JPH03222671A - Switching power supply - Google Patents
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明は、電圧共振型スイッチング電源装置に関する。
[従来の技術]
トランスとスイッチング素子とを直列に接続し、スイッ
チング素子をオン・オフ制御することによってトランス
の2次側に交流を発生させ、これを整流することによっ
て直流出力を得るスイッチングレギュレータは広く使用
されている。第14図は従来の電圧共振型スイッチング
レギュレータの一例を示す、このスイッチングレギュレ
ータの直流電源1は交流電源端子2に接続された全波整
流器3と平滑用コンデンサ4とから成る。この直流電源
1の一端と他端(グランド端子)との間にはトランス5
の1次巻線(主巻1t)6と電界効果トランジスタから
成るスイッチング素子7との直列回路が接続されている
。スイツチング素子7の制御端子(ゲート電極)は制御
回路8に接続されている。トランス5の2次巻線9は、
ダイオード10.1]とリアクトル12とコンデンサ1
3とから成る出力整流平滑回路14を介して直流出力端
子15.16に接続されている。スイツチング素子7に
対して逆向きの電流を流すために、これに逆並列にダイ
オード17が接続されている。この例では、スイッチン
グ素子7がサブストレートをソースにIj続したNチャ
ンネル絶縁ゲート型電界効果トランジスタであるので、
ダイオードを内蔵している。従って、ダイオード17を
外ga続することは不要であるが、理解を容易にするた
めに独立に示されている。スイツチング素子7に並列に
接続されたコンデンサ18は、スイッチング素子7の電
圧の立上りを緩やかにする作用を有する。
スイッチング素子7のオン時間は出力端子15に接続さ
れた電圧検出回路19の検出に基づいて制御される。
[発明が解決しようとする課題1
ところで、スイッチングレギュレータのターンオフ時に
1次巻線6にサージ電圧が発生するが、これはコンデン
サ18で吸収される。またこの時スイッチング素子7の
電圧の立上りが第15図に示すように緩やかになり、ス
イッチング損失の低減効果が生じる。しかし、コンデン
サ18の電圧が最終的に電源電圧Vinになると、ター
ンオン時にコンデンサ18のエネルギが放出されて損失
となる。
そこで、本発明の目的は、サージ吸収と損失低減との両
方を容易に達成することができるスイッチング電源装置
を提供することにある。
[課題を解決するための手段]
上記目的を達成するための本発明は、直流電源と、前記
直流電源の一端と他端との間に接続されたトランスと、
第1及び第2の主端子と制御端子と査有し、前記第1の
主端子が前記トランスを介して前記直流電源の一端に接
続され、前記第2の主端子が前記直流電源の他端に接続
されている第1のスイッチング素子と、前記トランスの
インダクタンスと共振するように前記トランスに関係付
けられた独立のコンデンサ又は漂遊容量から成る第1の
コンデンサと、前記トランスに結合された出力回路と、
前記第1のスイッチング素子のオフ期間において前記第
1のコンデンサの電圧の変化を阻止するか又は緩やかに
するための電圧を前記第1のコンデンサに与えることが
できる第2のコンデンサ又は電圧源と、前記第1のスイ
ッチング素子のオフ期間に前記第1のコンデンサ又は電
圧源を前記第1のコンデンサに選択的に関係づ4するた
めに前記第2のコンデンサ又は電圧源に直列に接続され
た第2のスイッチング素子と、前記第1のスイッチング
素子をオン・オフ制御し、且つ前記第2のスイッチング
素子を前記第1のスイッチング素子のオフ期間内でオン
・オフ制御するたやの制御回路とから成るスイッチング
電源装置に係わるものである。
なお、請求項2に示すように、第1のスイッチング素子
のオン時間幅を変えて定電圧制御を行うことができる。
また、請求項3に示すように第2のスイッチング素子の
オン時間幅を変えて定電圧制御を行うことができる。
また、請求項4に示すように第2のコンデンサ又は電圧
源の電圧を変えて定電圧制御を行うことができる。
[作 用]
各請求項の発明によれば、第1及び第2のコンデンサの
働きによってサージ電圧を吸収することが可能になり、
1つ第1のスイッチング素子を零電圧の状態でターンオ
フ及びターンオンさせることができる。
[第1の実施例]
次に、第1図〜第3図を参照して本発明の第1の実施例
に係わる電圧共振型スイッチングレギュレータを説明す
る。但し、第1図辷おいて第14図と共通する部分には
同一の符号を付してその説明を省略する。
第1図のスイッチングレギュレータは、第1のスイッチ
ング素子7と第1のダイオード17との逆並列回路に対
して第1のコンデンサ18が並列に接続されている他に
、第1のコンデンサ18よりも容量の大きい第2のコン
デンサ20も第2のダイオード2]と第2のスイッチン
グ素子22との並列回路を介して並列に接続されている
。即ち、第2のコンデンサ20の上端が1次巻線6の下
端に接続され、第2のコンデンサ20の下端が第2のダ
イオード2]と第2のスイッチング素子22との並列回
路を介して電源1の下端に接続されている。なお、ダイ
オード2]に並列にノイズ除去用の小容量のコンデンサ
23が接続されている。
この実施例では第2のスイッチング素子22がサブスト
レートをソースに#続することによってダイオードを内
蔵させたPチャンネル絶縁ゲート型電界効果トランジス
タであるので、ダイオード2]を省、くことができるが
、理解を容易にするためにダイオード2]が独立に示さ
れている。
第2図は第1図の制御回路8を詳しく示すものであり、
第2のコンデンサ20の電圧検出に基づいて第2のスイ
ッチング素子22の制御信号を形成する第1の制御信号
形成回路3]と、この第1の制御信号形成回路3]の第
1の制御信号と一定の時間関係を有する第2の制御信号
を形成して第1のスイッチング素子7に与える第2の制
御信号形成回路32とから成る。第1の制御信号形成回
路3]は、第2のコンデンサ20の両端に接続された抵
抗33a、34bから成る分圧回路と、この分圧回路の
分圧点に一方の入力端子が接続され、参照電圧源34に
他方の入力端子が接続された電圧比較器35と、この比
較器35の出力端子と第2のスイッチング素子22との
間に接続される駆動回路36とから成る。なお、参照電
圧源34は、電源端子37とグランドとの間に接続され
たホトトランジスタ38と抵抗39との分圧回路から成
り、この分圧点に比較器35の反転入力端子が接続され
ている。ホトトランジスタ3,8は、第1図に示す電圧
検出回路19で検出した出力電圧に対応して発光する発
光素子(図示せず)に光結合されている。第2の制御信
号形成回路32は、比較器35に接続された後縁検出回
路40と、後縁検出回路40に接続された遅延回路41
と、クロックパルス発生器42と、遅延回路41の出力
でセットされ、クロックパルスでリセットされるフリッ
プフロップ43と、フリップフロップ43の出力端子と
第1のスイッチング素子7との間に接続される駆動口R
44とから成る。
[勤 作1
第3図のtl時点よりも前においては、第1のスイッチ
ング素子7がオンであるので、この両端子間(トレイン
・ソース間)電圧は第3図(D)に示すように極めて低
い、t1時点で第3図(A)に示すクロックパルスが第
2図のクロックパルス発生器42から発生すると、フリ
ップフロップ43がリセットされ、第1のスイッチング
素子7がオフ状態になる。第1のスイッチング素子7が
オフになると、トランス5の1次巻線6にフライバック
電圧が発生するが、1次巻線6のインダクタンスと第1
のコンデンサ18とのLC共振回路の第1の共振周波数
に従う第3図(F)に示す電流■1が1次巻線6と第1
のコンデンサ18と直流電源1とから成る閉回路に流れ
る共振動作によって1次巻線6のエネルギが第1のコン
デンサ18に移ることにより、第1のコンデンサ18が
充電され、この充電電圧Vcが徐々に高くなる。第1の
コンデンサ18の電圧は第1のスイッチング素子7の両
端子間電圧と同一であるので、第1のスイッチング素子
−7の電圧も徐々に増大する。これにより、第1のスイ
ッチング素子7の実質的に零ボルトでのターンオフが実
現できる。オフ期間には第1のコンデンサ18に並列に
接続されている第2のコンデンサ20にも充電電流が流
れ、ある値まで充電される。この第2のコンデンサ20
の電荷は第2のスイッチング素子22を通って放出され
るのみであり、この放出期間はオフ期間中の一部である
。従って、第1のスイッチング素子7のオン期間に第2
のコンデンサ20は放電せず、第3図(H)に示すよう
に比較的高い充電電圧を保つ。
ところで、第1のコンデンサ18の電圧Vclが第2の
コンデンサ20の電圧VC2よりも低い期間には第2の
ダイオード2]−が逆バイアス状態にあり、1次巻線6
にフライバック電圧が発生しても第2のコンデンサ20
に電流I2が流れない、第1のコンデンサ18の電圧V
C1が第2のコンデンサ20の電圧Vc2よりも幾らか
高くなると、第2のダイオード2]が順バイアスされて
t2時点でオンになる。これにより、第1及び第2のコ
ンデンサ18.20が実質的に並列接続され、1次巻線
6と第1及び第2のコンデンサ18.20とから成る共
振回路が形成され、第2の共振周波数に従う電流が1次
巻線6に流れる。第2のコンデンサ20の容量は第1の
コンデンサ18の容量よりも十分に大きいので、t2〜
t5期間の第2のコンデンサ20の電圧の変化は極めて
小さくなる。
第2のコンデンサ20に充電電流が流れると、この電圧
Vc2が徐々に増大し、t3時点で参照電圧Vrを横切
り、第2図の比較器35の出力が第3図(B)に示すよ
うに反転し、第2のスイッチング素子22がオン制御さ
れる。第2のスイッチング素子22がt3時点でオン制
御されても、第2のコンデンサ20の共振電圧がピーク
に達していなければ、第2のダイオード2]を通して電
流■2が流れ続ける。t4時点で第1及び第2のコンデ
ンサ18.20の電圧がピークに達すると、第3図(F
)(G)の電流1]及びI2は今迄と逆の向きに流れ始
める。この時、第2のスイッチング素子22がオンであ
るので、第2のコンデンサ20と1次巻[6と電源1と
第2のスイッチング素子22との閉回路でコンデンサ2
0の放電電流が流れる。第1のコンデンサ18の放電電
流は、第1のコンデンサ18と1次巻線6と電源1とか
ら成る閉回路で流れる。第2のコンデンサ20の電圧V
c2が第3図(H)に示すようにt5時点で参照電圧V
「に交差すると、比較器35の出力が第3図(B)に示
すように反転する。これにより、第2のスイッチング素
子22がオフになり、第2のコンデンサ20の放電が阻
止される。この結果、t5時点から後は1次巻線6と第
1のコンデンサ18との共振回路に基づく第1の共振周
波数の動作に移行し、第1のコンデンサ18の電圧Vc
は徐々に低下し、第3図のt6時点で零になる。なお、
このt5〜t6期間中の第1のコンデンサ18の電圧が
電源1の電圧よりも高い前半分の期間には第1のコンデ
ンサ18のエネルギが電源1に放出され、第1のコンデ
ンサ18の電圧が電源1の電圧よりも低くなる後半分の
期間には第1のコンデンサ18のエネルギが電源と負荷
との両方に放出される。その後、1次巻1]6に蓄積さ
れたエネルギがt−6〜t7期間に1次巻線6と第1の
ダイオード17とから成る回路で放出された後に第1の
スイッチング素子7を通る正方向の電流がながれる。
第2図の後縁検出回路40は第3図(B)の比較出力パ
ルスの後縁時点t5を検出し、これを時間Tdだけ遅延
回路41で遅延させてフリッ1フロッ143のセット信
号とする。第2のスイッチング素子7がオン制御される
t6時点では第1のスイッチング素子7の両端電圧及び
第1のコンデンサ18の電圧が零になっているので、タ
ーンオン時のスイッチング損失が低減され且つコンデン
サ18のエネルギ損失も低減される。ta時点で第3図
(A)のクロックパルスが再び発生するとt1〜t8期
間と同一の動作が繰返して生じる。
出力電圧が例えば所定値よりも低くなると、電圧検出回
路19の出力電圧が高くなり、ここに内蔵されている発
光素子の光出力が大きくなり、第2図のホトトランジス
タ38の抵抗値が小さくなり、参照電圧V「が高くなる
。これにより、第3図(H)において第2のコンデンサ
20の電圧VC2が参照電圧な拳切る期間が短くなり、
結局、第1のスイッチング素子7のオフ期間が短くなっ
て出力電圧が元に戻る。
第3図(A)のクロックパルスは一定の周期で発生して
いるので、第1のスイッチング素子7のオフ期間が変化
すれば必然的にオン期間も変化する。これにより、周波
数を一定に保ってデユーティを変えることが可能になる
。なお、周波数が一定であれば、ノイズ対策が容易にな
る。
[第2の実施例]
次に、第4図に示す第2の実施例のスイッチングレギュ
レータを説明する。但し、第4図及びこの後で説明する
第5図〜第12図において、第1図及び第14図と共通
する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
この実施例では1次巻線6に電磁結合された3次巻線5
0が設けられ、これに並列に第2のコンデンサ20が接
続されている。なお、3次巻線50と第2のコンデンサ
20との間には第2のダイオード2]と第2のスイッチ
ング素子22との並列回路が接続されている。
第2のコンデンサ20を第4図に示すように3次巻線5
0を介して接続しても等価的に1次巻[6に並列接続し
たことになる。第1及び第2のスイッチング素子7.2
2のオン・オフ制御は第1の実施例と同様になされる。
第2のダイオード2] はオフ期間に第2のコンデ
ンサ20の充電電圧よりも高い電圧が3次巻線50に発
生した時にオンになる。この第2の実施例によっても第
1の実施例と同一の作用効果が得られる。
[第3の実施例]
第5図に示す第3の実施例のスイッチングレギュレータ
においては、第2のコンデンサ20が1次巻線6に対し
て並列に接続されている。第2のコンデンサ20に対し
て、第2のスイッチング素子22とダイオード2]とコ
ンデンサ23と−の並列回路を直列に接続することは第
1図と同様であ る。
この回路でも第1のスイッチング素子7及び第2のスイ
ッチング素子22は第1図と同様にオン・オフ駆動され
る。第1のスイッチング素子7がオンからオフに転換す
ると、1次巻線6と第1のコンデンサ18との共振で電
流が流れ、且つ第2のダイオード2]及び第2のスイッ
チング素子22がオンになることによって第2のコンデ
ンサ20が1次巻[6に並列4:接続され、1次巻線6
と2つのコンデンサ18、?0による共振で電流が流れ
る。第2のスイッチング素子22をオフにすれば、再び
1次巻線6と第1のコンデンサ18との共振回路に電流
が流れる。なお、第5図の回路では共振を助けるために
、1次巻線6に直列にリアクトルL1が接続されている
。この種のりアク。
トルは他の実施例でも挿入可能である。
第5図の回路は、第1図及び第4図の回路と実質的に等
価であるから、同一の作用効果を有する。
[第4の実施例]
第6図に示す第4の実施例のスイッチングレギュレータ
では、第2のコンデンサ20が2次巻線9に並列にIl
l!されている。第2のダイオード2]と第2のスイッ
チング素子22とコンデンサ23との並列回路は第2の
コンデンサ20に対して第1図と同様に接続されている
。この実施例では、2次巻線9が出力巻線としての機能
を有する他に、第2のコンデンサ20を1次巻線6に結
合する機能を有する。第6図の回路においてもオフ期間
に第2のコンデンサ2qが1次巻線6に対して等価的に
並列接続され、第1図、第4図及び第5図の回路と同一
の作用効果が得られる。
[第5の実施例]
第7図に示す第5の実施例のスイッチングレギュレータ
は、電源1と1次巻線6との間に接続された、第1のス
イッチング素子7aとコンデンサ18aとダイオード1
7aとの並列回路を有する。
従って、オフ期間の電圧を2つの第1のスイッチング素
子7.7aで1/2ずっ分担する。2つの第1のスイッ
チング素子7.7aは同時にオン・オフ駆動されるので
、第5図の実施例と実質的に同一に動作する。なお、コ
ンデンサ18aはコンデンサ18と同一の働きをするも
のであり、ダイオード17aはダイオード17と同一の
働きをするものである。2次巻線9に直列に接続されて
いるリアクトル51は、共振を容易に発生させるための
ものである。
[第6の実施例1
第8図に示す第6の実施例のスイッチングレギュレータ
においては、3次巻1]50の下端が1次巻[6の上端
に接続され、3次巻線50上端と電源1の下端との間に
第2のコンデンサ20が接続されている。なお、第2の
コンデンサ20に対して直列に第2のダイオード2]と
第2のスイッチング素子22とコンデンサ23との並列
回路が接続されている。第2のコンデンサ20をこの様
に1次巻線6に関係付けても第1図及び第4図〜第7図
の回路と等価であり、同様な作用効果を得ることができ
る。
[第7の実施f14]
第9図に示す本発明の第7の実施例に係わるスイッチン
グレギュレータの主回路の構成は第4図と同一である。
しかし、第9図の第1及び第2のスイッチング素子7.
22の制御回路は第2図と異なっている。第1のスイッ
チング素子7の電流を検出するために、第1のスイッチ
ング素子7に直列に抵抗R1が接続され、この抵抗R1
と第1のスイッチング素子7の両端電圧を検出するため
に、第1のスイッチング素子7の上端とグランドとの間
に分圧用抵抗R2、R3が接続されている。
また、第1のスイッチング素子7のゲートに制御信号を
与えるために、ゲートとグランドとの間に抵抗R4が接
続され、且つゲートは抵抗R41を介して電源端子64
に接続されている。抵抗R4に対して並列にトランジス
タ62が接続され、このベースが抵抗R2、R3の分圧
点に接続されている。
第2のスイッチング素子22の電流を検出するためにこ
れに直列に抵抗R5が接続され、また、この抵抗R5と
第2のスイッチング素子22の両端電圧を検出するため
に両端間に分圧用抵抗R6、R7が接続されている。ま
た、第2のスイッチング素子22のゲートとグランドと
の間に抵抗R8が接続され、この抵抗R8に並列にトラ
ンジスタ63が接続され、第2のスイッチング素子22
のゲートが抵抗R9−RIGを介して電源端子64に接
線されている。また、出力電圧を制御するために、抵抗
RIGに並列にホトトランジスタ65が接続され、これ
は電圧検出回路19の発光素子(図示せず)に光結合さ
れている。
1勤 作]
第1のスイッチング素子7がオンになり、ここを通って
流れる電流が徐々に増大して、抵抗R1に基づく検出電
圧がある値以上になると、トランジスタ62がオンにな
り、ゲートがグランドに接続されるために第1のスイッ
チング素子7はオフに転換する。ターンオフ時の1次巻
線6と第1のコンデンサ18との共振は第1の実施例と
同様に生じ、第1のコンデンサ18の電圧が共振によっ
て徐々に高くなる。第1のスイッチング素子7のオフ期
間には、3次巻線50にまず下向きの電圧が発生し、3
次巻線50と第2のコンデンサ20と第2のダイオード
2]とから成る閉回路が形成される。これにより、第1
及び第2のコンデンサ18.20とトランス5とに基づ
く共振によって各コンデンサ18.20が充電され、し
かる後放電する。第2のスイッチング素子22には第2
のダイオード2]の導通にほぼ同期してオン制御信号が
与えられているが、共f!を圧で第2のダイオード2]
がオンしている期間には第2のスイッチング素子22が
オンにならない、第2のコンデンサ20を含む共振回路
の電流の向きが逆になると、第2のコンデンサ20と3
次巻線50と第2のスイッチング素子22と抵抗R5と
から成る閉回路でコンデンサ20の放電電流が流れる。
この電流は時間と共に増大し、抵抗R6、R7による分
圧出力も徐々に増大する。これにより、トランジスタ6
3の抵抗値が小さくなり、第2のスイッチング素子22
のオンを維持できなくなった時点で第2のスイッチング
素子22がオフに転換する。ホトトランジスタ65は電
圧検出回路19の発光素子(図示せず)に光結合されて
いるので、出力電圧が例えば高くなり過ぎると、ホトト
ランジスタ65の抵抗値が大きくなり、ゲート電圧は低
くなる。これにより、第2のスイッチング素子22のタ
ーンオフ時点の制御が達成され、第1の実施例と同様に
第1のスイッチング素子7のオフ制御が可能になる。
第9図の回路は、制御信号の形成方向を除いて第1の実
施例と実質的に同一であり、同一の作用効果を得ること
ができる。
[第8の実施例]
第10図は第8の実施例のスイッチングレギュレータの
制御回路を示す、この主回路は第1図と同一であり、第
1図の制御回路8のみが第10図に示すように変形され
ている。第10図の制御回路8aは第2図の制御回路8
と多くの点で共通しているので、共通する部分には同一
の符号を付してその説明を省略する、第10図ではコン
デンサ20に直列に電流検出抵抗20が接続され、この
抵抗70に電流方向検出回路71が接続されている。こ
の電流方向検出回路71はコンデンサ20を介して抵抗
70に流れる電流の向きが反転する時点を検出する回路
であり、第3図のt4時点に対応する第1]図のt4時
点を検出し、第1]図(C)の出力を発生する。電流方
向検出回路71に接続されている第1のタイマ72は、
第1]図(C)のパルスの前縁に応答して第1]図(D
)に示すように第1の一定時W7aT1のパルスを発生
する。一方、比較回路35からは第3図の場合と同様に
第1]図(A)に示すような出力パルスが発生する。こ
のパルスはトリガ回路73を介してフリップフロップ7
4のセット入力となり、フリッ1フロップ74は第1]
図(B)に示すように高レベルになる。フリツプフロツ
174のリセット端子には電流方向検出回路71の出力
がトリガ回路75を介して接続されている。従って、フ
リッ1フロップ74は第1及び第2のコンデンサ7.2
0が放電状態に成るt4時点でリセットされ、第1]図
(E)のパルスを発生する。ORゲート76にはフリッ
プフロップ74の出力と第1のタイマ72の出力が入力
しているので、ここからは第1]図(F)の出力が得ら
れ、これが駆動回路36を介して第2のスイッチング素
子22にオン制御信号として供給される。ORゲート7
6の出力は後縁(立下り)検出回路40と遅延回路41
を介して第2のタイマ77に与えられる。第2のタイマ
77は第1]図のt5時点をTdだけ遅延 −させた
時点t6でトリガされて第2の一定時間T2のパルスを
第1]図(G)に示すように発生する。このパルスは駆
動回路44を介して第1のスイッチング素子7に供給さ
れる。
この実施例によれば、第2のスイッチング素子22のオ
フ時点をタイマ72の出力に基づいて安定的に決定する
ことができる。また、第1のスイッチング素子7のオン
時間幅を第2のタイマ77で一定時間T2としたのでL
C共振条件を満足させることが容易になる。なお、第1
0図の変形として第1図のt3時点でトリガし、第1]
図(D>で鎖線で示すようにt3〜t5期間をT1とし
てもよい、この場合にはフリップフロップ74を省くこ
とができる。t3〜t4期間は回路定数によってほぼ決
まるので、t4時点よりも後でT1期間を終了させるこ
とは容易である。
[第9の実施例]
第12図に示す第9の実施例のスイッチングレギュレー
タでは、第2のコンデンサ20の代わりに一定電圧源2
0aが接続されている。この電圧源20aは第2のコン
デンサ20と同様に機能し、第1のコンデンサ18があ
る値まで充電された時に、この電圧を第13図(D)に
示すようにクランプする作用を有する。第1のコンデン
サ18の電圧がクランプされると、第1のコンデンサ1
8と1次巻線6とによる共振動作の中断が生し、オ7時
間幅の制御が可能になる。なお、第2のスイッチング素
子22のオン・オフ制御は、電圧源20aを通って流れ
る第13図(G)に示す電流I2の検出に基づいて行う
。
電圧源20a4よ容量の大きい第2のコンデンサ20と
同様に作用するので、第9の実施例は他の実施例と同様
な作用効果を有する。
[変形例]
本発明は、上述の実施例に限定されるものでなく、例え
ば次の変形が可能なものである。
(1) 第1のスイッチング素子7.7a及び第2のス
イッチング素子22をバイポーラトランジスタ等に置き
換えることができる。
(2) 流平滑回路14からダイオード1]を取り除く
ことができる。
(3) 出力整流平滑回路14を省いてDC−ACコン
バータ(インバータ)とすることもできる。
(4) トランス5を単巻トランスとして出力を取り出
すこともできる。
(5) 第2のコンデンサ20に直列にリアクトルを接
続して共振しやすいようにすることもできる。
(6) 第1のスイッチング素子7に直列にダイオード
を接続することが可能である。
(7) 第1のコンデンサ18を1次巻+1]6に並列
に接続することができる。また、第1のコンデンサ18
は1次巻線6等の漂遊容量であってもよい。
(8) 第4図、第5図、第6図、第7図、第8図の第
2のコンデンサ20を第12図と同様に電圧源20aに
することができる。
(9) 第12図の電圧源20aの電圧値を制御して定
電圧制御を行うことが可能である。
(10) 第1のスイッチング素子7のオン時間幅と第
2のスイッチング素子22のオン時間幅との両方の制御
によって定電圧制御してもよい。
(1]) 第2のスイッチング素子22のオン時間幅を
一定とし、第1のスイッチング素子7のオン時間幅を変
えて定電圧制御することができる。
[発明の効果1
上述から明らかなように、各請求項の発明によって、サ
ージ電圧の抑制及び損失の低減を容易に達成することが
できる。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a voltage resonant switching power supply device. [Prior Art] A switching regulator connects a transformer and a switching element in series, generates alternating current on the secondary side of the transformer by controlling on/off of the switching element, and obtains a direct current output by rectifying the alternating current. Widely used. FIG. 14 shows an example of a conventional voltage resonance type switching regulator. A DC power supply 1 of this switching regulator consists of a full-wave rectifier 3 and a smoothing capacitor 4 connected to an AC power supply terminal 2. A transformer 5 is connected between one end and the other end (ground terminal) of this DC power supply 1.
A series circuit of a primary winding (main winding 1t) 6 and a switching element 7 made of a field effect transistor is connected. A control terminal (gate electrode) of the switching element 7 is connected to a control circuit 8. The secondary winding 9 of the transformer 5 is
diode 10.1], reactor 12, and capacitor 1
It is connected to DC output terminals 15 and 16 via an output rectifying and smoothing circuit 14 consisting of 3 and 3. A diode 17 is connected in antiparallel to the switching element 7 in order to cause a current to flow in the opposite direction to the switching element 7. In this example, since the switching element 7 is an N-channel insulated gate field effect transistor in which the substrate is connected to the source,
It has a built-in diode. Therefore, it is not necessary to connect diode 17 externally, but it is shown separately for ease of understanding. The capacitor 18 connected in parallel to the switching element 7 has the effect of slowing down the voltage rise of the switching element 7. The on-time of the switching element 7 is controlled based on detection by a voltage detection circuit 19 connected to the output terminal 15. [Problem to be Solved by the Invention 1] By the way, a surge voltage is generated in the primary winding 6 when the switching regulator is turned off, but this is absorbed by the capacitor 18. Further, at this time, the rise of the voltage of the switching element 7 becomes gradual as shown in FIG. 15, resulting in the effect of reducing switching loss. However, when the voltage of the capacitor 18 finally reaches the power supply voltage Vin, the energy of the capacitor 18 is released at turn-on, resulting in a loss. SUMMARY OF THE INVENTION Therefore, an object of the present invention is to provide a switching power supply device that can easily achieve both surge absorption and loss reduction. [Means for Solving the Problems] The present invention for achieving the above object comprises: a DC power supply; a transformer connected between one end and the other end of the DC power supply;
first and second main terminals are connected to a control terminal, the first main terminal is connected to one end of the DC power supply via the transformer, and the second main terminal is connected to the other end of the DC power supply. a first switching element connected to the transformer; a first capacitor comprising a separate capacitor or stray capacitance associated with the transformer in resonance with the inductance of the transformer; and an output circuit coupled to the transformer. and,
a second capacitor or a voltage source capable of applying a voltage to the first capacitor to prevent or slow a change in the voltage of the first capacitor during an off period of the first switching element; a second capacitor or voltage source connected in series with the second capacitor or voltage source for selectively relating the first capacitor or voltage source to the first capacitor during off-periods of the first switching element; a switching element, and a control circuit that controls on/off the first switching element and controls on/off the second switching element within the off period of the first switching element. This relates to switching power supplies. Note that, as shown in claim 2, constant voltage control can be performed by changing the on-time width of the first switching element. Moreover, as shown in claim 3, constant voltage control can be performed by changing the on-time width of the second switching element. Moreover, as shown in claim 4, constant voltage control can be performed by changing the voltage of the second capacitor or voltage source. [Function] According to the invention of each claim, it becomes possible to absorb surge voltage by the function of the first and second capacitors,
One first switching element can be turned off and turned on at zero voltage. [First Embodiment] Next, a voltage resonant switching regulator according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 3. However, the parts in FIG. 1 that are common to FIG. 14 are given the same reference numerals and their explanations will be omitted. The switching regulator shown in FIG. A second capacitor 20 having a large capacity is also connected in parallel through a parallel circuit of a second diode 2 and a second switching element 22. That is, the upper end of the second capacitor 20 is connected to the lower end of the primary winding 6, and the lower end of the second capacitor 20 is connected to the power supply through a parallel circuit of the second diode 2 and the second switching element 22. It is connected to the bottom end of 1. Note that a small-capacity capacitor 23 for noise removal is connected in parallel to the diode 2. In this embodiment, the second switching element 22 is a P-channel insulated gate field effect transistor with a built-in diode by connecting the substrate to the source, so the diode 2 can be omitted. Diode 2] is shown separately for ease of understanding. FIG. 2 shows the control circuit 8 of FIG. 1 in detail,
a first control signal forming circuit 3 which forms a control signal for the second switching element 22 based on voltage detection of the second capacitor 20; and a first control signal of the first control signal forming circuit 3. and a second control signal forming circuit 32 that forms a second control signal having a certain time relationship with the first switching element 7 and supplies it to the first switching element 7. The first control signal forming circuit 3] includes a voltage dividing circuit consisting of resistors 33a and 34b connected to both ends of the second capacitor 20, and one input terminal connected to the voltage dividing point of this voltage dividing circuit, It consists of a voltage comparator 35 whose other input terminal is connected to a reference voltage source 34 , and a drive circuit 36 connected between the output terminal of this comparator 35 and the second switching element 22 . Note that the reference voltage source 34 consists of a voltage dividing circuit including a phototransistor 38 and a resistor 39 connected between a power supply terminal 37 and the ground, and an inverting input terminal of a comparator 35 is connected to this voltage dividing point. There is. The phototransistors 3 and 8 are optically coupled to a light emitting element (not shown) that emits light in response to the output voltage detected by the voltage detection circuit 19 shown in FIG. The second control signal forming circuit 32 includes a trailing edge detection circuit 40 connected to the comparator 35 and a delay circuit 41 connected to the trailing edge detection circuit 40.
, a clock pulse generator 42 , a flip-flop 43 that is set by the output of the delay circuit 41 and reset by the clock pulse, and a drive connected between the output terminal of the flip-flop 43 and the first switching element 7 Mouth R
It consists of 44. [Work 1 Before the time tl in Figure 3, the first switching element 7 is on, so the voltage between both terminals (train and source) is as shown in Figure 3 (D). When the clock pulse shown in FIG. 3A is generated from the clock pulse generator 42 of FIG. 2 at a very low time t1, the flip-flop 43 is reset and the first switching element 7 is turned off. When the first switching element 7 is turned off, a flyback voltage is generated in the primary winding 6 of the transformer 5, but the inductance of the primary winding 6 and the
The current ■1 shown in FIG. 3 (F) according to the first resonant frequency of the LC resonant circuit with the capacitor 18 of
The energy of the primary winding 6 is transferred to the first capacitor 18 by the resonance action flowing in the closed circuit consisting of the capacitor 18 and the DC power supply 1, so that the first capacitor 18 is charged, and this charging voltage Vc gradually increases. It becomes expensive. Since the voltage of the first capacitor 18 is the same as the voltage between both terminals of the first switching element 7, the voltage of the first switching element-7 also gradually increases. This makes it possible to turn off the first switching element 7 at substantially zero volts. During the off period, a charging current also flows through the second capacitor 20 connected in parallel to the first capacitor 18, and the second capacitor 20 is charged to a certain value. This second capacitor 20
The charge is only discharged through the second switching element 22, and this discharge period is part of the off period. Therefore, during the ON period of the first switching element 7, the second
The capacitor 20 does not discharge and maintains a relatively high charging voltage as shown in FIG. 3(H). By the way, during a period in which the voltage Vcl of the first capacitor 18 is lower than the voltage VC2 of the second capacitor 20, the second diode 2]- is in a reverse bias state, and the primary winding 6
Even if a flyback voltage occurs in the second capacitor 20
The voltage V of the first capacitor 18 at which the current I2 does not flow through
When C1 becomes somewhat higher than the voltage Vc2 of the second capacitor 20, the second diode 2 becomes forward biased and turns on at time t2. As a result, the first and second capacitors 18.20 are substantially connected in parallel, a resonant circuit consisting of the primary winding 6 and the first and second capacitors 18.20 is formed, and a second resonant circuit is formed. A current flows in the primary winding 6 according to the frequency. Since the capacitance of the second capacitor 20 is sufficiently larger than the capacitance of the first capacitor 18, t2~
The change in the voltage of the second capacitor 20 during the t5 period becomes extremely small. When a charging current flows through the second capacitor 20, this voltage Vc2 gradually increases and crosses the reference voltage Vr at time t3, and the output of the comparator 35 in FIG. 2 becomes as shown in FIG. 3(B). This is reversed, and the second switching element 22 is turned on. Even if the second switching element 22 is turned on at time t3, if the resonant voltage of the second capacitor 20 has not reached its peak, the current 2 continues to flow through the second diode 2. When the voltages of the first and second capacitors 18.20 reach their peak at time t4, the voltage of FIG. 3 (F
) (G) current 1] and I2 begin to flow in the opposite direction. At this time, since the second switching element 22 is on, the capacitor 2
A discharge current of 0 flows. The discharge current of the first capacitor 18 flows in a closed circuit consisting of the first capacitor 18, the primary winding 6, and the power supply 1. Voltage V of second capacitor 20
As shown in FIG. 3(H), c2 becomes the reference voltage V at time t5.
3, the output of the comparator 35 is inverted as shown in FIG. As a result, after time t5, the operation shifts to the first resonant frequency based on the resonant circuit of the primary winding 6 and the first capacitor 18, and the voltage Vc of the first capacitor 18 increases.
gradually decreases and reaches zero at time t6 in FIG. In addition,
During the first half period during this period t5 to t6, when the voltage of the first capacitor 18 is higher than the voltage of the power supply 1, the energy of the first capacitor 18 is released to the power supply 1, and the voltage of the first capacitor 18 increases. During the latter half of the period when the voltage is lower than the voltage of the power supply 1, the energy of the first capacitor 18 is released to both the power supply and the load. Thereafter, the energy stored in the primary winding 1]6 is released in the circuit consisting of the primary winding 6 and the first diode 17 during the period t-6 to t7, and then the positive energy is transferred through the first switching element 7. Current flows in the direction.
The trailing edge detection circuit 40 in FIG. 2 detects the trailing edge time t5 of the comparison output pulse in FIG. . At time t6 when the second switching element 7 is turned on, the voltage across the first switching element 7 and the voltage of the first capacitor 18 are zero, so switching loss at turn-on is reduced and the capacitor 18 energy losses are also reduced. When the clock pulse shown in FIG. 3A occurs again at time ta, the same operation as in the period t1 to t8 occurs repeatedly. For example, when the output voltage becomes lower than a predetermined value, the output voltage of the voltage detection circuit 19 increases, the light output of the light emitting element built therein increases, and the resistance value of the phototransistor 38 in FIG. 2 decreases. , the reference voltage V" becomes higher. As a result, the period during which the voltage VC2 of the second capacitor 20 is the reference voltage in FIG. 3(H) becomes shorter,
Eventually, the off period of the first switching element 7 becomes shorter and the output voltage returns to its original level. Since the clock pulses in FIG. 3A are generated at a constant cycle, if the off-period of the first switching element 7 changes, the on-period also inevitably changes. This makes it possible to keep the frequency constant and change the duty. Note that if the frequency is constant, noise countermeasures will be easier. [Second Example] Next, a switching regulator of a second example shown in FIG. 4 will be described. However, in FIG. 4 and FIGS. 5 to 12, which will be explained later, the same parts as those in FIG. 1 and FIG. 14 are designated by the same reference numerals, and the explanation thereof will be omitted. In this embodiment, a tertiary winding 5 is electromagnetically coupled to a primary winding 6.
0 is provided, and a second capacitor 20 is connected in parallel to this. Note that a parallel circuit including a second diode 2 and a second switching element 22 is connected between the tertiary winding 50 and the second capacitor 20. The second capacitor 20 is connected to the tertiary winding 5 as shown in FIG.
Even if it is connected through 0, it is equivalently connected in parallel to the primary winding [6]. First and second switching elements 7.2
The on/off control of No. 2 is performed in the same manner as in the first embodiment. The second diode 2 is turned on when a voltage higher than the charging voltage of the second capacitor 20 is generated in the tertiary winding 50 during the off period. This second embodiment also provides the same effects as the first embodiment. [Third Example] In the switching regulator of the third example shown in FIG. 5, a second capacitor 20 is connected in parallel to the primary winding 6. The parallel circuit of the second switching element 22, the diode 2], and the capacitor 23 is connected in series to the second capacitor 20, as in FIG. In this circuit as well, the first switching element 7 and the second switching element 22 are driven on and off in the same manner as in FIG. When the first switching element 7 is turned from on to off, a current flows due to the resonance between the primary winding 6 and the first capacitor 18, and the second diode 2 and the second switching element 22 are turned on. By this, the second capacitor 20 is connected in parallel with the primary winding [6].
and two capacitors 18,? Current flows due to resonance due to zero. When the second switching element 22 is turned off, current flows again through the resonant circuit of the primary winding 6 and the first capacitor 18. In the circuit shown in FIG. 5, a reactor L1 is connected in series with the primary winding 6 to assist resonance. This kind of glue. Tors can also be inserted in other embodiments. The circuit of FIG. 5 is substantially equivalent to the circuits of FIGS. 1 and 4, and therefore has the same effect. [Fourth Embodiment] In the switching regulator of the fourth embodiment shown in FIG.
l! has been done. A parallel circuit of the second diode 2], the second switching element 22, and the capacitor 23 is connected to the second capacitor 20 in the same manner as in FIG. In this embodiment, the secondary winding 9 has the function of coupling the second capacitor 20 to the primary winding 6 in addition to the function of the output winding. In the circuit shown in FIG. 6, the second capacitor 2q is equivalently connected in parallel to the primary winding 6 during the off period, and the same effect as in the circuits shown in FIGS. 1, 4, and 5 is obtained. can get. [Fifth Embodiment] The switching regulator of the fifth embodiment shown in FIG.
It has a parallel circuit with 7a. Therefore, 1/2 of the voltage during the off period is shared between the two first switching elements 7.7a. Since the two first switching elements 7.7a are driven on and off at the same time, they operate substantially the same as the embodiment of FIG. 5. Note that the capacitor 18a has the same function as the capacitor 18, and the diode 17a has the same function as the diode 17. The reactor 51 connected in series to the secondary winding 9 is for easily generating resonance. [Sixth Example 1] In the switching regulator of the sixth example shown in FIG. 8, the lower end of the tertiary winding 1] 50 is connected to the upper end of the primary winding [6], and the upper end of the tertiary winding 50 A second capacitor 20 is connected between the power supply 1 and the lower end thereof. Note that a parallel circuit including a second diode 2], a second switching element 22, and a capacitor 23 is connected in series to the second capacitor 20. Even if the second capacitor 20 is related to the primary winding 6 in this manner, it is equivalent to the circuits shown in FIGS. 1 and 4 to 7, and similar effects can be obtained. [Seventh Embodiment f14] The configuration of the main circuit of the switching regulator according to the seventh embodiment of the present invention shown in FIG. 9 is the same as that in FIG. 4. However, the first and second switching elements 7. of FIG.
The control circuit 22 is different from that in FIG. In order to detect the current of the first switching element 7, a resistor R1 is connected in series with the first switching element 7, and this resistor R1
In order to detect the voltage across the first switching element 7, voltage dividing resistors R2 and R3 are connected between the upper end of the first switching element 7 and the ground. Further, in order to apply a control signal to the gate of the first switching element 7, a resistor R4 is connected between the gate and the ground, and the gate is connected to the power supply terminal 64 via a resistor R41.
It is connected to the. A transistor 62 is connected in parallel to the resistor R4, and its base is connected to the voltage dividing point of the resistors R2 and R3. A resistor R5 is connected in series with this to detect the current of the second switching element 22, and a voltage dividing resistor R6 is connected between both terminals of the resistor R5 and the second switching element 22 to detect the voltage across the terminal. , R7 are connected. Further, a resistor R8 is connected between the gate of the second switching element 22 and the ground, a transistor 63 is connected in parallel to this resistor R8, and the second switching element 22
The gate of is connected to the power supply terminal 64 via the resistor R9-RIG. Further, in order to control the output voltage, a phototransistor 65 is connected in parallel to the resistor RIG, and is optically coupled to a light emitting element (not shown) of the voltage detection circuit 19. 1 work] When the first switching element 7 is turned on and the current flowing through it gradually increases and the detection voltage based on the resistor R1 exceeds a certain value, the transistor 62 is turned on and the gate is closed. The first switching element 7 is turned off because it is connected to ground. Resonance between the primary winding 6 and the first capacitor 18 during turn-off occurs in the same manner as in the first embodiment, and the voltage of the first capacitor 18 gradually increases due to the resonance. During the off period of the first switching element 7, a downward voltage is first generated in the tertiary winding 50,
A closed circuit consisting of the secondary winding 50, the second capacitor 20, and the second diode 2 is formed. This allows the first
Each capacitor 18.20 is charged by resonance based on the second capacitor 18.20 and the transformer 5, and then discharged. The second switching element 22 has a second
The ON control signal is applied almost in synchronization with the conduction of diode 2], but both f! second diode 2 at pressure
The second switching element 22 is not turned on during the period in which the second switching element 22 is turned on.
The discharge current of the capacitor 20 flows through a closed circuit consisting of the secondary winding 50, the second switching element 22, and the resistor R5. This current increases with time, and the divided voltage output by resistors R6 and R7 also gradually increases. As a result, transistor 6
3 becomes smaller, and the second switching element 22
The second switching element 22 turns off at the point when it is no longer possible to maintain the on state. Since the phototransistor 65 is optically coupled to a light emitting element (not shown) of the voltage detection circuit 19, if the output voltage becomes too high, for example, the resistance value of the phototransistor 65 increases and the gate voltage decreases. Thereby, control of the turn-off point of the second switching element 22 is achieved, and it becomes possible to control the turn-off of the first switching element 7 similarly to the first embodiment. The circuit of FIG. 9 is substantially the same as the first embodiment except for the direction in which the control signal is formed, and can obtain the same effects. [Eighth Embodiment] FIG. 10 shows a control circuit of a switching regulator according to an eighth embodiment. This main circuit is the same as that in FIG. 1, and only the control circuit 8 in FIG. 1 is the same as in FIG. It has been modified as shown. The control circuit 8a in FIG. 10 is the control circuit 8 in FIG.
10, a current detection resistor 20 is connected in series with a capacitor 20, and this resistor 70 is connected in series with a current detection resistor 20. A current direction detection circuit 71 is connected. This current direction detection circuit 71 is a circuit that detects the point in time when the direction of the current flowing through the resistor 70 via the capacitor 20 is reversed, and detects the point in time t4 in the first figure, which corresponds to the point in time t4 in FIG. 1] Generates the output shown in Figure (C). The first timer 72 connected to the current direction detection circuit 71 is
In response to the leading edge of the pulse in Fig. 1] Fig. (C), Fig. 1] Fig. (D
), a pulse W7aT1 is generated at a first fixed time. On the other hand, the comparator circuit 35 generates an output pulse as shown in FIG. 1 (A) as in the case of FIG. This pulse is sent to the flip-flop 7 via a trigger circuit 73.
4 set input, and the flip flop 74 is the first]
The level becomes high as shown in Figure (B). The output of the current direction detection circuit 71 is connected to the reset terminal of the flip-flop 174 via a trigger circuit 75. Therefore, the flip-flop 74 connects the first and second capacitors 7.2
It is reset at time t4 when 0 becomes a discharge state, and the pulse shown in FIG. 1 (E) is generated. Since the output of the flip-flop 74 and the output of the first timer 72 are input to the OR gate 76, the output shown in FIG. is supplied to the switching element 22 as an on control signal. OR gate 7
The output of 6 is a trailing edge (falling edge) detection circuit 40 and a delay circuit 41.
is applied to the second timer 77 via. The second timer 77 is triggered at time t6, which is delayed by Td from time t5 in the first figure, and generates a pulse for a second fixed time T2 as shown in FIG. This pulse is supplied to the first switching element 7 via the drive circuit 44. According to this embodiment, the time when the second switching element 22 is turned off can be stably determined based on the output of the timer 72. In addition, since the on-time width of the first switching element 7 is set to a constant time T2 by the second timer 77, L
It becomes easier to satisfy the C resonance condition. In addition, the first
As a modification of Figure 0, the trigger is at time t3 in Figure 1, and the first]
As shown by the chain line in Figure (D>), the period t3 to t5 may be set to T1. In this case, the flip-flop 74 can be omitted.The period t3 to t4 is almost determined by the circuit constants, so after the time t4 [Ninth Embodiment] In the switching regulator of the ninth embodiment shown in FIG.
0a is connected. This voltage source 20a functions similarly to the second capacitor 20, and has the effect of clamping this voltage as shown in FIG. 13(D) when the first capacitor 18 is charged to a certain value. When the voltage of the first capacitor 18 is clamped, the voltage of the first capacitor 1
Interruption of the resonant operation between the winding 8 and the primary winding 6 occurs, making it possible to control the time width of the winding 7. The on/off control of the second switching element 22 is performed based on the detection of the current I2 shown in FIG. 13(G) flowing through the voltage source 20a. Since it functions in the same way as the second capacitor 20, which has a larger capacity than the voltage source 20a4, the ninth embodiment has the same effects as the other embodiments. [Modifications] The present invention is not limited to the above-described embodiments, and the following modifications are possible, for example. (1) The first switching element 7.7a and the second switching element 22 can be replaced with bipolar transistors or the like. (2) The diode 1] can be removed from the flow smoothing circuit 14. (3) The output rectifying and smoothing circuit 14 may be omitted to provide a DC-AC converter (inverter). (4) The output can also be taken out by using the transformer 5 as a single-turn transformer. (5) A reactor may be connected in series to the second capacitor 20 to facilitate resonance. (6) It is possible to connect a diode in series with the first switching element 7. (7) The first capacitor 18 can be connected in parallel to the primary winding +1]6. In addition, the first capacitor 18
may be a stray capacitance of the primary winding 6 or the like. (8) The second capacitor 20 in FIGS. 4, 5, 6, 7, and 8 can be replaced by the voltage source 20a as in FIG. 12. (9) It is possible to perform constant voltage control by controlling the voltage value of the voltage source 20a in FIG. 12. (10) Constant voltage control may be performed by controlling both the on-time width of the first switching element 7 and the on-time width of the second switching element 22. (1)) Constant voltage control can be performed by keeping the on time width of the second switching element 22 constant and changing the on time width of the first switching element 7. [Effect of the Invention 1] As is clear from the above, according to the invention of each claim, suppression of surge voltage and reduction of loss can be easily achieved.
第1図は本発明の第1の実施例のスイッチングレギュレ
ータを示す回路図、
第2図は第1図の制御回路を詳しく示すブロック図、
第3図は第1図の各部の状態を示す波形図、第4図、第
5図、第6図、第7図、第8図、第9図及び第10図は
第2、第3、第4、第5、第6、第7及び第8の実施例
のスイッチングレギュレータを夫々示す回路図、
第1]図は第10図の各部の状態を示す波形図、第12
図は本発明の第9の実施例のスイッチングレギュレータ
を示す回路図、
第13図は第12図の各部の状態を示す波形図、第14
図は従来のスイッチングレギュレータを示す回路図、
第15図は第14図のスイッチング素子の電圧を示す波
形図である。
1・・・電源、5・−トランス、6・・・1次巻線、7
・・・第1のスイッチング素子、8・・・制御回路、9
・・・2次巻線、17・・−第1のダイオード、18・
・・第1のコンデンサ、20・・・第2のコンデンサ、
2]・・・第2のダイオード、22・・・第2のスイッ
チング素子。Fig. 1 is a circuit diagram showing a switching regulator according to the first embodiment of the present invention, Fig. 2 is a block diagram showing details of the control circuit shown in Fig. 1, and Fig. 3 is a waveform showing the state of each part in Fig. 1. Figures 4, 5, 6, 7, 8, 9 and 10 are 2nd, 3rd, 4th, 5th, 6th, 7th and 8th Figure 1 is a waveform diagram showing the state of each part in Figure 10, Figure 12 is a circuit diagram showing the switching regulator of the embodiment of
The figure is a circuit diagram showing a switching regulator according to the ninth embodiment of the present invention, FIG. 13 is a waveform diagram showing the states of each part in FIG. 12, and FIG.
15 is a circuit diagram showing a conventional switching regulator, and FIG. 15 is a waveform diagram showing the voltage of the switching element in FIG. 14. 1... Power supply, 5...-Transformer, 6... Primary winding, 7
... first switching element, 8 ... control circuit, 9
...Secondary winding, 17...-first diode, 18.
...first capacitor, 20...second capacitor,
2]...Second diode, 22...Second switching element.
Claims (1)
と、 第1及び第2の主端子と制御端子とを有し、前記第1の
主端子が前記トランスを介して前記直流電源の一端に接
続され、前記第2の主端子が前記直流電源の他端に接続
されている第1のスイッチング素子と、 前記トランスのインダクタンスと共振するように前記ト
ランスに関係付けられた独立のコンデンサ又は漂遊容量
から成る第1ののコンデンサと、前記トランスに結合さ
れた出力回路と、 前記第1のスイッチング素子のオフ期間において前記第
1のコンデンサの電圧の変化を阻止するか又は緩やかに
するための電圧を前記第1のコンデンサに与えることが
できる第2のコンデンサ又は電圧源と、 前記第1のスイッチング素子のオフ期間に前記第2のコ
ンデンサ又は電圧源を前記第1のコンデンサに選択的に
関係づけるために前記第2のコンデンサ又は電圧源に直
列に接続された第2のスイッチング素子と、 前記第1のスイッチング素子をオン・オフ制御し、且つ
前記第2のスイッチング素子を前記第1のスイッチング
素子のオフ期間内でオン・オフ制御するための制御回路
と から成るスイッチング電源装置。 [2]前記制御回路は、前記出力回路の出力電圧を一定
に制御するように、前記第1のスイッチング素子のオン
時間幅を変えるように構成されていることを特徴とする
請求項1記載のスイッチング電源装置。 [3]前記制御回路は、前記出力回路の出力電圧を一定
に制御するように、前記第2のスイッチング素子のオン
時間幅を変えるように構成されていることを特徴とする
請求項1記載のスイッチング電源装置。 [4]前記出力回路の出力電圧を一定に制御するために
、前記第2のコンデンサ又は電圧源の電圧を制御する手
段を有することを特徴とする請求項1記載のスイッチン
グ電源装置。[Scope of Claims] [1] A direct current power source, a transformer connected between one end and the other end of the direct current power source, and first and second main terminals and a control terminal, the first a first switching element whose main terminal is connected to one end of the DC power supply via the transformer, and whose second main terminal is connected to the other end of the DC power supply; and a first switching element that resonates with the inductance of the transformer. a first capacitor comprising an independent capacitor or stray capacitance associated with said transformer, and an output circuit coupled to said transformer; a second capacitor or voltage source capable of applying a voltage to the first capacitor for blocking or slowing voltage changes; a second switching element connected in series with the second capacitor or voltage source for selectively relating a voltage source to the first capacitor; and controlling the first switching element on and off; and a control circuit for controlling on/off of the second switching element within the off period of the first switching element. [2] The control circuit according to claim 1, wherein the control circuit is configured to change the on-time width of the first switching element so as to control the output voltage of the output circuit to be constant. Switching power supply. [3] The control circuit according to claim 1, wherein the control circuit is configured to change the on-time width of the second switching element so as to control the output voltage of the output circuit to be constant. Switching power supply. [4] The switching power supply device according to claim 1, further comprising means for controlling the voltage of the second capacitor or the voltage source in order to control the output voltage of the output circuit to be constant.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015923A JPH03222671A (en) | 1990-01-25 | 1990-01-25 | Switching power supply |
Applications Claiming Priority (1)
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Publications (1)
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JPH03222671A true JPH03222671A (en) | 1991-10-01 |
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ID=11902305
Family Applications (1)
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JP (1) | JPH03222671A (en) |
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- 1990-01-25 JP JP2015923A patent/JPH03222671A/en active Pending
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