JP3643589B2 - 3進信号から2進信号を生成する回路 - Google Patents
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Description
磁気的に記録されたデジタル信号の再生の際、テープから3つの状態を有する3値信号が走査検出される。この評価に際して当該信号のローレベル及びハイレベルを検出するためレベル判別器が必要である。公知の回路ではレベル判別器として一般にシュミットトリガが使用されている。この種の回路は最適のトリガ点を維持するために自動的利得制御機能部(AGC=automatic gain comtrol)が必要である。更に公知の回路では当該トリガ点の自動的対称化は、当該2値信号に直接電圧が含まれていないときにしか行なわれない。
更にEP−A0084354(ヨーロッパ特許出願第0084354号公開公報)から、磁気層メモリの読出信号の評価のために、送出された読出パルスを増幅しかつ微分し、その結果零点通過の際データパルスを生成することが公知である。
本発明の基礎をなす課題とするところは、3値信号における最適なトリガ点の維持のため自動利得制御機能部(AGC)も必要とせず、また、2値信号に直流電圧の含まれていない状態をつくる必要もないように構成されたレベル判別用回路を提供することにある。
この課題は本発明によれば、当該回路の第1の出力信号の平均値が形成され、第2のバイアス電圧は当該回路の第1の出力信号の平均値に依存して調整可能であり、かつ該第2のバイアス電圧を用いてコンパレータのスイッチングしきい値がシフトできるようになっていて、該コンパレータの出力信号のパルス幅が実質的に一定であるようにされることを特徴とする回路によって解決される。
2値信号の形成のために2つのコンパレータの出力信号は有利にはR−Sフリップフロップの2つの入力側に供給される。制御電圧生成のため2つのコンパレータの各出力パルスがゲートにより結合される。有利にはこのゲートの出力電圧の平均値が、アンプを介して、2つのコンパレータの同じ形式の入力側にバイアス電圧として供給される。ゲートの出力パルスはビットクロックの再生のための回路に供給され得る。第2のバイアス電圧に対する調整設定手段により、パルス幅を変化させ得る。当該バイアス電圧の調整設定、ひいては限界値位置、即ちスイッチングしきい値の設定は有利には、できるだけわずかなビット誤り率が得られるように行なわれる。
公知回路及び本発明の回路の実施例について以下図を用いて説明する。
図1は記録されたデジタル信号再生のための回路全体図である。
図2は図1の回路の説明用の特性曲線図である。
図3はレベル判別のための公知回路の回路図である。
図4は図3の回路の説明用の特性曲線図である。
図5は本発明の回路の構成図である。
図6は図5の回路の説明用の特性曲線図である。
図1は2値記録トラックの走査により得られる信号から2値信号を生成する装置を示す。
図2は所属の信号波形を示す。磁気トラックは2値形式のビットパターン、即ち逆方向に磁化された領域N(N極)及びS(S極)の形態のビットパターンを含んでいる。再生ヘッドにて領域N,S間の磁束変化により再生電圧が誘起される。この電圧は近似的に、区別可能なビットパターンを表わしている。N極とS極との間の磁化変化により生ぜしめられるパルスは、等化回路Eにて狭幅化され、できるだけ隣接パルスの影響を受けないようにされる。この結果は信号A1により図示されている。この信号A1の積分により信号A2が形成される。A2から2値信号Bを形成するため、レベル判別器PEとして簡単なゼロクロス(零点通過)検出器が使用される。この検出器はレベルに殆ど依存しない。2値信号Bが低周波スペクトル成分大きなランレングス値を含んでいる場合、3値信号A1を直接レベル判別器で評価するのが一層好適である。このために正及び負のパルスを交番的に検出するシュミットトリガを使用するとよい。
図3はシュミットトリガ回路を示し、図4はシュミットトリガ回路の動作を示す。入力側のうちの1つへの帰還によりトリガ点のヒステリシス特性が形成され、もって、該限界値は交互に、正及び負のパルスのレベル領域にセッティングされる。ポテンシオメータPを用いて当該トリガ点ができるだけわずかなビット誤り率しか生じないように調整されるようにするとよい。この回路は零点通過(ゼロクロス)検出器に比べてレベルに依存しているという欠点を有している。最適のトリガ点を維持するには3値信号A1に対する自動利得制御が必要である。更に、図3の回路では2値信号Bに直流電圧が存在しない(含まれていない)ときにしか、トリガ点の自動的な対称化は行なわれない。他方において、3値信号A1には本質的に直流電圧が含まれていない。
そこで図5では信号A1はエミッタフオロア1を介して本発明回路に供給される。この回路は2進出力を有する2つのコンパレータ2,3を有する。該コンパレータ2,3の非反転入力側(+)には抵抗8,9を介してバイアス電圧U0が加えられる。反転入力側には抵抗10,11を介して被制御バイアス電圧U1が供給される。
信号A1はコンデンサ4を介してコンパレータ2の非反転入力側に供給されると共に、コンデンサ5を介してコンパレータ3の反転入力側に供給される。コンパレータ2,3のこの他方の入力側はコンデンサ6,7を介して交流的にアースに接続されている。図6に示すように、A1の負のパルスによってコンパレータ2の出力側にパルスC1が生ぜしめられ、A1の正のパルスによってコンパレータ3の出力側にパルスC2が生ぜしめられる。ゲート12によってこれらパルスC1,C2が1つのパルス電圧Cに論理結合される。ゲート12は例えば排他的論理和または否定的論理積ゲートである。このパルス電圧Cの平均値はコンパレータ2,3の入力側におけるしきい値の位置に対する尺度を成している。3値信号A1のパルスはわずかな側縁急峻度を有するので、しきい値が信号A1の中心線に近ければ近いほど、電圧Cのパルスは益々幅広になる。ローパスフィルタ13を介して電圧Cの平均値が、アンプ14に供給され、このアンプ14によりバイアス電圧U1が送出される。パルスCがより広幅になると、電圧U1は低下する。それによりしきい値は、パルスCが再びより狭くなるようにシフトされる。要するに、この制御によってパルスCの所定の平均的パルス幅の維持が行われる。アンプ14の利得が大になればなるほど、パルスCのパルス幅の維持がそれだけ益々精確になされる。パルスCのパルス幅の維持はパルス高さに対して相対的な所定のしきい値の維持に相応するのであり、要するに、パルス振幅には依存しない。例えば最小のビット誤り率が生じるようにする最適なしきい値の調整はポテンシオメータ15で行なわれる。ここにおいてはしきい値の位置は2値信号におけるレベル状態遷移の頻度に依存する。しかし頻度は所定の記録信号の場合は平均して一定である。制御ループの時定数は十分安定した平均値が得られるように選定される。
記録トラックの磁化パターンないし記録電流に相応するもとの2値信号は図5の回路では次のようにして形成される。即ち、パルス電圧C1,C2がゲート16,17により形成されたRSフリップフロップに供給される。要するに図6に示すように、フリップフロップの出力側に、信号Bが生じる。この信号を用いてPLL回路にてクロックビットレートが再生し、そして、このクロックビットレートによる走査検出による後続の処理のために信号Bを用意することができるのである。クロックビットレートの再生には信号Bのレベル状態遷移ごとに1つのパルスを含んでいる信号Cも適している。
また、上記の回路によりクロックビットレートの再生のための信号のみが生成されるようにすることも可能である。その場合3値信号A1をA/D変換器を用いて走査検出するためにクロックビットレートが使用される。そうすれば2値信号はサンプリング値の特別な処理により高められた電磁適合性を以てリカバリされるようにすることができる。
Claims (9)
- 3つの有意な状態を有する入力信号(A1)から2つの有意な状態を有する出力信号を生成するための回路であって、
入力信号(A1)は、中心線に関して交番的に正もしくは 負に配向されておりかつ該中心線においてピークにおけ るよりも幅広であるパルスを有しており、
入力信号(A1)は第1のコンパレータ(2)の非反転入力側(+)および第2のコンパレータ(3)の反転入力側(−)に供給されるようになっており、
これらコンパレータ(2,3)の非反転入力側(+)および反転入力側(−)にそれぞれ第1のバイアス電圧(U0)もしくは第2のバイアス電圧(U1)が加えられる ようになっており、かつ
これらコンパレータ(2,3)の出力信号(C1,C2)は当該回路の第1の出力信号(C)に結合されるようになっている
という回路において、
当該回路の第1の出力信号(C)の平均値が形成され、
第2のバイアス電圧(U1)は当該回路の第1の出力信号(C)の平均値に依存して調整可能であり、かつ
該第2のバイアス電圧(U1)を用いてコンパレータ(2,3)のスイッチングしきい値がシフトできるようになっていて、該コンパレータ(2,3)の出力信号(C1,C2)のパルス幅が実質的に一定であるようにされる
ことを特徴とする回路。 - 第1および第2のコンパレータ(2,3)の出力信号(C1,C2)はフリップ・フロップ(16,17)の入力側に加えられるようになっており、該フリップ・フロップの出力側から当該回路の第2の出力信号(B)が送 出される請求項1記載の回路。
- 第1および第2のコンパレータ(2,3)の出力信号(C1,C2)は論理ゲート(12)に供給されるようになっており、該論理ゲートの出力側から当該回路の第1の出力信号(C)が送出されるようになっている
請求項1記載の回路。 - 前記第1の出力信号(C)の平均値はアンプ(14)に供給されるようになっておりかつ該アンプ(14)の出力側から第2のバイアス電圧(U1)が送出さ れるようになっている
請求項3記載の回路。 - 当該回路の第1または第2の出力信号(C,B)はビットクロックの生成回路に供給されるようになっている
請求項1または2記載の回路。 - 前記第2のバイアス電圧(U1)に対する調整設定手段が設けられており、該調整設定手段を用いて、第1および第2のコンパレータ(2,3)の出力信号(C1,C2)のパルス幅が調整設定可能である
請求項1記載の回路。 - 前記論理ゲート(12)はORゲート、排他的ORゲート(EXOR)またはその反転した形態である
請求項3記載の回路。 - 前記論理ゲート(12)は否定AND論理結合(NAND)である請求項3記載の回路。
- 前記第1の出力信号の平均値形成のためにフィルタ(13)が設けられている
請求項4記載の回路。
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