JP3662459B2 - 可変利得増幅器 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はマイクロ波などの高周波信号を増幅する可変利得増幅器に関し、特に増幅に際して発生する歪を低減する可変利得増幅器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図４は例えば特開平５−１６７３５６号公報に記載の従来の可変利得増幅器を示す回路図である。図において、１１１は入力信号を帰還ループＬに分岐する方向性結合器であり、１１２は入力信号を増幅する電力増幅器であり、１１３は電力増幅器１１２の出力信号を分岐する方向性結合器であり、１１４は方向性結合器１１３により分岐された補助信号を帰還ループＬに印加する方向性結合器であり、１１５は補助信号を増幅する補助増幅器であり、１１６は発振防止用の帯域通過フィルタであり、１１７は帯域通過フィルタ１１６を通過した信号を入力信号に結合する方向性結合器である。
【０００３】
次に動作について説明する。
入力端子ＩＮへ高周波入力信号が入力されると、その高周波入力信号は方向性結合器１１１により主信号と補助信号とに分岐される。その主信号は主増幅器である電力増幅器１１２により増幅され、その補助信号は帰還ループＬに印加される。
【０００４】
電力増幅器１１２により増幅された主信号には、増幅器の非線形特性に起因して発生する相互変調歪成分が含まれる。この増幅後の主信号は、方向性結合器１１３により出力端子ＯＵＴへの出力信号と補助信号とに分岐される。その補助信号は方向性結合器１１４により帰還ループＬに印加される。このとき、方向性結合器１１４は、方向性結合器１１１により印加された補助信号と逆相でこの補助信号を印加する。これにより方向結合器１１４から補助増幅器１１５へは電力増幅器１１２で発生した相互変調歪成分のみが供給される。補助増幅器１１５によりその相互変調歪成分は増幅され、帯域通過フィルタ１１６を通過して方向性結合器１１７に供給される。方向性結合器１１７はその信号を主信号に結合する。
【０００５】
以上のようにして、電力増幅器１１２で発生する相互変調歪成分が補償され、出力信号に含まれる相互変調歪成分が低減される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
従来の可変利得増幅器は以上のように構成されているので、相互変調歪信号を補償するための信号（帰還ループＬの信号）を生成するために多くの結合器を設けなければならず、回路構成が複雑になるとともに回路規模が大きくなるなどの課題があった。
【０００７】
また、従来の可変利得増幅器は以上のように構成されているので、増幅器（電力増幅器１１２）の前段に結合器（方向性結合器１１１，１１７）が設けられているため、結合器による損失に起因して雑音指数（Ｓ／Ｎ比）が劣化してしまうという課題があった。
【０００８】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、主信号と所定の周波数帯域の歪成分とを可変利得増幅素子に供給するようにして、結合器を使用することなく、雑音特性の良好な、かつ簡素な回路構成で小型な可変利得増幅器を得ることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る可変利得増幅器は、利得制御信号に応じた利得で入力信号を増幅する可変利得増幅素子と、可変利得増幅素子の出力のうちの所定の周波数帯域の歪成分だけを通過させ、利得制御信号として可変利得増幅素子に供給するフィルタ回路とを備えるものである。
【００１０】
この発明に係る可変利得増幅器は、入力信号を増幅する増幅素子と、利得制御信号に応じた利得で供給信号を増幅する可変利得増幅素子と、増幅素子の出力のうち、入力信号の周波数成分および入力信号の周波数の近傍の周波数帯域の歪成分を通過させ、供給信号として可変利得増幅素子に供給する帯域通過フィルタ回路と、増幅素子の出力のうちの所定の周波数帯域の歪成分だけを通過させるフィルタ回路と、フィルタ回路の出力の位相を調整して利得制御信号として可変利得増幅素子に供給する位相調整器とを備えるものである。
【００１１】
この発明に係る可変利得増幅器は、所定の数の増幅素子と可変利得増幅素子とで構成される多段可変利得増幅器であるものである。
【００１２】
この発明に係る可変利得増幅器は、可変利得増幅素子をデュアルゲート電界効果トランジスタとしたものである。
【００１３】
この発明に係る可変利得増幅器は、可変利得増幅素子をカスコード接続された２つの電界効果トランジスタとしたものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による可変利得増幅器を示す回路図である。図において、１は入力端子であり、２は出力端子であり、３はデュアルゲート電界効果トランジスタである可変利得増幅素子であり、４は可変利得増幅素子３の利得制御端子であり、５は出力端子２と利得制御端子４との間に設けられ、所定のカットオフ周波数ｆ_c の低域通過フィルタ回路である。その他、必要に応じて図示せぬバイアス回路が設けられている。
【００１５】
次に動作について説明する。
近接した周波数ｆ₁ ，ｆ₂ （ｆ₂ ＞ｆ₁ ）の２つのマイクロ波の混合信号が入力端子１に入力されると、この信号は可変利得増幅素子３に供給され、増幅される。この増幅後の信号には、周波数ｆ₁ ，ｆ₂ の成分の他、可変利得増幅素子３の３次の非線形効果に起因して周波数２ｆ₁ −ｆ₂ ，２ｆ₂ −ｆ₁ の３次相互変調歪成分が含まれ、可変利得増幅素子３の２次の非線形効果に起因して周波数ｆ₂ −ｆ₁ （差周波数）と周波数２ｆ₁ ，ｆ₁ ＋ｆ₂ ，２ｆ₂ （和周波数）の２次相互変調歪成分が含まれる。
【００１６】
そして低域通過フィルタ回路５のカットオフ周波数ｆ_c を次式に示すように設定することにより、低域通過フィルタ回路５から周波数ｆ₂ −ｆ₁ の相互変調歪成分だけが可変利得増幅素子３の利得制御端子４に供給される。
ｆ₂ −ｆ₁ ＜＜ｆ_c ＜＜ｆ₁ ，ｆ₂
【００１７】
可変利得増幅素子３の利得制御端子４に周波数ｆ₂ −ｆ₁ の相互変調歪成分が印加されると、可変利得増幅素子３のミキシング動作により、その周波数ｆ₂ −ｆ₁ の相互変調歪成分と周波数ｆ₁ ，ｆ₂ の入力信号との混合信号が生成される。この混合信号は３次相互変調歪成分と同一の周波数の信号になり、３次相互変調歪成分とは逆位相になるので、可変利得増幅素子３から出力される３次相互変調歪成分が低減される。
【００１８】
以上のように、この実施の形態１によれば、可変利得増幅素子３の出力のうちの所定の歪成分だけを低域通過フィルタ回路５により可変利得増幅素子３へ帰還するようにして、可変利得増幅素子３で発生する歪成分を低減するようにしたので、雑音特性を良好にし、かつ簡素な回路構成で小型にすることができるという効果が得られる。
【００１９】
なお、実施の形態１において、低域通過フィルタ回路５の代わりに、次式に示す低周波数側および高周波数側のカットオフ周波数ｆ_L ，ｆ_H の帯域通過フィルタ回路を設けるようにしてもよい。
ｆ_L ＜＜ｆ₂ −ｆ₁ ＜＜ｆ_H ＜＜ｆ₁ ，ｆ₂
【００２０】
実施の形態２．
この発明の実施の形態２による可変利得増幅器は、実施の形態１による可変利得増幅器における低域通過フィルタ回路５を高域通過フィルタ回路に変更したものである。なお、実施の形態２におけるその他の構成要素については実施の形態１によるもの（図１）と同様であるので、その説明を省略する。
【００２１】
次に動作について説明する。
実施の形態２では、高域通過フィルタ回路のカットオフ周波数ｆ_c を次式に示すように設定することにより、高域通過フィルタ回路から周波数２ｆ₁ ，ｆ₁ ＋ｆ₂ ，２ｆ₂ の相互変調歪成分だけが可変利得増幅素子３の利得制御端子４に供給される。
ｆ₁ ，ｆ₂ ＜＜ｆ_c ＜＜２ｆ₁ ，２ｆ₂
【００２２】
可変利得増幅素子３の利得制御端子４に周波数２ｆ₁ ，ｆ₁ ＋ｆ₂ ，２ｆ₂ の相互変調歪成分が印加されると、可変利得増幅素子３のミキシング動作により、その周波数２ｆ₁ ，ｆ₁ ＋ｆ₂ ，２ｆ₂ の相互変調歪成分と周波数ｆ₁ ，ｆ₂ の入力信号との混合信号が生成される。この混合信号は３次相互変調歪成分と同一の周波数の信号になり、３次相互変調歪成分とは逆位相になるので、可変利得増幅素子３から出力される３次相互変調歪成分が低減される。
【００２３】
なお、その他の動作については実施の形態１によるものと同様であるので、その説明を省略する。
【００２４】
以上のように、この実施の形態２によれば、可変利得増幅素子３の出力のうちの所定の歪成分だけを高域通過フィルタ回路により可変利得増幅素子３へ帰還するようにして、可変利得増幅素子３で発生する歪成分を低減するようにしたので、雑音特性を良好にし、かつ簡素な回路構成で小型にすることができるという効果が得られる。
【００２５】
なお、実施の形態２において、高域通過フィルタ回路の代わりに、次式に示す低周波数側および高周波数側のカットオフ周波数ｆ_L ，ｆ_H の帯域通過フィルタ回路を設けるようにしてもよい。
ｆ₁ ，ｆ₂ ＜＜ｆ_L ＜＜２ｆ₁ ，ｆ₁ ＋ｆ₂ ，２ｆ₂ ＜＜ｆ_H
【００２６】
実施の形態３．
図２はこの発明の実施の形態３による可変利得増幅器を示す回路図である。図において、１は入力端子であり、２は出力端子であり、１３は入力信号を増幅する増幅素子であり、１４は増幅素子１３の出力のうち、入力信号の周波数成分、および入力信号の周波数近傍の周波数帯域の歪成分を通過させ、供給信号として可変利得増幅素子１７に供給する帯域通過フィルタ回路であり、１５は増幅素子１３の出力のうちの所定の周波数帯域の歪成分だけを通過させる低域通過フィルタ回路であり、１６は低域通過フィルタ回路１５の出力の位相を調整して利得制御信号として可変利得増幅素子１７の利得制御端子１８に供給する位相調整器であり、１７は利得制御信号に応じた利得で供給信号を増幅する可変利得増幅素子であり、１８は利得制御信号を供給される利得制御端子である。その他、必要に応じて図示せぬバイアス回路が設けられている。
【００２７】
次に動作について説明する。
近接した周波数ｆ₁ ，ｆ₂ （ｆ₂ ＞ｆ₁ ）の２つのマイクロ波の混合信号が入力端子１に入力されると、この信号は増幅素子１３に供給され、増幅される。増幅後の信号には、周波数ｆ₁ ，ｆ₂ の成分の他、増幅素子１３の３次の非線形効果に起因して周波数２ｆ₁ −ｆ₂ ，２ｆ₂ −ｆ₁ の３次相互変調歪成分が含まれ、可変利得増幅素子３の２次の非線形効果に起因して周波数ｆ₂ −ｆ₁ （差周波数）と周波数２ｆ₁ ，ｆ₁ ＋ｆ₂ ，２ｆ₂ （和周波数）の２次相互変調歪成分が含まれる。
【００２８】
そして帯域通過フィルタ回路１４の低周波数側および高周波数側のカットオフ周波数ｆ_L ，ｆ_H を次式に示すように設定することにより、帯域通過フィルタ回路１４から周波数ｆ₁ ，ｆ₂ の入力信号の周波数成分と３次相互変調歪成分だけが可変利得増幅素子１７に供給される。
ｆ₂ −ｆ₁ ＜＜ｆ_L ＜＜２ｆ₁ −ｆ₂ ，ｆ₁ ，ｆ₂ ，２ｆ₂ −ｆ₁ ＜＜ｆ_H ＜＜２ｆ₁ ，ｆ₁ ＋ｆ₂ ，２ｆ₂
【００２９】
一方、低域通過フィルタ回路１５のカットオフ周波数ｆ_c を次式に示すように設定することにより、低域通過フィルタ回路１５から周波数ｆ₂ −ｆ₁ の相互変調歪成分だけが位相調整器１６を介して可変利得増幅素子１７の利得制御端子１８に供給される。位相調整器１６では、可変利得増幅素子１７で発生する３次相互変調歪成分を低減するようにその信号の位相が調整される。
ｆ₂ −ｆ₁ ＜＜ｆ_c ＜＜ｆ₁ ，ｆ₂
【００３０】
そして可変利得増幅素子１７の利得制御端子１８に周波数ｆ₂ −ｆ₁ の相互変調歪成分が印加されると、可変利得増幅素子１７のミキシング動作により、その周波数ｆ₂ −ｆ₁ の相互変調歪成分と、帯域通過フィルタ回路１４を通過してきた周波数ｆ₁ ，ｆ₂ の信号との混合信号が生成される。この混合信号は３次相互変調歪成分と同一の周波数の信号になり、３次相互変調歪成分とは逆位相になるので、出力信号に含まれる３次相互変調歪成分が低減される。
【００３１】
以上のように、この実施の形態３によれば、増幅素子１３の出力のうち、入力信号の周波数成分およびその周波数近傍の周波数帯域の歪成分を通過させて可変利得増幅素子１７に供給し、増幅素子１３の出力のうちの所定の周波数帯域の歪成分だけを低域通過フィルタ回路１５により通過させ位相を調整して利得制御信号として可変利得増幅素子１７に供給するようにして、増幅素子１３および可変利得増幅素子１７で発生する歪成分を低減するようにしたので、雑音特性を良好にし、かつ簡素な回路構成で小型にすることができるという効果が得られる。
【００３２】
なお、実施の形態３において、低域通過フィルタ回路１５の代わりに、次式に示す低周波数側および高周波数側のカットオフ周波数ｆ_L ，ｆ_H の帯域通過フィルタ回路を設けるようにしてもよい。
ｆ_L ＜＜ｆ₂ −ｆ_１ ＜＜ｆ_H ＜＜ｆ₁ ，ｆ₂
【００３３】
また、実施の形態３による可変利得増幅器は２段の増幅器であるが、３段以上の増幅器として、そのうちの１段の増幅素子を可変利得増幅素子とするようにしてもよい。
【００３４】
実施の形態４．
この発明の実施の形態４による可変利得増幅器は、実施の形態３による可変利得増幅器における低域通過フィルタ回路１５を高域通過フィルタ回路に変更したものである。なお、実施の形態３におけるその他の構成要素については実施の形態３によるもの（図２）と同様であるので、その説明を省略する。
【００３５】
次に動作について説明する。
実施の形態４では、高域通過フィルタ回路のカットオフ周波数ｆ_c を次式に示すように設定することにより、高域通過フィルタ回路から周波数２ｆ₁ ，ｆ₁ ＋ｆ₂ ，２ｆ₂ の相互変調歪成分だけが位相調整器１６を介して可変利得増幅素子１７の利得制御端子１８に供給される。
ｆ₁ ，ｆ₂ ＜＜ｆ_c ＜＜２ｆ₁ ，２ｆ₂
【００３６】
可変利得増幅素子１７の利得制御端子１８に周波数２ｆ₁ ，ｆ₁ ＋ｆ₂ ，２ｆ₂ の相互変調歪成分が印加されると、可変利得増幅素子１７のミキシング動作により、その周波数２ｆ₁ ，ｆ₁ ＋ｆ₂ ，２ｆ₂ の相互変調歪成分と周波数ｆ₁ ，ｆ₂ の信号との混合信号が生成される。この混合信号は３次相互変調歪成分と同一の周波数の信号になり、３次相互変調歪成分とは逆位相になるので、出力信号に含まれる３次相互変調歪成分が低減される。
【００３７】
なお、その他の動作については実施の形態３によるものと同様であるので、その説明を省略する。
【００３８】
以上のように、この実施の形態４によれば、増幅素子１３の出力のうち、入力信号の周波数成分およびその周波数近傍の周波数帯域の歪成分を通過させて可変利得増幅素子１７に供給し、増幅素子１３の出力のうちの所定の周波数帯域の歪成分だけを高域通過フィルタ回路により通過させ位相を調整し、利得制御信号として可変利得増幅素子１７に供給するようにして、増幅素子１３および可変利得増幅素子１７で発生する歪成分を低減するようにしたので、雑音特性を良好にし、かつ簡素な回路構成で小型にすることができるという効果が得られる。
【００３９】
なお、実施の形態４において、高域通過フィルタ回路の代わりに、次式に示す低周波数側および高周波数側のカットオフ周波数ｆ_L ，ｆ_H の帯域通過フィルタ回路を設けるようにしてもよい。
ｆ₁ ，ｆ₂ ＜＜ｆ_L ＜＜２ｆ₁ ，ｆ₁ ＋ｆ₂ ，２ｆ₂ ＜＜ｆ_H
【００４０】
実施の形態５．
図３はこの発明の実施の形態５による可変利得増幅器を示す回路図である。図において、２１はカスコード接続された２つの電界効果トランジスタ２２，２３で構成された可変利得増幅素子であり、２４は可変利得増幅素子２１の利得制御端子である。実施の形態５による可変利得増幅器は、実施の形態１による可変利得増幅器における可変利得増幅素子３を、カスコード接続された２つの電界効果トランジスタ２２，２３で構成された可変利得増幅素子２１に変更したものである。なお、このようなカスコード接続された２つの電界効果トランジスタで構成された可変利得増幅素子は例えば「L-Band MMIC Constant-Phase Variable-Gain Amplifier」（Ｈａｙａｓｈｉら著、Asia-Pacific Microwave Conference 、１９９８年）に記載されている。
【００４１】
なお、図３におけるその他の構成要素については実施の形態１によるもの（図１）と同様であるので、その説明を省略する。
【００４２】
次に動作について説明する。
カスコード接続された２つの電界効果トランジスタ２２，２３は、実施の形態１におけるデュアルゲート電界効果トランジスタと同様に動作するので、実施の形態５による可変利得増幅器は実施の形態１による可変利得増幅器と同様に動作する。
【００４３】
以上のように、この実施の形態５によれば、実施の形態１と同様の効果が得られる。
【００４４】
なお、実施の形態５と同様に、実施の形態２〜実施の形態４による可変利得増幅器における可変利得増幅素子３，１７として、カスコード接続された２つの電界効果トランジスタ２２，２３を使用することができ、同様の効果が得られる。
【００４５】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、利得制御信号に応じた利得で入力信号を増幅する可変利得増幅素子と、可変利得増幅素子の出力のうちの所定の周波数帯域の歪成分だけを通過させ、利得制御信号として可変利得増幅素子に供給するフィルタ回路とを備えるようにしたので、可変利得増幅素子単体に比べ歪成分を低減することができ、また、雑音特性を良好にし、かつ簡素な回路構成で小型にすることができるという効果がある。
【００４６】
この発明によれば、入力信号を増幅する増幅素子と、利得制御信号に応じた利得で供給信号を増幅する可変利得増幅素子と、増幅素子の出力のうち、入力信号の周波数成分およびその周波数近傍の周波数帯域の歪成分を通過させ、供給信号として可変利得増幅素子に供給する帯域通過フィルタ回路と、増幅素子の出力のうちの所定の周波数帯域の歪成分だけを通過させるフィルタ回路と、フィルタ回路の出力の位相を調整して利得制御信号として可変利得増幅素子に供給する位相調整器とを備えるようにしたので、可変利得増幅素子単体を含む多段増幅器に比べ歪成分を低減することができ、また、雑音特性を良好にし、かつ簡素な回路構成で小型にすることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１による可変利得増幅器を示す回路図である。
【図２】 この発明の実施の形態３による可変利得増幅器を示す回路図である。
【図３】 この発明の実施の形態５による可変利得増幅器を示す回路図である。
【図４】 従来の可変利得増幅器を示す回路図である。
【符号の説明】
３，１７，２１ 可変利得増幅素子、５，１５ 低域通過フィルタ回路（フィルタ回路）、１３ 増幅素子、１４ 帯域通過フィルタ回路、１６ 位相調整器、２２，２３ 電界効果トランジスタ。

Claims (5)

1. 利得制御信号に応じた利得で入力信号を増幅する可変利得増幅素子と、
   前記可変利得増幅素子の出力のうちの所定の周波数帯域の歪成分だけを通過させ、前記利得制御信号として前記可変利得増幅素子に供給するフィルタ回路と
   を備えた可変利得増幅器。
2. 入力信号を増幅する増幅素子と、
   利得制御信号に応じた利得で供給信号を増幅する可変利得増幅素子と、
   前記増幅素子の出力のうち、前記入力信号の周波数成分および前記入力信号の周波数の近傍の周波数帯域の歪成分を通過させ、前記供給信号として前記可変利得増幅素子に供給する帯域通過フィルタ回路と、
   前記増幅素子の出力のうちの所定の周波数帯域の歪成分だけを通過させるフィルタ回路と、
   前記フィルタ回路の出力の位相を調整して前記利得制御信号として前記可変利得増幅素子に供給する位相調整器と
   を備えた可変利得増幅器。
3. 所定の数の増幅素子と可変利得増幅素子とで構成される多段可変利得増幅器である
   ことを特徴とする請求項２記載の可変利得増幅器。
4. 可変利得増幅素子は、デュアルゲート電界効果トランジスタである
   ことを特徴とする請求項１または請求項２記載の可変利得増幅器。
5. 可変利得増幅素子は、カスコード接続された２つの電界効果トランジスタである
   ことを特徴とする請求項１または請求項２記載の可変利得増幅器。

Images