JP3604112B2 - バランスオシレータ - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明はTV放送の受信技術等で利用されるバランスオシレータに関する。
【0002】
【従来の技術】
TV放送等の通信分野では、たくさんの通信回線を確保するために搬送波と呼ばれる高周波信号に変調をかけて送信を行っている。そして、受信側では、様々な周波数の高周波信号から選択受信を行い、復調をすることにより信号を再現している。
【0003】
例えば、日本国内のTV放送においては、映像信号をAM変調(Amplitude Modulation)により、音声信号をFM変調(Frequency Modulation)により、放送局ごとに割り当てられた91.25MHzから765.25MHzまでの高周波信号に変換し、送信している。
【0004】
受信側では、図2に示すように、アンテナ10で受信した信号を帯域通過型フィルタ11で選択受信し、増幅器12により増幅する。そして、混合器13と局部発振回路14を用いて、一旦映像信号を58.75MHzに、音声信号を54.25MHzに変換する。この変換後の信号を中間周波信号という。局部発振回路14では帯域通過型フィルタ11で選択受信した信号の周波数よりも58.75MHz高い周波数で発振を行わせる。
【0005】
その後、増幅器15で中間周波信号を増幅をしてから分配器16で帯域通過型フィルタ17、19にそれぞれ中間周波信号を分配する。帯域通過型フィルタ17では中心周波数58.75MHzで信号を通過させて、映像復調回路18で映像信号を再現する。帯域通過型フィルタ19では中心周波数54.25MHzで信号を通過させて、音声復調回路20で音声信号を再現する。
【0006】
受信機ではこのような受信を行うために様々な仕様が要求されるのだが、その一つに、局部発振回路14では必要な周波数の正確な発振を得るということがある。
【0007】
図3に示すように、一般に発振回路は増幅器22の出力を共振回路23で必要な周波数成分を取り出して正帰還させることにより発振する。例えば、高周波の発振回路でよく用いられているクラップ型の発振回路は、図4に示されるように、NPN型トランジスタTr3のコレクタとエミッタ間にコンデンサCceを入れ、エミッタとベース間にコンデンサCbeを入れ、そして、コレクタとベース間にコンデンサCcbとコイルLを直列となるように挿入したものである。
【0008】
これにより、クラップ型の発振回路は電源回路等で発生するノイズ成分をトランジスタTr3で増幅し、コンデンサCbe、Cce、CcbとコイルLで構成した共振回路で正帰還させることにより発振する。
【0009】
このときの発振周波数fは、f=1/(2×π×√(L×C))である。ただし、CはCbe、Cce及びCcbの直列合成容量である。また、インダクタンスLは使用する周波数範囲で適切な値に設定する必要がある。
【0010】
TV受信機等の局部発振器14(図2参照)では、前記共振回路の共振周波数を外部電圧によって変化させることにより必要な発振周波数を得ている。このような機能を有する発振回路を電圧制御発振器(VCO)という。VCO(Voltage Controlled Oscillator)では前記共振回路の容量成分として、逆電圧の値によって容量が変化するバリキャップダイオードが用いられ、外部電圧VTにより共振周波数を変化させて発振周波数を可変するようにしている。
【0011】
このようなVCOにおける外部電圧VTと発振周波数の関係を図5に示す。逆電圧の大きさが大きくなるとバリキャップダイオードの容量値が減少するので発振周波数fは増加する傾向を示す。
【0012】
この発振周波数が前記中間周波信号の生成に必要とされる周波数よりずれた場合、当然中間周波も周波数がずれることとなり、再現される映像信号や音声信号に大きな影響が及ぶことになる。そのため、この発振周波数をいかに正確に発振させるかが重要な問題となる。また、一般にトランジスタTr3などの信号増幅手段は温度等の外部環境によって特性が変化するので、その結果、発振周波数が変化してしまうという問題もあった。
【0013】
そこで、温度変化に強く、また、同相のノイズに強い差動増幅回路を利用して発振回路を構成することがある。このように構成された発振回路をバランスオシレータという。従来のクラップ型のバランスオシレータの一例を図6に示す。
【0014】
このバランスオシレータはVCOであって、およそ図4に示すクラップ型の発振回路を線対称に向かい合わせたような構成をしている。コンデンサCceはトランジスタTr1側の容量Cce1とトランジスタTr2側の容量Cce2の両方の役割を担っている。コイルLもトランジスタTr1側のインダクタンスL1とトランジスタTr2側のインダクタンスL2の両方の役割を担っている。
【0015】
外部電圧VTを入力するために入力端子2が設けられており、抵抗Rvを介してコイルLの中点に接続されている。コンデンサCcb1とCv1の接続中点は抵抗R1を介して接地され、コンデンサCcb2とCv2の接続中点は抵抗R2を介して接地される。外部電圧VTによってバリキャップダイオードCv1、Cv2の容量値が変化するので発振周波数が変化する。
【0016】
トランジスタTr1側では、共振回路を構成しているCce1、Cbe1、Ccb1、Cv1とインダクタンスL1で発振周波数が決まり、トランジスタTr2側では、もう一つの共振回路を構成しているCce2、Cbe2、Ccb2、Cv2とインダクタンスL2で発振周波数が決まる。尚、この回路については発明の実施の形態で再度説明する。
【0017】
TV受信機等では、AFT(Automatic Fine Tuning)回路(図示せず)と呼ばれる周波数補正回路が利用されることがある。AFT回路は、中間周波信号から映像信号や音声信号を復調する際に周波数の誤差を検出し、その誤差をAFT電圧として局部発振回路14(図2参照)に帰還させることにより、発振周波数を補正しようとするものである。
【0018】
図7に示すように、バランスオシレータにAFT電圧を入力するための入力端子3を設け、外部電圧VTで発振周波数を可変する場合と同様の要領で共振回路に更にバリキャップダイオードCaを追加し、このバリキャップダイオードCaにAFT電圧を印加することにより補正を行う。尚、この回路についても発明の実施の形態で再度説明する。
【0019】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記従来のバランスオシレータ(図7)では、外部電圧VTによる発振周波数を可変する機能に加えて、AFT電圧による発振周波数を補正する機能を追加することにより部品点数が大幅に増えてしまうという問題があった。
【0020】
本発明は上記課題を解決し、外部電圧VTにより発振周波数を制御し、AFT電圧によりその発振周波数を補正する機能を維持したまま部品点数の削減を行ったバランスオシレータを提供することを目的とする。
【0021】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明では、第1の信号増幅手段と、第1の共振回路と、第2の信号増幅手段と、第2の共振回路とを有し、第1の外部電圧により発振周波数を可変し、第2の外部電圧により前記発振周波数の補正を行うバランスオシレータにおいて、前記第1の共振回路には前記第1の外部電圧が印加される第1のバリキャップダイオードと、前記第2の共振回路には前記第2の外部電圧が印加される第2のバリキャップダイオードとを備えるようにしている。
【0022】
このような構成では、第1の外部電圧により第1のバリキャップダイオードの容量値が変化するので、バランスオシレータ全体の発振周波数を可変することができる。例えば、このバランスオシレータをTV受信機の局部発振回路に用いる場合、AFT回路からのAFT電圧を上記第2の外部電圧としてバランスオシレータに入力することにより、第2のバリキャップダイオードを有する第2の共振回路側で、発振周波数を補正することができる。
【0023】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。前述したように図6はクラップ型のバランスオシレータの一例であるが、この回路では外部電圧VTにより発振周波数を可変することができるが、AFT回路により発振周波数の補正を行うことができないので、この補正を行えるようにすることをもう一度考える。
【0024】
バランスオシレータは差動増幅回路のように線対称に構成されており、その対称軸上の点では仮想的に接地されているものと考えることができる。したがって、図6に示す回路の場合、CceとLの各中点では接地されていると考えることができるため、コンデンサCceはCce1とCce2に、コイルLはL1とL2にそれぞれ分割してあるものとして扱う。つまり、1/Cce=1/Cce1+1/Cce2、L=L1+L2である。
【0025】
図中の抵抗成分R1、R2、Rvは抵抗値を高くしているため、開いた状態として扱う。これにより、基本的には2個のトランジスタTr1とTr2で図4に示す発振回路をそれぞれ線対称となるように組み合わせた回路であると考えることができる。
【0026】
以上の前提をふまえて、図6に示す発振回路と、図4に示す1個のトランジスタTr3で構成された発振回路とを比較すると、図6の発振回路は図4におけるコンデンサCcbをコンデンサCcb1とバリキャップダイオードCv1の合成容量に置き換えたものであることが分かる。
【0027】
したがって、トランジスタTr1側では、発振周波数は、L1、Cv1、Ccb1、Cbe1、Cce1及び寄生の容量成分、インダクタンス成分によって決定される。トランジスタTr2についても同様のことがいえる。尚、図4に示す発振回路はエミッタを接地していたが、図6に示す発振回路ではトランジスタTr1、Tr2のコレクタを接地し、エミッタに定電流源回路1を接続している。
【0028】
図6に示す回路からさらにAFT回路による発振周波数の補正を行うために、容量Cbe1、Ccb1、Cce1のいずれかをバリキャップダイオードに置き換える必要がある。ただし、Cbe1やCcb1をバリキャップダイオードに置き換える場合には、Cbe2やCcb2も同時に置き換える必要がある。
【0029】
Cce1をバリキャップダイオードに置き換える場合にはCceを置き換えるだけでよいので、Cbe1やCcb1を置き換える場合と比較すると、追加する部品点数が半数で済む。よって、Cceのように両方の共振回路で共通に使っているものを置き換える。
【0030】
図7にCceをバリキャップダイオードに置き換えた場合のクラップ型バランスオシレータの例を示す。ここでは、図6におけるコンデンサCceをコンデンサCceと補正用のバリキャップダイオードCaの合成容量に置き換えている。そして、CceとCaの接続中点には抵抗Raを介して入力端子3が接続される。入力端子3にはAFT回路(図示せず)からのAFT電圧が入力される。これにより、AFT電圧によりバリキャップダイオードCaの容量が変化するので、発振周波数の補正を行うことができる。
【0031】
以上、従来のバランスオシレータについて説明した。続いて、本実施形態のバランスオシレータについて説明する。図1は本実施形態のバランスオシレータの回路図である。NPN型トランジスタTr1とTr2のコレクタはともに接地される。トランジスタTr1のエミッタとトランジスタTr2のエミッタの間にはコンデンサCceが挿入される。トランジスタTr1、Tr2のそれぞれについてベースとエミッタの間にコンデンサCbe1、Cbe2が接続される。トランジスタTr1、Tr2は信号増幅手段である。
【0032】
トランジスタTr1とTr2のエミッタはともに定電流源回路1に接続される。トランジスタTr1のベースからトランジスタTr2のベースまで順に直列となるようにバリキャップダイオードCv、コンデンサCcb1、コイルL、コンデンサCcb2とバリキャップダイオードCaが接続されている。
【0033】
バリキャップダイオードCvとコンデンサCcb1の接続中点に抵抗Rvを介して入力端子2が接続される。端子2には発振周波数を可変するための外部電圧VTが入力される。バリキャップダイオードCaとコンデンサCcb2の接続中点に抵抗Raを介して入力端子3が接続される。端子3には発振周波数を補正するためのAFT電圧が入力される。
【0034】
バリキャップダイオードCvのトランジスタTr1側は抵抗R1を介して接地される。バリキャップダイオードCaのトランジスタTr2側は抵抗R2を介して接地される。これにより、バリキャップダイオードCv、Caにはそれぞれ外部電圧VT、AFT電圧が印加されるようになる。抵抗R1、R2、Rv、Raの抵抗値は高くしてある。
【0035】
このように本実施形態では、図6に示した回路で用いられている2個のバリキャップダイオードCv1とCv2の一方を発振周波数を可変するためのCvに、他方を周波数補正用のCaに使用している。そのため、更にバリキャップダイオードを追加する必要がない。
【0036】
そして、VCOとして図5に示す発振回路と同等の機能を発揮するためには、トランジスタTr1とTr2の接続間のリアクタンス成分が同等となっている必要があるので、使用するバリキャップダイオードCv、CaやCcb1、L、Ccb2の調整を行う。
【0037】
バランスオシレータの発振周波数はCce、Cbe1、Cbe2、Cv、Ccb1、L、Ccb2、Caにより決まる。これにより、外部電圧VTにより発振周波数が可変され、AFT回路からのAFT電圧により発振周波数を補正することができる。
【0038】
本実施形態の回路によれば、バランス回路としては、完全に左右対称形とはならないものの、AFT回路からの周波数を補正する機能が追加されていても部品点数がほとんど増加せず、従来のバランスオシレータ(図7)と比較してコスト的にメリットがある。また、共振回路の物理的長がAFT電圧による補正がない場合と同等にできるので、バランスオシレータにAFT回路を接続したときに通常問題となる寄生素子の増加による高周波特性の劣化等の悪影響を回避することができるなどのメリットがある。
【0039】
クラップ型のバランスオシレータに限らず、差動増幅回路を利用した一般のバランスオシレータであっても、2個の共振回路の一方では外部電圧VTにより発振周波数を可変させ、他方ではAFT電圧により発振周波数の補正を行わせることができ、上述のように部分点数の削減が可能となる。尚、TV受信機における場合を例にして説明したが、その他にも発振周波数の補正機能を備えたVCOが利用されるところで、本実施形態のバランスオシレータを用いることができる。
【0040】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、バランスオシレータ及びAFT回路による機能を維持しながら、従来の回路(図7)に比べて大幅に部品点数を減らすことができる。また、そのことにより、共振回路の物理的距離を短くすることができ、スペースの削減と、高周波特性の劣化を防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施形態のバランスオシレータの回路図。
【図2】TV放送受信機の復調のしくみを示すブロック図。
【図3】発振回路の概念を示すブロック図。
【図4】基本的なクラップ型の発振回路の回路図。
【図5】外部電圧VTと発振周波数fの関係を示す特性図。
【図6】クラップ型のバランスオシレータの一例の回路図。
【図7】従来のAFT電圧による補正機能付きのクラップ型バランスオシレータの回路図。
【符号の説明】
1 定電流源回路
2、3 入力端子
Tr1、Tr2 トランジスタ
Cv、Ca バリキャップダイオード
R1、R2、Ra、Rv 抵抗
Cce1、Cbe1、Cbe2、Ccb1、Ccb2 コンデンサ
Claims (1)
- 互いのコレクタが接地された第1及び第2のバイポーラトランジスタと、前記第1及び第2のバイポーラトランジスタの両方のエミッタに接続された定電流源回路と、前記第1のバイポーラトランジスタのエミッタと前記第2のバイポーラトランジスタのエミッタの間に両端が接続された第1のコンデンサと、前記第1及び第2のバイポーラトランジスタのそれぞれのベースとエミッタの間に接続された第2及び第3のコンデンサと、前記第1及び第2のバイポーラトランジスタの両方のベース間に直列となるように接続された第1のバリキャップダイオード、第4のコンデンサ、コイル、第5のコンデンサ及び第2のバリキャップダイオードと、前記第1のバリキャップダイオードと第4のコンデンサの間に、発振周波数を可変するための第1の外部電圧を導き入れる第1の入力端子と、前記第2のバリキャップダイオードと第5のコンデンサの間に、前記発振周波数を補正するための第2の外部電圧を導き入れる第2の入力端子と、を有することを特徴とするバランスオシレータ。
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