JP3495611B2 - 充電回路 - Google Patents
充電回路Info
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- JP3495611B2 JP3495611B2 JP27937598A JP27937598A JP3495611B2 JP 3495611 B2 JP3495611 B2 JP 3495611B2 JP 27937598 A JP27937598 A JP 27937598A JP 27937598 A JP27937598 A JP 27937598A JP 3495611 B2 JP3495611 B2 JP 3495611B2
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
- Y02E60/10—Energy storage using batteries
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は充電回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の充電回路は、電流検出抵抗の平均
電圧を一定にすることにより定電流動作で充電を行なっ
ていた。
電圧を一定にすることにより定電流動作で充電を行なっ
ていた。
【０００３】図７は従来の充電回路の構成例を示す回路
図である。図７において、例えば４００ｍＡの出力定格
電流を有する外部電源が接続された安定化電源ＲＧの出
力側と接地間に、充電されるバッテリーＢ１（ここで言
うバッテリーはニッケル水素等の２次電池を意味する）
と、トランジスタＱ１と、電流検出抵抗ＲＥが直列に接
続される。安定化電源ＲＧは、充電されるバッテリーＢ
１の定格に応じて調整可能な直流電圧を出力するが、こ
こでは例として５ボルトの直流電圧を出力していると仮
定する。トランジスタＱ１のベースには、差動アンプＤ
Ａの出力が抵抗Ｒ２を介して接続されている。差動アン
プＤＡは、安定化電源ＲＧの出力電圧が電源電圧として
供給され、＋入力端子は抵抗Ｒ３を介して基準電圧Ｖｒ
ｅｆに接続され、−入力端子は、抵抗Ｒ１を介してトラ
ンジスタＱ１のエミッタに接続されると共にコンデンサ
Ｃ２を介して接地されている。差動アンプＤＡの＋入力
端子と出力端子間には抵抗Ｒ４が接続されている。
図である。図７において、例えば４００ｍＡの出力定格
電流を有する外部電源が接続された安定化電源ＲＧの出
力側と接地間に、充電されるバッテリーＢ１（ここで言
うバッテリーはニッケル水素等の２次電池を意味する）
と、トランジスタＱ１と、電流検出抵抗ＲＥが直列に接
続される。安定化電源ＲＧは、充電されるバッテリーＢ
１の定格に応じて調整可能な直流電圧を出力するが、こ
こでは例として５ボルトの直流電圧を出力していると仮
定する。トランジスタＱ１のベースには、差動アンプＤ
Ａの出力が抵抗Ｒ２を介して接続されている。差動アン
プＤＡは、安定化電源ＲＧの出力電圧が電源電圧として
供給され、＋入力端子は抵抗Ｒ３を介して基準電圧Ｖｒ
ｅｆに接続され、−入力端子は、抵抗Ｒ１を介してトラ
ンジスタＱ１のエミッタに接続されると共にコンデンサ
Ｃ２を介して接地されている。差動アンプＤＡの＋入力
端子と出力端子間には抵抗Ｒ４が接続されている。
【０００４】図８（Ａ）乃至（Ｄ）は、上記構成の充電
回路の各部の電圧波形を示すタイミング図であり、
（Ａ）はトランジスタＱ１のエミッタと電流検出抵抗Ｒ
E の接続点の電圧（すなわち、電流検出抵抗ＲE の降下
電圧）、（Ｂ）は差動アンプＤＡの−入力端子の電圧、
（Ｃ）は差動アンプＤＡの出力の電圧、（Ｄ）は抵抗Ｒ
３と抵抗Ｒ４の接続点の電圧である。ここで、５Ｖは安
定化電源ＲＧの出力電圧、ＶB はバッテリーＢ１の電
圧、ＶSAt1は差動アンプＤＡの飽和電圧、ＶSAT2はトラ
ンジスタＱ１の飽和電圧であり、ＶH 、ＶL は数１及び
数２で表される電圧である。
回路の各部の電圧波形を示すタイミング図であり、
（Ａ）はトランジスタＱ１のエミッタと電流検出抵抗Ｒ
E の接続点の電圧（すなわち、電流検出抵抗ＲE の降下
電圧）、（Ｂ）は差動アンプＤＡの−入力端子の電圧、
（Ｃ）は差動アンプＤＡの出力の電圧、（Ｄ）は抵抗Ｒ
３と抵抗Ｒ４の接続点の電圧である。ここで、５Ｖは安
定化電源ＲＧの出力電圧、ＶB はバッテリーＢ１の電
圧、ＶSAt1は差動アンプＤＡの飽和電圧、ＶSAT2はトラ
ンジスタＱ１の飽和電圧であり、ＶH 、ＶL は数１及び
数２で表される電圧である。
【０００５】
【数１】
【０００６】
【数２】
【０００７】電圧（Ａ）が低くなると、電圧（Ｂ）はＲ
１Ｃ２の時定数で放電され電圧（Ｄ）より低くなる。す
ると、電圧（Ｃ）はＨレベルとなる。トランジスタＱ１
は、そのベースにＨレベルの電圧（Ｃ）が抵抗Ｒ２を介
して供給されてオンとなり、電圧（Ａ）は（５ボルト−
ＶB −ＶSAT2）になる。電圧（Ｄ）も抵抗Ｒ４が正帰還
されているため、Ｖｒｅｆ＋ＶH となる。電圧（Ａ）が
上がると、電圧（Ｂ）は、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２
で決まる時定数（Ｒ１・Ｃ２）で上昇し、数３に示す電
圧（Ｄ）
１Ｃ２の時定数で放電され電圧（Ｄ）より低くなる。す
ると、電圧（Ｃ）はＨレベルとなる。トランジスタＱ１
は、そのベースにＨレベルの電圧（Ｃ）が抵抗Ｒ２を介
して供給されてオンとなり、電圧（Ａ）は（５ボルト−
ＶB −ＶSAT2）になる。電圧（Ｄ）も抵抗Ｒ４が正帰還
されているため、Ｖｒｅｆ＋ＶH となる。電圧（Ａ）が
上がると、電圧（Ｂ）は、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２
で決まる時定数（Ｒ１・Ｃ２）で上昇し、数３に示す電
圧（Ｄ）
【０００８】
【数３】
【０００９】より高い電圧になると、電圧（Ｃ）はＬレ
ベルとなり、それに応じてトランジスタＱ１はオフす
る。次いで、電圧（Ａ）はゼロボルトとなり、Ｒ１＞＞
ＲＥとすると、時定数Ｒ１・Ｃ１で放電する電圧（Ｂ）
が数２に示す電圧（Ｄ）
ベルとなり、それに応じてトランジスタＱ１はオフす
る。次いで、電圧（Ａ）はゼロボルトとなり、Ｒ１＞＞
ＲＥとすると、時定数Ｒ１・Ｃ１で放電する電圧（Ｂ）
が数２に示す電圧（Ｄ）
【００１０】
【数４】
【００１１】より低くなると、電圧（Ｃ）はＨレベルと
なり、それに応じてトランジスタＱ１はオンとなる。
なり、それに応じてトランジスタＱ１はオンとなる。
【００１２】上記の動作をくり返すことにより、電圧
（Ｂ）はほぼ基準電圧Ｖｒｅｆと同じになるように制御
される。つまり、電流検出抵抗ＲE の平均電圧はＶｒｅ
ｆとなり、定電流動作になる。上記に説明した従来回路
では、トランジスタＱ１はスイッチング動作しているた
め発熱せず、また、電流検出抵抗ＲE も、Ｖ2 ／ＲE
でＶ＝０．３ボルト（Ｖは電流検出抵抗ＲＥの降下電
圧）にすれば、消費電力ＰＣが抑えられ、発熱を少なく
抑えるというメリットがある。
（Ｂ）はほぼ基準電圧Ｖｒｅｆと同じになるように制御
される。つまり、電流検出抵抗ＲE の平均電圧はＶｒｅ
ｆとなり、定電流動作になる。上記に説明した従来回路
では、トランジスタＱ１はスイッチング動作しているた
め発熱せず、また、電流検出抵抗ＲE も、Ｖ2 ／ＲE
でＶ＝０．３ボルト（Ｖは電流検出抵抗ＲＥの降下電
圧）にすれば、消費電力ＰＣが抑えられ、発熱を少なく
抑えるというメリットがある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、バッテリーＢ
１は定電流で充電されるため、入力電流定格４００ｍＡ
を越えることができない。したがって、バッテリーを充
電するのに時間が長くかかり、例えば、１２００ｍＡＨ
の容量のバッテリーを充電するのに最低でも３時間かか
ることになる。このように、従来回路では、電流検出抵
抗ＲE 及びトランジスタＱ１でのロスが大きく、入力電
流以上の充電電流は得られないため、充電時間が長くな
るという問題がある。
１は定電流で充電されるため、入力電流定格４００ｍＡ
を越えることができない。したがって、バッテリーを充
電するのに時間が長くかかり、例えば、１２００ｍＡＨ
の容量のバッテリーを充電するのに最低でも３時間かか
ることになる。このように、従来回路では、電流検出抵
抗ＲE 及びトランジスタＱ１でのロスが大きく、入力電
流以上の充電電流は得られないため、充電時間が長くな
るという問題がある。
【００１４】本発明の目的は、上記従来回路における問
題点を解決した充電回路を提供することにある。
題点を解決した充電回路を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明による充電回路
は、請求項１に記載のように、外部電源と、該外部電源
にプラス端子が直接接続され充電される２次電池と、該
外部電源に流れる電流を調整する電流調整手段とからな
る充電回路であって、上記電流調整手段は、ＤＣ／ＤＣ
コンバータからなり、該ＤＣ／ＤＣコンバータは、上記
２次電池に並列に接続されたコンデンサと、上記２次電
池に直列に接続されたコイルと、上記２次電池と上記コ
イルとに並列に接続されたダイオードと、上記コイルと
接地点との間に配置され、上記コイルに直列に接続され
たスイッチング用のトランジスタとを有し、さらに、こ
の充電回路は、上記トランジスタと接地点とに直列に接
続された電流検出抵抗と、上記電流検出抵抗に並列に接
続されたバイパスコンデンサと、上記電流検出抵抗と前
記トランジスタとの接続点の電圧が所定の基準電圧とな
るようにデューティ比を調整して矩形波を上記トランジ
スタへ供給する回路ブロックと、を備え、上記電流検出
抵抗とバイパスコンデンサとによる共振周波数が、上記
ＤＣ／ＤＣコンバータの発振周波数より低いことを特徴
とする。
は、請求項１に記載のように、外部電源と、該外部電源
にプラス端子が直接接続され充電される２次電池と、該
外部電源に流れる電流を調整する電流調整手段とからな
る充電回路であって、上記電流調整手段は、ＤＣ／ＤＣ
コンバータからなり、該ＤＣ／ＤＣコンバータは、上記
２次電池に並列に接続されたコンデンサと、上記２次電
池に直列に接続されたコイルと、上記２次電池と上記コ
イルとに並列に接続されたダイオードと、上記コイルと
接地点との間に配置され、上記コイルに直列に接続され
たスイッチング用のトランジスタとを有し、さらに、こ
の充電回路は、上記トランジスタと接地点とに直列に接
続された電流検出抵抗と、上記電流検出抵抗に並列に接
続されたバイパスコンデンサと、上記電流検出抵抗と前
記トランジスタとの接続点の電圧が所定の基準電圧とな
るようにデューティ比を調整して矩形波を上記トランジ
スタへ供給する回路ブロックと、を備え、上記電流検出
抵抗とバイパスコンデンサとによる共振周波数が、上記
ＤＣ／ＤＣコンバータの発振周波数より低いことを特徴
とする。
【００１６】 また、本発明による充電回路は、請求項
２に記載のように、外部電源と、該外部電源の電圧を調
整して出力する電圧調整手段と、該電圧調整手段の出力
側にプラス端子が直接接続され充電される２次電池と、
該外部電源に流れる電流を調整する電流調整手段とから
なる充電回路であって、上記電流調整手段は、ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータからなり、該ＤＣ／ＤＣコンバータは、上
記２次電池に並列に接続されたコンデンサと、上記２次
電池に直列に接続されたコイルと、上記２次電池と上記
コイルとに並列に接続されたダイオードと、上記コイル
と接地点との間に配置され、上記コイルに直列に接続さ
れたスイッチング用のトランジスタとを有し、さらに、
この充電回路は、上記トランジスタと接地点とに直列に
接続された電流検出抵抗と、上記電流検出抵抗に並列に
接続されたバイパスコンデンサと、上記電流検出抵抗と
前記トランジスタとの接続点の電圧が所定の基準電圧と
なるようにデューティ比を調整して矩形波を上記トラン
ジスタへ供給する回路ブロックと、を備え、上記電流検
出抵抗とバイパスコンデンサとによる共振周波数が、上
記ＤＣ／ＤＣコンバータの発振周波数より低いこと、を
特徴とする。
２に記載のように、外部電源と、該外部電源の電圧を調
整して出力する電圧調整手段と、該電圧調整手段の出力
側にプラス端子が直接接続され充電される２次電池と、
該外部電源に流れる電流を調整する電流調整手段とから
なる充電回路であって、上記電流調整手段は、ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータからなり、該ＤＣ／ＤＣコンバータは、上
記２次電池に並列に接続されたコンデンサと、上記２次
電池に直列に接続されたコイルと、上記２次電池と上記
コイルとに並列に接続されたダイオードと、上記コイル
と接地点との間に配置され、上記コイルに直列に接続さ
れたスイッチング用のトランジスタとを有し、さらに、
この充電回路は、上記トランジスタと接地点とに直列に
接続された電流検出抵抗と、上記電流検出抵抗に並列に
接続されたバイパスコンデンサと、上記電流検出抵抗と
前記トランジスタとの接続点の電圧が所定の基準電圧と
なるようにデューティ比を調整して矩形波を上記トラン
ジスタへ供給する回路ブロックと、を備え、上記電流検
出抵抗とバイパスコンデンサとによる共振周波数が、上
記ＤＣ／ＤＣコンバータの発振周波数より低いこと、を
特徴とする。
【００１７】
【００１８】
【発明の実施の形態】図１は、本発明による充電回路の
一実施例を示す回路図である。図１において、例えば４
００ｍＡの出力定格電流を有する外部電源に接続された
安定化電源（電圧調整手段）ＲＧの出力側と接地間に、
充電されるバッテリーＢ１と、トランジスタＱ１と、電
流検出抵抗ＲＥが直列に接続される。安定化電源ＲＧ
は、充電されるバッテリーＢ１の定格に応じて調整可能
な直流電圧を出力するが、ここでは例として５ボルトの
直流電圧を出力していると仮定する。トランジスタＱ１
のベースには、差動アンプＤＡの出力が抵抗Ｒ２を介し
て接続されている。差動アンプＤＡは、安定化電源ＲＧ
の出力電圧が電源電圧として供給され、＋入力端子は抵
抗Ｒ３を介して基準電圧Ｖｒｅｆに接続され、−入力端
子はトランジスタＱ１のエミッタに接続されている。差
動アンプＤＡの入力端子と出力端子間には抵抗Ｒ４が接
続されている。
一実施例を示す回路図である。図１において、例えば４
００ｍＡの出力定格電流を有する外部電源に接続された
安定化電源（電圧調整手段）ＲＧの出力側と接地間に、
充電されるバッテリーＢ１と、トランジスタＱ１と、電
流検出抵抗ＲＥが直列に接続される。安定化電源ＲＧ
は、充電されるバッテリーＢ１の定格に応じて調整可能
な直流電圧を出力するが、ここでは例として５ボルトの
直流電圧を出力していると仮定する。トランジスタＱ１
のベースには、差動アンプＤＡの出力が抵抗Ｒ２を介し
て接続されている。差動アンプＤＡは、安定化電源ＲＧ
の出力電圧が電源電圧として供給され、＋入力端子は抵
抗Ｒ３を介して基準電圧Ｖｒｅｆに接続され、−入力端
子はトランジスタＱ１のエミッタに接続されている。差
動アンプＤＡの入力端子と出力端子間には抵抗Ｒ４が接
続されている。
【００１９】さらに、バッテリー（ニッケル水素等）Ｂ
１とトランジスタＱ１の間にコイルＬ１を挿入すると共
にバッテリーＢ１と並列にショットキーダイオード（ま
たは普通のダイオード（シリコンダイオード））Ｄ１及
びコンデンサＣ１を接続することにより、ＤＣ／ＤＣコ
ンバータが構成されている。また、コンバータの発振周
波数より十分低い共振周波数ｆｏになるよう電流検出抵
抗ＲE に並列にバイパスコンデンサーＣE が接続されて
いる。
１とトランジスタＱ１の間にコイルＬ１を挿入すると共
にバッテリーＢ１と並列にショットキーダイオード（ま
たは普通のダイオード（シリコンダイオード））Ｄ１及
びコンデンサＣ１を接続することにより、ＤＣ／ＤＣコ
ンバータが構成されている。また、コンバータの発振周
波数より十分低い共振周波数ｆｏになるよう電流検出抵
抗ＲE に並列にバイパスコンデンサーＣE が接続されて
いる。
【００２０】図２（Ａ）乃至（Ｃ）は、上記構成の充電
回路の各部の電圧波形を示すタイミング図であり、
（Ａ）はトランジスタＱ１のエミッタと電流検出抵抗Ｒ
E の接続点の電圧、（Ｂ）は差動アンプＤＡの＋入力端
子の電圧、（Ｃ）は差動アンプＤＡの出力の電圧であ
る。
回路の各部の電圧波形を示すタイミング図であり、
（Ａ）はトランジスタＱ１のエミッタと電流検出抵抗Ｒ
E の接続点の電圧、（Ｂ）は差動アンプＤＡの＋入力端
子の電圧、（Ｃ）は差動アンプＤＡの出力の電圧であ
る。
【００２１】この構成では、電圧（Ａ）が下がると、差
動アンプＤＡの出力電圧（Ｃ）のパルス幅ｔH が増えて
デューテイ比が上がるため、電圧（Ａ）を上げるように
制御する。
動アンプＤＡの出力電圧（Ｃ）のパルス幅ｔH が増えて
デューテイ比が上がるため、電圧（Ａ）を上げるように
制御する。
【００２２】上記の構成を概略的に表現すると図３のよ
うになる。そこで、図３において電力計算すると、電力
Ｗは、
うになる。そこで、図３において電力計算すると、電力
Ｗは、
【００２３】
【数５】
【００２４】となる。ここで、ηは効率である。したが
って、バッテリーＢ１を流れる電流ＩＢは、
って、バッテリーＢ１を流れる電流ＩＢは、
【００２５】
【数６】
【００２６】となる。数６は安定化電源ＲＧの出力電圧
５ボルトを最大限使った場合である。実際には、電流検
出抵抗ＲＥの降下電圧が０．３ボルト一定となるように
制御すると、バッテリーＢ１の電圧ＶB ＝１．２ボルト
でトランジスタＱ１の飽和電圧を０．１ボルトとする
と、ＶIN＝５−０．３−０．１（ボルト）となる。
５ボルトを最大限使った場合である。実際には、電流検
出抵抗ＲＥの降下電圧が０．３ボルト一定となるように
制御すると、バッテリーＢ１の電圧ＶB ＝１．２ボルト
でトランジスタＱ１の飽和電圧を０．１ボルトとする
と、ＶIN＝５−０．３−０．１（ボルト）となる。
【００２８】したがって、バッテリーＢ１を流れる電流
ＩＢは、効率η＝０．８として数４に上述の各実際値を
代入して求めると（数７）、
ＩＢは、効率η＝０．８として数４に上述の各実際値を
代入して求めると（数７）、
【００２９】
【数７】
【００３０】となり、約１．２アンペアの充電電流を流
すことができる。
すことができる。
【００３１】以上のように、ＤＣ／ＤＣコンバータを用
いて充電し、電流検出抵抗にバイパスコンデンサを設け
たので、従来のような定電流動作ではなく電池電圧ＶB
により充電電流ＩB が変化するが（ＩB はＶB に反比
例する）、入力電流は一定となる。したがって、入力電
流以上に充電電流を流せるため、従来回路に比して充電
が速くなる。
いて充電し、電流検出抵抗にバイパスコンデンサを設け
たので、従来のような定電流動作ではなく電池電圧ＶB
により充電電流ＩB が変化するが（ＩB はＶB に反比
例する）、入力電流は一定となる。したがって、入力電
流以上に充電電流を流せるため、従来回路に比して充電
が速くなる。
【００３２】なお、上記の発明の実施の形態において、
外部電源の電圧によっては必ずしも安定化電源ＲＧを必
要としない。
外部電源の電圧によっては必ずしも安定化電源ＲＧを必
要としない。
【００３３】
【実施例】次に、図４は本発明による充電回路の他の実
施例を示す回路図である。図４では、図１において点線
で囲まれた回路ブロックＣＢ部分の構成のみが異なり、
それ以外の構成は図１と同一である。図４では、回路ブ
ロックＣＢ内にパルス幅変調器ＰＷＭと三角波発生器Ｗ
Ｇを含んでいる。パルス幅変調器ＰＷＭの一方の入力に
は三角波発生器ＷＧが接続され、他方の入力にはトラン
ジスタＱ１のエミッタと電流検出抵抗ＲＥの接続点が接
続されている。パルス幅変調器ＰＷＭは両入力に供給さ
れる信号に基づいてパルス幅変調された出力をトランジ
スタＱ１のベースに供給する。
施例を示す回路図である。図４では、図１において点線
で囲まれた回路ブロックＣＢ部分の構成のみが異なり、
それ以外の構成は図１と同一である。図４では、回路ブ
ロックＣＢ内にパルス幅変調器ＰＷＭと三角波発生器Ｗ
Ｇを含んでいる。パルス幅変調器ＰＷＭの一方の入力に
は三角波発生器ＷＧが接続され、他方の入力にはトラン
ジスタＱ１のエミッタと電流検出抵抗ＲＥの接続点が接
続されている。パルス幅変調器ＰＷＭは両入力に供給さ
れる信号に基づいてパルス幅変調された出力をトランジ
スタＱ１のベースに供給する。
【００３４】図５及び図６は、図４の構成の充電回路の
各部の電圧波形を示し、（Ａ）は三角波発生器ＷＧの出
力信号、（Ｂ）はパルス幅変調器ＰＷＭの出力電圧であ
る。
各部の電圧波形を示し、（Ａ）は三角波発生器ＷＧの出
力信号、（Ｂ）はパルス幅変調器ＰＷＭの出力電圧であ
る。
【００３５】パルス幅変調器ＰＷＭは、三角波発生器Ｗ
Ｇの出力信号と、トランジスタＱ１のエミッタと電流検
出抵抗ＲＥの接続点の電圧（すなわち、電流検出抵抗Ｒ
E の降下電圧）（Ｃ）を比較し、降下電圧（Ｃ）が高く
なると、図５に示すように、パルス幅変調器ＰＷＭの出
力のデューテイ比が下がって出力パルス幅が狭くなり、
降下電圧（Ｃ）が低くなると、図６に示すように、パル
ス幅変調器ＰＷＭの出力のデューテイ比が上がって出力
パルス幅が広くなる。
Ｇの出力信号と、トランジスタＱ１のエミッタと電流検
出抵抗ＲＥの接続点の電圧（すなわち、電流検出抵抗Ｒ
E の降下電圧）（Ｃ）を比較し、降下電圧（Ｃ）が高く
なると、図５に示すように、パルス幅変調器ＰＷＭの出
力のデューテイ比が下がって出力パルス幅が狭くなり、
降下電圧（Ｃ）が低くなると、図６に示すように、パル
ス幅変調器ＰＷＭの出力のデューテイ比が上がって出力
パルス幅が広くなる。
【００３６】
【発明の効果】本発明によれば、入力電流以上に充電電
流を流させる為、充電が速い。
流を流させる為、充電が速い。
【図１】本発明による充電回路の一実施例を示す回路図
である。
である。
【図２】（Ａ）乃至（Ｃ）は、上記構成の充電回路の各
部の電圧波形を示すタイミング図である。
部の電圧波形を示すタイミング図である。
【図３】図１の回路の概略表現図である。
【図４】本発明による充電回路の他の実施例を示す回路
図である。
図である。
【図５】（Ａ）乃至（Ｂ）は、図４の充電回路の各部の
電圧波形を示すタイミング図である。
電圧波形を示すタイミング図である。
【図６】（Ａ）乃至（Ｂ）は、図４の充電回路の各部の
電圧波形を示すタイミング図である。
電圧波形を示すタイミング図である。
【図７】本発明による充電回路の一実施例を示す回路図
である。
である。
【図８】（Ａ）乃至（Ｄ）は、図７の充電回路の各部の
電圧波形を示すタイミング図である。
電圧波形を示すタイミング図である。
ＲＧ 安定化電源
Ｂ１ バッテリー
Ｑ１ トランジスタ
ＤＡ 差動アンプ
ＲE 電流検出抵抗
ＣE バイパスコンデンサー
Ｖｒｅｆ 基準電圧
Ｌ１ コイル
Ｃ１ コンデンサー
Ｄ１ ショットキーダイオード
ＰＷＭ パルス幅変調器
ＷＧ 三角波発生器
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02J 7/04 - 7/12
H02J 7/34 - 7/36
Claims (2)
- 【請求項１】 外部電源と、該外部電源にプラス端子が
直接接続され充電される２次電池と、該外部電源に流れ
る電流を調整する電流調整手段とからなる充電回路であ
って、 上記電流調整手段は、ＤＣ／ＤＣコンバータからなり、 該ＤＣ／ＤＣコンバータは、 上記２次電池に並列に接続されたコンデンサと、 上記２次電池に直列に接続されたコイルと、 上記２次電池と上記コイルとに並列に接続されたダイオ
ードと、 上記コイルと接地点との間に配置され、上記コイルに直
列に接続されたスイッチング用のトランジスタとを有
し、 さらに、 上記トランジスタと接地点とに直列に接続された電流検
出抵抗と、 上記電流検出抵抗に並列に接続されたバイパスコンデン
サと、 上記電流検出抵抗と前記トランジスタとの接続点の電圧
が所定の基準電圧となるようにデューティ比を調整して
矩形波を上記トランジスタへ供給する回路ブロックと、
を備え、 上記電流検出抵抗と上記バイパスコンデンサとによる共
振周波数が、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの発振周波数よ
り低いこと、 を特徴とする充電回路。 - 【請求項２】 外部電源と、該外部電源の電圧を調整し
て出力する電圧調整手段と、該電圧調整手段の出力側に
プラス端子が直接接続され充電される２次電池と、該外
部電源に流れる電流を調整する電流調整手段とからなる
充電回路であって、 上記電流調整手段は、ＤＣ／ＤＣコンバータからなり、 該ＤＣ／ＤＣコンバータは、 上記２次電池に並列に接続されたコンデンサと、 上記２次電池に直列に接続されたコイルと、 上記２次電池と上記コイルとに並列に接続されたダイオ
ードと、 上記コイルと接地点との間に配置され、上記コイルに直
列に接続されたスイッチング用のトランジスタとを有
し、 さらに、 上記トランジスタと接地点とに直列に接続された電流検
出抵抗と、 上記電流検出抵抗に並列に接続されたバイパスコンデン
サと、 上記電流検出抵抗と前記トランジスタとの接続点の電圧
が所定の基準電圧となるようにデューティ比を調整して
矩形波を上記トランジスタへ供給する回路ブロックと、
を備え、 上記電流検出抵抗と上記バイパスコンデンサとによる共
振周波数が、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの発振周波数よ
り低いこと、 を特徴とする充電回路。
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|---|---|---|---|
| JP27937598A JP3495611B2 (ja) | 1998-09-14 | 1998-09-14 | 充電回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27937598A JP3495611B2 (ja) | 1998-09-14 | 1998-09-14 | 充電回路 |
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| JP2000092734A JP2000092734A (ja) | 2000-03-31 |
| JP3495611B2 true JP3495611B2 (ja) | 2004-02-09 |
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|---|---|---|---|---|
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-
1998
- 1998-09-14 JP JP27937598A patent/JP3495611B2/ja not_active Expired - Fee Related
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