JP3594215B2 - Ａｍ変調波除去回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＡＭステレオ変調波にデジタル変調波を多重化したＡＭデータ多重変調波からＡＭ変調波を除去してデジタル変調波を抽出するＡＭ変調波除去回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＭ同期検波したときにＡＭ同期検波出力に影響を与えないようにＡＭ変調波にデジタル信号を多重するＡＭデータ多重変調装置は特開平９−３２６８３６号に示されている。
【０００３】
上記した従来のＡＭデータ多重変調装置をデジタル変調方式にＱＰＳＫ（４相ＰＳＫ）変調方式を用いたときの例によって、図４により説明する。
【０００４】
音声信号等のアナログ信号波（以下、単に信号とも記す）はＡＭ変調器３１に供給されて、周波数ｆｃの搬送波が信号波でＡＭ変調される。ＡＭ変調器３１から出力されるＡＭ変調波νＡＭ（ｔ）は、搬送波の振幅を１、搬送波の角周波数をωｃ（ｒａｄ／ｓ）、変調度をκ、信号波をνｍ（ｔ）とすると、下記の式（１）のように表わされる。
【０００５】
νＡＭ（ｔ）＝｛１＋κνｍ（ｔ）｝ｃｏｓ ωｃ ｔ …式（１）
【０００６】
ＱＰＳＫベースバンドデジタル信号発生器２で発生されたＩ、Ｑのデジタル信号列をＩｎ、Ｑｎで表す。ここで、Ｉｎ＝±１、Ｑｎ＝±１とする。
【０００７】
ＱＰＳＫベースバンドデジタル信号発生器２からの出力信号は２つに分岐され、その一方は周波数（ｆｃ＋ｆα）の搬送波が供給されている直交変調器３３に入力されて、複素信号列で角周波数（ωｃ＋ωα）（ｒａｄ／ｓ）の搬送波が直交変調される。直交変調器３３からの出力信号νＤＨ（ｔ）は下記の式（２）に示す如くである。
【０００８】
νＤＨ（ｔ）＝Ｉｎ ｃｏｓ（ωｃ＋ωα）ｔ＋Ｑｎ ｓｉｎ（ωｃ＋ωα）ｔ …式（２）
【０００９】
一方、ＱＰＳＫベースバンドデジタル信号発生器３２から出力されるＱＰＳＫベースバンドデジタル信号は符号反転器３４に供給されて符号反転され（−Ｉｎ）、（−Ｑｎ）に変換される。符号反転器３４において符号反転されたＱＰＳＫベースバンドデジタル信号は複素共役器３５に供給されて複素共役がとられて、ＱＰＳＫベースバンドデジタル信号のＱｎ信号列の符号が反転され（−Ｉｎ）、（Ｑｎ）に変換される。すなわち、符号反転器３４と複素共役器３５とにより、ＱＰＳＫベースバンドデジタル信号によって形成されるダイビットに対応するベクトル偏移の基準搬送波位相と同相成分の符号が反転される。
【００１０】
複素共役器３５によって複素共役がとられた複素信号列は、周波数（ｆｃ−ｆα）の搬送波が供給されている直交変調器６に入力され、複素信号列で角周波数（ωｃ−ωα）（ｒａｄ／ｓ）の搬送波を直交変調する。直交変調器３６からの出力信号νＤＬ（ｔ）は下記の式（３）に示す如くである。
【００１１】
νＤＬ（ｔ）＝−Ｉｎ ｃｏｓ（ωｃ−ωα）ｔ＋Ｑｎ ｓｉｎ（ωｃ−ωα）ｔ …式（３）
【００１２】
式（２）および式（３）の出力信号νＤＨ（ｔ）とνＤＬ（ｔ）が加算器７にて加算され、その加算出力であるデジタル変調波νＤ（ｔ）は下記の式（４）に示すごとくになる。
【００１３】
【００１４】
ＡＭ変調波νＡＭ（ｔ）とデジタル変調波νＤ（ｔ）は加算器８に入力されて加算され、ＡＭデータ多重変調波ν（ｔ）は式（１）および式（４）より下記の式（５）に示すごとくになる。
【００１５】
【００１６】
従来のＡＭデータ多重変調波装置におけるＡＭデータ多重変調過程は図５に示すごとくであって、ＡＭ変調器３１から出力されるＡＭ変調波は図５におけるａのようにように示され、直交変調器３６からの出力信号、すなわちデジタル変調波は図５におけるｂのように示され、直交変調器３３からの出力信号、すなわちデジタル変調波は図５におけるｂのように示される。加算器３７から出力されるデジタル変調波は図５におけるｂと図５におけるｃとの和であって、加算器３８から出力されるＡＭ多重変調波は図５におけるｄのように示される。
【００１７】
このように、従来のＡＭデータ多重変調装置においては、周波数軸上で搬送波ｆｃを軸とする線対称な周波数（ｆｃ＋ｆα）の位置と周波数（ｆｃ−ｆα）の位置とに、デジタル変調波信号が多重されるために、ＡＭデータ多重変調波をＡＭ同期検波したときＡＭ同期検波出力に影響を与えることはない。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記した従来のＡＭデータ多重変調装置において、このＡＭデータ多重変調方式において、ＡＭ変調方式をＡＭステレオ変調方式とする場合がある。ＡＭ変調方式をＡＭステレオ方式としたときには、ＡＭステレオ変調波における位相変調波とデジタル変調波とが同じような特性を持っているため、デジタル変調波を抽出することができなかった。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、ＡＭデータ多重変調波からＡＭ変調波をキャンセルしてデジタル変調波を抽出することができるＡＭ変調波除去回路を提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかるＡＭ変調波除去回路は、ＡＭステレオ変調波の同一周波数帯域内においてＡＭステレオ変調波にデジタル変調波を多重化したＡＭデータ多重変調波からＡＭ変調波を除去してデジタル変調波を抽出するＡＭ変調波除去回路であって、
ＡＭデータ多重変調波からＡＭ搬送波同相信号と、ＡＭ搬送波逆相信号とデジタル変調波との合成波を抽出する抽出手段と、
ＡＭステレオのそれぞれ異なる位相偏移角に対応する各値とローパスフィルタを介して高域成分が除去されたＡＭ搬送波同相信号とを各別の乗算器にて乗算し、各乗算器からのそれぞれの出力とローパスフィルタを介して高域成分が除去された前記合成波とを前記各乗算器に対応させた各加算器にて加算し、各加算器の出力をＡＭ搬送波同相信号の１周期にわたり積分し、該積分出力の中から最小の積分出力に対応する位相偏移角に対応する値を推測する推測手段と、
推測手段により推測された値と前記ＡＭ搬送波同相信号とを乗算し、該乗算出力と前記合成波とを加算する演算手段とを備え、
該演算手段の出力をデジタル変調波とすることを特徴とする。
【００２１】
本発明にかかるＡＭ変調波除去回路によれば、抽出手段にてＡＭデータ多重変調波からＡＭ搬送波同相信号と、ＡＭ搬送波逆相信号とデジタル変調波との合成波が抽出される。ＡＭステレオのそれぞれ異なる位相偏移角に対応する各値とローパスフィルタを介して高域成分が除去されたＡＭ搬送波同相信号とが各別の乗算器にて乗算され、各乗算器からのそれぞれの出力とローパスフィルタを介して高域成分が除去された前記合成波とが前記各乗算器に対応させた各加算器にて加算され、各加算器の出力がＡＭ搬送波同相信号の１周期にわたり積分され、該積分出力の中から最小の積分出力に対応する位相偏移角に対応する値が推測手段によって推測され、推測された値と前記ＡＭ搬送波同相信号とが乗算され、該乗算出力と前記合成波とが加算され、この加算によりＡＭステレオ変調波が打ち消されてデジタル変調波が得られる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明にかかるＡＭ変調波除去回路を実施の形態によって説明する。
【００２３】
図１は、本発明の実施の一形態にかかるＡＭ変調波除去回路の構成を示すブロック図である。
【００２４】
入力されたＡＭデータ多重変調波は乗算器１に供給して角周波数が３ωｃ／２（ｒａｄ／ｓ）の局部発振器３の発振出力と乗算され、乗算出力はローパスフィルタ５に供給されて、ローパスフィルタ５において乗算出力の高域成分が除去される。同様に、入力されたＡＭデータ多重変調波は乗算器２に供給して角周波数がωｃ／２（ｒａｄ／ｓ）の局部発振器４の発振出力と乗算され、乗算出力はローパスフィルタ６に供給されて、乗算出力の高域成分が除去される。
【００２５】
乗算器１および２に供給されるＡＭデータ多重変調波は、ＡＭ変調波方式にモトローラ方式のＡＭステレオ変調波がされていて、下記の式（６）に示すように表わされる。
【００２６】
【００２７】
式（６）の第１項がＡＭステレオ変調波で、第２項以下がデジタル変調波である。ここで、κはＡＭ変調度、νｍ（ｔ）はＡＭ変調波のモノラル変調波、νｓ（ｔ）はＡＭ変調波のステレオ変調波、ωｃはＡＭ変調搬送波の角周波数（ｒａｄ／ｓ）、Ｉｎ、ＱｎはＱＳＰＫベースバンド信号のＩ，Ｑ複素信号列、ωαはデジタル変調搬送波とＡＭ変調搬送波との差の角周波数（ｒａｄ／ｓ）である。式（６）は下記の式（６ａ）のように変形できる。
【００２８】
【００２９】
ＡＭステレオ変調方式でないＡＭ多重変調波は式（５）に示すとおりであって、式（５）は下記の式（５ａ）のように変形できる。
【００３０】
【００３１】
式（６ａ）と式（５ａ）とを比較すると、両方共に中心周波数ｆｃ（Ｈｚ）の直交変調波である。ただ、式（５ａ）の場合はＡＭ変調波とデジタル変調波とが完全に直交しているのに対して、ＡＭステレオ変調の場合すなわち式（６ａ）に示す場合はデジタル変調波にＡＭステレオの位相変調波が重畳されている。したがって、ＡＭステレオの位相変調波の存在のためにデジタル変調波のみを取り出すことが困難になるのであり、困難であることは既に記載のとおりである。
【００３２】
次に、本発明の実施の一形態にかかるＡＭ変調波除去回路に戻って、上記の式（６）に示したＡＭデータ多重変調波は乗算器１において局部発振器３からの発振出力ｃｏｓ（３／２）ωｃｔと乗算されて、乗算結果からその高域周波数成分が除去されて、下記の式（７）に示す信号がローパスフィルタ５から送出される。
【００３３】
ここで、Ｍ＝κνｍ（ｔ）である。
【００３４】
同様に、上記の式（６）に示したＡＭデータ多重変調波は乗算器２において局部発振器４からの発振出力ｃｏｓ（１／２）ωｃｔと乗算されて、乗算結果からその高域周波数成分が除去されて、下記の式（８）に示す信号がローパスフィルタ６から送出される。
【００３５】
【００３６】
ローパスフィルタ５からの出力とローパスフィルタ６からの出力は加算器７に供給されて、加算器７にて加算される。加算器７からの加算出力は下記の式（９）に示すごとくになる。またローパスフィルタ５からの出力とローパスフィルタ６からの出力は減算器８に供給されて、ローパスフィルタ６からの出力がローパスフィルタ５からの出力から減算器８にて減算される。減算器８からの減算出力は下記の式（１０）に示すごとくになる。
【００３７】
【００３８】
【００３９】
ここで、ＡＭモノラル変調の時にはθ＝０であって、式（１０）の第１項が消えて、デジタル変調波のみとなる。
【００４０】
加算器７からの出力は乗算器９に供給されて、角周波数がωｃ／２（ｒａｄ／ｓ）の局部発振器１１の発振出力と乗算され、乗算出力はローパスフィルタ１３に供給されて、ローパスフィルタ１３において乗算出力の高域周波数成分が除去される。同様に、減算器８からの出力は乗算器１０に供給されて、角周波数がωｃ／２（ｒａｄ／ｓ）であって、かつ位相が局部発振器１１の発振出力よりπ／２（ｒａｄ）遅れる局部発振器１２の発振出力と乗算され、乗算出力はローパスフィルタ１４に供給されて、乗算出力の高域周波数成分が除去される。
【００４１】
すなわち、加算器７からの出力は局部発振器１１からの出力ｃｏｓ（１／２）ωｃｔと乗算され、ローパスフィルタ１３からの出力は下記の式（１１）に示す如くである。ローパスフィル１３からの出力は乗算器１５に供給されて、角周波数がωｃ／２（ｒａｄ／ｓ）の局部発振器１７の発振出力と乗算される。乗算器１５からの出力は下記の式（１２）に示すごとくである。
【００４２】
【００４３】
（１＋Ｍ）ｃｏｓ（１／２）ωｃ ｔ・ｃｏｓθ …式（１２）
【００４４】
式（１２）から明らかなように、乗算器１５からＡＭ搬送波同相信号が得られる。
【００４５】
一方、減算器８からの出力は局部発振器１１からの出力ｓｉｎ（１／２）ωｃｔと乗算され、ローパスフィルタ１４からの出力は下記の式（１３）に示す如くである。ローパスフィル１４からの出力は乗算器１６に供給されて、角周波数がωｃ／２（ｒａｄ／ｓ）の局部発振器１８の発振出力と乗算される。乗算器１６からの出力は下記の式（１４）に示すごとくである。
【００４６】
【００４７】
【００４８】
式（１４）から明らかなように、式（１４）の第１項はＡＭ搬送波逆相信号であり、式（１４）の第２項以下はデジタル変調波であって、乗算器１６から信号νａｍｑ（ｔ）、すなわち「ＡＭ搬送波逆相信号＋デジタル変調波」が得られる。
【００４９】
次に、乗算器１５からの出力、すなわちＡＭ搬送波同相信号をカットオフ周波数がｆｃ（＝ωｃ／（２π））に設定されたローパスフィルタ１９に供給し、乗算器１６からの出力、すなわち信号νａｍｑ（ｔ）逆相信号をカットオフ周波数がｆｃ（＝ωｃ／（２π））に設定されたローパスフィルタ２０に供給して高域周波数成分を除去する。ローパスフィルタ２０を通過させたことにより、式（１４）中の｛（１／２）ωｃ＋ωα｝ｔの項が除去される。
【００５０】
ここで、式（１２）、式（１４）において、（１＋Ｍ）、ｃｏｓθ、ｓｉｎθ、Ｉｎ、Ｑｎの変化量は、ｃｏｓ（１／２）ωｃｔやｃｏｓ｛（１／２）ωｃ−ωα｝ｔの変化量に比べると極端に遅い。したがって、ｃｏｓ｛（１／２）ωｃ−ωα｝ｔの１周期程度の時間では、各々の値は定数と見做すことが出来る。
【００５１】
一方、符号２１は位相レベル発生器であって、位相レベル発生器２１からは定数ｋｉ＝ｓｉｎθｉ／ｃｏｓθｉ（１≦ｉ≦ｎ、−（π／４）≦θ≦（４／π））の信号が出力される。ここで、（１≦ｉ≦ｎ、−（π／４）≦θ≦（４／π））としたのは、ＡＭステレオの最大位相偏移角はモトローラ方式の場合は｛−（π／４）≦θ≦（４／π）｝であるためである。
【００５２】
位相レベル発生器２１からの出力ｋｉのそれぞれとローパスフィルタ１９からの出力とは乗算器２２１、２２２、２２３、２２ｎにおいてそれぞれ各別に乗算される。乗算器２２１、２２２、２２３、２２ｎからの各出力は下記の式（１２ａ）に示す如くである。
【００５３】
（１＋Ｍ）ｃｏｓ（１／２）ωｃ ｔ・ｃｏｓθ・ｓｉｎθｉ／ｃｏｓθｉ …式（１２ａ）
【００５４】
乗算器２２１、２２２、２２３、２２ｎからの各出力と下記の式（１４ａ）に示すローパスフィルタ２０からの出力とは加算器２３１、２３２、２３３、２３ｎにおいてそれぞれ加算される。
【００５５】
【００５６】
ここで、ローパスフィルタ１９を通過したＡＭ搬送波同相信号のｃｏｓ｛（１／２）ωｃ−ωα｝ｔの１周期Ｔにわたる波形は図２のａに示すごとくであり、乗算器２２１、２２２、２２３、２２ｎからの各出力のｃｏｓ｛（１／２）ωｃ−ωα｝ｔの１周期Ｔにわたる波形は図２のｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂｎに示すごとくであって、図２のａの波形にｋｉが乗算された波形である。この図２のｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂｎに示す波形に、ローパスフィルタ２０から出力される式（１４ａ）に示す図２のｃ１、ｃ２との合成波形が加算器２３１、２３２、２３３、２３ｎにおいてそれぞれ加算される。図２のｃ１とｃ２は合成された波形であるが、説明のために独立して示してあって、ｃ１はＡＭ搬送波逆相信号波形を、ｃ２はデジタル変調波波形を示している。
【００５７】
加算器２３１、２３２、２３３、２３ｎからの出力の波形は図２のｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄｎとｄ０に示す如くである。加算器２３１、２３２、２３３、２３ｎからの出力の波形は図２のｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄｎにｄ０が合成された出力波形であるが説明のために独立して示してある。
【００５８】
加算器２３１、２３２、２３３、２３ｎからの加算出力は位相推定器２４に供給されて、位相推定器２４においてｃｏｓ｛（１／２）ωｃ−ωα｝ｔの１周期Ｔで入力波形が積分され、この積分によってＩｎ、Ｑｎのその時間での変化量が〃０〃と近似できることからデジタル変調波は打ち消されて、デジタル変調波が打ち消された信号からθ＝θｉとなるところが、ｎ通りの入力のうち最小値となる点として位相推定器２４において見出され、位相推定器２４から出力される。これは、θ＝θｉ時における〔式（１２ａ）の値−デジタル変調波が打ち消された式（１４ａ）の値〕、すなわち（１＋Ｍ）ｃｏｓ（１／２）ωｃ ｔ・ｓｉｎθ−（１＋Ｍ）ｃｏｓ（１／２）ωｃｔ・ｓｉｎθが〃０〃となることから明らかである。
【００５９】
位相推定器２４からの出力が位相レベルセレクタ２５に供給されて、位相レベルセレクタ２５に入力されている位相レベル発生器２１からの出力中から最適な位相レベル、すなわち下記の式（１５）の位相レベルが選択される。
【００６０】
ｓｉｎθ／ｃｏｓθ …式（１５）
【００６１】
位相レベルセレクタ２５からの出力とＡＭ搬送波同相信号が乗算器２６へ供給されて、乗算される。その結果、乗算器２６から下記の式（１６）に示す信号が出力される。
【００６２】
【００６３】
乗算器２６からの出力と（ＡＭ搬送波逆相信号＋デジタル変調波）が加算器２７に入力される。その結果、加算器２７から下記の式（１７）に示す信号が出力される。
【００６４】
【００６５】
したがって、加算器２７からの出力では、ＡＭステレオ変調波が打ち消されて、加算器２７からデジタル変調波が出力される。
【００６６】
次に、本発明の実施の一形態にかかるＡＭ変調波除去回路の変形例について説明する。
【００６７】
本発明の実施の一形態にかかるＡＭ変調波除去回路では、デジタル変調波をキャンセルして最小値を見つける方法を採った。これに代わって、位相推定の中で、一番デジタル変調波らしいものが残っている波形を探す、という方法を採ってもよい。
【００６８】
例えば図２のｄ１〜ｄ４とｄ０をもとに、実際に位相推定器２４に入力される波形を図３のｅ〜ｈに示す。ここで図３のｅ〜ｈを見てみると、図３のｅ、ｆ、ｈはｃｏｓ｛（１／２）ωｃ−ωα｝ｔ の１周期Ｔの中で１つの正弦波が完結していないが、図３のｇではきれいな正弦波が残っている。これはすなわち、デジタル変調波成分しか残っていないということを意味しており、このときのｋｉが求めたいＡＭステレオの位相となる。
【００６９】
なお、上記において局部発振器３の発振角周波数を（３／２）ωｃ、局部発振器４、１１、１２、１７、１８の角周波数を（１／２）ωｃとして説明したが、これは他の角周波数でもよく、発振角周波数を（３／２）ωｃをωｐｆ１とし、角周波数を（１／２）ωｃをωｐｆ１としたとき、ωｐｆ１＞ωｐｆ２とすると、ωｐｆ１−ωｃ＝ωｃ−ωｐｆ２が成立する関係に選択すればよい。
【００７０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明にかかるＡＭ変調波除去回路によれば、ＡＭステレオ変調の場合においてもＡＭ変調波が除去されて、デジタル変調波を抽出することができるという効果が得られ、従来ではまったくデジタル変調波を復調できなかったものが、復調できるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態にかかるＡＭ変調波除去回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の一形態にかかるＡＭ変調波除去回路におけるデジタル変調信号選択位相推定の説明に供する模式図である。
【図３】本発明の実施の一形態にかかるＡＭ変調波除去回路におけるデジタル変調信号選択位相推定の他の例の説明に供する模式図である。
【図４】従来のＡＭデータ多重変調装置の構成を示すブロック図である。
【図５】従来のＡＭデータ多重変調装置における多重化の説明に供する模式図である。
【符号の説明】
１、２、９、１０、１５、１６、２６、２２１〜２２ｎ 乗算器
３、４、１１、１２、１７、１８ 局部発振器
５、６、１３、１４、１９、２０ ローパスフィルタ
７、８、２７、２３１〜２３ｎ 加算器
２１ 位相レベル発生器
２４ 位相推定器
２５ 位相レベルセレクタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＡＭステレオ変調波にデジタル変調波を多重化したＡＭデータ多重変調波からＡＭ変調波を除去してデジタル変調波を抽出するＡＭ変調波除去回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＭ同期検波したときにＡＭ同期検波出力に影響を与えないようにＡＭ変調波にデジタル信号を多重するＡＭデータ多重変調装置は特開平９−３２６８３６号に示されている。
【０００３】
上記した従来のＡＭデータ多重変調装置をデジタル変調方式にＱＰＳＫ（４相ＰＳＫ）変調方式を用いたときの例によって、図４により説明する。
【０００４】
音声信号等のアナログ信号波（以下、単に信号とも記す）はＡＭ変調器３１に供給されて、周波数ｆｃの搬送波が信号波でＡＭ変調される。ＡＭ変調器３１から出力されるＡＭ変調波νＡＭ（ｔ）は、搬送波の振幅を１、搬送波の角周波数をωｃ（ｒａｄ／ｓ）、変調度をκ、信号波をνｍ（ｔ）とすると、下記の式（１）のように表わされる。
【０００５】
νＡＭ（ｔ）＝｛１＋κνｍ（ｔ）｝ｃｏｓ ωｃ ｔ …式（１）
【０００６】
ＱＰＳＫベースバンドデジタル信号発生器２で発生されたＩ、Ｑのデジタル信号列をＩｎ、Ｑｎで表す。ここで、Ｉｎ＝±１、Ｑｎ＝±１とする。
【０００７】
ＱＰＳＫベースバンドデジタル信号発生器２からの出力信号は２つに分岐され、その一方は周波数（ｆｃ＋ｆα）の搬送波が供給されている直交変調器３３に入力されて、複素信号列で角周波数（ωｃ＋ωα）（ｒａｄ／ｓ）の搬送波が直交変調される。直交変調器３３からの出力信号νＤＨ（ｔ）は下記の式（２）に示す如くである。
【０００８】
νＤＨ（ｔ）＝Ｉｎ ｃｏｓ（ωｃ＋ωα）ｔ＋Ｑｎ ｓｉｎ（ωｃ＋ωα）ｔ …式（２）
【０００９】
一方、ＱＰＳＫベースバンドデジタル信号発生器３２から出力されるＱＰＳＫベースバンドデジタル信号は符号反転器３４に供給されて符号反転され（−Ｉｎ）、（−Ｑｎ）に変換される。符号反転器３４において符号反転されたＱＰＳＫベースバンドデジタル信号は複素共役器３５に供給されて複素共役がとられて、ＱＰＳＫベースバンドデジタル信号のＱｎ信号列の符号が反転され（−Ｉｎ）、（Ｑｎ）に変換される。すなわち、符号反転器３４と複素共役器３５とにより、ＱＰＳＫベースバンドデジタル信号によって形成されるダイビットに対応するベクトル偏移の基準搬送波位相と同相成分の符号が反転される。
【００１０】
複素共役器３５によって複素共役がとられた複素信号列は、周波数（ｆｃ−ｆα）の搬送波が供給されている直交変調器６に入力され、複素信号列で角周波数（ωｃ−ωα）（ｒａｄ／ｓ）の搬送波を直交変調する。直交変調器３６からの出力信号νＤＬ（ｔ）は下記の式（３）に示す如くである。
【００１１】
νＤＬ（ｔ）＝−Ｉｎ ｃｏｓ（ωｃ−ωα）ｔ＋Ｑｎ ｓｉｎ（ωｃ−ωα）ｔ …式（３）
【００１２】
式（２）および式（３）の出力信号νＤＨ（ｔ）とνＤＬ（ｔ）が加算器７にて加算され、その加算出力であるデジタル変調波νＤ（ｔ）は下記の式（４）に示すごとくになる。
【００１３】
ＡＭ変調波νＡＭ（ｔ）とデジタル変調波νＤ（ｔ）は加算器８に入力されて加算され、ＡＭデータ多重変調波ν（ｔ）は式（１）および式（４）より下記の式（５）に示すごとくになる。
【００１５】
従来のＡＭデータ多重変調波装置におけるＡＭデータ多重変調過程は図５に示すごとくであって、ＡＭ変調器３１から出力されるＡＭ変調波は図５におけるａのようにように示され、直交変調器３６からの出力信号、すなわちデジタル変調波は図５におけるｂのように示され、直交変調器３３からの出力信号、すなわちデジタル変調波は図５におけるｂのように示される。加算器３７から出力されるデジタル変調波は図５におけるｂと図５におけるｃとの和であって、加算器３８から出力されるＡＭ多重変調波は図５におけるｄのように示される。
【００１７】
このように、従来のＡＭデータ多重変調装置においては、周波数軸上で搬送波ｆｃを軸とする線対称な周波数（ｆｃ＋ｆα）の位置と周波数（ｆｃ−ｆα）の位置とに、デジタル変調波信号が多重されるために、ＡＭデータ多重変調波をＡＭ同期検波したときＡＭ同期検波出力に影響を与えることはない。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記した従来のＡＭデータ多重変調装置において、このＡＭデータ多重変調方式において、ＡＭ変調方式をＡＭステレオ変調方式とする場合がある。ＡＭ変調方式をＡＭステレオ方式としたときには、ＡＭステレオ変調波における位相変調波とデジタル変調波とが同じような特性を持っているため、デジタル変調波を抽出することができなかった。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、ＡＭデータ多重変調波からＡＭ変調波をキャンセルしてデジタル変調波を抽出することができるＡＭ変調波除去回路を提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかるＡＭ変調波除去回路は、ＡＭステレオ変調波の同一周波数帯域内においてＡＭステレオ変調波にデジタル変調波を多重化したＡＭデータ多重変調波からＡＭ変調波を除去してデジタル変調波を抽出するＡＭ変調波除去回路であって、
ＡＭデータ多重変調波からＡＭ搬送波同相信号と、ＡＭ搬送波逆相信号とデジタル変調波との合成波を抽出する抽出手段と、
ＡＭステレオのそれぞれ異なる位相偏移角に対応する各値とローパスフィルタを介して高域成分が除去されたＡＭ搬送波同相信号とを各別の乗算器にて乗算し、各乗算器からのそれぞれの出力とローパスフィルタを介して高域成分が除去された前記合成波とを前記各乗算器に対応させた各加算器にて加算し、各加算器の出力をＡＭ搬送波同相信号の１周期にわたり積分し、該積分出力の中から最小の積分出力に対応する位相偏移角に対応する値を推測する推測手段と、
推測手段により推測された値と前記ＡＭ搬送波同相信号とを乗算し、該乗算出力と前記合成波とを加算する演算手段とを備え、
該演算手段の出力をデジタル変調波とすることを特徴とする。
【００２１】
本発明にかかるＡＭ変調波除去回路によれば、抽出手段にてＡＭデータ多重変調波からＡＭ搬送波同相信号と、ＡＭ搬送波逆相信号とデジタル変調波との合成波が抽出される。ＡＭステレオのそれぞれ異なる位相偏移角に対応する各値とローパスフィルタを介して高域成分が除去されたＡＭ搬送波同相信号とが各別の乗算器にて乗算され、各乗算器からのそれぞれの出力とローパスフィルタを介して高域成分が除去された前記合成波とが前記各乗算器に対応させた各加算器にて加算され、各加算器の出力がＡＭ搬送波同相信号の１周期にわたり積分され、該積分出力の中から最小の積分出力に対応する位相偏移角に対応する値が推測手段によって推測され、推測された値と前記ＡＭ搬送波同相信号とが乗算され、該乗算出力と前記合成波とが加算され、この加算によりＡＭステレオ変調波が打ち消されてデジタル変調波が得られる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明にかかるＡＭ変調波除去回路を実施の形態によって説明する。
【００２３】
図１は、本発明の実施の一形態にかかるＡＭ変調波除去回路の構成を示すブロック図である。
【００２４】
入力されたＡＭデータ多重変調波は乗算器１に供給して角周波数が３ωｃ／２（ｒａｄ／ｓ）の局部発振器３の発振出力と乗算され、乗算出力はローパスフィルタ５に供給されて、ローパスフィルタ５において乗算出力の高域成分が除去される。同様に、入力されたＡＭデータ多重変調波は乗算器２に供給して角周波数がωｃ／２（ｒａｄ／ｓ）の局部発振器４の発振出力と乗算され、乗算出力はローパスフィルタ６に供給されて、乗算出力の高域成分が除去される。
【００２５】
乗算器１および２に供給されるＡＭデータ多重変調波は、ＡＭ変調波方式にモトローラ方式のＡＭステレオ変調波がされていて、下記の式（６）に示すように表わされる。
【００２６】
式（６）の第１項がＡＭステレオ変調波で、第２項以下がデジタル変調波である。ここで、κはＡＭ変調度、νｍ（ｔ）はＡＭ変調波のモノラル変調波、νｓ（ｔ）はＡＭ変調波のステレオ変調波、ωｃはＡＭ変調搬送波の角周波数（ｒａｄ／ｓ）、Ｉｎ、ＱｎはＱＳＰＫベースバンド信号のＩ，Ｑ複素信号列、ωαはデジタル変調搬送波とＡＭ変調搬送波との差の角周波数（ｒａｄ／ｓ）である。式（６）は下記の式（６ａ）のように変形できる。
【００２８】
ＡＭステレオ変調方式でないＡＭ多重変調波は式（５）に示すとおりであって、式（５）は下記の式（５ａ）のように変形できる。
【００３０】
式（６ａ）と式（５ａ）とを比較すると、両方共に中心周波数ｆｃ（Ｈｚ）の直交変調波である。ただ、式（５ａ）の場合はＡＭ変調波とデジタル変調波とが完全に直交しているのに対して、ＡＭステレオ変調の場合すなわち式（６ａ）に示す場合はデジタル変調波にＡＭステレオの位相変調波が重畳されている。したがって、ＡＭステレオの位相変調波の存在のためにデジタル変調波のみを取り出すことが困難になるのであり、困難であることは既に記載のとおりである。
【００３２】
次に、本発明の実施の一形態にかかるＡＭ変調波除去回路に戻って、上記の式（６）に示したＡＭデータ多重変調波は乗算器１において局部発振器３からの発振出力ｃｏｓ（３／２）ωｃｔと乗算されて、乗算結果からその高域周波数成分が除去されて、下記の式（７）に示す信号がローパスフィルタ５から送出される。
【００３３】
【００３４】
同様に、上記の式（６）に示したＡＭデータ多重変調波は乗算器２において局部発振器４からの発振出力ｃｏｓ（１／２）ωｃｔと乗算されて、乗算結果からその高域周波数成分が除去されて、下記の式（８）に示す信号がローパスフィルタ６から送出される。
【００３５】
ローパスフィルタ５からの出力とローパスフィルタ６からの出力は加算器７に供給されて、加算器７にて加算される。加算器７からの加算出力は下記の式（９）に示すごとくになる。またローパスフィルタ５からの出力とローパスフィルタ６からの出力は減算器８に供給されて、ローパスフィルタ６からの出力がローパスフィルタ５からの出力から減算器８にて減算される。減算器８からの減算出力は下記の式（１０）に示すごとくになる。
【００３７】
ここで、ＡＭモノラル変調の時にはθ＝０であって、式（１０）の第１項が消えて、デジタル変調波のみとなる。
【００４０】
加算器７からの出力は乗算器９に供給されて、角周波数がωｃ／２（ｒａｄ／ｓ）の局部発振器１１の発振出力と乗算され、乗算出力はローパスフィルタ１３に供給されて、ローパスフィルタ１３において乗算出力の高域周波数成分が除去される。同様に、減算器８からの出力は乗算器１０に供給されて、角周波数がωｃ／２（ｒａｄ／ｓ）であって、かつ位相が局部発振器１１の発振出力よりπ／２（ｒａｄ）遅れる局部発振器１２の発振出力と乗算され、乗算出力はローパスフィルタ１４に供給されて、乗算出力の高域周波数成分が除去される。
【００４１】
すなわち、加算器７からの出力は局部発振器１１からの出力ｃｏｓ（１／２）ωｃｔと乗算され、ローパスフィルタ１３からの出力は下記の式（１１）に示す如くである。ローパスフィル１３からの出力は乗算器１５に供給されて、角周波数がωｃ／２（ｒａｄ／ｓ）の局部発振器１７の発振出力と乗算される。乗算器１５からの出力は下記の式（１２）に示すごとくである。
【００４２】
（１＋Ｍ）ｃｏｓ（１／２）ωｃ ｔ・ｃｏｓθ …式（１２）
【００４４】
式（１２）から明らかなように、乗算器１５からＡＭ搬送波同相信号が得られる。
【００４５】
一方、減算器８からの出力は局部発振器１１からの出力ｓｉｎ（１／２）ωｃｔと乗算され、ローパスフィルタ１４からの出力は下記の式（１３）に示す如くである。ローパスフィル１４からの出力は乗算器１６に供給されて、角周波数がωｃ／２（ｒａｄ／ｓ）の局部発振器１８の発振出力と乗算される。乗算器１６からの出力は下記の式（１４）に示すごとくである。
【００４６】
式（１４）から明らかなように、式（１４）の第１項はＡＭ搬送波逆相信号であり、式（１４）の第２項以下はデジタル変調波であって、乗算器１６から信号νａｍｑ（ｔ）、すなわち「ＡＭ搬送波逆相信号＋デジタル変調波」が得られる。
【００４９】
次に、乗算器１５からの出力、すなわちＡＭ搬送波同相信号をカットオフ周波数がｆｃ（＝ωｃ／（２π））に設定されたローパスフィルタ１９に供給し、乗算器１６からの出力、すなわち信号νａｍｑ（ｔ）逆相信号をカットオフ周波数がｆｃ（＝ωｃ／（２π））に設定されたローパスフィルタ２０に供給して高域周波数成分を除去する。ローパスフィルタ２０を通過させたことにより、式（１４）中の｛（１／２）ωｃ＋ωα｝ｔの項が除去される。
【００５０】
ここで、式（１２）、式（１４）において、（１＋Ｍ）、ｃｏｓθ、ｓｉｎθ、Ｉｎ、Ｑｎの変化量は、ｃｏｓ（１／２）ωｃｔやｃｏｓ｛（１／２）ωｃ−ωα｝ｔの変化量に比べると極端に遅い。したがって、ｃｏｓ｛（１／２）ωｃ−ωα｝ｔの１周期程度の時間では、各々の値は定数と見做すことが出来る。
【００５１】
一方、符号２１は位相レベル発生器であって、位相レベル発生器２１からは定数ｋｉ＝ｓｉｎθｉ／ｃｏｓθｉ（１≦ｉ≦ｎ、−（π／４）≦θ≦（４／π））の信号が出力される。ここで、（１≦ｉ≦ｎ、−（π／４）≦θ≦（４／π））としたのは、ＡＭステレオの最大位相偏移角はモトローラ方式の場合は｛−（π／４）≦θ≦（４／π）｝であるためである。
【００５２】
位相レベル発生器２１からの出力ｋｉのそれぞれとローパスフィルタ１９からの出力とは乗算器２２１、２２２、２２３、２２ｎにおいてそれぞれ各別に乗算される。乗算器２２１、２２２、２２３、２２ｎからの各出力は下記の式（１２ａ）に示す如くである。
【００５３】
（１＋Ｍ）ｃｏｓ（１／２）ωｃ ｔ・ｃｏｓθ・ｓｉｎθｉ／ｃｏｓθｉ …式（１２ａ）
【００５４】
乗算器２２１、２２２、２２３、２２ｎからの各出力と下記の式（１４ａ）に示すローパスフィルタ２０からの出力とは加算器２３１、２３２、２３３、２３ｎにおいてそれぞれ加算される。
【００５５】
ここで、ローパスフィルタ１９を通過したＡＭ搬送波同相信号のｃｏｓ｛（１／２）ωｃ−ωα｝ｔの１周期Ｔにわたる波形は図２のａに示すごとくであり、乗算器２２１、２２２、２２３、２２ｎからの各出力のｃｏｓ｛（１／２）ωｃ−ωα｝ｔの１周期Ｔにわたる波形は図２のｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂｎに示すごとくであって、図２のａの波形にｋｉが乗算された波形である。この図２のｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂｎに示す波形に、ローパスフィルタ２０から出力される式（１４ａ）に示す図２のｃ１、ｃ２との合成波形が加算器２３１、２３２、２３３、２３ｎにおいてそれぞれ加算される。図２のｃ１とｃ２は合成された波形であるが、説明のために独立して示してあって、ｃ１はＡＭ搬送波逆相信号波形を、ｃ２はデジタル変調波波形を示している。
【００５７】
加算器２３１、２３２、２３３、２３ｎからの出力の波形は図２のｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄｎとｄ０に示す如くである。加算器２３１、２３２、２３３、２３ｎからの出力の波形は図２のｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄｎにｄ０が合成された出力波形であるが説明のために独立して示してある。
【００５８】
加算器２３１、２３２、２３３、２３ｎからの加算出力は位相推定器２４に供給されて、位相推定器２４においてｃｏｓ｛（１／２）ωｃ−ωα｝ｔの１周期Ｔで入力波形が積分され、この積分によってＩｎ、Ｑｎのその時間での変化量が〃０〃と近似できることからデジタル変調波は打ち消されて、デジタル変調波が打ち消された信号からθ＝θｉとなるところが、ｎ通りの入力のうち最小値となる点として位相推定器２４において見出され、位相推定器２４から出力される。これは、θ＝θｉ時における〔式（１２ａ）の値−デジタル変調波が打ち消された式（１４ａ）の値〕、すなわち（１＋Ｍ）ｃｏｓ（１／２）ωｃ ｔ・ｓｉｎθ−（１＋Ｍ）ｃｏｓ（１／２）ωｃｔ・ｓｉｎθが〃０〃となることから明らかである。
【００５９】
位相推定器２４からの出力が位相レベルセレクタ２５に供給されて、位相レベルセレクタ２５に入力されている位相レベル発生器２１からの出力中から最適な位相レベル、すなわち下記の式（１５）の位相レベルが選択される。
【００６０】
ｓｉｎθ／ｃｏｓθ …式（１５）
【００６１】
位相レベルセレクタ２５からの出力とＡＭ搬送波同相信号が乗算器２６へ供給されて、乗算される。その結果、乗算器２６から下記の式（１６）に示す信号が出力される。
【００６２】
乗算器２６からの出力と（ＡＭ搬送波逆相信号＋デジタル変調波）が加算器２７に入力される。その結果、加算器２７から下記の式（１７）に示す信号が出力される。
【００６４】
したがって、加算器２７からの出力では、ＡＭステレオ変調波が打ち消されて、加算器２７からデジタル変調波が出力される。
【００６６】
次に、本発明の実施の一形態にかかるＡＭ変調波除去回路の変形例について説明する。
【００６７】
本発明の実施の一形態にかかるＡＭ変調波除去回路では、デジタル変調波をキャンセルして最小値を見つける方法を採った。これに代わって、位相推定の中で、一番デジタル変調波らしいものが残っている波形を探す、という方法を採ってもよい。
【００６８】
例えば図２のｄ１〜ｄ４とｄ０をもとに、実際に位相推定器２４に入力される波形を図３のｅ〜ｈに示す。ここで図３のｅ〜ｈを見てみると、図３のｅ、ｆ、ｈはｃｏｓ｛（１／２）ωｃ−ωα｝ｔ の１周期Ｔの中で１つの正弦波が完結していないが、図３のｇではきれいな正弦波が残っている。これはすなわち、デジタル変調波成分しか残っていないということを意味しており、このときのｋｉが求めたいＡＭステレオの位相となる。
【００６９】
なお、上記において局部発振器３の発振角周波数を（３／２）ωｃ、局部発振器４、１１、１２、１７、１８の角周波数を（１／２）ωｃとして説明したが、これは他の角周波数でもよく、発振角周波数を（３／２）ωｃをωｐｆ１とし、角周波数を（１／２）ωｃをωｐｆ１としたとき、ωｐｆ１＞ωｐｆ２とすると、ωｐｆ１−ωｃ＝ωｃ−ωｐｆ２が成立する関係に選択すればよい。
【００７０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明にかかるＡＭ変調波除去回路によれば、ＡＭステレオ変調の場合においてもＡＭ変調波が除去されて、デジタル変調波を抽出することができるという効果が得られ、従来ではまったくデジタル変調波を復調できなかったものが、復調できるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態にかかるＡＭ変調波除去回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の一形態にかかるＡＭ変調波除去回路におけるデジタル変調信号選択位相推定の説明に供する模式図である。
【図３】本発明の実施の一形態にかかるＡＭ変調波除去回路におけるデジタル変調信号選択位相推定の他の例の説明に供する模式図である。
【図４】従来のＡＭデータ多重変調装置の構成を示すブロック図である。
【図５】従来のＡＭデータ多重変調装置における多重化の説明に供する模式図である。
【符号の説明】
１、２、９、１０、１５、１６、２６、２２１〜２２ｎ 乗算器
３、４、１１、１２、１７、１８ 局部発振器
５、６、１３、１４、１９、２０ ローパスフィルタ
７、８、２７、２３１〜２３ｎ 加算器
２１ 位相レベル発生器
２４ 位相推定器
２５ 位相レベルセレクタ
Claims (1)
- ＡＭステレオ変調波の同一周波数帯域内においてＡＭステレオ変調波にデジタル変調波を多重化したＡＭデータ多重変調波からＡＭ変調波を除去してデジタル変調波を抽出するＡＭ変調波除去回路であって、
ＡＭデータ多重変調波からＡＭ搬送波同相信号と、ＡＭ搬送波逆相信号とデジタル変調波との合成波を抽出する抽出手段と、
ＡＭステレオのそれぞれ異なる位相偏移角に対応する各値とローパスフィルタを介して高域成分が除去されたＡＭ搬送波同相信号とをそれぞれ各別の乗算器にて乗算し、各乗算器からのそれぞれの出力とローパスフィルタを介して高域成分が除去された前記合成波とを前記各乗算器に対応させた各加算器にて加算し、各加算器の出力をＡＭ搬送波同相信号の１周期にわたり積分し、該積分出力の中から最小の積分出力に対応する位相偏移角に対応する値を推測する推測手段と、
推測手段により推測された値と前記ＡＭ搬送波同相信号とを乗算し、該乗算出力と前記合成波とを加算する演算手段とを備え、
該演算手段の出力をデジタル変調波とすることを特徴とするＡＭ変調波除去回路。
Priority Applications (4)
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| JP06039298A JP3594215B2 (ja) | 1998-02-26 | 1998-02-26 | Ａｍ変調波除去回路 |
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| US09/257,048 US6301295B1 (en) | 1998-02-26 | 1999-02-25 | AM modulated wave eliminating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP06039298A JP3594215B2 (ja) | 1998-02-26 | 1998-02-26 | Ａｍ変調波除去回路 |
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Family
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Family Applications (1)
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| JP06039298A Expired - Lifetime JP3594215B2 (ja) | 1998-02-26 | 1998-02-26 | Ａｍ変調波除去回路 |
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-
1998
- 1998-02-26 JP JP06039298A patent/JP3594215B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
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| JPH11252029A (ja) | 1999-09-17 |
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