JP3572572B2

JP3572572B2 - Rectifier circuit and synchronous rectifier circuit

Info

Publication number: JP3572572B2
Application number: JP32407999A
Authority: JP
Inventors: 和雄小林; 勝彦西村; 義喜久保田
Original assignee: Fujitsu Telecom Networks Ltd
Current assignee: Fujitsu Telecom Networks Ltd
Priority date: 1999-11-15
Filing date: 1999-11-15
Publication date: 2004-10-06
Anticipated expiration: 2019-11-15
Also published as: JP2001145340A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、パルス状の入力電圧を整流する為の整流回路及びトランスの一次側のスイッチング動作に同期してオン，オフ動作を行う同期整流回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図７は従来例の説明図であり、Ｑはスイッチングトランジスタ、Ｔ１はトランス、Ｎ１は一次巻線、Ｎ２は二次巻線、Ｄａ，Ｄｂはダイオード、Ｌはチョークコイル、Ｃはコンデンサ、ＣＯＮＴは制御回路を示し、フォワードコンバータ形式のスイッチング電源装置の要部を示す。
【０００３】
トランスＴ１の一次巻線Ｎ１とスイッチングトランジスタＱとの直列回路に入力電圧Ｖｉｎを印加し、制御回路ＣＯＮＴによってスイッチングトランジスタＱのオン，オフを制御する。それにより、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１に流れる電流がオン，オフされて、二次巻線Ｎ２に電圧が誘起し、その誘起電圧を、ダイオードＤａ，ＤｂとチョークコイルＬとコンデンサＣとによる整流平滑回路により整流して平滑化し、出力電圧Ｖｏｕｔとする。この出力電圧Ｖｏｕｔを制御回路ＣＯＮＴにより検出し、設定値と比較してスイッチングトランジスタＱのオン期間を制御し、出力電圧Ｖｏｕｔの安定化を行うものである。
【０００４】
このようなダイオードを用いた整流回路は、ダイオードの順方向電圧降下による整流損失が生じる。この整流損失を低減する為に、順方向電圧が低いショットキーダイオードを用いることが知られている。又オン抵抗が数ｍΩ〜数１０ｍΩ程度の低オン抵抗の電界効果トランジスタが知られており、この電界効果トランジスタを整流回路の整流器として利用する同期整流回路が知られている。
【０００５】
図８は、前述の同期整流回路の従来例を示し、図７と同一機能の部分は同一符号で示し、Ｑはスイッチングトランジスタ、Ｑａ，Ｑｂはトランジスタ、Ｇはゲート、Ｓはソース、Ｄはドレイン、ｄ，ｄａ，ｄｂは寄生ダイオード、Ｅは直流電源を示す。
【０００６】
スイッチングトランジスタＱは電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）により構成し、又トランジスタＱａは整流側の電界効果トランジスタ、トランジスタＱｂはフライホイール側の電界効果トランジスタを示し、トランジスタＱａ，Ｑｂは、図７に於けるフォワードコンバータ形式のダイオードＤａ，Ｄｂに対応する。そして、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１とスイッチングトランジスタＱとを直列に接続して、直流電源Ｅからの電圧Ｖｉｎを印加し、スイッチングトランジスタＱを制御回路ＣＯＮＴによりオン，オフ制御する。
【０００７】
このスイッチングトランジスタＱがオンとなって一次巻線Ｎ１に電流が流れたことによる二次巻線Ｎ２の誘起電圧が、ゲートＧとドレインＤとの間に印加されて整流側のトランジスタＱａはオンとなり、フライホイール用ダイオードに相当するトランジスタＱｂはオフとなる。従って、二次巻線Ｎ２の誘起電圧は、チョークコイルＬを介してコンデンサＣを充電し、このコンデンサＣの端子電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとなる。
【０００８】
又スイッチングトランジスタＱがオフとなると、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２に誘起する電圧の極性が反転し、整流側のトランジスタＱａはオフ、フライホイール側のトランジスタＱｂはオンとなる。それにより、チョークコイルＬに蓄積されたエネルギーによる電流が、フライホイール側のトランジスタＱｂを介して流れて、コンデンサＣを継続して充電することができる。このコンデンサＣの端子電圧の出力電圧Ｖｏｕｔを制御回路ＣＯＮＴにより検出し、設定値と比較してスイッチングトランジスタＱのオン期間を制御して、出力電圧Ｖｏｕｔの安定化を行うものである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ダイオードの代わりに低オン抵抗特性のＦＥＴを用いることにより、整流損失を低減することができる。従って、図７に示す従来例に比較して、図８に示す従来例は、整流損失を低減して、スイッチング電源装置としての効率を改善することができる。
【００１０】
しかし、トランスＴ１について共振リセット方式を適用した場合、即ち、スイッチングトランジスタＱをターンオフした時に、トランスＴ１のインダクタンスと、スイッチングトランジスタＱの寄生容量等との共振作用によって、トランスＴ１のリセットを行う構成の場合、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２の誘起電圧が零となる期間が生じ、フライホイールダイオードとしてのトランジスタＱｂがオフとなる。その場合、寄生ダイオードｄｂを介して電流が流れるので、図７に於けるダイオードＤｂと同様に順方向電圧降下が生じて、整流損失が大きくなる問題がある。
【００１１】
又トランジスタＱａのゲートＧに、コンデンサＣの充電電圧の正極性側が接続されているから、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２に電圧が誘起されていない時に、トランジスタＱａがオンとなって、電流が逆流する問題がある。又ダイオードは２端子素子であるが、ＦＥＴは３端子素子であり、ゲートに制御電圧を印加する構成が必要となり、回路構成が複雑化することになる。
本発明は、電界効果トランジスタを恰も２端子素子として利用可能とし、且つ同期整流回路の効率を改善することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明の整流回路は、（１）入力電圧Ｖｐを印加する端子間に電界効果トランジスタＱ０とカレントトランスＣＴの一次巻線ｎ１とを直列に接続し、カレントトランスＣＴの二次巻線ｎ２を電界効果トランジスタＱ０のゲートに接続し、入力電圧Ｖｐオフ時のカレントトランスＣＴの二次巻線ｎ２に誘起する電圧によりオンとなるトランジスタＴｒ１を、電界効果トランジスタＱ０のゲート・ソース間を接続した構成とする。
【００１３】
又（２）入力電圧を印加する端子間に電界効果トランジスタとカレントトランスの一次巻線とを直列に接続し、入力電圧オン時のカレントトランスの二次巻線の誘起電圧によりオンとなって、電界効果トランジスタのゲートにターンオンする駆動電圧を印加する第１のトランジスタと、入力電圧オフ時のカレントトランスの二次巻線の誘起電圧によりオンとなって、電界効果トランジスタのゲート・ソース間を短絡する第２のトランジスタとを設ける。
【００１４】
又（３）本発明の同期整流回路は、スイッチングトランジスタによりトランスの一次巻線に流れる電流をオン，オフし、このトランスの二次巻線に誘起する電圧に対応して一方をオン、他方をオフとする整流側の電界効果トランジスタと、フライホイール側の電界効果トランジスタとを有する同期整流回路であって、整流側の電界効果トランジスタのゲートにトランスの三次巻線の誘起電圧を印加するように接続し、フライホイール側の電界効果トランジスタに、カレントトランスの一次巻線を直列に接続し、このカレントトランスの二次巻線をフライホイール側の電界効果トランジスタのゲートに接続し、整流側の電界効果トランジスタのターンオン時のカレントトランスの二次巻線の誘起電圧によってオンとなるトランジスタを、フライホイール側の電界効果トランジスタのゲート・ソース間に接続した構成とする。
【００１５】
又（４）スイッチングトランジスタによりトランスの一次巻線に流れる電流をオン，オフし、このトランスの二次巻線に誘起する電圧に対応して一方をオン、他方をオフとする整流側の電界効果トランジスタと、フライホイール側の電界効果トランジスタとを有する同期整流回路であって、整流側の電界効果トランジスタの出力側に、フライホイール側の電界効果トランジスタとカレントトランスの一次巻線との直列回路を接続し、このカレントトランスの二次巻線にそれぞれベースを接続し、フライホイール側の電界効果トランジスタの寄生ダイオードを介してカレントトランスの一次巻線に流れる電流による二次巻線の誘起電圧でオンとなって、フライホイール側の電界効果トランジスタのゲートにターンオンする駆動電圧を印加する第１のトランジスタと、整流側の電界効果トランジスタのターンオン時に、カレントトランスの一次巻線に流れる電流のオフによる二次巻線の誘起電圧でオンとなって、フライホイール側の電界効果トランジスタのゲート・ソース間を短絡する第２のトランジスタとを設けた構成とする。
【００１６】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の第１の実施の形態の説明図であり、Ｑ０は電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、ｄ０は寄生ダイオード、Ｃｇｄ，Ｃｇｓはゲート・ドレイン間及びゲート・ソース間の寄生容量、ＣＴはカレントトランス、ｎ１は一次巻線、ｎ２は二次巻線、Ｔｒ１はｐｎｐ型のトランジスタ、Ｄ１はダイオード、ＺＤ１，ＺＤ２はツェナーダイオード、Ｒ０は抵抗、Ｖｐは入力電圧、Ｉはトランスの一次巻線に流れる電流を示す。
【００１７】
電界効果トランジスタＱ０のソースにカレントトランスＣＴの一次巻線ｎ１を接続して、入力電圧Ｖｐを図示の極性で印加する。又カレントトランスＣＴの二次巻線ｎ２間にツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２をそれぞれ逆極性に接続して、二次巻線ｎ２の誘起電圧が過大になった時に導通して、トランジスタＴｒ１及び電界効果トランジスタＱ０に印加される過電圧による破壊を防止する。又カレントトランスＣＴの二次巻線をトランジスタＴｒ１のコレクタとベースとに接続し、この二次巻線ｎ２の誘起電圧を電界効果トランジスタＱ０のソース・ゲート間に印加するように接続する。又ダイオードＤ１は、二次巻線ｎ２の誘起電圧により電界効果トランジスタＱ０をターンオンさせる方向に電圧を印加できる極性に接続する。又抵抗Ｒ０は、二次巻線ｎ２が開放状態とならなるように終端する為の接続した場合を示す。
【００１８】
電界効果トランジスタＱ０がオフの状態で、入力電圧Ｖｐを印加すると、電界効果トランジスタＱ０の寄生ダイオードｄ０を介して、カレントトランスＣＴの一次巻線ｎ１に電流Ｉが流れる。それにより、カレントトランスＣＴの二次巻線ｎ２に電圧が誘起し、この誘起電圧はダイオードＤ１を介して電界効果トランジスタＱ０のゲートに印加され、電界効果トランジスタＱ０はターンオンする。この時のカレントトランスＣＴの二次巻線の誘起電圧極性は、トランジスタＴｒ１をオフとする極性で、トランジスタＴｒ１のベースに印加される。
【００１９】
又カレントトランスＣＴの一次巻線ｎ１は、そのインピーダンスを無視できる程度の太さと巻数とを有するものであり、又電界効果トランジスタＱ０は低オン抵抗特性とすることにより、入力電圧Ｖｐによる電流Ｉが流れた時の電圧降下は無視できる程度となる。従って、整流回路としての損失は、通常のダイオードを用いた場合に比較して低減することができる。
【００２０】
又入力電圧Ｖｐをオフとすると、カレントトランスＣＴの一次巻線ｎ１に流れていた電流Ｉもオフとなり、その時にカレントトランスＣＴの二次巻線ｎ２に電圧が誘起し、この電圧がトランジスタＴｒ１のベースに印加されて、トランジスタＴｒ１はオンとなる。このトランジスタＴｒ１は、電界効果トランジスタＱ０のゲート・ソース間に接続されているから、寄生容量Ｃｇｓに電荷が蓄積されていても、トランジスタＴｒ１を介して急速放電し、電界効果トランジスタＱ０のターンオフの高速化を図ることができる。
【００２１】
前述のように、入力電圧Ｖｐのオン，オフに対応して、電界効果トランジスタＱ０のオン，オフを行って、電流Ｉをオン，オフするができるから、整流器としての作用を行わせることができる。従って、図７に於けるダイオードＤａ，Ｄｂの２端子素子の代わりの整流回路として利用することもできる。
【００２２】
図２は本発明の第２の実施の形態の説明図であり、図１と同一符号は同一機能部分を示し、Ｔｒ２はｎｐｎ型のトランジスタ、Ｒ１，Ｒ２は抵抗、Ｃ１はコンデンサである。図１に示す実施の形態に対して、トランジスタＴｒ２をｎｐｎ型とし、コンデンサＣ１をスピードアップ用として設けている。
【００２３】
即ち、入力電圧Ｖｐをオンとすると、電界効果トランジスタＱ０の寄生ダイオードｄ０を介してカレントトランスＣＴの一次巻線ｎ１に電流Ｉが流れ、二次巻線ｎ２に電圧が誘起し、その誘起電圧は、抵抗Ｒ１を介して電界効果トランジスタＱ０のゲート・ソース間に印加され、電界効果トランジスタＱ０はターンオンする。又トランジスタＴｒ２はオフ状態を継続する。
【００２４】
入力電圧Ｖｐをオフとすると、カレントトランスＣＴの一次巻線ｎ１の電流Ｉもオフとなり、二次巻線ｎ２に電圧が誘起する。この誘起電圧は、抵抗Ｒ１を介して電界効果トランジスタＱ０のゲート・ソース間に印加されるが、ターンオフする極性となる。又トランジスタＴｒ２のベースに、コンデンサＣ１の充電電圧と、カレントトランスＣＴの二次巻線の誘起電圧とが加算されて印加され、トランジスタＴｒ２は急速にオンとなり、電界効果トランジスタＱ０のゲート・ソース間を短絡する。それにより、電界効果トランジスタＱ０のゲート・ソース間の寄生容量Ｃｇｓに電荷が蓄積されていても急速放電されるから、電界効果トランジスタＱ０は急速にターンオフする。
【００２５】
図３は本発明の第３の実施の形態の説明図であり、図１と同一符号は同一機能部分を示し、Ｔｒ３はｎｐｎ型の第１のトランジスタ、Ｔｒ４はｐｎｐ型の第２のトランジスタ、Ｄ２はダイオード、Ｒ３は抵抗、Ｖ１は駆動電圧を示す。この実施の形態は、駆動電圧Ｖ１をトランジスタＴｒ３を介して電界効果トランジスタＱ０のゲートに印加してターンオンする構成を付加している。
【００２６】
即ち、電界効果トランジスタＱ０とカレントトランスＣＴの一次巻線ｎ１とを直列に接続して電圧を印加すると、図１に示す実施の形態と同様に、電界効果トランジスタＱ０の寄生ダイオードｄ０を介して電流がカレントトランスＣＴの一次巻線ｎ１に流れ、二次巻線ｎ２に誘起した電圧がダイオードＤ２を介してトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４のベースに印加され、相補型の一方の第１のトランジスタＴｒ３はオン、他方の第２のトランジスタＴｒ４はオフとなる。それにより、トランジスタＴｒ３を介して駆動電圧Ｖ１が電界効果トランジスタＱ０のゲートに印加され、寄生容量Ｃｇｄ，Ｃｇｓの急速充電によりゲート電圧を急速に閾値電圧以上としてターンオンさせることができる。
【００２７】
又入力電圧をオフとすると、カレントトランスＣＴの二次巻線ｎ２の誘起電圧の極性が反転し、ダイオードＤ２には逆極性に印加されるから、相補型の一方のトランジスタＴｒ３はオフ、他方のトランジスタＴｒ４はオンとなり、このトランジスタＴｒ４によって電界効果トランジスタＱ０のゲート・ソース間を短絡し、寄生容量Ｃｇｓの電荷を急速放電して、電界効果トランジスタＱ０をターンオフする。この実施の形態に於いては、駆動電圧Ｖ１を用いることにより、ゲート・ソース間の寄生容量Ｃｇｓが多少大きい場合でも、電界効果トランジスタＱ０のターンオンを高速化することができる。
【００２８】
図４は本発明の第４の実施の形態の説明図であり、図１の整流回路を、図８の同期整流回路に適用した要部を示す。従って、図１及び図８と同一符号は同一機能部分を示し、Ｔ２は一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２と三次巻線Ｎ３とを有するトランスであり、又スイッチングトランジスタＱ１のオン，オフを制御する制御回路は図示を省略している。
【００２９】
スイッチングトランジスタＱ１をオンとすると、トランスＴ２の三次巻線Ｎ３の誘起電圧により整流側の電界効果トランジスタＱ２はターンオンし、二次巻線Ｎ２の誘起電圧を、低オン抵抗特性の電界効果トランジスタＱ２とチョークコイルＬとを介してコンデンサＣに印加する。その時、フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３の寄生ダイオードｄ３に対しては逆極性の電圧が印加され、カレントトランスＣＴの一次巻線ｎ１には電流が流れないので、電界効果トランジスタＱ３は前述のようにオフを継続する。
【００３０】
次に、スイッチングトランジスタＱ１をオフとすると、トランスＴ２の三次巻線Ｎ３の誘起電圧が逆極性となり、整流側の電界効果トランジスタＱ２はターンオフし、チョークコイルＬの蓄積エネルギーによる電流がコンデンサＣを介して流れることになるが、その電流は、フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３の寄生ダイオードｄ３を介して流れる。
【００３１】
それにより、カレントトランスＣＴの二次巻線ｎ２に電圧が誘起し、この電圧が、前述のように、電界効果トランジスタＱ３のゲートに印加され、電界効果トランジスタＱ３はターンオンする。従って、低オン抵抗特性の電界効果トランジスタＱ３を介してコンデンサＣの充電電流が流れるから、損失を低減することができる。
【００３２】
又スイッチングトランジスタＱ１のオフを継続している場合、トランスＴ２の三次巻線Ｎ３の誘起電圧が零であるから、電界効果トランジスタＱ２はオフを継続し、又電界効果トランジスタＱ３に、コンデンサＣの端子電圧がチョークコイルＬとカレントトランスＣＴの一次巻線ｎ１とを介して印加されても、寄生ダイオードｄ３に対しては逆極性となるから、この電界効果トランジスタＱ３もオフを継続する。即ち、電流の逆流を防止することができる。
【００３３】
図５は本発明の第５の実施の形態の説明図であり、図２の整流回路を、図８の同期整流回路に適用した要部を示す。従って、図２及び図８と同一符号は同一機能部分を示し、Ｔ２は図４と同様に、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２と三次巻線Ｎ３とを有するトランスであり、又スイッチングトランジスタＱ１のオン，オフを制御する制御回路は図示を省略している。
【００３４】
前述のように、スイッチングトランジスタＱ１をオンとすると、トランスＴ２の三次巻線Ｎ３の誘起電圧により、整流側の電界効果トランジスタＱ２はターンオンし、トランスＴ２の二次巻線Ｎ２の誘起電圧により、チョークコイルＬを介してコンデンサＣの充電が行われる。その時、フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３は、寄生ダイオードｄ３に逆極性の電圧が印加されるから、カレントトランスＣＴの一次巻線ｎ１には電流が流れない。従って、カレントトランスＣＴの二次巻線ｎ２には電圧が誘起されず、電界効果トランジスタＱ３はオフを継続している。
【００３５】
次に、スイッチングトランジスタＱ１をオフとすると、トランスＴ２の三次巻線Ｎ３の誘起電圧の極性が反転し、整流側の電界効果トランジスタＱ２はターンオフする。それにより、チョークコイルＬの蓄積エネルギーによる電流がコンデンサＣを充電することになり、その時の電流がフライホイール側の電界効果トランジスタＱ３の寄生ダイオードｄ３を介して流れる。
【００３６】
従って、カレントトランスＣＴの二次巻線ｎ２に電圧が誘起し、この誘起電圧が電界効果トランジスタＱ３のゲート・ソース間に抵抗Ｒ１を介して印加され、電界効果トランジスタＱ３はターンオンする。この時、カレントトランスＣＴの二次巻線の誘起電圧は、トランジスタＴｒ２のベースには逆極性として印加され、トランジスタＴｒ２はオフのままとなる。
【００３７】
次に、スイッチングトランジスタＱ１をオンとすると、整流側の電界効果トランジスタＱ２はターンオンし、フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３とカレントトランスＣＴの一次巻線ｎ１との直列回路には、電界効果トランジスタＱ２がオフの時の印加電圧極性と反対の極性の電圧が印加されることになり、カレントトランスＣＴの一次巻線ｎ１に電流が流れなくなる。その時、カレントトランスＣＴの二次巻線ｎ２に電圧が誘起し、その誘起電圧がトランジスタＴｒ２のベースに印加されて、トランジスタＴｒ２はオンとなり、電界効果トランジスタＱ３のゲート・ソース間を短絡し、電界効果トランジスタＱ３を急速にターンオフさせることができる。
【００３８】
図６は本発明の第６の実施の形態の説明図であり、図３の整流回路を、図８の同期整流回路に適用した要部を示す。従って、図３及び図８と同一符号は同一機能部分を示し、Ｔ２は図４と同様に、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２と三次巻線Ｎ３とを有するトランスであり、又スイッチングトランジスタＱ１のオン，オフを制御する制御回路は図示を省略している。
【００３９】
第１，第２のトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４は、前述のように、ｎｐｎ型とｐｎｐ型との相補型のトランジスタであり、ダイオードＤ２を介して印加される電圧により、第１のトランジスタＴｒ３はオン、第２のトランジスタＴｒ４はオフとなり、第１のトランジスタＴｒ３を介して駆動電圧Ｖ１が電界効果トランジスタＱ３のゲートに印加され、寄生容量Ｃｇｄ，Ｃｇｓの急速充電により電界効果トランジスタＱ３を急速にターンオンし、低オン抵抗特性により、チョークコイルＬからコンデンサＣに流れる電流に損失を与えないようにすることができる。
【００４０】
又スイッチングトランジスタＱ１をオンとすると、前述のように、電界効果トランジスタＱ２はオンとなり、カレントトランスＣＴの一次巻線ｎ１に流れる電流はオフとなる。それにより、二次巻線ｎ２の誘起電圧の極性が反転し、第１のトランジスタＴｒ３はオフ、第２のトランジスタＴｒ４はオンとなり、電界効果トランジスタＱ３のゲート・ソース間を短絡して、電界効果トランジスタＱ３を急速にターンオフさせる。
【００４１】
又この実施の形態に於いても、トランスＴ２の二次巻線Ｎ２の誘起電圧が零の場合に、コンデンサＣの端子電圧がチョークコイルＬを介して、フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３に印加されるが、寄生ダイオードｄ３に対しては逆極性であるから、カレントトランスＣＴの一次巻線ｎ１に電流が流れることはない。即ち、逆流は生じないことになる。又フライホイール側の電界効果トランジスタＱ３のターンオン及びターンオフを高速化することができるから、確実に整流側の電界効果トランジスタＱ２とが同時にオンとならないようにすることができる。
【００４２】
本発明は、前述の各実施の形態のみに限定されるものではなく、種々付加変更することが可能であり、例えば、図３及び図６に於ける駆動電圧Ｖ１は、コンデンサＣの端子電圧をそのまま、或いは分圧した電圧とすることができる。又整流回路は、フォワードコンバータ形式以外の各種の形式のコンバータの整流器に相当する構成として利用することができる。又トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４は、バイポーラ・トランジスタのｎｐｎ型，ｐｎｐ型に対応して、カレントトランスＣＴの二次巻線ｎ２の誘起電圧によって動作するｎチャネル型やｐチャネル型の電界効果トランジスタとすることも可能である。
【００４３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、入力電圧Ｖｐを印加する端子間に電界効果トランジスタＱ０とカレントトランスＣＴの一次巻線ｎ１とを直列に接続し、このカレントトランスＣＴの二次巻線の誘起電圧を電界効果トランジスタＱ０のゲートに印加してターンオンさせ、又その誘起電圧が逆極性の場合に、電界効果トランジスタＱ０のゲート・ソース間をトランジスタＴｒ１により短絡し、電界効果トランジスタＱ０をターンオフさせるもので、このような整流回路は、２端子回路構成であるから、取扱いが容易であり、且つ低オン抵抗特性であるから、整流損失を低減することができる。従って、各種の整流回路に適用することができる。特に、同期整流回路のフライホイール側に適用して、チョークコイルＬの蓄積エネルギーを有効に利用することができる利点がある。
【００４４】
又電界効果トランジスタＱ０のターンオンの駆動電圧Ｖ１を第１のトランジスタＴｒ３を介して印加する構成とした場合、電界効果トランジスタＱ０の高速ターンオンが可能となる。又第２のトランジスタＴｒ４によりゲート・ソース間を短絡する構成とすると、高速ターンオフも可能となる。従って、各種の整流回路に適用することができるもので、特に、同期整流回路のフライホイール側に適用して、整流側の電界効果トランジスタのターンオフ，ターンオンに対応して高速でターンオン，ターンオフの制御が可能となり、整流損失を低減することができる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の説明図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態の説明図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態の説明図である。
【図４】本発明の第４の実施の形態の説明図である。
【図５】本発明の第５の実施の形態の説明図である。
【図６】本発明の第６の実施の形態の説明図である。
【図７】従来例の説明図である。
【図８】従来例の説明図である。
【符号の説明】
Ｑ０電界効果トランジスタ
ｄ０寄生ダイオード
Ｃｇｄ，Ｃｇｓ寄生容量
ＣＴカレントトランス
ｎ１一次巻線
ｎ２二次巻線
Ｔｒ１トランジスタ
Ｄ１ダイオード
ＺＤ１，ＺＤ２ツェナーダイオード
Ｖｐ入力電圧
Ｒ０抵抗[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a rectifier circuit for rectifying a pulse-like input voltage and a synchronous rectifier circuit for performing an on / off operation in synchronization with a switching operation on a primary side of a transformer.
[0002]
[Prior art]
FIG. 7 is an explanatory view of a conventional example, where Q is a switching transistor, T1 is a transformer, N1 is a primary winding, N2 is a secondary winding, Da and Db are diodes, L is a choke coil, C is a capacitor, and CONT is 1 shows a control circuit and shows a main part of a switching power supply device of a forward converter type.
[0003]
The input voltage Vin is applied to a series circuit of the primary winding N1 of the transformer T1 and the switching transistor Q, and the control circuit CONT controls ON / OFF of the switching transistor Q. Thereby, the current flowing through the primary winding N1 of the transformer T1 is turned on and off, and a voltage is induced in the secondary winding N2. The induced voltage is rectified by the diodes Da and Db, the choke coil L, and the capacitor C. The voltage is rectified and smoothed by a smoothing circuit to obtain an output voltage Vout. The output voltage Vout is detected by the control circuit CONT, and compared with a set value to control the ON period of the switching transistor Q to stabilize the output voltage Vout.
[0004]
In a rectifier circuit using such a diode, rectification loss occurs due to a forward voltage drop of the diode. In order to reduce the rectification loss, it is known to use a Schottky diode having a low forward voltage. Also, a field-effect transistor having a low on-resistance of about several mΩ to several tens of mΩ is known, and a synchronous rectifier circuit using this field-effect transistor as a rectifier of a rectifier circuit is known.
[0005]
FIG. 8 shows a conventional example of the above-mentioned synchronous rectifier circuit, in which parts having the same functions as those in FIG. , D, da, and db indicate parasitic diodes, and E indicates a DC power supply.
[0006]
The switching transistor Q is constituted by a field-effect transistor (FET), the transistor Qa is a rectification-side field-effect transistor, the transistor Qb is a flywheel-side field-effect transistor, and the transistors Qa and Qb are forward transistors in FIG. It corresponds to the converter type diodes Da and Db. Then, the primary winding N1 of the transformer T1 and the switching transistor Q are connected in series, a voltage Vin from the DC power supply E is applied, and the switching transistor Q is turned on and off by the control circuit CONT.
[0007]
When the switching transistor Q is turned on and an electric current flows through the primary winding N1, an induced voltage of the secondary winding N2 is applied between the gate G and the drain D, and the rectifying transistor Qa is turned on. The transistor Qb corresponding to the flywheel diode is turned off. Therefore, the induced voltage of the secondary winding N2 charges the capacitor C via the choke coil L, and the terminal voltage of the capacitor C becomes the output voltage Vout.
[0008]
When the switching transistor Q is turned off, the polarity of the voltage induced in the secondary winding N2 of the transformer T1 is inverted, so that the rectifying transistor Qa is turned off and the flywheel transistor Qb is turned on. Thus, the current due to the energy stored in the choke coil L flows through the flywheel transistor Qb, and the capacitor C can be charged continuously. The output voltage Vout of the terminal voltage of the capacitor C is detected by the control circuit CONT, and compared with a set value to control the ON period of the switching transistor Q to stabilize the output voltage Vout.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
By using an FET having a low on-resistance characteristic instead of a diode, rectification loss can be reduced. Therefore, compared with the conventional example shown in FIG. 7, the conventional example shown in FIG. 8 can reduce the rectification loss and improve the efficiency as a switching power supply device.
[0010]
However, when the resonance reset method is applied to the transformer T1, that is, when the switching transistor Q is turned off, the transformer T1 is reset by the resonance action of the inductance of the transformer T1 and the parasitic capacitance of the switching transistor Q. In this case, a period occurs in which the induced voltage of the secondary winding N2 of the transformer T1 becomes zero, and the transistor Qb as a flywheel diode is turned off. In this case, since current flows through the parasitic diode db, a forward voltage drop occurs as in the case of the diode Db in FIG.
[0011]
Further, since the positive side of the charging voltage of the capacitor C is connected to the gate G of the transistor Qa, when no voltage is induced in the secondary winding N2 of the transformer T1, the transistor Qa is turned on and the current is reduced. There is a problem of backflow. Although the diode is a two-terminal element, the FET is a three-terminal element, and requires a configuration for applying a control voltage to the gate, which complicates the circuit configuration.
SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to enable a field effect transistor to be used as a two-terminal device and to improve the efficiency of a synchronous rectifier circuit.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
In the rectifier circuit of the present invention, (1) the field effect transistor Q0 and the primary winding n1 of the current transformer CT are connected in series between terminals to which the input voltage Vp is applied, and the secondary winding n2 of the current transformer CT is connected to the electric field. A transistor Tr1 connected to the gate of the effect transistor Q0, which is turned on by a voltage induced in the secondary winding n2 of the current transformer CT when the input voltage Vp is off, between the gate and the source of the field effect transistor Q0; I do.
[0013]
(2) A field effect transistor and a primary winding of a current transformer are connected in series between terminals for applying an input voltage, and are turned on by an induced voltage of a secondary winding of the current transformer when the input voltage is turned on. The first transistor, which applies a drive voltage to turn on the gate of the field effect transistor, is turned on by the induced voltage of the secondary winding of the current transformer when the input voltage is off, and the gate and source of the field effect transistor are short-circuited. And a second transistor to be provided.
[0014]
(3) In the synchronous rectifier circuit of the present invention, the current flowing through the primary winding of the transformer is turned on / off by the switching transistor, and one is turned on and the other is turned on in accordance with the voltage induced in the secondary winding of the transformer. A synchronous rectifier circuit including a rectifying-side field-effect transistor to be turned off and a flywheel-side field-effect transistor, wherein an induced voltage of a tertiary winding of a transformer is applied to a gate of the rectifying-side field-effect transistor. The primary winding of the current transformer is connected in series to the field effect transistor on the flywheel side, and the secondary winding of this current transformer is connected to the gate of the field effect transistor on the flywheel side. The transistor that is turned on by the induced voltage of the secondary winding of the current transformer when the effect transistor is turned on is A configuration connected between the gate and source of the field effect transistor of Eel side.
[0015]
And (4) a rectifier-side field effect in which a switching transistor turns on and off the current flowing through the primary winding of the transformer, and turns on one and turns off the other in accordance with the voltage induced in the secondary winding of the transformer. A synchronous rectifier circuit having a transistor and a flywheel-side field-effect transistor, wherein a series circuit of a flywheel-side field-effect transistor and a primary winding of a current transformer is provided on the output side of the rectifier-side field-effect transistor. The base is connected to the secondary winding of this current transformer, and is turned on by the induced voltage of the secondary winding due to the current flowing through the primary winding of the current transformer via the parasitic diode of the field effect transistor on the flywheel side. Then, the driving voltage for turning on the gate of the field effect transistor on the flywheel side is applied. When the rectifier-side field effect transistor is turned on, the current flowing through the primary winding of the current transformer is turned off by the induced voltage of the secondary winding, and the gate and source of the flywheel-side field effect transistor are turned on. And a second transistor that short-circuits between them.
[0016]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 is an explanatory view of a first embodiment of the present invention, wherein Q0 is a field effect transistor (FET), d0 is a parasitic diode, Cgd and Cgs are gate-drain and gate-source parasitic capacitances, CT Is a current transformer, n1 is a primary winding, n2 is a secondary winding, Tr1 is a pnp transistor, D1 is a diode, ZD1 and ZD2 are Zener diodes, R0 is a resistor, Vp is an input voltage, and I is a primary winding of the transformer. Indicates the current flowing through the line.
[0017]
The primary winding n1 of the current transformer CT is connected to the source of the field effect transistor Q0, and the input voltage Vp is applied with the polarity shown. Also, Zener diodes ZD1 and ZD2 are connected in reverse polarity between the secondary windings n2 of the current transformer CT, and are turned on when the induced voltage of the secondary winding n2 becomes excessive. Prevents destruction due to overvoltage applied to Q0. Further, the secondary winding of the current transformer CT is connected to the collector and the base of the transistor Tr1, and the induced voltage of the secondary winding n2 is connected so as to be applied between the source and the gate of the field effect transistor Q0. The diode D1 is connected to a polarity which can apply a voltage in a direction in which the field effect transistor Q0 is turned on by an induced voltage of the secondary winding n2. The resistance R0 indicates a case where the secondary winding n2 is connected for termination so as to be in an open state.
[0018]
When the input voltage Vp is applied while the field effect transistor Q0 is off, the current I flows through the primary winding n1 of the current transformer CT via the parasitic diode d0 of the field effect transistor Q0. As a result, a voltage is induced in the secondary winding n2 of the current transformer CT, and this induced voltage is applied to the gate of the field effect transistor Q0 via the diode D1, and the field effect transistor Q0 turns on. At this time, the induced voltage polarity of the secondary winding of the current transformer CT is a polarity that turns off the transistor Tr1, and is applied to the base of the transistor Tr1.
[0019]
The primary winding n1 of the current transformer CT has such a thickness and number of turns that its impedance can be ignored, and the field effect transistor Q0 has a low on-resistance characteristic so that the current I due to the input voltage Vp can be reduced. The voltage drop when flowing is negligible. Therefore, the loss as a rectifier circuit can be reduced as compared with the case where a normal diode is used.
[0020]
When the input voltage Vp is turned off, the current I flowing through the primary winding n1 of the current transformer CT is also turned off. At that time, a voltage is induced in the secondary winding n2 of the current transformer CT, and this voltage is applied to the transistor Tr1. When applied to the base, the transistor Tr1 is turned on. Since the transistor Tr1 is connected between the gate and the source of the field effect transistor Q0, even if the electric charge is accumulated in the parasitic capacitance Cgs, the transistor Tr1 is rapidly discharged through the transistor Tr1 to turn off the field effect transistor Q0 at high speed. Can be achieved.
[0021]
As described above, the current I can be turned on and off by turning on and off the field-effect transistor Q0 in response to the turning on and off of the input voltage Vp, so that it can function as a rectifier. . Therefore, it can be used as a rectifier circuit instead of the two-terminal element of the diodes Da and Db in FIG.
[0022]
FIG. 2 is an explanatory view of the second embodiment of the present invention, wherein the same reference numerals as those in FIG. 1 indicate the same functional portions, Tr2 is an npn transistor, R1 and R2 are resistors, and C1 is a capacitor. As compared with the embodiment shown in FIG. 1, the transistor Tr2 is of the npn type, and the capacitor C1 is provided for speeding up.
[0023]
That is, when the input voltage Vp is turned on, the current I flows through the primary winding n1 of the current transformer CT via the parasitic diode d0 of the field effect transistor Q0, and a voltage is induced on the secondary winding n2. Is applied between the gate and source of the field effect transistor Q0 via the resistor R1, and the field effect transistor Q0 turns on. Further, the transistor Tr2 keeps the off state.
[0024]
When the input voltage Vp is turned off, the current I of the primary winding n1 of the current transformer CT is also turned off, and a voltage is induced in the secondary winding n2. This induced voltage is applied between the gate and source of the field effect transistor Q0 via the resistor R1, and has a polarity that turns off. Further, the charging voltage of the capacitor C1 and the induced voltage of the secondary winding of the current transformer CT are added and applied to the base of the transistor Tr2, and the transistor Tr2 is rapidly turned on, and the gate-source of the field-effect transistor Q0 is turned on. Short circuit. Thereby, even if charges are accumulated in the parasitic capacitance Cgs between the gate and the source of the field effect transistor Q0, the field effect transistor Q0 is rapidly turned off, so that the field effect transistor Q0 is rapidly turned off.
[0025]
FIG. 3 is an explanatory view of a third embodiment of the present invention. The same reference numerals as in FIG. 1 denote the same functional parts, Tr3 is an npn-type first transistor, Tr4 is a pnp-type second transistor, D2 is a diode, R3 is a resistor, and V1 is a drive voltage. This embodiment adds a configuration in which the drive voltage V1 is applied to the gate of the field effect transistor Q0 via the transistor Tr3 to turn on.
[0026]
That is, when a voltage is applied by connecting the field-effect transistor Q0 and the primary winding n1 of the current transformer CT in series, the current flows through the parasitic diode d0 of the field-effect transistor Q0 as in the embodiment shown in FIG. Flows through the primary winding n1 of the current transformer CT, the voltage induced in the secondary winding n2 is applied to the bases of the transistors Tr3 and Tr4 via the diode D2, and the first transistor Tr3 of the complementary type is turned on. The other second transistor Tr4 is turned off. As a result, the drive voltage V1 is applied to the gate of the field effect transistor Q0 via the transistor Tr3, and the gate voltage can be rapidly turned on at or above the threshold voltage by rapid charging of the parasitic capacitances Cgd and Cgs.
[0027]
When the input voltage is turned off, the polarity of the induced voltage of the secondary winding n2 of the current transformer CT is inverted, and the voltage is applied to the diode D2 in the opposite polarity. Therefore, one transistor Tr3 of the complementary type is turned off and the other transistor Tr3 is turned off. The transistor Tr4 is turned on, the transistor Tr4 short-circuits the gate and source of the field effect transistor Q0, rapidly discharges the charge of the parasitic capacitance Cgs, and turns off the field effect transistor Q0. In this embodiment, by using the drive voltage V1, the turn-on of the field-effect transistor Q0 can be sped up even when the gate-source parasitic capacitance Cgs is somewhat large.
[0028]
FIG. 4 is an explanatory diagram of a fourth embodiment of the present invention, and shows a main part in which the rectifier circuit of FIG. 1 is applied to the synchronous rectifier circuit of FIG. Therefore, the same reference numerals as those in FIGS. 1 and 8 denote the same functional parts, T2 is a transformer having a primary winding N1, a secondary winding N2, and a tertiary winding N3, and turns on / off the switching transistor Q1. The control circuit for controlling is not shown.
[0029]
When the switching transistor Q1 is turned on, the rectification-side field effect transistor Q2 is turned on by the induced voltage of the tertiary winding N3 of the transformer T2, and the induced voltage of the secondary winding N2 is reduced by the low-on resistance field effect transistor Q2. The voltage is applied to the capacitor C via the choke coil L. At this time, a reverse voltage is applied to the parasitic diode d3 of the field effect transistor Q3 on the flywheel side, and no current flows through the primary winding n1 of the current transformer CT. Continue to turn off.
[0030]
Next, when the switching transistor Q1 is turned off, the induced voltage of the tertiary winding N3 of the transformer T2 has the opposite polarity, the rectification-side field effect transistor Q2 is turned off, and the current due to the energy stored in the choke coil L is passed through the capacitor C. The current flows through the parasitic diode d3 of the field effect transistor Q3 on the flywheel side.
[0031]
As a result, a voltage is induced in the secondary winding n2 of the current transformer CT, and this voltage is applied to the gate of the field effect transistor Q3, as described above, and the field effect transistor Q3 turns on. Therefore, the charging current of the capacitor C flows through the field-effect transistor Q3 having the low on-resistance characteristic, so that the loss can be reduced.
[0032]
When the switching transistor Q1 is kept off, the induced voltage of the tertiary winding N3 of the transformer T2 is zero, so that the field effect transistor Q2 continues to be turned off, and the field effect transistor Q3 is connected to the terminal of the capacitor C. Even if a voltage is applied through the choke coil L and the primary winding n1 of the current transformer CT, the polarity of the parasitic diode d3 is reversed, so that the field effect transistor Q3 also remains off. That is, the backflow of the current can be prevented.
[0033]
FIG. 5 is an explanatory diagram of a fifth embodiment of the present invention, and shows a main part in which the rectifier circuit of FIG. 2 is applied to the synchronous rectifier circuit of FIG. Accordingly, the same reference numerals as those in FIGS. 2 and 8 indicate the same functional parts, and T2 is a transformer having a primary winding N1, a secondary winding N2, and a tertiary winding N3, as in FIG. A control circuit for controlling ON / OFF of Q1 is omitted in the drawing.
[0034]
As described above, when the switching transistor Q1 is turned on, the field effect transistor Q2 on the rectifying side is turned on by the induced voltage of the tertiary winding N3 of the transformer T2, and is choked by the induced voltage of the secondary winding N2 of the transformer T2. The capacitor C is charged via the coil L. At this time, in the field effect transistor Q3 on the flywheel side, since a voltage of the opposite polarity is applied to the parasitic diode d3, no current flows through the primary winding n1 of the current transformer CT. Therefore, no voltage is induced in the secondary winding n2 of the current transformer CT, and the field-effect transistor Q3 continues to be off.
[0035]
Next, when the switching transistor Q1 is turned off, the polarity of the induced voltage of the tertiary winding N3 of the transformer T2 is inverted, and the rectification-side field effect transistor Q2 is turned off. As a result, the current due to the energy stored in the choke coil L charges the capacitor C, and the current at that time flows through the parasitic diode d3 of the field effect transistor Q3 on the flywheel side.
[0036]
Therefore, a voltage is induced in the secondary winding n2 of the current transformer CT, and this induced voltage is applied between the gate and source of the field effect transistor Q3 via the resistor R1, and the field effect transistor Q3 turns on. At this time, the induced voltage of the secondary winding of the current transformer CT is applied as a reverse polarity to the base of the transistor Tr2, and the transistor Tr2 remains off.
[0037]
Next, when the switching transistor Q1 is turned on, the field effect transistor Q2 on the rectification side is turned on, and the series circuit of the field effect transistor Q3 on the flywheel side and the primary winding n1 of the current transformer CT includes the field effect transistor Q2. Is applied, a voltage having a polarity opposite to the applied voltage polarity is applied, and no current flows through the primary winding n1 of the current transformer CT. At that time, a voltage is induced in the secondary winding n2 of the current transformer CT, and the induced voltage is applied to the base of the transistor Tr2, turning on the transistor Tr2, short-circuiting between the gate and source of the field effect transistor Q3, The effect transistor Q3 can be quickly turned off.
[0038]
FIG. 6 is an explanatory diagram of the sixth embodiment of the present invention, and shows a main portion in which the rectifier circuit of FIG. 3 is applied to the synchronous rectifier circuit of FIG. Accordingly, the same reference numerals as those in FIGS. 3 and 8 indicate the same functional parts, and T2 is a transformer having a primary winding N1, a secondary winding N2, and a tertiary winding N3, as in FIG. A control circuit for controlling ON / OFF of Q1 is omitted in the drawing.
[0039]
As described above, the first and second transistors Tr3 and Tr4 are npn-type and pnp-type complementary transistors, and the voltage applied via the diode D2 turns on the first transistor Tr3. The second transistor Tr4 is turned off, the driving voltage V1 is applied to the gate of the field effect transistor Q3 via the first transistor Tr3, and the field effect transistor Q3 is rapidly turned on by rapid charging of the parasitic capacitances Cgd and Cgs. Due to the low on-resistance characteristic, it is possible to prevent the loss of the current flowing from the choke coil L to the capacitor C.
[0040]
When the switching transistor Q1 is turned on, as described above, the field effect transistor Q2 is turned on, and the current flowing through the primary winding n1 of the current transformer CT is turned off. As a result, the polarity of the induced voltage of the secondary winding n2 is inverted, the first transistor Tr3 is turned off, the second transistor Tr4 is turned on, and the gate and source of the field effect transistor Q3 are short-circuited to form a field effect transistor Q3. Transistor Q3 is quickly turned off.
[0041]
Also in this embodiment, when the induced voltage of the secondary winding N2 of the transformer T2 is zero, the terminal voltage of the capacitor C is applied to the flywheel-side field effect transistor Q3 via the choke coil L. However, since the polarity is opposite to the parasitic diode d3, no current flows through the primary winding n1 of the current transformer CT. That is, no backflow occurs. Also, since the turn-on and turn-off of the flywheel-side field effect transistor Q3 can be accelerated, the rectification-side field effect transistor Q2 can be surely prevented from turning on at the same time.
[0042]
The present invention is not limited to each of the above-described embodiments, and various additions and changes can be made. For example, the drive voltage V1 in FIGS. The voltage can be used as it is or a divided voltage. The rectifier circuit can be used as a configuration corresponding to a rectifier of various types of converters other than the forward converter type. The transistors Tr1 to Tr4 are n-channel or p-channel field-effect transistors that operate according to the induced voltage of the secondary winding n2 of the current transformer CT, corresponding to npn-type and pnp-type bipolar transistors. Is also possible.
[0043]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the field effect transistor Q0 and the primary winding n1 of the current transformer CT are connected in series between the terminals to which the input voltage Vp is applied, and the secondary winding of the current transformer CT is induced. A voltage is applied to the gate of the field effect transistor Q0 to turn it on, and when the induced voltage has the opposite polarity, the transistor Tr1 short-circuits the gate and source of the field effect transistor Q0 to turn off the field effect transistor Q0. Since such a rectifier circuit has a two-terminal circuit configuration, it is easy to handle and has low on-resistance characteristics, so that rectification loss can be reduced. Therefore, it can be applied to various rectifier circuits. In particular, there is an advantage that the energy stored in the choke coil L can be effectively used when applied to the flywheel side of the synchronous rectifier circuit.
[0044]
Also, when the driving voltage V1 for turning on the field effect transistor Q0 is applied via the first transistor Tr3, the field effect transistor Q0 can be turned on at high speed. If the gate and the source are short-circuited by the second transistor Tr4, high-speed turn-off is also possible. Therefore, the present invention can be applied to various rectifier circuits, and in particular, is applied to a flywheel side of a synchronous rectifier circuit, and controls turn-on and turn-off at a high speed corresponding to turn-off and turn-on of a field-effect transistor on the rectifier side. This is advantageous in that the rectification loss can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an explanatory diagram of a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram of a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is an explanatory diagram of a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is an explanatory diagram of a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 5 is an explanatory diagram of a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is an explanatory diagram of a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is an explanatory diagram of a conventional example.
FIG. 8 is an explanatory diagram of a conventional example.
[Explanation of symbols]
Q0 Field-effect transistor d0 Parasitic diode Cgd, Cgs Parasitic capacitance CT Current transformer n1 Primary winding n2 Secondary winding Tr1 Transistor D1 Diode ZD1, ZD2 Zener diode Vp Input voltage R0 Resistance

Claims

A field effect transistor and a primary winding of a current transformer are connected in series between terminals for applying an input voltage,
The secondary winding of the current transformer, to the field effect transistor turned on by the voltage induced in the secondary winding when a said input voltage on, via a diode between the gate and source of the field effect transistor connect Te, <br/> further comprising a structure connected between the induced gate and source of the field effect transistor a transistor turned on by the voltage on the secondary winding of the current transformer when the input voltage off A rectifier circuit characterized by the following.

A field effect transistor and a primary winding of a current transformer are connected in series between terminals for applying an input voltage,
A first transistor that is turned on by an induced voltage of one polarity of the secondary winding of the current transformer when the input voltage is on, and applies a driving voltage to turn on the field effect transistor to the gate of the field effect transistor; A second transistor that is turned on by an induced voltage of the other polarity of the secondary winding of the current transformer when the input voltage is off and short-circuits between the gate and the source of the field-effect transistor. Rectifier circuit.

A switching transistor that turns on and off the current flowing through the primary winding of the transformer, one of which is turned on and the other is turned off in response to the voltage induced in the secondary winding of the transformer; In a synchronous rectifier circuit having a wheel-side field-effect transistor,
Connected to apply the induced voltage of the tertiary winding of the transformer to the gate of the field effect transistor on the rectifying side,
A primary winding of a current transformer is connected in series to the flywheel side field effect transistor, and a secondary winding of the current transformer is connected via a diode between the gate and source of the flywheel side field effect transistor. And
A synchronous transistor, wherein a transistor that is turned on by an induced voltage of a secondary winding of the current transformer when the rectifying-side field-effect transistor is turned on is connected between a gate and a source of the flywheel-side field-effect transistor. Rectifier circuit.

A switching transistor that turns on and off the current flowing through the primary winding of the transformer, one of which is turned on and the other is turned off in response to the voltage induced in the secondary winding of the transformer; In a synchronous rectifier circuit having a wheel-side field-effect transistor,
Connect the tertiary winding of the transformer to the gate of the rectifying side field effect transistor,
A series circuit of the flywheel-side field-effect transistor and the primary winding of a current transformer is connected to the output side of the rectification-side field-effect transistor,
A base is connected to each of the secondary windings of the current transformer, and the secondary winding of the current transformer is induced by a current flowing through the primary winding of the current transformer via a parasitic diode of the field effect transistor on the flywheel side. A first transistor that is turned on by a voltage to apply a drive voltage to turn on the gate of the flywheel-side field effect transistor, and a current that flows through the primary winding of the current transformer when the rectification-side field effect transistor is turned on And a second transistor that is turned on by an induced voltage of a secondary winding of the current transformer due to the turning off of the current transformer and short-circuits between the gate and source of the field effect transistor on the flywheel side. circuit.