completed, the angular frequency ω of the inverter device₁Is given as shown in Equation (14) and accelerated to a desired value.
[0046]
As described above, in the present embodiment, the synchronous motor is started from the best position using pre-excitation. At this time, v_γ= 0 (y winding is equivalently short-circuited), so ω_mI depending on_γFlows and the rotor is φ_SSmooth transition without vibration toward = 0.
[0047]
On the other hand, when stopping the synchronous motor,₁ ^*The pre-excitation period is provided from the time when ≈0. By this operation, the synchronous motor_sIt becomes possible to stop reliably in the vicinity of = 0. Synchronous motor is φ_s= 0 because it has a statically stable operating point,_sStarting from ≈0 is possible. By performing the above operation, there is a risk that the rotor rotates in the reverse direction during the pre-excitation period only once, and the rotor can be prevented from rotating in the reverse direction.
[0048]
FIG. 1 is a block diagram according to an embodiment of the present invention, and is a block diagram of a synchronous motor driving device for realizing each control operation.
In FIG. 1, a central processing unit (CPU) 101 serving as a calculation unit has an angular velocity command value ω._m ^*And a set value is input. The set values include armature resistance R and field strength I._o, Inductance L of armature winding, δ-axis component LI of armature flux linkage number_δ, Pole pair number n_pVarious gains K_γ, K_δ, K_m, K_R, K_I, Time constant T_mThere is. However, armature resistance R and field strength I_oSince changes with temperature, give a nominal value. Also, the CPU 101 receives i from the coordinate converter 103 as the coordinate conversion means._γ, I_δIs entered. The CPU 101 and the coordinate converter 103 constitute a control unit.
Each gain K_γ, K_δ, K_m, K_R, K_IAnd time constant T_mCan be appropriately selected according to the control target, etc. For example, in the case of a synchronous motor with a rated output of 2 kW and a rated voltage of 115 V, 133 Hz and 2,000 rpm, K_γ1.070 [V / AS], K_δ2.60 [V / A], K_mAs 3.60 [1 / AS] K_R0.15 [V / A as²S], K_I0.03 [1 / AS], T_mA value of about 0.10 [S] can be used.
[0049]
From the CPU 101, three-phase command value voltage v_u ^*, V_v ^*, V_w ^*Is output to an inverter device 102 to be described later, and θ with respect to the coordinate converter 103₁Is output. From the inverter device 102 as the inverter means, a three-phase drive signal v is sent to the synchronous motor 104._u, V_v, V_w, And motor currents iv and iw at this time are detected by the sensor CT and output to the coordinate converter 103. The coordinate converter 103 detects the detected current i_v, I_wTo the corresponding current i_γ, I_δIs output to the CPU 101.
[0050]
FIG. 2 is a flowchart showing the processing of the CPU 101. Hereinafter, the operation of the present embodiment will be described with reference to FIGS.
First, the CPU 101_m ^*, I_γ, I_δ(Step S201), ω_m ^*And i_γTo ω_l ^*(= N_pω_m ^*) Is calculated (step S202). ω_m ^*And ω_l ^*Is zero or not (step S203), ω_m ^*And ω_l ^*Is zero (when starting), a pre-excitation period is provided and v_γ ^*= 0, ω_l= 0, v_δ ^*= Ri_δ+ K_δ・ (I_δS-I_δ) And the process proceeds to step S207.
[0051]
On the other hand, in step S203, ω_m ^*And ω_l ^*Is not zero (during operation), using equations (8), (10), and (14),_l, I_δ ^*, V_γ ^*, V_δ ^*Is calculated (step S204). Next, Δω_l ^*= 0 or not (step S205), Δω_l ^*If not = 0, the process proceeds to step S207, and Δω_l ^*When = 0, << R >> and << I₀After the automatic correction of >>, the process proceeds to step S207 (step S206). In step S207, θ_l= ∫ω_ldt is calculated, converted into a binary value, and output to the coordinate converter 103.
[0052]
And v_γ ^*And v_δ ^*V_u~ V_w(Voltage to be applied to the synchronous machine) is calculated and the command value voltage v to the inverter device 102 is calculated._u ^*, V_v ^*, V_w ^*Is output to the inverter device 102 (step S209). Thereafter, the above operation is repeated.
[0053]
In addition, as shown in FIG._u, I_v, I_wTo i_γ, I_δThe reason for performing the coordinate conversion to is to convert the AC transient to DC so as to treat it as a DC transient. This not only greatly simplifies the handling of the equations, but also makes the handling of the control system convenient.
I_u, I_v, I_wTo i_γ, I_δThe coordinate converter 103 having a hardware configuration is used for the coordinate conversion to i._γOr i_δThis is because there is an advantage that current ripple caused by PWM control of the inverter device 102 can be easily removed.
[0054]
The command value voltage v obtained as described above._u ^*, V_v ^*, V_w ^*Is output to the inverter device 102 and θ₁Is output to the coordinate converter 103, and the inverter device 102 receives the command value voltage v_u ^*, V_v ^*, V_w ^*Based on the three-phase drive signal v to the synchronous motor 104_u, V_v, V_wIs issued. Thereby, the synchronous motor 104 is driven stably.
[0055]
Next, an example of an inverter device capable of outputting a drive signal according to a command value in order to realize each operation will be described. FIG. 3 is a circuit diagram showing details of the inverter device 102 of FIG. 1, and shows a circuit diagram for one phase (u phase) of the three phases of the inverter device 102.
In FIG. 3, a capacitor 301 that is charged by a rectifier circuit (not shown) and constitutes a DC power supply is connected in parallel with a transistor T_u ⁺And transistor T_u ⁻They are connected in series. Transistor T_u ⁺Constitutes the first switching means, the transistor T_u ⁻Constitutes second switching means.
[0056]
Transistor T_u ⁺Feedback diode D between the collector and emitter_u ⁺Is also connected to the transistor T_u ⁻Feedback diode D between the collector and emitter_u ⁻Is connected. Transistor T_u ⁺Emitter and transistor T_u ⁻Is connected to the load, and the resistor R constituting the voltage dividing circuit is connected to the load.₁And resistance R₂Connected to the series circuit.
[0057]
On the other hand, the command value voltage v from the CPU 101_u ^*The command value η is input to the positive input portion of the subtraction circuit (addition point) 303 constituting the differential signal output means via the multiplication circuit 306._u ^*A command value signal for instructing is input. Further, the negative input portion of the subtraction circuit 303 has a resistance R₁And resistance R₂Is connected to the negative input portion of the subtracting circuit 303 so that the output potential v_uResistance R₁And R₂Potential η divided by_uIs entered.
[0058]
An output unit of the subtracting circuit 303 is connected to an input unit of an integrating circuit 304 serving as a storage unit. The output part of the integrating circuit 304 is connected to the input part of a hysteresis comparator circuit 305 as hysteresis comparator means. The hysteresis comparator circuit 305 compares the output voltage e of the integration circuit 304 with a predetermined threshold voltage, and outputs a control signal S of H level or L level according to the comparison result.
[0059]
The output of the hysteresis comparator circuit 305 indicates the rising edge of the control signal S as T_dA known delay circuit 302 is connected as a delay means for delaying the signal only by the delay time. From the delay circuit 302, the rising edge of the control signal S is indicated by T._dDrive signal, which is a signal delayed by_u ⁺, T_u ⁻It is configured to be supplied to each base.
[0060]
On the other hand, FIG. 4 is a diagram for explaining the operating principle of the inverter device 102 shown in FIG. 3, and contrasts how the temporal change in the output voltage e of the integrating circuit 304 differs depending on the presence or absence of the delay circuit 302. It shows. When the delay circuit 302 is not provided, that is, the timing at which the control signal S and the change timing of the drive signal coincide with each other_d= 0 is indicated by a solid line, and when the delay circuit 302 is provided, that is, when the drive signal rises more than the control signal S_dThe case where it is delayed only by the broken line is shown.
[0061]
Hereinafter, the operation of the inverter device 102 will be described with reference to FIGS. 3 and 4.
Output potential V_uIs resistance R₁, R₂As a signal related to the output,_u(= Kv_uHowever, K = R₂/ (R₁+ R₂)) Is input to the negative input section of the subtraction circuit 303. From the subtraction circuit 303, the potential η_uAnd command value η_u ^*(= Kv_u ^*) Is supplied to the integration circuit 304. The difference signal is time-integrated by the integration circuit 304, and an output voltage e represented by the following equation (17) is output to the hysteresis comparator circuit 305.
[0062]
[Formula 6]

[0063]
The output voltage e is compared with a predetermined threshold value by a hysteresis comparator circuit 305, and a control signal S of H level or L level is output according to the comparison result, as will be described later. The control signal S is a transistor T when the control signal S is at H level._u ⁺Is turned on, and when it is at the L level, the transistor T_u ⁻Is a signal for controlling to turn on.
[0064]
T without delay circuit 302_dWhen = 0, the drive signal having the same waveform as the control signal S is output from the transistor T._u ⁺, T_u ⁻To be supplied. Therefore, as soon as the output of the hysteresis comparator circuit 305 changes, the output potential v_uChanges, and in response to this, the output voltage e of the integrating circuit 304 changes, so that the output voltage e is equal to the first threshold value ΔH of the hysteresis comparator circuit 305 and the second threshold voltage as shown by the solid line in FIG. Vary between threshold -ΔH. Therefore, if the time of one cycle of the output voltage e is T, the following equation (18) is established.
[0065]
[Expression 7]

[0066]
Command value v_u ^*Is sufficiently larger than the period of the output voltage e, so that the control satisfying the following expression (19) can be realized with sufficient practical accuracy.
[0067]
[Equation 8]

[0068]
On the other hand, when the delay circuit 302 is provided as shown in FIG._dTransistor T as drive signal after being delayed by_u ⁺, T_u ⁻Transistor T_u ⁺, T_u ⁻Is more T than the control signal S._dIt will turn on with a delay.
In this case, the load current i_uWhen T is positive, transistor T_u ⁺Is T_dThe output voltage e operates beyond the threshold value ΔH by this delay as shown by the broken line in FIG. However, the load current i_uIs positive, transistor T_u ⁻Is on T_dThe feedback diode D_u ⁻Is turned on first, the output voltage e does not drop below -ΔH. The load current i_u4 is a diagram obtained by vertically inverting FIG. 4 about the time axis t.
[0069]
By the way, transistor T_u ⁺, T_u ⁻, Feedback diode D_u ⁺, D_u ⁻If the voltage drop of the output terminal is ignored, the instantaneous potential of the output terminal is the transistor T_u ⁺When V is on, V_dConstant at transistor T_u ⁻Or diode D_u ⁻Is constant at 0 during the on-period.
Therefore, the output potential v_uAverage value E of periods T and T '_uIs
T_d= 0: E_u= (Τ + / T) · V_d,
T_dE: E_u= (Τ + '/ T') · V_d
It becomes.
[0070]
The period T or T ′ is the command value v_u ^*Since the change of the output voltage e during this period can be regarded as a straight line, τ + / T = τ + '/ T' can be established with sufficient accuracy in practice. That is, T_dEven if there is a time delay due to_uAnd command value η_u ^*The transistor T is stored so that it is compensated for in the next cycle._u ⁺, T_u ⁻Will automatically adjust the ON time or OFF time of the command value v_u ^*An output Eu corresponding to is obtained. Therefore, the command value v_u ^*Output of PWM waveform corresponding to_uCan be obtained.
In the above description, the transistor T_u ⁺, T_u ⁻, Feedback diode D_u ⁺, D_u ⁻I have neglected the voltage drop and the time delay of operation, but the potential η_uSince these are taken into account, the command value v_u ^*A street output can be obtained.
[0071]
Next, the overall operation of the inverter device shown in FIG. 3 will be described with reference to the timing chart of FIG. FIG. 5 shows the command value η_u ^*, Potential η_u, Output voltage e of integration circuit 304, control signal S and transistor T_u ⁺, T_u ⁻The on / off timing is shown. Command value v_u ^*And output v_uIs the command value η_u ^*, Potential η_u1 / K times, each having a waveform that changes at the same timing. FIG. 5 shows the load current i_uThe case where is positive is shown.
[0072]
Time T₁When the output voltage e becomes equal to the threshold value -ΔH, the hysteresis comparator circuit 305 detects this and outputs an L level control signal S. Thereby, the transistor T_u ⁺Is off, potential η_uBecomes 0, and the output voltage e starts to rise. T_dTransistor T_u ⁻Is turned on. When the output voltage e reaches the threshold value ΔH, the hysteresis comparator circuit 305 detects this and outputs an H level control signal S. Thereby, the transistor T_u ⁻Is turned off. Further, the output voltage e continues to rise after this.
[0073]
T_dTransistor T_u ⁺Is turned on, the potential η_uIs KV_dAlso, the output voltage e starts to fall. When the output voltage e reaches the threshold value -ΔH, the hysteresis comparator circuit 305 detects this and outputs an L level control signal S. Thereby, the transistor T_u ⁺Is off, potential η_uBecomes 0, and the output voltage e starts to rise. Thereafter, this operation is repeated.
[0074]
At this time, the output voltage e is expressed as (η_u ^*−η_u) Is time-integrated, and its gradient (de / dt) is (η_u ^*−η_u) In proportion to the command value η_u ^*And potential η_uThe larger the instantaneous potential difference, the steeper. Accordingly, the greater the potential difference, the narrower the pulse width of the control signal S and the transistor T_u ⁺The time that is turned on also becomes shorter. Accordingly, the potential η_uThe pulse width of the_u ^*Narrow pulse width potential corresponding to_uIs obtained.
Conversely, the smaller the potential difference is, the more the potential η_uThe pulse width of the_u ^*Wide pulse width potential η corresponding to_uIs obtained.
[0075]
Average value E of period T obtained by repeating the above operation_uIs the command value v as shown in equation (20)._u ^*(= Η_u ^*/ K), resulting in a command value v_u ^*PWM waveform output equal to_u(= Η_u/ K) is obtained.
Therefore, with a simple configuration in which a storage unit such as an integration circuit is provided, it is possible to compensate for the influence due to the arm short circuit prevention time, the voltage drop of the element, and the like, and to obtain an output according to the command value.
[0076]
Note that the potential η which is a signal related to the output_uAnd command value η_u ^*The integration circuit 304 is used to store the voltage error of the signal. However, when other signals are digitally processed, for example, a digital storage device such as a RAM (Random Access Memory) is used, and T_dIt is also possible to store the voltage error caused by the above and compensate it in the next cycle. In addition, potential η_uResistance R to generate₁, R₂However, various modifications such as voltage division using a plurality of capacitors connected in series are possible. In addition, the potential η_uOutput potential v_uMay be used directly as the signal. Further, although the transistor is used as the switching means, other switching elements such as an IGBT and a thyristor can be used.
[0077]
As described above, according to the present embodiment, since the position sensor can be eliminated, it can be configured at low cost. Further, it becomes possible to stably generate a torque proportional to the armature current. Furthermore, it is possible to perform a stable operation without any turbulence. In addition, it is possible to start and stop well. In addition, even if the armature resistance and the field strength fluctuate, it is possible to perform a stable operation by automatically correcting.
[0078]
【The invention's effect】
According to the present invention, since it can be made positionless, it can be configured at low cost, and stable driving can be achieved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a flowchart for explaining an operation according to the embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram of an inverter device used in the embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a timing chart for explaining the operation of the inverter device used in the embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a timing chart for explaining the operation of the inverter device used in the embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram for explaining the operation of the embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a diagram for explaining the operation of the embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
101... CPU constituting control means
102: Inverter device as inverter means
103 ... Coordinate converter constituting the control means
104 ... Synchronous motor

Claims (5)

Control means for outputting a command value signal, and inverter means for outputting a drive signal corresponding to the command value signal to a synchronous motor, wherein the control means has an armature resistance of the synchronous motor as R, an armature winding Of the inverter means, the angular frequency of the inverter means ω ₁ , I _δ = Λ _δ / L (Λ _δ : δ-axis component of the flux linkage of the armature due to the field), and the γ-axis component of the armature current i _γ , the δ-axis component of the armature current is i _δ , the command value of the δ-axis component of the armature current is i _δ ^* , and the feedback gain of the current error (i _δ ^* −i _δ ) is K _γ , K _δ .
v _γ ^* = Ri _γ + Lω ₁ I _δ + K _γ · (i _δ ^* −i _δ ) / ω ₁
v _δ ^* = Ri _δ + K _δ · (i _δ ^* −i _δ )
A synchronous motor drive device characterized in that a signal related to the command value voltages v _γ ^* and v _δ ^* satisfying the relationship is output to the inverter means as the command value signal. Wherein, when the phase difference angle φ is larger than a predetermined value by controlling the inverter means to decrease the angular frequency omega ₁ of the inverter unit, when the phase difference angle φ is smaller than a predetermined value the angular frequency omega ₁ The inverter means is controlled so as to increase the angular frequency, and the angular frequency of the inverter device is set to ω _l , ω ₁ ^* = n _p ω _m ^* (ω _m ^* is the angular velocity command value of the rotor), n _p is the number of pole pairs, K _2. The synchronous motor drive device according to claim 1, wherein _m is a feedback gain, _Tm is a time constant of a first-order lag system, and P = d / dt, and the synchronous motor is controlled to satisfy the following formula. .
ω _l = ω _l ^* −K _m · {T _m P / (1 + T _m P)} · i _γ The control means provides a pre-excitation period prior to starting the synchronous motor and immediately before the synchronous motor is stopped. During the pre-excitation period, v _γ ^* = 0, i _δ ^* = I _δs (> 0) The synchronous motor drive device according to claim ₁ , wherein the current is controlled to ω ₁ = 0 during the pre-excitation period. 4. The synchronous motor drive device according to claim 1 , wherein the control means increases or decreases an estimated value << R >> of the armature resistance based on (i _δ ^* −i _δ ). 5. The synchronous motor drive device according to claim 1 , wherein the control means increases or decreases an estimated value of field strength << I _o >> based on i _γ and i _δ .

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