JP3664012B2 - Switching power supply - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、少なくともエネルギ源となる入力直流電源間にトランスまたはリアクトルからなる誘導性手段を介し接続された半導体スイッチ素子を、PWM制御された駆動パルスによって繰り返し開閉し、安定化された直流電源を生成して外部に供給する電源装置としての、いわゆるスイッチング電源装置であって、
特に半導体スイッチ素子をそのオフ時に発生するサージ電圧から保護するスナバコンデンサが、半導体スイッチ素子のオン時点に放電することによる半導体スイッチ素子のスイッチング損失を最小限に抑えて半導体スイッチ素子の発熱を防ぎ、装置の効率を改善するようにしたスイッチング電源装置に関する。
なお、以下各図において同一の符号は同一もしくは相当部分を示す。
【0002】
【従来の技術】
図6はフライバック方式のトランス12を用いた従来のスイッチング電源装置の回路構成の一例を示す。同図において、8はNチャネルMOSFETからなる半導体スイッチ素子(単にスイッチ素子とも略す)、5はこのスイッチング電源装置が外部の負荷15に供給する直流電圧を検出しつつ、この供給直流電圧を一定とするようにスイッチ素子8をPWM(パルス幅変調)制御された駆動パルスとしてのPWM出力7によってオン/オフ駆動する制御回路としての電源制御回路である。
【0003】
また、電源制御回路5内において、3は発振コンデンサ2を用いて後述の発振波(この場合、三角波状)を発振出力する発振器、4はこの発振器3の発振出力と、このスイッチング電源装置が外部の負荷15に供給する直流電圧の検出値としての出力電圧検出入力6とを入力とし、スイッチ素子8をオン/オフ駆動するPWM出力7を生成するPWM制御部である。
【0004】
この構成により、スイッチ素子8は、入力直流電源1を発振器3の周波数で、且つフライバックトランス12の2次巻線11側の直流出力電圧、従って出力電圧検出入力6が一定となるようなデューテイ、即ちON比率=ON期間/(ON期間+OFF期間)により断続してトランス12の1次巻線10に印加する。
トランス12の2次巻線11には、スイッチ素子8のオフ時に、それまで1次巻線10を流れていた電流を維持する方向に対応する極性の電圧が発生することから、ダイオード13が導通し、この電圧はコンデンサ14により平滑化され、スイッチング電源装置の出力電圧として外部の負荷15に供給される。
【0005】
ところで、スイッチ素子8に並列に接続されたコンデンサ9は、スナバコンデンサと呼ばれ、スイッチ素子8がオフする際に発生するサージ電圧とこれに伴うノイズを抑制している。
図7は図6の各部の動作波形の例を示す。ここで、図7,a)は電源制御回路5内の発振器3の出力波形としての発振コンデンサ2の電圧波形を示し、図7,b)は電源制御回路5がスイッチ素子8に与えるゲート駆動パルスであるPWM出力7(この信号7は同時に、スイッチ素子8のオン,オフの状態を示す信号でもある)を示し、図7,c)はスナバコンデンサ9の両端電圧としてのスナバ電圧を示す。
【0006】
この電源制御回路5では、スイッチ素子8がオン/オフを繰り返す周波数を、発振コンデンサ2の充放電を利用した発振器3で決定している。
図8は発振器3の原理的な回路構成の1例を示す。同図において、36は定電圧の内部電源、27は発振コンデンサ2の充電用の定電流源(なお、この定電流源27の代わりに抵抗28を用いてもよい)、29はコンデンサ2の放電用の定電流源(なお、この定電流源29の代わりに抵抗30を用いてもよい)、34はヒステリシスを持つコンパレータ、35は上限値VUと下限値VLとに切り替えられる基準電圧、33はコンパレータ34の出力を反転してスイッチ31に与えるインバータ素子、31と32はトランジスタからなりコンパレータ34の出力によって交互に開閉されるスイッチである。
【0007】
次に図7,a)を参照しつつ、図8の動作を説明する。いまコンパレータ34の出力によりスイッチ31が閉、32が開の状態であるものとする。このときコンパレータ34に入力される基準電圧35は上限値VUになっている。そして発振コンデンサ2は定電流源27を介して(または内部電源36から抵抗28を介して)充電され、コンデンサ2の電圧が上昇する。
【0008】
やがてコンデンサ2の電圧が上限値VUに達すると、コンパレータ34の出力は反転し、スイッチ31が開、32が閉となり、また基準電圧35は下限値VLに切り替わる。これによりコンデンサ2は定電流源29を介して(またはグランド電位へ抵抗30を介して)放電され、コンデンサ2の電圧が下降する。
この後コンデンサ2の電圧が下限値VLに達すると、コンパレータ34の出力は再び反転し、スイッチ31が閉、32が開となり、基準電圧35は上限値VUに切り替わる。
【0009】
このような充放電の動作が繰り返されることで、図7,a)に示す三角波の発振波形が生成され、この発振波、つまり発振コンデンサ2の両端電圧が発振器3の出力として、PWM制御部4へ送られる。そして充電期間Tc と放電期間Tdcとからなる発振周期Tosc に同期してスイッチ素子8がオン/オフを繰り返す。
PWM制御部4内では、出力電圧検出入力6と、この検出入力6に対応するスイッチング電源装置出力電圧の基準値との偏差の電圧を0とするように、図7,b)に示すような可変のオン期間Tonのパルス幅をもつPWM出力7を生成出力する。
【0010】
この場合、オン期間Tonの始端は前記の充電期間Tc の開始時点(換言すれば放電期間Tdcの終了時点)に設定されている。また、オン期間Tonの終端はスイッチング電源装置出力電圧の制御によって変動するが、本装置では異常時の保護などを目的として、前記の放電期間Tdcをスイッチ素子8が必ずオフする期間(デッドタイム)としているので、最大のオン期間Ton maxは充電期間Tc に等しくなるように設定されている。
【0011】
従って、常時のオン期間Tonは最大オン期間Ton max内において、このスイッチング電源装置の出力電圧が基準値に対比して下がり過ぎようとするとオン期間Tonが増加するように、他方、スイッチング電源の出力電圧が基準値に対比して上がり過ぎようとするとオン期間Tonが減少するように制御される。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】
前記したように図7,c)は図6のスイッチング電源装置における、スナバコンデンサ9の両端電圧の例を示す。即ち、スイッチ素子8がオフした後、トランス12が2次側ヘエネルギを放出し終わると、トランス12のインダクタンスとスナバコンデンサ9等によってLC共振を生じ、電圧が振動する。
【0013】
この振動中にスイッチ素子8がオン(ターンオン)する。この時、スナバコンデンサ9はその両端電圧に応じた蓄積エネルギをすべてスイッチ素子8のスイッチング損失として放出する。
またこのターンオンのタイミングは、電源制御回路5の発振器3で決定され電圧振動とは無関係である。このため、スナバコンデンサ9の電圧が大きい時にターンオンすることも多く、この場合、スイッチ素子8の損失が非常に大きくなり、スナバコンデンサ9の存在がサージ電圧およぴノイズの抑制には効果があるものの、他方ではスイッチ素子8の発熱を増加し、スイッチング電源装置の効率を低下させるという問題があった。
【0014】
そこで本発明は、上記したスナバコンデンサ9の電圧の振動中、常に電圧が最も小さくなった時点にスイッチ素子8をターンオンさせることで、スナバコンデンサ9によるスイッチ素子8の損失を最小限に抑えることができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【0015】
【課題を解決するための手段】
前記の課題を解決するために、請求項1のスイッチング電源装置では、
所定の最高電圧(最高値VM )に充電されたのち、所定の最低電圧(下限値VL )に放電されることを繰り返す発振コンデンサ(2)と、
入力直流電源(入力電圧1)間にトランス(12)又はリアクトル(18)からなる誘導性手段と直列、且つスナバコンデンサ(9)と並列に接続され、前記発振コンデンサの充放電の各期間ごとに、該発振コンデンサの電圧が前記最低電圧に到達した時点をオン時点とするようにオン/オフされる半導体スイッチ素子(8)とを備え、
該半導体スイッチ素子のオフ時に前記誘導性手段から放出されるエネルギを用いて外部の負荷に供給すべき所定電圧の直流電源が(平滑用コンデンサ14の両端に)生成されるように、前記半導体スイッチ素子のオン期間とオフ期間との割合が(PWM制御部4によって)制御されるスイッチング電源装置において、
前記誘導性手段に補助巻線(16)を設け、前記半導体スイッチ素子のオフ期間に該補助巻線に発生する電圧をダイオード(17)を介し前記発振コンデンサに印加して該発振コンデンサを前記誘導性手段とスナバコンデンサによる共振動作が開始するまでの期間前記最高電圧に充電し、
少なくともこの充電の期間内に前記発振コンデンサに定電流源(29)又は所定の抵抗(30)を直列に持つ定電圧源(グランド電位)からなる放電電源を接続し、
前記発振コンデンサの電圧が前記充電の期間終了後に前記放電電源を介し前記最高電圧から最低電圧に下降するまでの時間(電圧下降時間TF )を前記誘導性手段とスナバコンデンサの共振動作による電圧振動の周期の1/2となるようにする。
【0016】
また請求項2のスイッチング電源装置では、請求項1に記載のスイッチング電源装置において、前記補助巻線が当該のスイッチング電源装置内の電源(制御回路用電源22など)を生成するために兼用されてなるようにする。
本発明の作用は以下の如くである。即ち、スイッチ素子8によって電流が断続されるトランス12またはリアクトル等の誘導性手段に補助巻線を設け、スイッチ素子8のオフ時に発生する電圧によって発振コンデンサをプルアップ充電する。
【0017】
そして発振コンデンサの電圧が、放電電源によってプルアップ充電後の最高値から下限値まで下降する時間を、誘導性手段とスナバコンデンサ9とによって生ずる電圧振動(LC共振)の周期の1/2となるようすることで、スイッチ素子8をオン(ターンオン)する時点としての、発振コンデンサの電圧が下限値に達した時点にはスナバコンデンサ9の振動電圧も最小となっているようにする。
【0018】
これにより、スイッチ素子8のターンオン時におけるスナバコンデンサ9の放電によるスイッチング損失や発熱を低減し、スイッチング電源装置の効率を改善する。
【0019】
【発明の実施の形態】
図1は本発明の第1の実施例としてのスイッチング電源装置の要部の回路構成を示し、この図1は図6に対応している。また、図3は図1の発振器3の部分の原理的な回路図で、この図3は図8に対応している。
図1においては図6に対し、トランス12に補助巻線16が付加され、この補助巻線16の電圧が、図3にも示すようにダイオード17を介して発振コンデンサ2に加えられている。なお、図3における発振器3の内部の構成は図8と同じである。
【0020】
図2は図1の各部の動作波形を示す。次に図2を参照しつつ、図1,図3の要部の動作を説明する。補助巻線16は、スイッチ素子8がオフすると発振コンデンサ2を充電する極性に、換言すれば図2,b)に示す電圧の正極性部分がコンデンサ2に印加されるように接続されている。
この補助巻線16の電圧を発振コンデンサ2に加えることで、スイッチ素子8がオフすると、発振器3の出力電圧としての発振コンデンサ2の電圧は、定電流源27からの(または抵抗28を介する内部電源36からの)充電による従来の上昇カーブを補助巻線16の電圧が上回る時点t1から、補助巻線16の電圧によって図2,c)に示すプルアップ期間Tpuの間、さらにプルアップされる。
【0021】
発振コンデンサ2の電圧が、その上昇中に時点t2において、図3のコンパレータ34に入力されている基準電圧35の上限値VU に達するとコンパレータ34の出力は反転し、図3のスイッチ31は開、32は閉となり、コンデンサ2には放電用の電源として定電流源29(または抵抗30を介してグランド電位)が接続される。
【0022】
しかしその後も、図2,c)に示すように時点t3に至るまでの、トランス12が2次側ヘエネルギを放出している期間内では補助巻線16のプルアップによりコンデンサ2の電圧は下がらない。なお、発振コンデンサ2の電圧の最高値VM (平坦部分)は、この時、導通状態にある2次巻線11の電圧、つまり2次平滑コンデンサ14の電圧、従って本スイッチング電源装置から外部の負荷15へ供給される定電圧制御された出力直流電圧に比例しており、実際上、一定である。
【0023】
時点t3においてトランス12が2次側ヘエネルギを放出し終わると、スナバコンデンサ9の電圧の振動が始まる。すると補助巻線16の電圧も振動により低下する。そのため補助巻線16はダイオード17によって、発振コンデンサ2から切り離され、コンデンサ2の電圧は前記した放電用電源によって低下を始める。
【0024】
このようにして、時点t4において発振コンデンサ2の電圧が、コンパレータ34に入力されている基準電圧35の下限値VL に達するとコンパレータ34の出力は再び反転し、発振コンデンサ2には前述した充電のための電源が接続され、同時にスイッチ素子8がオンされる。
本発明では、発振コンデンサ2の容量等の調整により、補助巻線16のプルアップが外れた時点t3から、スイッチ素子8がオンする時点t4まで(換言すれば、放電用電源によって発振コンデンサ2の電圧が最高値VM から下限値VL に下降するまで)の電圧下降時間TF が、スナバコンデンサ9のLC共振による電圧振動の1/2周期と一致するようにする。
【0025】
すると、時点t4ではスナバコンデンサ9の振動電圧も最小となり、この時点でスイッチ素子8がオンするため、スナバコンデンサ9の放電によるスイッチ素子8のターンオン損失(スイッチング損失)を最小限に抑えることが可能になる。
またこの電圧振動の周期は、トランス12やスナバコンデンサ9などの回路のインダクタンスLとキャパシタンスCで決まり、入力電圧や負荷に依存しないため、入力や負荷が変化してもこの効果は変化しない。
【0026】
図4は本発明の第2の実施例としての要部の回路構成を示す。同図においては、図1のトランス12の代わりにリアクトル18を用い、スイッチング電源装置が昇圧チョッパ方式に構成されている。そして、補助巻線16がリアクトル18に巻かれている。このように本発明はトランスを用いない方式のスイッチング電源装置にも実施可能である。
【0027】
図5は本発明の第3の実施例としての要部の回路構成を示す。本例では商用電源19をダイオードブリッジ回路20を介して整流し、コンデンサ21を介し平滑化してスイッチング電源装置の入力直流電圧としている。
図5の場合のように、一般にスイッチング電源装置の入力直流電圧が高いような場合、電源制御回路5の電源22はトランス12の補助巻線を使用して生成する。そこで本実施例では、電源22を生成する補助巻線を本発明で使用する補助巻線16と兼用している。
【0028】
即ち、電源制御回路5の電源22は、補助巻線16の電圧をダイオード23を介し整流し、コンデンサ24を介し平滑化して作られる。他方、本発明の実施のため、補助巻線16の電圧はダイオード17と抵抗25を介して発振コンデンサ2に加えられる。なお、発振コンデンサ2に並列にツェナーダイオード26が挿入されている。
【0029】
この抵抗25とツェナーダイオード26は、本来この動作のためには必要ないが、電源制御回路5の電源の生成用と本発明のために補助巻線16を兼用するため、補助巻線16から発振コンデンサ2に加わる電圧が発振器3の定格電圧を超えないよう保護のために使用されている。
【0030】
【発明の効果】
所定の最高電圧と最低電圧との間で充放電が繰り返される発振コンデンサの充放電に同期し、この発振コンデンサの電圧が前記最低電圧に到達した時点をオン時点とするように、
入力直流電源間にトランス又はリアクトルからなる誘導性手段と直列、且つスナバコンデンサと並列に接続された半導体スイッチ素子をPWM制御によってオン/オフし、
この半導体スイッチ素子のオフ時に誘導性手段から放出されるエネルギを用いて外部の負荷に所定電圧の直流電源を供給するスイッチング電源装置において、
誘導性手段に補助巻線を設け、半導体スイッチ素子のオフ期間にこの補助巻線に発生する電圧をダイオードを介し発振コンデンサに印加して発振コンデンサを前記最高電圧に充電し、
少なくともこの充電の期間内に発振コンデンサに定電流源又は所定の抵抗を直列に持つ定電圧源からなる放電電源を接続し、
発振コンデンサの電圧がこの放電電源を介し前記最高電圧から最低電圧に下降するまでの時間を前記誘導性手段とスナバコンデンサとによって生ずる電圧振動の周期の1/2となるようにしたので、
半導体スイッチ素子がターンオンする際のスナバコンデンサの電圧が最小となり、スナバコンデンサの放電による半導体スイッチ素子のスイッチング損失を最小限に抑え、半導体スイッチ素子の発熱を減らし、スイッチング電源装置の効率を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施例としての要部の構成を示す回路図
【図2】図1の各部の動作波形図
【図3】図1の発振器部分の原理的な構成を示す回路図
【図4】本発明の第2の実施例としての要部の構成を示す回路図
【図5】本発明の第3の実施例としての要部の構成を示す回路図
【図6】図1に対応する従来の回路図
【図7】図6の各部の動作波形図
【図8】図6の発振器部分の原理的な構成を示す回路図
【符号の説明】
1 入力電圧
2 発振コンデンサ
3 発振器
4 PWM制御部
5 電源制御回路
6 出力電圧検出入力
7 PWM出力
8 半導体スイッチ素子(スイッチ素子)
9 スナバコンデンサ
10 1次巻線
11 2次巻線
12 トランス
13 ダイオード
14 平滑用コンデンサ
15 負荷
16 補助巻線
17 ダイオード
18 リアクトル
19 商用電源
20 ダイオードブリッジ回路
21 平滑用コンデンサ
22 制御回路電源
23 ダイオード
24 平滑用コンデンサ
25 抵抗
26 ツェナーダイオード
27 定電流源
28 抵抗
29 定電流源
30 抵抗
31,32 スイッチ
33 インバータ
34 コンパレータ
35 基準電圧
36 内部電源
VU 基準電圧の上限値
VL 基準電圧の下限値
VM 発振コンデンサの電圧の最高値
TF 発振コンデンサの電圧下降時間[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention repetitively opens and closes a semiconductor switch element connected via at least inductive means such as a transformer or a reactor between input DC power sources serving as energy sources by a PWM-controlled drive pulse, thereby providing a stabilized DC power source. A so-called switching power supply as a power supply that is generated and supplied to the outside,
In particular, the snubber capacitor that protects the semiconductor switch element from the surge voltage generated when the semiconductor switch element is turned off minimizes the switching loss of the semiconductor switch element caused by discharging the semiconductor switch element when it is turned on. The present invention relates to a switching power supply device that improves the efficiency of the device.
In the following drawings, the same reference numerals denote the same or corresponding parts.
[0002]
[Prior art]
FIG. 6 shows an example of a circuit configuration of a conventional switching power supply apparatus using a
[0003]
In the power
[0004]
With this configuration, the switch element 8 has a duty ratio in which the input
Since the
[0005]
By the way, the
FIG. 7 shows an example of the operation waveform of each part of FIG. 7A shows a voltage waveform of the
[0006]
In the power
FIG. 8 shows an example of the basic circuit configuration of the
[0007]
Next, the operation of FIG. 8 will be described with reference to FIG. Assume that the
[0008]
When the voltage of the
Thereafter, when the voltage of the
[0009]
By repeating such charging and discharging operations, a triangular wave oscillation waveform shown in FIG. 7A is generated, and this oscillation wave, that is, the voltage across the
In the
[0010]
In this case, the beginning of the on period Ton is set to the start point of the charging period Tc (in other words, the end point of the discharge period Tdc). The end of the on period Ton varies depending on the control of the output voltage of the switching power supply device. In the present apparatus, however, the discharge element Tdc is always turned off for the purpose of protection in the event of an abnormality (dead time). Therefore, the maximum on period Ton max is set to be equal to the charging period Tc.
[0011]
Therefore, the on-period Ton is always increased within the maximum on-period Ton max, so that the on-period Ton increases when the output voltage of the switching power supply device is too low compared to the reference value. When the voltage is going to rise too much compared to the reference value, the ON period Ton is controlled to decrease.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, FIG. 7C shows an example of the voltage across the
[0013]
During this vibration, the switch element 8 is turned on (turned on). At this time, the
The turn-on timing is determined by the
[0014]
Therefore, the present invention can minimize the loss of the switch element 8 due to the
[0015]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problem, in the switching power supply device according to
An oscillation capacitor (2) that is repeatedly charged to a predetermined minimum voltage (lower limit value VL) after being charged to a predetermined maximum voltage (maximum value VM);
Connected in series with inductive means consisting of a transformer (12) or a reactor (18) between input DC power sources (input voltage 1) and in parallel with a snubber capacitor (9), and for each period of charging and discharging of the oscillation capacitor A semiconductor switching element (8) that is turned on / off so that the time when the voltage of the oscillation capacitor reaches the minimum voltage is set as an on time;
The semiconductor switch is configured so that a DC power source having a predetermined voltage to be supplied to an external load is generated (at both ends of the smoothing capacitor 14) using energy released from the inductive means when the semiconductor switch element is turned off. In the switching power supply apparatus in which the ratio between the on period and the off period of the element is controlled (by the PWM control unit 4),
An auxiliary winding (16) is provided in the inductive means, and a voltage generated in the auxiliary winding during the off period of the semiconductor switch element is applied to the oscillation capacitor via a diode (17) to induce the oscillation capacitor to the induction Charging to the highest voltage for a period until the resonance operation by the power means and the snubber capacitor starts ,
At least during this charging period, a discharge power source comprising a constant current source (29) or a constant voltage source (ground potential) having a predetermined resistance (30) in series is connected to the oscillation capacitor,
The time until the voltage of the oscillation capacitor drops from the highest voltage to the lowest voltage via the discharge power source after the end of the charging period (voltage fall time TF) is the voltage oscillation due to the resonant operation of the inductive means and the snubber capacitor. The period is set to ½.
[0016]
Further, in the switching power supply device according to
The operation of the present invention is as follows. That is, an auxiliary winding is provided in an inductive means such as a
[0017]
The time for the voltage of the oscillation capacitor to fall from the maximum value after pull-up charging to the lower limit value by the discharge power supply is ½ of the period of voltage oscillation (LC resonance) caused by the inductive means and the
[0018]
Thereby, switching loss and heat generation due to the discharge of the
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows a circuit configuration of a main part of a switching power supply device as a first embodiment of the present invention. FIG. 1 corresponds to FIG. FIG. 3 is a circuit diagram showing the principle of the
In FIG. 1, an auxiliary winding 16 is added to the
[0020]
FIG. 2 shows operation waveforms of respective parts in FIG. Next, the operation of the main part of FIGS. 1 and 3 will be described with reference to FIG. The auxiliary winding 16 is connected so that the polarity of the
When the voltage of the auxiliary winding 16 is applied to the
[0021]
When the voltage of the
[0022]
However, after that, as shown in FIG. 2, c), the voltage of the
[0023]
When the
[0024]
In this way, when the voltage of the
In the present invention, from the time t3 when the pull-up of the auxiliary winding 16 is removed by adjusting the capacity of the
[0025]
Then, the oscillation voltage of the
The period of this voltage oscillation is determined by the inductance L and capacitance C of the circuit such as the
[0026]
FIG. 4 shows a circuit configuration of a main part as a second embodiment of the present invention. In the figure, a
[0027]
FIG. 5 shows a circuit configuration of a main part as a third embodiment of the present invention. In this example, the
As in the case of FIG. 5, when the input DC voltage of the switching power supply device is generally high, the
[0028]
That is, the
[0029]
Although the
[0030]
【The invention's effect】
In synchronization with charging / discharging of the oscillation capacitor in which charging / discharging is repeated between a predetermined maximum voltage and a minimum voltage, the time when the voltage of the oscillation capacitor reaches the minimum voltage is set as the ON time point.
The semiconductor switch element connected in series with the inductive means consisting of a transformer or a reactor between the input DC power supplies and in parallel with the snubber capacitor is turned on / off by PWM control,
In the switching power supply apparatus for supplying a DC power supply of a predetermined voltage to an external load using energy released from the inductive means when the semiconductor switch element is turned off,
An inductive means is provided with an auxiliary winding, and a voltage generated in the auxiliary winding during the off period of the semiconductor switch element is applied to the oscillation capacitor via a diode to charge the oscillation capacitor to the maximum voltage,
At least during this charging period, a discharge power source consisting of a constant current source or a constant voltage source having a predetermined resistance in series is connected to the oscillation capacitor,
Since the time until the voltage of the oscillation capacitor drops from the highest voltage to the lowest voltage via the discharge power source is set to ½ of the period of voltage oscillation caused by the inductive means and the snubber capacitor,
The voltage of the snubber capacitor when the semiconductor switch element is turned on is minimized, the switching loss of the semiconductor switch element due to the discharge of the snubber capacitor is minimized, the heat generation of the semiconductor switch element is reduced, and the efficiency of the switching power supply device is improved. Can do.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a main part as a first embodiment of the present invention. FIG. 2 is an operation waveform diagram of each part of FIG. 1. FIG. FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a main part as a second embodiment of the present invention. FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a main part as a third embodiment of the present invention. 1 is a conventional circuit diagram corresponding to FIG. 1. FIG. 7 is an operation waveform diagram of each part of FIG. 6. FIG. 8 is a circuit diagram showing the fundamental configuration of the oscillator part of FIG.
DESCRIPTION OF
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Claims (1)
入力直流電源間にトランス又はリアクトルからなる誘導性手段と直列、且つスナバコンデンサと並列に接続され、前記発振コンデンサの充放電の各期間ごとに、該発振コンデンサの電圧が前記最低電圧に到達した時点をオン時点とするようにオン/オフされる半導体スイッチ素子とを備え、
該半導体スイッチ素子のオフ時に前記誘導性手段から放出されるエネルギを用いて外部の負荷に供給すべき所定電圧の直流電源が生成されるように、前記半導体スイッチ素子のオン期間とオフ期間との割合が制御されるスイッチング電源装置において、
前記誘導性手段に補助巻線を設け、前記半導体スイッチ素子のオフ期間に該補助巻線に発生する電圧をダイオードを介し前記発振コンデンサに印加して該発振コンデンサを前記誘導性手段とスナバコンデンサによるLC共振が開始するまでの期間前記最高電圧に充電し、
少なくともこの充電の期間内に前記発振コンデンサに定電流源又は所定の抵抗を直列に持つ定電圧源からなる放電電源を接続し、
前記発振コンデンサの電圧が前記充電の期間終了後に前記放電電源を介し前記最高電圧から最低電圧に下降するまでの時間を前記誘導性手段とスナバコンデンサのLC共振による電圧振動の周期の1/2となるようにしたことを特徴とするスイッチング電源装置。An oscillation capacitor that is repeatedly charged to a predetermined minimum voltage after being charged to a predetermined maximum voltage;
When inductive means consisting of a transformer or a reactor is connected in series between the input DC power supply and in parallel with the snubber capacitor, and the voltage of the oscillation capacitor reaches the minimum voltage every charge / discharge period of the oscillation capacitor A semiconductor switch element that is turned on / off so that
An on period and an off period of the semiconductor switch element are generated so that a DC power source having a predetermined voltage to be supplied to an external load is generated using energy released from the inductive means when the semiconductor switch element is turned off. In the switching power supply in which the ratio is controlled,
An auxiliary winding is provided in the inductive means, and a voltage generated in the auxiliary winding during an off period of the semiconductor switch element is applied to the oscillation capacitor via a diode, and the oscillation capacitor is formed by the inductive means and the snubber capacitor. Charge to the highest voltage for the period until LC resonance starts ,
At least during this charging period, a discharge power source consisting of a constant current source or a constant voltage source having a predetermined resistance in series is connected to the oscillation capacitor,
The time until the voltage of the oscillation capacitor drops from the highest voltage to the lowest voltage via the discharge power source after the end of the charging period is ½ of the period of voltage oscillation due to LC resonance of the inductive means and the snubber capacitor. A switching power supply device characterized by that.
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