JP3491923B2 - Ｆｍ直交復調器 - Google Patents

Ｆｍ直交復調器

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JP3491923B2 JP13837793A JP13837793A JP3491923B2 JP 3491923 B2 JP3491923 B2 JP 3491923B2 JP 13837793 A JP13837793 A JP 13837793A JP 13837793 A JP13837793 A JP 13837793A JP 3491923 B2 JP3491923 B2 JP 3491923B2
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    • H03D3/005—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback wherein the demodulated signal is used for controlling a bandpass filter
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    • H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
    • H03D3/22—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by means of active elements with more than two electrodes to which two signals are applied derived from the signal to be demodulated and having a phase difference related to the frequency deviation, e.g. phase detector

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【技術分野】本発明は、搬送波で周波数変調された変調
信号を含む相互に位相直交した一対のＦＭ変調された信
号を供給するための同相端子及び直交端子を有し、これ
ら２つの端子のうちの一方の端子が第１の位相比較回路
の第１の入力に結合され、他方の端子は前記変調信号で
位相シフト変化を行う第１の位相シフティング回路を介
して前記第１の位相比較回路の第２の入力に結合され、
前記第１の位相比較回路が低域通過フィルタを介してＦ
Ｍ直交復調器の出力に接続されているＦＭ直交変調器に
関するものである。
【０００２】
【背景技術】このタイプのＦＭ直交復調器はそれ自身、
例えばドイツ国特許出願第26 36 268 号から既知であ
る。既知のＦＭ直交復調器の同相端子は復調器入力とし
て機能する。この同相端子を介して、ＦＭ変調された入
力信号はリミタならびに第１位相シフティング回路に先
立つ１次微分回路網に供給される。
【０００３】１次微分回路網はＦＭ変調された入力信号
の多少なりとも周波数に依存しない90°位相シフトに使
用されるが、しかしそれは周波数とともに増大する信号
利得を実現する。この周波数依存信号利得はリミタによ
り除去され、従ってＦＭ変調された入力信号に対して位
相直交しているＦＭ変調された信号はリミタの出力で得
られる。ＦＭ変調された直交信号は既知のＦＭ直交復調
器の直交端子として機能するリミタの出力を介して第１
位相比較回路の第１入力に供給される。
【０００４】既知のＦＭ直交復調器の第１位相シフティ
ング回路は、上記の搬送波の周波数で零度の平均位相シ
フトをもって入力端子すなわち同相端子に供給されたＦ
Ｍ変調入力信号の周波数依存位相シフトを実現する。第
１位相シフティング回路の出力信号は引き続いて第１位
相比較回路の第２入力に供給される。第１および第２入
力に供給された２つのＦＭ変調された信号は第１位相比
較回路で互いに乗算される。ＦＭ変調された入力信号の
所望のベースバンド変調信号は上述の２つのＦＭ変調さ
れた信号の積のＤＣ成分で得られる。このベースバンド
変調信号はこの第１位相比較回路の出力で利用可能であ
り、かつ低域通過フィルタでの選択の後で既知のＦＭ直
交復調器の出力に供給される。
【０００５】しかし、乗算の結果として、高次の干渉成
分もまた既知のＦＭ直交復調器に生成される。これらの
成分について、２次干渉成分の周波数は所望のＤＣ成分
に最も近く、かつ一般には他の干渉成分に対して最大の
振幅を有している。この２次干渉成分の効果的な抑制は
高次の傾斜を有する低域通過フィルタの使用により得る
ことができる。しかし、そのようなフィルタは集積化が
困難でありかつ高価である。さらに、そのようなフィル
タは比較的大きな位相シフトを生じ、それは既知のＦＭ
直交復調器の使用分野をかなり限定する。
【０００６】
【発明の開示】本発明の目的は冒頭の記事に記載された
タイプのＦＭ直交復調器を与えることであり、それは少
なくとも２次干渉成分が効率的な態様で回避され、かつ
簡単な態様で相対的に大きい周波数偏移範囲にわたって
線形信号処理の実現の可能性を与える既知のＦＭ直交復
調器よりもずっと大きい分野で特に適用可能である。
【０００７】 本発明によると、ＦＭ直交復調器は、第
１及び第２の入力を有する第２の位相比較回路を具え、
前記同相端子および直交端子のうちの一方の端子が前記
第２の位相比較回路の第１搬送波で周波数変調された変
調信号を含み相互に位相直交した一対のＦＭ変調された
信号を復調するＦＭ直交変調器であって、ＦＭ変調され
た信号を受信する同相入力端子及び直交入力端子と、前
記直交入力端子に結合した第１の入力部、第２の入力
部、及び出力部を有する第１の位相比較回路と、前記同
相入力端子に結合した第１の入力部、第２の入力部、及
び出力部を有する第２の位相比較回路と、搬送波周波数
を中心にして対称の帯域特性を有する多相フィルタを構
成する位相シフティング手段であって、当該多相フィル
タは、前記同相端子及び直交端子にそれぞれ結合した同
相入力部及び直交入力部と、前記第１及び第２の位相比
較回路の第２の入力部にそれぞれ結合した同相出力部及
び直交出力部を有し、当該位相シフティング手段は、前
記変調信号にしたがって変化する位相シフトを行う位相
シフティング手段と、前記第１の位相比較回路に結合し
た入力部及び前記第２の位相比較回路に結合した入力
部、並びに出力部を有する差動ステージと、前記差動ス
テージに結合した入力部、及び当該ＦＭ直交変調器の出
力部に結合した低域通過フィルタとを具えることを特徴
とする。
【０００８】本発明による手段が使用される場合、第１
位相比較回路の出力における所望のＤＣ成分は第２位相
比較回路の出力における所望のＤＣ成分に対して反対位
相であり、一方、第１位相比較回路の出力における２次
干渉成分は第２位相比較回路の出力におけるものに対し
て同じ位相で生起する。２つの位相比較回路の出力信号
をお互いから減算することにより、２次干渉成分の補償
が得られ、同時に所望のＤＣ成分が加算される。差動ス
テージに続く低域通過フィルタの傾斜に特に課せられた
要件はそれによりかなり低減できる。それ故、低域通過
フィルタは既知のＦＭ直交復調器よりも低い次数のもの
とする事ができる。そのような低域通過フィルタは集積
形状の簡単かつ安価な態様で実現できる。さらに、その
ような低域通過フィルタの位相シフトは比較的小さく、
従って本発明によるこのＦＭ直交復調器は不安定になる
危険性なくフィードバックシステムで使用できよう。
【０００９】そのような本発明によるＦＭ直交復調器
は、第１および第２位相シフティング回路が、同相入力
及び直交入力並びに同相出力及び直交出力を具え、搬送
波周波数を中心にして対称の帯域特性を有する多相フィ
ルタの一部分となり、この多相フィルタの、同相入力か
ら同相出力までの部分は前記同相端子と前記第１の位相
比較回路の第２の入力との間に形成され、直交入力から
直交出力まの部分は前記直交端子と第２の位相比較回路
の第２の入力との間に形成され、前記同相端子及び直交
端子を前記第２および第１の位相比較回路の第１入力に
それぞれ結合したことを特徴とすることが好ましい。
【００１０】この手段が使用される場合、位相シフティ
ング回路の通過帯域の非対称性による歪みは相対的に大
きい周波数スイングで生起することから妨げられる。さ
らに、そのような多相フィルタは共振周波数の周りで点
対称位相伝達特性を有し、従って２次歪み成分が回避さ
れる。これらのフィルタ特性は非常に低い値の共振周波
数であっても維持される。従って、本発明によるＦＭ直
交復調器の同調周波数と、（従って）復調すべきＦＭ信
号の搬送周波数は、ＦＭ直交復調器のかなりの集積化と
簡易化が可能であるように相対的に低く選ぶことができ
る。
【００１１】さらに、多相フィルタは第１および第２位
相比較回路の第１および第２入力にそれぞれ供給された
ＦＭ変調信号の間の有効な干渉補償に必須な位相直交関
係を、相対的に大きい周波数スイングで正確に実現かつ
維持する。そのような多相フィルタは例えば欧州特許出
願第ＥＰ 0 344 852号および第ＥＰ 0 420 974号からそ
れ自身既知である。
【００１２】上述の有効干渉抑制と好ましい歪み特性を
維持しながら一層のフィルタ集積を与えるために、上述
の欧州特許出願第ＥＰ 0 420 974号から既知の共振増幅
器は本発明による上述のＦＭ受信機に使用されることが
好ましい。従って、そのような実施例は、多相フィルタ
が、多相フィルタと共通の同相入力及び直交入力並びに
同相出力及び直交出力を有する第１共振増幅器を具え、
この第１の共振増幅器の、同相入力から同相出力までは
前記同相端子と第１の位相比較器の第２の入力との間に
配置され、直交入力から直交出力までは前記直交端子と
前記第２の位相比較器の第２の入力との間に配置され、
前記同相入力端子及び直交入力端子が前記第１及び第２
の位相比較器の第１の入力に結合されていることを特徴
とする。
【００１３】本発明によるそのようなＦＭ直交復調器の
好ましい別の実施例は、第１の共振増幅器が同調可能で
あると共に同調制御信号を受信する同調制御入力を有
し、前記第１の共振増幅器が第１の同調制御パスを具え
る第１の同調制御ループに配置され、この第１の同調制
御パスを介して前記低域通過フィルタが前記第１の共振
増幅器の同調制御入力に結合されることを特徴とする。
この手段は、上述の欧州特許出願第ＥＰ 0 420 974号か
ら既知である同調可能な増幅器がフィードバック直交概
念に使用するのに非常に適しているという認識に基づい
ている。そのような共振増幅器の共振周波数は、同調制
御ループの非直線性が妨げられるように同調制御信号と
ともに線形的に変化する。
【００１４】この構成が使用される場合、上述の公開特
許からそれ自身既知の同調制御ループは、変調信号を追
跡するように共振増幅器を同調させるために使用され
る。それ故、ＦＭ変調された入力信号は共振増幅器の応
答曲線の相対的に小さい部分をカバーし、それにより復
調効果の一層の線形化を得、それは搬送周波数の一層の
低減の可能性を与える。共振増幅器において同調の変化
は帯域幅とか位相直交関係のような他のパラメータに影
響を有してしないから、制御ループにより得られた線形
化は同調の変化の結果としてのフィルタパラメータの変
動により妨げられない。
【００１５】さらに、同調可能な共振増幅器の使用は、
第１および第２位相比較回路に供給される２つのＦＭ信
号の少なくとも一方の信号が信号制限されるのを防止さ
れる。この結果は、既知のＦＭ直交復調器と比べて、僅
かな高次干渉成分が発生するにすぎなかった。
【００１６】本発明によるＦＭ直交復調器の好ましい別
の実施例は、その制限レベルがＦＭ変調位相直交信号の
ペアの最大周波数偏移の大きさの程度で同調制御信号の
レベルに対応している増幅器・リミタに第１同調制御パ
スの低域通過フィルタが先行していることを特徴として
いる。
【００１７】この構成が使用される場合、所望のＦＭ変
調された信号が近傍の送信機信号を瞬時に周波数的に近
似する場合、この近傍送信機信号を捕獲する同調制御の
結果として外乱が発生することが簡単な態様で妨げられ
る。上記の増幅器・リミタ（またソフトリミタと称せら
れる）は増大する入力信号振幅とともに増幅度を逐次的
に減少するから、周波数的に瞬時に近似する近傍の送信
機搬送波を持つループ利得は、ループ利得が零になるこ
となしに逐次的に減少する。そのような増幅器・リミタ
は差動増幅器によりそれ自身既知の態様で実現できる。
この増幅器はその振幅が増大する入力信号とともに単調
に増大し、かつ、飽和現象により、無限大に向かって増
大する入力信号振幅で所与の制限レベルを漸近的に近似
する出力信号を供給する。制限レベルの上記の選択にお
いて、同調制御ループの捕獲範囲内に支配的に生起する
近傍搬送波はこの支配的生起の間に復調効果を妨げるの
みである。実際には、これらの周波数ブレークスルーは
殆ど生起せず、もし生起するなら、短い期間のみであ
る。というのは、これは所望の搬送波と近傍搬送波の相
互振幅・周波数変調に依存するからである。この近傍搬
送波が上記の捕獲範囲を越えるや否や、例えばこの搬送
波で生起する周波数変調の結果として、および／また
は、その振幅が所望の搬送波より小さくなるや否や、同
調制御ループは遷移現象なしに所望の搬送波を直ちに捕
獲する。
【００１８】高次干渉成分の一層の減少は本発明による
ＦＭ直交復調器の好ましい別の実施例で可能である。こ
の目的で、この復調器は、同相入力及び直交入力と、同
相出力及び直交出力と、同相制御入力とをを有する第２
の同調可能な共振増幅器を具え、この第２の同相可能な
共振増幅器の同相入力及び直交入力が当該ＦＭ直交復調
器の前記同相端子及び直交端子にそれぞれ結合され、第
２の同相可能な共振増幅器の同相出力及び直交出力が前
記第１及び第２の位相比較器の第１の入力にそれぞれ結
合され、前記第２の同相可能な共振増幅器が第２の同相
制御パスを具える第２の同相制御ループに配置され、こ
の第２の同調制御パスを介して前記低域通過フィルタが
前記第２の共振増幅器の同調制御入力に結合され、前記
第１の同調制御ループのループ利得が第２同調制御ルー
プのループ利得から偏移していることを特徴とする。
【００１９】この手段が使用される場合、適当な復調効
果が維持され、かつ第１および第２位相比較回路に供給
する２つのＦＭ信号は正弦波である。それ故、高次干渉
成分の生起は回避され、低域通過フィルタを不要にでき
る。低域通過フィルタを不要にすることにより、制御速
度はかなり上昇できる。
【００２０】大きな制御速度が余り重要でない場合、位
相比較回路に供給された信号を制限することにより所望
されない振幅変動による歪みを低減することは可能であ
る。
【００２１】同調制御ループの利得は同調制御傾斜およ
び／または第２同調可能な共振増幅器のものに対して異
なる第１同調可能な共振増幅器の帯域幅の選択により相
互に異なる値に設定できる。この目的で相互に異なる利
得係数を有する第１および第２ループ増幅器を持つ第１
および第２同調制御パスを与えることは代案として可能
である。
【００２２】本発明によるＦＭ直交復調の好ましい別の
実施例は、当該ＦＭ直交復調器の共通の入力端子として
相互に結合した同相入力及び直交入力と、前記同相回路
及び直交端子に結合した同相出力及び直交出力と、同相
制御入力とを有する第３の同調可能な共振増幅器を具
え、当該ＦＭ直交復調器の出力が減衰回路を介して前記
第３の同調整可能な共振増幅器の同調制御入力に結合し
たことを特徴とする。
【００２３】この手段が使用される場合、一対の位相直
交ＦＭ変調信号は単一位相ＦＭ変調入力信号から簡単な
態様で導出される。第３の共振増幅器のダイナミックな
同調制御により、その共振周波数はこの第３の共振増幅
器の帯域幅がかなり低減できる（それは位相直交関係を
強化する）ように変調信号を追跡する。同調制御ループ
の不安定性は減衰回路により妨げられる。
【００２４】本発明によるＦＭ直交復調器の好ましい他
の実施例は、第１および第２位相比較回路の２つの入力
の各々に先立つ信号方向に、第１および第２位相比較回
路の入力信号のアップコンバージョンのために混合器ス
テージが配設され、相互に等しい第１の混合信号は第１
位相比較回路の第１および第２入力に結合された混合器
ステージに供給され、相互に等しい第２の混合信号は第
２の位相比較回路の第１および第２入力に結合された混
合器ステージに供給され、これら第１および第２の混合
信号は相互に位相直交することを特徴とする。
【００２５】この手段が使用される場合、所望のＤＣ成
分と、周波数的に次にある所望しない高次干渉成分との
間の周波数間隔は、第１および第２位相直交混合信号の
混合周波数の２倍だけ差動ステージの出力信号で増大さ
れる。これは低域通過フィルタの一層の簡単化を可能に
する。
【００２６】本発明のこれらおよび他の態様は、今後説
明する実施例を参照して、それから明らかであり、かつ
それにより解明されよう。
【００２７】
【実施例】図１は本発明によるＦＭ直交復調器を示し、
この変調器は、例えばＦＭ多重信号のような搬送波ｆｏ
で周波数変調された変調信号ｆnod を含み相互に位相直
交している一対のＦＭ変調された信号を供給する同相端
子Ｉ及び直交端子Ｑと、多相フィルタとして機能しかつ
同相および直交入力Ｖi およびＶq 並びに同相および直
交出力ＶI およびＶＱを有する共振増幅器ＲＡと、第１
および第２入力Ｉ11およびＩ12，Ｉ21およびＩ22を持つ
第１および第２の位相比較回路としてそれぞれ動作する
第１および第２の乗算器ステージＭ1 およびＭ2 と、ル
ープ増幅器ＬＡに引き続いて結合された第１の差動ステ
ージＳ1 と、ループフィルタとして動作する低域通過フ
ィルタＬＦと、増幅器・リミタあるいはソフトリミタＳ
Ｌとして動作するエミッタ結合差動増幅器と、第２の差
動ステージＳ2 とを具えている。増幅器・リミタＳＬの
増幅度は増大する入力電圧とともに逐次減少し、それは
出力電圧が（例えば双曲線正接関数に従って）入力電圧
の増大する値とともに単調に減少し、かつ飽和現象によ
り所定の制限値を無限大に向かって増大する入力電圧振
幅に漸近的に近似する。制限値の選択は後述する。この
ような差動増幅器は当業者にとってそれ自身既知であ
り、かつ本発明の説明に対して詳細な記述を必要としな
い。
【００２８】差動ステージＳ2 の出力はＦＭ直交復調器
の出力ＯＵＴ及び共振増幅器ＲＡの同調制限入力Ｉｔに
接続され、ダイナミックな同調制御を行なう。周波数設
定信号Ｆ0 は、ＦＭ直交復調器の同調の単なる設定ある
いは搬送波周波数ｆ0 における共振増幅器ＲＡの共振周
波数ｆres の設定のために第２差動ステージＳ2 に供給
される。
【００２９】示された実施例において、直交端子Ｑは第
１乗算器ステージＭ1 の第１入力Ｉ11及び共振増幅器Ｒ
Ａの直交入力Ｖq に結合する。同相端子Ｉは第２乗算器
ステージＭ2 の第１入力Ｉ21及び共振増幅器ＲＡの同相
入力Ｖi に結合されている。ＲＡの同相出力ＶI は第１
乗算器ステージＭ1 の第２入力Ｉ12に結合され、共振増
幅器ＲＡの直交出力ＶＱは第２乗算器ステージＭ2 の第
２の入力Ｉ22に結合されている。第１および第２の乗算
器ステージＭ1 およびＭ2 の出力は第１差動ステージＳ
1 の入力に結合され、Ｍ1 の出力信号とＭ2 の出力信号
との間の差が形成される。
【００３０】これまで既に記述したように、共振増幅器
ＲＡは欧州特許出願第ＥＰ 0 420 974号からそれ自身既
知である。特にこの特許出願の図４Ｅは、本発明の図１
に示されたような位相直交フィルタタイプの多相フィル
タとして使用された共振増幅器ＲＡを示している。共振
増幅器ＲＡは同相入力Ｖi から同相出力ＶI までの第１
の位相シフティング回路及び直交入力Ｖq から直交出力
ＶQ までの第２位相シフティング回路として示されたよ
うに動作する。ＦＭ変調された位相直交入力信号のペア
が同相および直交端子ＩおよびＱからＲＡの同相および
直交入力Ｖi およびＶq に供給されると、相互に位相直
交したＦＭ変調された信号がＲＡの同相および直交出力
ＶI およびＶQ に生成される。
【００３１】端子Ｖi およびＶq におけるＲＡのＦＭ変
調されたＦＭ直交入力信号と比較すると、これらの信号
は変調信号ｆmod に依存して変化し、かつ搬送波周波数
ｆ0＝ｆres （すなわち変調信号ｆmod が存在しない場
合）で零に等しい位相差を示している。このように、一
対のＦＭ変調された入力信号が第１乗算器ステージＭ1
の第１および第２入力Ｉ11およびＩ12に発生し、該入力
信号は搬送波周波数ｆ0 で90°である相互位相差を有
し、かつそれは90°から偏移し、かつ偏移信号ｆmod と
もに変化する。同様に、一対の入力信号が第２乗算器ス
テージＭ2 の入力Ｉ21およびＩ22で発生し、該入力信号
は搬送波周波数ｆ0 で位相的に90°偏移し、かつ90°に
対して偏移信号ｆmod で変化する相互位相差を有してい
る。Ｍ1 およびＭ2 のこれら２つの入力信号の相互乗算
はそれぞれＭ1 およびＭ2 の各出力で所望のＤＣ成分と
なる。
【００３２】もし矩形波位相直交ＦＭ変調入力信号が同
相および直交端子ＩおよびＱで発生するものとすると、
高次干渉成分もまたＭ1 およびＭ2 の各出力で発生す
る。Ｍ1 およびＭ2 の出力信号の所望のＤＣ成分はＦＭ
変調入力信号のベースバンド変調信号ｆmod により振幅
的に変化し、かつ相互に反対位相であり、一方、２次干
渉成分は２ｆ0 の平均の周りで等しい位相で発生する。
差動ステージＳ1 において、Ｍ1 およびＭ2 の出力信号
中に生ずる所望のＤＣ成分は一緒に加算され、一方、２
次干渉成分は互いから減算される。
【００３３】それ故、上記の２次干渉成分は差動ステー
ジＳ1 の出力信号には存在せず、かつ周波数的に隣接す
る高次干渉成分は４ｆ0 の平均周波数で発生する。この
４次干渉成分には、振幅的にずっと小さくかつ次数の増
大とともに急速に減少する一連の高次干渉成分が大きい
周波数間隔で後続する。上記の４次干渉成分と所望のＤ
Ｃ成分との間の比較的広い周波数間隔により、低域通過
フィルタＬＦはこれらの高次干渉成分の有効な抑制を実
現するよう既知のＦＭ直交復調器で必要されるよりかな
り低い次数のものとすることができる。
【００３４】上述の欧州特許出願第0 420 974 号から知
られるように、共振増幅器ＲＡは対称帯域通過特性を有
し、かつ共振周波数ｆres の周りで点対称位相伝達特性
を有している。図５は曲線ＡＣ１とＰＣ１によるこれら
の特性を示し、かつ比較の目的で通常のＬＣフィルタの
対応特性は曲線ＡＣ２とＰＣ２によりそれぞれ示され、
各々は同じ共振周波数ｆres の周りにある。曲線ＡＣ１
とＡＣ２は共振増幅器ＲＡがｆres の周りで対称帯域通
過特性を有し、かつ通常のＬＣフィルタはｆres の周り
で非対称帯域通過特性を有していることを明らかに例示
している。曲線ＰＣ１とＰＣ２は共振増幅器ＲＡがｆre
s の周りで点対称位相伝達特性を有し、かつ通常のＬＣ
フィルタはｆres の周りで多少とも直交位相伝達特性を
有していることを例示している。
【００３５】ＲＡの対称帯域通過特性により、周波数変
調の結果としての振幅変動が回避される。これはＭ1 お
よびＭ2 の出力信号の高次干渉成分の低減が得られるよ
うにＭ1 およびＭ2 の第２入力Ｉ12およびＩ22に正弦波
信号を供給する可能性を与える。もし端子ＩおよびＱか
らＭ1 およびＭ2 の第１入力Ｉ11およびＩ21に供給され
る信号が同様に正弦波の場合、高次干渉成分は存在せ
ず、かつ低域通過フィルタＬＦは不要となる。
【００３６】さらに、ＲＡおよび上記の通常のＬＣフィ
ルタ回路の対称および非対称帯域通過特性は、例えば何
の入力信号も供給されない場合に生起する振幅変調入力
雑音が平均出力雑音レベルとなる結果を有し、その平均
雑音レベルは例えば零である共振周波数ｆres で得られ
た値に対して、ある程度の偏移あるいは著しい偏移を有
していない。それ故、通常のＬＣ回路の代わりに共振振
幅器を位相シフティング回路として使用する場合に、雑
音中に時々消失する弱い入力信号が脈動する外乱となる
ことはない。
【００３７】ｆres の周りのＲＡの点対称位相伝達特性
により、位相シフティング回路として通常のＬＣ回路を
使用する場合よりも周波数に対して一層線形に変化する
位相シフトが生ずる。それ故、ｆres の周りの上記の直
交位相伝達特性によりＬＣ回路を用いる場合に不可避的
に生ずる２次およびさらに高いすべての偶次数の歪み成
分は、共振増幅器を使用する場合に回避される。
【００３８】既知のＦＭ直交復調器と比較して、本発明
によるＦＭ直交復調器の復調効果の、ＲＡの対称帯域通
過伝達特性および点対称位相伝達特性により得られる第
１差動ステージＳ1 の２次干渉成分の上述の補償及びそ
の改良は、ＲＡの示された同調制御なしに、すなわちＬ
ＦからＲＡのＩt への出力信号のフィードバックなしに
得られる。
【００３９】図１に示された実施例とは異なりＲＡの同
調制御が存在しない本発明によるＦＭ直交復調器の（図
示せず）実施例において、低域通過フィルタＬＦの出力
信号は、取り得る増幅の後に検出器出力に供給される。
ＲＡの同調周波数ｆres が変調信号ｆmod を追跡しない
から、ＲＡはｆmod によるＦＭ変調された位相直交入力
信号の全周波数スイングΔｆを含むように十分広い帯域
を有すべきである。しかし、ＦＭ直交復調器の同調周波
数は、例えば上記の周波数スイングΔｆの大きさの程度
に、多相フィルタとしての共振増幅器の使用の結果とし
て相対的に低く選ぶことができる。この理由は、位相直
交フィルタとしても使用されるそのような共振増幅器も
また共振周波数ｆres の低い値におけるｆres の周りで
対称帯域通過特性を有しているからである。これによ
り、ＦＭ直交復調器を簡単に集積化することができる。
【００４０】示された実施例において、低域通過フィル
タＬＦは比較的低い次数のものであり、不安定性になる
危険性が生ずることなく同調制御ループに統合できる態
様が用いられる。第１差動ステージＳ1 の出力は、ルー
プ増幅器ＬＡ、ループフィルタとして動作する低域通過
フィルタＬＦ、増幅器・リミタあるいは振幅・リミタＳ
Ｌ、および第２差動ステージＳ2 を連続して組み込んで
いる同調制御パスを介して共振増幅器ＲＡの同調制御入
力Ｉt に結合されている。共振増幅器ＲＡ、第１および
第２乗算器ステージＭ1 およびＭ2 、および第１差動ス
テージＳ1 と共に、この同調制御パスは同調制御ループ
を構成し、それを介してＲＡの同調は端子ＩおよびＱの
ＦＭ変調された位相直交入力信号のペアの瞬時周波数ｆ
mom にダイナミックに従っている。共振増幅器タイプの
多相フィルタの同調が同調制御入力Ｉt の同調制御信号
とともに線形的に変化することが上述のＥＰ 0 420 974
から知られている。
【００４１】これまで述べたように、周波数設定信号Ｆ
0 は、ＲＡの共振周波数ｆres の上記のダイナミックな
変動に対して同調制御信号Ｆc を形成するようＳＬから
Ｓ2を介してＬＦから供給されるベースバンド変調信号
ｆmod とＳ2 で適当に結合されている。この同調制御信
号Ｆc は、端子ＩおよびＱにおけるＦＭ変調された入力
信号の周波数変調度に依存してＲＡの共振周波数ｆres
を瞬時に変化し、従って一方ではＲＡのＶi およびＶq
に供給されたＦＭ変調された入力信号と、他方ではＲＡ
の共振周波数ｆres との間の周波数差は上記の同調制御
ループに負にフィードバックされ、それ故、低減され
る。共振増幅器ＲＡのダイナミックな周波数追跡は同調
制御ループにより得られ、従ってこの増幅器は同調制御
ループが無いものよりかなり狭い帯域で形成できる。そ
れ故、Ｍ1 およびＭ2 の第２入力Ｉ12およびＩ22に供給
された２つの位相直交ＦＭ信号の間の位相直交関係の精
度はそれぞれ強化される。これは復調の線形性を改善す
る。さらに、そのような狭帯域共振増幅器ＲＡは簡単な
態様で実現できる。
【００４２】これまで説明されたように、Ｆc は第２差
動ステージＳ2 に増幅器・リミタＳＬにより供給された
所望のベースバンド変調信号ｆmod を具えている。増幅
器・リミタＳＬの制限レベルは、共振増幅器ＲＡの搬送
波周波数ｆ0 に対して共振周波数ｆres の偏移を生起す
る振幅値を有するよう選ばれ、該偏移はこの搬送波周波
数ｆ0 に対して端子ＩおよびＱでＦＭ変調された入力信
号の最大生起周波数偏移Δｆの大きさの程度に対応して
いる。もしＦＭ直交復調器がＦＭラジオ受信機に使用さ
れるなら、この制限レベルは75ＭHz程度の大きさの周波
数偏移に対応する。ループのあり得る共振の上昇、ある
いは所望の送信機の変調搬送波周波数ｆ0 に瞬時に接近
するこの近傍送信機の搬送波周波数のあり得る共振の上
昇の結果として、同調制御ループが近傍送信機を捕獲す
ることはそれにより妨げられる。
【００４３】例えば、ＦＭ直交復調器を正しく規定する
ことにより、および／または、ＲＡＩt における固定バ
イアス電圧によるＦＭ直交復調器の同調の設定により、
周波数設定信号ｆ0 の供給なしに本発明が適用可能であ
ることは明らかであろう。第２差動ステージＳ2 は不要
であろう。単一位相入力信号から端子ＩおよびＱにおけ
るＦＭ変調された位相直交入力信号のペアを導出するこ
とはさらに可能である。これは、例えば、微分器とリミ
タにより前述の特許明細書第ＤＥ 2636268号で、あるい
は（今後説明される）図２に示された態様で示されたよ
うに、それ自身既知の態様で実現できる。
【００４４】本発明によるＦＭ直交復調器の示されたフ
ィードバックの実現で、ＲＡの出力ＶI およびＶQ と、
Ｍ1 およびＭ2 の第２入力Ｉ12およびＩ21との間にそれ
ぞれリミタ回路を組み込むという環境の下でそれは好ま
しいであろう。これらのリミタ回路は同調制御によりＲ
Ａの出力信号のあり得る振幅変動を妨げる。
【００４５】非常に迅速な同調制御はループフィルタと
して動作する低域通過フィルタＬＦなしで得ることがで
きる。このことを可能にするために、高次干渉成分の生
起は信号制限を止め、かつ端子ＩおよびＱに正弦波信号
を与えることにより可能な限り回避されるべきである。
【００４６】図２は図１と同一機能を有する回路が同じ
参照記号を有している、本発明によるＦＭ直交復調器の
第２の実施例を示している。前の図面の回路とは違っ
て、図２は第１および第２共振増幅器ＲＡ１およびＲＡ
２と、位相スプリッタとして動作する共振増幅器ＲＡ０
を示している。第１共振増幅器ＲＡ１は図１の共振増幅
器ＲＡに対応している。ＲＡ２は同相入力Ｖｉ２から同
相出力ＶＩ２への第３位相シフティング回路、および直
交入力Ｖｑ２から直交出力ＶＱ２への第４位相シフティ
ング回路として動作し、それは機能的には図１のＲＡの
前述の第１および第２位相シフティング回路に対応して
いる。
【００４７】共振増幅器ＲＡ０は欧州特許出願第420 97
4 号の図４ｂに示されたもの、すなわち、搬送周波数ｆ
0 の単一位相ＦＭ変調入力信号と周波数変調信号ｆmod
が一対のＦＭ変調された位相直交信号（搬送波周波数ｆ
0 におけると同様に）および周波数変調信号ｆmod に分
離される位相スプリッタと同じ形式で使用される。この
目的で、ＲＡ０の同相および直交入力Ｖｉ０およびＶｑ
０はＦＭ直交復調器の入力ＩＮに共通に結合され、一
方、ＲＡ０の同相および直交出力ＶＩ０およびＶＱ０は
端子ＩおよびＱに接続される。位相スプリッタＲＡ０の
ＦＭ変調された位相直交出力信号は、たとえＩＮにおけ
るＦＭ変調された入力信号が矩形波の形であっても正弦
波である。このことは図１の実施例で位相スプリッタと
して使用されたＲＡ０が高次干渉成分の生起を妨げるこ
とを意味している。そのような適用は低域通過フィルタ
ＬＦを不要にすることができ、それにより同調制御を加
速する。
【００４８】図２に示された実施例において、同調制御
信号Ｆc はＲＡ０，ＲＡ１およびＲＡ２のＩt0，Ｉt1お
よびＩt2の同調制御入力にそれぞれ供給される。減衰器
回路ＡＴＴは位相スプリッタＲＡ０の周波数制御の不安
定性を妨げるよう第２差動ステージＳ2 と位相スプリッ
タＲＡ０の同調制御回路との間に配設されている。ＲＡ
０の共振周波数ｆres はこの同調周波数制御により入力
ＩＮにおいて周波数変調された入力信号を瞬時に追跡す
る。それ故、たとえ比較的低い共振信号ｆresであって
も、ＲＡ０の２つのＦＭ変調された直交出力信号の間の
正確な位相直交関係が得られる。
【００４９】満足すべき復調効果のために、一方ではＲ
Ａ１，Ｍ1 ，Ｍ2 ，Ｓ1 ，ＬＡ，ＳＬおよびＳ2 により
構成された第１同調制御ループの増幅度と、他方ではＲ
Ａ２，Ｍ1 , Ｍ2 ，Ｓ1 ，ＬＡ，ＬＦ，ＳＬおよびＳ2
により構成された第２同調制御ループの増幅度は相互に
異なっていなくてはならない。この相互の差は、ＲＡ２
のものとは異なっているＲＡ１の同調制御傾斜の選択お
よび／またはＲＡ２のものとは異なっているＲＡ１の帯
域幅の選択、および／または第１および第２同調制御ル
ープの相互に異なる増幅度を持つ（示されていない）ル
ープ増幅器の配設により得ることができる。Ｍ1 および
Ｍ2 の２つの入力信号パスに共振増幅器を使用する結果
として、正弦波入力信号はＭ1 およびＭ2 に供給され、
従って高次干渉成分はＭ1 およびＭ2 の出力に完全に存
在しない。
【００５０】後者の事実は、Ｍ1 およびＭ2 の２つの信
号パスに共振増幅器を使用することによる、位相スプリ
ッタとしての共振増幅器の使用には依存しないことは明
らかであろう。これは、もし高い同調制御速度が所望さ
れ、かつまた位相スプリッタとしての共振増幅器なしで
所望されるなら、低域通過フィルタは本実施例で不要に
することができる。
【００５１】位相スプリッタＲＡ０は図１のＦＭ直交復
調器で使用できることは明らかであり、そこでは端子Ｉ
およびＱの組み込まれたアップストリームであり得る。
ＲＡ０の同調は減衰器回路ＡＴＴに対応する減衰器回路
を介して第２差動ステージＳ2 から（示されていない
が）制御されよう。
【００５２】図３は本発明によるＦＭ直交受信機の第３
の実施例を示し、そこでは前の図面と同一の機能を有す
る回路は同じ参照記号を有している。図２の実施例とは
違って、示されたＦＭ直交受信機は第１および第２同一
の制御ループにいくつかのループ増幅器を具えている。
ＲＡ１による第１同調制御ループはループ増幅器Ｋ1を
組み込み、一方、ＲＡ２による第２同調制御ループは第
２ループ増幅器Ｋ2 を組み込んでいる。第１および第２
ループ増幅器Ｋ1 およびＫ2 は増幅器・リミタＳＬと、
その機能が第２差動ステージＳ2 に対応する第３および
第４差動ステージＳ2 ′およびＳ2 ″との間に配設され
ている。簡単のために、図２で位相スプリッタとして動
作する共振増幅器ＲＡ０は省略されている。示された実
施例において、第１および第２共振増幅器は類似の構造
を有することができよう。リミタ回路ＬI1，ＬQ1，ＬI2
およびＬQ2は、それぞれ同相および直交出力からなる第
１および第２共振増幅器ＲＡ１およびＲＡ２と、Ｍ1 お
よびＭ2 の第１および第２入力の間にそれぞれ配設され
ている。これらのリミタ回路は共振増幅器ＲＡ１および
ＲＡ２の同調の変動の結果として生起した振幅変動の除
去を防いでいる。第３および第４差動ステージＳ2 ′お
よびＳ2 ″の出力はＦＭ直交復調器の出力ＯＵＴ１およ
びＯＵＴ２にさらに結合され、その出力は信号条件に依
存する異なる信号品質を相互に有していよう。
【００５３】本発明は示された実施例に限定されないこ
とは明らかであろう。図１を参照してこれまで既に述べ
たように、かつ同時に新規なアイディアを使用すること
により、ループフィルタＬＦの出力から同調制御入力Ｒ
Ａ１およびＲＡ２までの同調制御パスもまた図２と図３
で不要にでき、単一位相入力信号から開始して、一対の
位相直交ＦＭ変調入力信号が得られる位相スプリットア
ップは異なる態様で実現でき、かつソフトリミタＳＬは
不要にされるか、あるいは必要なら、ループフィルタＬ
Ｆのアップストリームに配設できよう。ループフィルタ
と第１および第２共振増幅器の同調制御入力との間のソ
フトリミタＳＬの配列は、ループフィルタＦＬの共振の
立ち上がりが除去されるという利点を有している。
【００５４】図４は第１および第２乗算器ステージＭ1
およびＭ2 双方の２つの入力信号の各々のアップコンバ
ージョンを持つ本発明によるＦＭ直交復調器の第４の実
施例を示している。
【００５５】ＲＡ０′の出力ＶQ0′とＭ1 の第１入力Ｉ
11との間に、およびＲＡの出力ＶIとＭ1 の第２入力Ｉ1
2との間に結合されている第１および第２ミキサステー
ジＭ11およびＭ12により、かつＲＡ０′の出力ＶI0′と
Ｍ2 の第２入力Ｉ22の間に、およびＲＡの出力ＶQ とＭ
1 の第１入力Ｉ21の間に結合される第３および第４ミキ
サステージＭ21およびＭ22により、アップコンバージョ
ンが実現される。
【００５６】固定混合周波数ｆmix を有する共通の第１
混合信号ｆi はＭ11およびＭ12の混合入力に供給され、
かつ同じ混合周波数ｆmix を有する共通の第２混合信号
ｆqはＭ21およびＭ22の混合入力に供給され、その第１
および第２混合信号は相互に位相直交し、かつ正弦波で
あることが好ましい。Ｍ1 およびＭ2 の出力に生起する
２次干渉成分は所望のＤＣ成分から２（ｆ0 ＋ｆmix ）
の位置にあり、一方、例えば方形波形状の混合信号のよ
うな非正弦波である場合には、所望のＤＣ成分から２
（ｆ0 ＋ｆmix ）の周波数間隔に４次干渉成分が生起す
る。この周波数空間は低域通過フィルタをさらに簡単化
することを可能にする。
【００５７】示された実施例において、ＲＡ０′の同調
は図２のＲＡ０と同じやり方でベースバンド変調信号で
ダイナミックに制御される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は本発明によるＦＭ直交復調器の第１の
実施例を示している。
【図２】 図２は本発明によるＦＭ直交復調器の第２の
実施例を示している。
【図３】 図３は本発明によるＦＭ直交復調器の第３の
実施例を示している。
【図４】 図４は本発明によるＦＭ直交復調器の第４の
実施例を示している。
【図５】 図５は通常のＬＣフィルタと共振増幅器の振
幅特性と位相特性を示している。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ウォルテル ベイケル オランダ国 5621 ベーアー アインド ーフェン フルーネヴァウツウェッハ １ (72)発明者 ヴォルフディートリッヒ ゲオルク カ スパーコビッツ オランダ国 5621 ベー アー アイン ドーフェン フルーネヴァウツウェッハ １ (72)発明者 ヘンドリカス クレメンス デ ルイタ ー オランダ国 5621 ベーアー アインド ーフェン フルーネヴァウツウェッハ １ (72)発明者 ウィレム−アリー スルーフ オランダ国 5621 ベーアー アインド ーフェン フルーネヴァウツウェッハ １ (56)参考文献 特開 昭52−141553（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−222505（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−176310（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−26406（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−241301（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/14 H03D 3/06

Claims (9)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 搬送波で周波数変調された変調信号を含
    み相互に位相直交した一対のＦＭ変調された信号を復調
    するＦＭ直交変調器であって、 ＦＭ変調された信号を受信する同相入力端子及び直交入
    力端子と、 前記直交入力端子に結合した第１の入力部、第２の入力
    部、及び出力部を有する第１の位相比較回路と、 前記同相入力端子に結合した第１の入力部、第２の入力
    部、及び出力部を有する第２の位相比較回路と、搬送波周波数を中心にして対称の帯域特性を有する多相
    フィルタを構成する位相シフティング手段であって、当
    該多相フィルタは、前記同相端子及び直交端子にそれぞ
    れ結合した同相入力部及び直交入力部と、前記第１及び
    第２の位相比較回路の第２の入力部にそれぞれ結合した
    同相出力部及び直交出力部を有し、当該位相シフティン
    グ手段は、前記変調信号にしたがって変化する位相シフ
    トを行う位相シフティング手段と、 前記第１の位相比較回路に結合した入力部及び前記第２
    の位相比較回路に結合した入力部、並びに出力部を有す
    る差動ステージと、 前記差動ステージに結合した入力部、及び当該ＦＭ直交
    変調器の出力部に結合した低域通過フィルタと を具える
    ＦＭ直交変調器。
  2. 【請求項２】 前記多相フィルタが、前記同相入力端子
    及び直交入力端子にそれぞれ結合した同相入力部及び直
    交入力部を有する第１の共振増幅器を具え、この第１の
    共振増幅器は、さらに、前記第１の位相比較回路の第２
    の入力部に結合した同相出力部及び第２の位相比較回路
    の第２の入力部に結合した直交出力部を有する請求項１
    に記載のＦＭ直交復調器。
  3. 【請求項３】 前記第１の共振増幅器は、同調可能であ
    ると共に同調制御信号を受信する同調制御入力部を有
    し、当該ＦＭ直交復調器は、さらに、第１の同調制御パ
    スを具える第１の同調制御ループを具え、前記第１の同
    調制御パスを介して前記低域通過フィルタを前記第１の
    共振増幅器の同調制御入力に結合したことを特徴とする
    請求項２に記載のＦＭ直交復調器。
  4. 【請求項４】 さらに、前記同相入力端子に結合した同
    相入力部及び及び前記直交入力端子に結合した直交入力
    部を有する第２の共振増幅器を具え、この第２の共振増
    幅器は、さらに、前記第１の位相比較回路の第１の入力
    部に結合した同相出力部及び第２の位相比較回路の第１
    の入力部に結合した直交出力部並びに同調制御入力部を
    有し、当該ＦＭ直交復調器は、さらに、第２の同調制御
    パスを有する第２の同調制御ループを具え、前記第２の
    同調制御パスを介して前記低域通過フィルタを前記第２
    の共振増幅器の同調制御入力に結合し、前記第１の同調
    制御ループが第２の同調制御ループのループ利得とは異
    なるループ利得を有することを特徴とする請求項３に記
    載のＦＭ直交復調器。
  5. 【請求項５】 前記第１の共振増幅器の同調制御スロー
    プが、前記第２の共振増幅器の同調制御スロープと異な
    ることを特徴とする請求項４に記載のＦＭ復調器。
  6. 【請求項６】 前記第１の共振増幅器の帯域幅が、第２
    の共振増幅器の帯域幅と異なることを特徴とする請求項
    ５に記載のＦＭ直交復調器。
  7. 【請求項７】 少なくとも前記第１の共振増幅器の各同
    相出力部及び直交出力部と前記第１及び第２の位相比較
    回路の各第２入力部との間にリミッタ回路が配置されて
    いることを特徴とする請求項２に記載のＦＭ直交復調
    器。
  8. 【請求項８】 さらに、前記低域通過フィルタの出力部
    に結合した増幅器リミッタを具え、この増幅器リミッタ
    の制限レベルが、ＦＭ変調された位相直交信号対の最大
    周波数偏位の大きさ程度の同調制御信号のレベルに対応
    することを特徴とする請求項３に記載のＦＭ直交復調
    器。
  9. 【請求項９】 さらに、当該ＦＭ直交復調器の共通の入
    力端子に結合した同相入力部及び直交入力部と、前記同
    相入力端子及び直交入力端子にそれぞれ結合した同相出
    力部及び直交出力部と、同相制御入力とを有する第３の
    同調可能な共振増幅器を具えると共に、当該ＦＭ直交復
    調器の出力部を前記第３の共振増幅器の同調制御入力に
    結合する減衰回路を具 えることを特徴とする請求項１に
    記載のＦＭ直交復調器。
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