JP3665501B2 - 配電系統の電圧制御装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、異常電圧抑制、高調波抑制対策を施した多重変圧器とスイッチング素子を使用した多重３相ブリッジ変換器を含む配電系統の電圧制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１０は無効電力補償装置により配電線の電圧制御を行う従来の技術を示している。３１は変電所、３２は配電線、３３は負荷、３４、３８はコンデンサ、３５、３９はリアクトル、３６は変圧器、３７は母線、４０Ａ，４０Ｂはサイリスタ、４１は無効電力補償装置、４２はフィルタ、４３は無効電力補償装置４１の配電線３２への接続点である。
【０００３】
変電所３１から配電線３２を介して負荷３３に電力を供給する。負荷３３は季節、日、時間で変動している。ゆるやかな電圧変動に対しては配電線３２に接続されたコンデンサ３４、リアクトル３５で対処する。急激な電圧変動に対しては配電線３２に接続された無効電力補償装置４１内の逆並列に接続されたサイリスタ４０Ａ、４０Ｂを介して接続されたリアクトル３９とコンデンサ３８とで対処している。
【０００４】
変圧器３６を介したコンデンサ３８の進み無効電力をベースにし、変圧器３６を介したリアクトル３９の遅れ無効電力の投入量を逆並列されたサイリスタ４０Ａ，４０Ｂへの点弧パルスの位相制御し、配電線への接続点４３の電圧を一定に維持していた。この制御では３次以上の高調波を発生する。このため、フィルタ4 を母線に接続して高調波を吸収し、配電線３２に高調波を出さないようにしている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、低次高調波を吸収するフィルタ設置が不要な多重変圧器と多重３相ブリッジ変換器とを有する配電系統の電圧制御装置を提供することを目的とする。
また、本発明は多重変圧器は各段の分担電圧の不揃いをなくし、３相ブリッジ変換器起動時における多重変圧器の異常励磁電流に起因する異常電圧の発生を抑制して、３相ブリッジ変換器に使用されるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar mode Transisiter ：絶縁ゲートバイポーラモ−ドトランジスタ) 等のスイッチング素子の破損を防ぐことを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の配電系統の電圧制御装置は、上記目的を解決するために、交流側巻線（１次側）を千鳥形結線、Ｙ結線で直列接続し、直流側（２次側）巻線をΔ結線とし、これらの直流側巻線を３相ブリッジ変換器に接続して、位相をずらして交流電圧を３相ブリッジ変換器に供給し、これらの位相を元に戻して各３相ブリッジ変換器を位相制御することにより、交流側に低次高調波を発生させないようにし、かつ多重変圧器の各段の鉄心に定常運転時の出力電圧の不揃いをなくし、励磁突入電流を抑制する階段状ギャップを形成したものである。
なお、本発明の配電系統の電圧制御装置は、従来の場合も同じであるが、原理的には、電圧制御装置（３相ブリッジ変換器とコンデンサとからなる）の内部で生成された正弦波電圧と配電線側の正弦波電圧との間にチョークが介在され、両者の正弦波電圧間で電力を交換して、配電系統の電圧を制御するようにしている。
【０００７】
【発明の実施の形態】
本発明の実施例を図面を参照して説明する。図１は本発明の電圧制御装置の実施例である。１は配電線、２は遮断器、３は千鳥形結線・Δ結線変圧器３段、Ｙ結線・Δ結線変圧器１段の４鉄心多重変圧器、４は多重変圧器３の各並列出力に接続されたスイッチング素子で構成される４台の自励式３相ブリッジ変換器単位４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄで構成される多重３相ブリッジ変換器、５は多重３相ブリッジ変換器に接続されたコンデンサで、６は各３相ブリッジ変換器を位相制御する演算制御装置、７は演算制御装置内に設けられ、電圧制御装置を起動停止制御するシーケンス部である。８は配電線１の電圧を検出する変成器、９は多重変圧器３の入力側電圧を検出する変成器、１０はコンデンサ５の電圧を検出する電圧検出器、１１は限流抵抗、１２は放電抵抗、１３、１４は開閉器である。
【０００８】
図２は図１の実施例に使用した多重変圧器３の結線図例である。交流側巻線は１段目がＹ結線、２〜４段は千鳥形結線で４段目の端子Ｕ、Ｖ、Ｗが線間電圧６６００Ｖの配電線に接続されている。直流側巻線は各段の入力巻線に対応した４個のΔ巻線で、各出力端子（ｕ１，ｖ１，ｗ１），（ｕ２，ｖ２，ｗ２），（ｕ３，ｖ３，ｗ３），（ｕ４，ｖ４，ｗ４）はそれぞれ３相ブリッジ変換器単位に接続されている。
【０００９】
図３は図２の多重変圧器３の交流側電圧、直流側電圧のベクトル図である。各ベクトル先端の符号は図２の巻線端子の電圧を表している。各段それぞれの交流巻線の電圧の絶対値は等しく、位相は千鳥形結線により１５°位相は異なっている。２段目の相電圧（Ｕ２−Ｕ１）が１段目の端子電圧Ｕ１（＝１段目の相電圧）より１５°遅れ、絶対値が等しくなるように千鳥形結線の巻数が決められている。同じく３段目、４段目の相電圧はそれぞれ２段目、３段目の相電圧より、絶対値が等しく、１５°遅れの電圧となるように３段目、４段目の千鳥形結線の巻数は決められている。
【００１０】
各段の変圧器は、交流側巻線を直列に接続することで相電圧（Ｕ−Ｕ３−Ｕ２−Ｕ１），（Ｖ−Ｖ３−Ｖ２−Ｖ１），（Ｗ−Ｗ３−Ｗ２−Ｗ１）は同相となる。直流側出力電圧は直流側巻線がΔ結線なので、交流側の線間電圧（Ｕ−Ｖ，Ｖ−Ｗ，Ｗ−Ｕ）に対して３０°、４５°、６０°、７５°位相遅れの線間電圧となる。例えば、交流側電圧のＵＶ間電圧は直流側電圧ｕｖ間電圧より３０°進んでいる。
【００１１】
図４は多重３相ブリッジ電力変換器の自励式３相ブリッジ変換器単位を示している。Ｓ１〜Ｓ６は３相ブリッジに配置されるスイッチング素子で、ＩＧＢＴ素子を使用した例てある。Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１は多重変圧器の直流側Δ巻線の出力端子に接続されている電圧、Ｐ，Ｎはコンデンサ接続端子Ｐ′，Ｎ′は他の３相ブリッジ変換器単位の出力接続端子である。演算制御装置６は変成器８からの配電線電圧信号の入力に基づきスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の導通位相を制御して、配電線電圧を一定に維持する。Ｄ１〜Ｄ６は逆電圧防止用の整流素子でありかつコンデンサ５を充電するための役割をはたしている。
【００１２】
本発明の動作を実施例で説明する。電圧制御装置１５に起動信号をあたえると、シーケンス部７は遮断器２を投入し、電圧制御装置１５を配電線１に接続してコンデンサ５を限流抵抗１１を介して充電する。コンデンサ５の電圧値が配電線電圧の値と同一になった時、シ−ケンス部７の起動動作は終了し、演算制御装置６による電圧調整を開始する。演算制御装置６は多重３相ブリッジ変換器４の各単位のスイッチング素子にゲ−ト制御信号を出力して、１台目の３相ブリッジ変換器単位４ａの２次側を基準に２台目，３台目，４台目の３相ブリッジ変換器単位４ｂ，４ｃ，４ｄにそれぞれ１５°，３０°，４５°遅れの方形波交流電圧を発生させる。各３相ブリッジ変換器単位の方形波交流電圧の位相を多重変圧器３の交流側巻線で合わせて、合成し正弦波に近い電圧波形の内部電圧がえられる。即ち、これらの合成した電圧波形が図５の最下段に示され、段落〔０００６〕で言う電圧制御装置の内部で生成された正弦波電圧に相当している。
【００１３】
図１の電圧制御装置は、多重変圧器３が４段でそれぞれ入力側巻線を１５°位相進み結線の直列接続で、３相ブリッジ変換器４は４台で２４パルス数の変換器で、各台それぞれ１５°遅れで運転し、それぞれの間の位相をキャンセルする実施例である。ｍ台の３相ブリッジ変換器（パルス数 ６ｍ）をπ/(3m) ずつ位相をずらせて運転し、それぞれの間の位相差をキャンセルする多重変圧器と結合する場合の高調波低減について説明する。
【００１４】
３相ブリッジ変換器の３相方形波出力電圧波形はそれぞれ次の式（１），（２），（３）のようにフ−リエ級数に展開される。
【００１５】
【数１】

【００１６】
この展開式から、基本波は対称３相電圧、２ｍ＋１＝３ｐ次のときの高調波は、ａ，ｂ，ｃ相同相電圧（零相分）、２ｍ＋１＝３ｐ＋１次のときの高調波は、基本波と相回転が同じ対称３相電圧（正相分）、２ｍ＋１＝３ｐ＋２次のときの高調波は、基本波と相回転が逆な対称３相電圧（逆相分）となることが分かる。（ここでｍ，ｐは整数）
【００１７】
本発明における多重変圧器の１次巻線の結線は中性点非接地のＹ結線であるので、零相電流は流れず、上記２ｍ＋１＝３ｐ次の第３高調波およびその倍数の高調波は存在しない。上記２ｍ＋１＝３ｐ＋１，２ｍ＋１＝３ｐ＋２は簡単に６ｒ＋１，６ｒ−１と表せる（ただし、ｒは整数）。
したがって、本発明の多重変圧器の１次巻線に流れる高調波成分は次の式（４）で表わせる。
ｎ＝６ｒ±１ …（４）
【００１８】
電圧の位相を伴わない第１の３相ブリッジ変換器に対して、π/(3m) 遅れで運転される第２の３相ブリッジ変換器の基本成分は、第１の３相ブリッジ変換器の基本波成分に対してπ/(3m) 遅れているが、千鳥形変圧器によってπ/(3m) 進むので交流側では同相になる。
【００１９】
一方、第２の３相ブリッジ変換器出力電圧の n次高調波成分に対して n×π/(3m) 遅れている。ｎ＝６ｒ＋１で表される正相高調波成分は千鳥変圧器によってπ/(3m) 進むので、交流側では第１の３相ブリッジ変換器のｎ次高調波成分に対して次の式（５）の分だけ遅れることになる。
【００２０】
【数２】

【００２１】
ｎ＝６ｒ−１で表される逆相高調波成分は千鳥形変器によってπ/(3m) 遅れるので、交流側では第１の３相ブリッジ変換器のｎ次高調波成分に対して次の式（６）の分だけ遅れることになる。
【００２２】
【数３】

【００２３】
このように、π/(3m) ずれている３相ブリッジ変換器の出力電圧は交流側において基本波成分は同相となり、ｎ＝６ｒ±１次の高調波成分は(2π/3m)・r だけずれていることにより、ｍ台の3 相ブリッジ変換器が発生する電圧高調波成分の位相差の総和は次の式（７）になる。
【００２４】
【数４】

【００２５】
(2π/3m)・r が 2πまたは 2πの整数倍すなわち、次の式（８）の時は、高調波成分は同相なので多重変圧器の各段の高調波成分は加算される。その他の場合は高調波成分の加算された電圧ベクトルは閉じられる多角形となり、多重変圧器の交流側には高調波は現れない。
【００２６】
【数５】

【００２７】
すなわち、ｒ＝ｍｋ次の成分の高調波のみ存在し、パルス数６ｍの変換器では次の式（９）の高調波が交流側出力に含まれることになる。
ｎ＝（６ｍ）Ｋ±１ （Ｋは整数）…（９）
【００２８】
図２の実施例ではｍ＝４で交流側に現れる高調波は次の式（１０）の次数の高調波、つまり23、25、47、49・・・・次高調波である。
ｎ＝（６×４）Ｋ±１ （Ｋは整数）…（１０）
【００２９】
次に多重変圧器３の出力電圧の不揃い防止、励磁突入電流の抑制について説明する。図６は、多重変圧器の各段に使用される３相変圧器の鉄心構造である。２１は交流側巻線、２２は直流側巻線、２３は両端面を中央部を突出した階段状の面に加工された鉄心主脚部、２４ａは上側の継鉄、２４ｂは下側の継鉄、２５は継鉄と主脚鉄心との接合面間に形成された階段状（段付）ギャップ部で、２５ａ，２５ｂは鉄心主脚部の端面構造に対応してギャップ面、ギャップ長を異にして形成された中央部ギャップ、周辺部ギャップで、中央部ギャップ２５ａは鉄心主脚部端面の中央突出部と継鉄との接合面で形成されるギャップ長の短いギャップ、周辺部ギャップ２５ｂは中央突出部周辺のギャップ長の長いギャップである。上側、下側継鉄と主脚鉄心との間に形成されるギャップ部５には磁気的絶縁体、例えばガラスエポキシ積層板（ＦＲＰ）が挟まれている。
【００３０】
図７はギャップ部２５付近における磁束経路を表したものである。実線の２６ａは定常運転時の磁束で、点線の２６ｂは突入電流が生じた時の磁束である。定常運転時の磁束２６ａは励磁インピーダンスの低い中央部ギャップ２５ａを通る。多重３相ブリッジ変換器投入時には、励磁突入電流により定常運転時よりも過大な磁束２６ｂが流れ、鉄心主脚部端面の中央突出部が飽和し磁気抵抗が高くなる。そうすると、鉄心主脚部端面の中央突出部周辺の周辺部ギャップ２５ｂにも磁束は通り始め、磁束２６ｂは主脚鉄心端面全体のギャップ部２５を通過する。
【００３１】
定常運転時の励磁インピーダンスは中央部ギャップ２５ａの励磁インピーダンスで決まり、多重３相ブリッジ変換器投入時は周辺部ギャップ２５ｂの励磁インピ−ダンスにより励磁突入電流は抑制される。従来の平面ギャップでは励磁突入電流を抑制するために、ギャップ長を大きくとっていたので、定常運転時の励磁インピーダンスは必要以上に大きくなっていた。図７の段付ギャップは定常運転時に作用するギャップ長の小さい中央部ギャップ２５ａと突入励磁電流が生じた時に作用するギャップ長の大きい周辺部ギャップ２５ｂとその作用に対応した構造となっている。定常運転時の励磁インピーダンスは中央部ギャップ２５ａのギャップ長により決まるので、励磁インピ−ダンスは最小限に低減できる。したがって、変圧器は小型で、効率的となる。
【００３２】
図８は変圧器１段分の磁気的等価回路である。Ｅａ，Ｅｂ，Ｅｃは各相の起磁力、Ｒ１は鉄心主脚部２３の励磁インピーダンス、Ｒ２は継鉄２４ａ，継鉄２４ｂの励磁インピーダンス、Ｒｇ１、Ｒｇ２はそれぞれ中央部ギャップ２５ａ，外側ギャップ２５ｂの励磁インピーダンス、φａ、φｂ、φｃは各相の磁束である。Ｒ１，Ｒ２≪Ｒｇ１，Ｒｇ２で、Ｒｇ１＜Ｒｇ２である。等価的には励磁突入電流が生じるときはギャップ部励磁インピーダンスＲｇ２が有効となる。磁気回路の磁束はギャップ部２５の励磁インピーダンスによって決まるので、ギャップ部２５を同一構造にすることにより多重変圧器の各段の励磁電流は同一となり、直流側直流側の各段の分担電圧は均等になる。
【００３３】
ギャップ部２５は鉄心主脚部当たり理論的には１個でも良いが、ギャップ長が大きくなると、磁束の一部がギャップを通らず、継鉄に漏洩するというフリンジングが生じ、効率が悪くなるので、図６のように鉄心主脚部の上部、下部など、ギャップ長が所定長以上にならないよう複数設置することが好ましい。ギャップの形状、長さを変えることにより鉄心の励磁インピーダンスを変えることができる。
【００３４】
本発明の電圧制御装置による配電系統の電圧制御を説明する。演算制御装置６は、３相ブリッジ変換器４のスイッチング素子に導通制御信号を与え、配電系統と３相ブリッジ変換器とを同期状態にして、配電線電圧と内部電圧との位相差を変化させて、内部電圧の位相を制御することにより、配電線電圧を一定に保つ。内部電圧の位相を変えると配電線電圧と内部電圧との差電圧が多重変圧器３にかかり、これにより進み、遅れ電流が流れる。配電線電圧が低いときは電圧制御装置は進み無効電力を、高いときには遅れ無効電力を配電線に供給し、配電線電圧を一定に保つ。これらの状況を図示すると、第９図のとおりである。
電圧制御装置を停止するときはシ−ケンス部７により多重３相ブリッジ変換器４を停止し、遮断器２を開状態にし、開閉器１４を閉状態にしてコンデンサ５を放電させる。
【００３５】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明の電圧制御装置は低次高調波を発生せず、配電線に存在する低次高調波を吸収することができ、かつ多重変圧器の出力電圧の不揃い、定常運転時における励磁電流の減少および励磁突入電流の抑制を達成することができる。また、多重変圧器を構成する各変圧器に要求される励磁インピーダンスを主脚鉄心のギャップの形状とギャップ長とにより調整できるので、変圧器の設計自由度が広がり、より適切な経済設計が可能で、小型化とコスト低減を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例を説明する図である。
【図２】多重変圧器の結線例を示す図である。
【図３】多重変圧器のベクトル図を示す図である。
【図４】３相ブリッジ変換器単位の回路例を示す図である。
【図５】多重３相ブリッジ変換器の交流電圧を説明する図である。
【図６】多重変圧器の鉄心構造例を示す図である。
【図７】段付ギャップ部の磁束を示す図である。
【図８】段付ギャップ部を有する鉄心の磁気的等価回路を示す図である。
【図９】配電系統の電圧調整を説明する図である。
【図１０】従来の電圧制御技術を示す図である。
【符号の説明】
１ 配電線
２ 遮断器
３ 多重変圧器
４ 多重３相ブリッジ変換器
５ コンデンサ
６ 演算制御装置
７ シ−ケンス部
１５ 電圧制御装置
２１ 交流側巻線
２２ 直流側巻線
２３ 鉄心主脚部
２４ａ，２４ｂ 継鉄
２５ ギャップ部
２５ａ 中央部ギャップ
２５ｂ 周辺部ギャップ
２６ａ 磁束（定常運転時）
２６ｂ 磁束（励磁電流突入時）

Claims (2)

1. 交流側巻線を直列にして配電線に接続された複数段の変圧器からなる多重変圧器をそなえると共に、当該多重変圧器に接続されて３相ブリッジ変換器とコンデンサとからなる電圧制御装置をそなえ、
   前記多重変圧器が、各段の鉄心主脚部と継鉄との接合面間に直流側巻線電圧を均一化し、励磁突入電流時の異常電圧を抑制するギャップを形成され、各段の交流側巻線を千鳥形結線で複数段直列に接続し、各段の直流側巻線をΔ結線として構成され、
   前記各段のΔ結線にそれぞれ接続されてスイッチング素子で構成される複数の３相ブリッジ変換器と、
   当該複数の３相ブリッジ変換器に並列に接続したコンデンサと、
   スイッチング素子の導通信号を与える演算制御装置とを具備し、
   複数の千鳥形結線による位相変位量だけ各３相ブリッジ変換器の交流側出力を遅らせて、交流側電圧と同期をとる
   ようにしたことを特徴とする配電系統の電圧制御装置。
2. 請求項１記載のギャップが鉄心主脚部の両端面をその中央部が突出する階段状に形成し、継鉄と鉄心主脚部との間に磁気絶縁物を介在させたことを特徴とする配電系統の電圧制御装置。

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