JP3466448B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 39
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 38
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 38
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 7
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 5
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 5
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 2
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000005670 electromagnetic radiation Effects 0.000 description 1
- 238000004134 energy conservation Methods 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 230000003313 weakening effect Effects 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【産業の属する利用分野】本発明は入出力間の絶縁機能
を有するＤＣ−ＤＣコンバータの構成に関する。
を有するＤＣ−ＤＣコンバータの構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＤＣ−ＤＣコンバータはその入力と出力
間の絶縁を求められる場合が多い、例えば、入力側の電
源と出力の負荷側で電極の一端を接地する場合がある。
両接地点間に電位差（ＤＣ−ＤＣコンバータの内部では
電力変換のプロセスで直流的にあるいは交流的に電位差
が生じる）があると大地を介したループに漏洩電流が生
じて保安用の漏洩継電器を誤動作させたり、負荷の機器
のノイズ誤動作や人体保安上の不都合を招く。
間の絶縁を求められる場合が多い、例えば、入力側の電
源と出力の負荷側で電極の一端を接地する場合がある。
両接地点間に電位差（ＤＣ−ＤＣコンバータの内部では
電力変換のプロセスで直流的にあるいは交流的に電位差
が生じる）があると大地を介したループに漏洩電流が生
じて保安用の漏洩継電器を誤動作させたり、負荷の機器
のノイズ誤動作や人体保安上の不都合を招く。
【０００３】図４は、接地している例で、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおける絶縁機能の必要性を説明する図であ
る。１０はＤＣ−ＤＣコンバータ、Ｅは直流電源、Ｒは
負荷、Ｃはコンデンサである。電話局の直流電源４８Ｖ
は正極が接地されている。これを入力とするＤＣ−ＤＣ
コンバータ１０の負荷Ｒ側で接地されている場合があ
る。また、ほとんどの負荷Ｒは電磁ノイズを抑制するた
めに大地と電極の一方とをコンデンサＣで接続し、ノイ
ズのバイパス回路をつくっている。この場合、交流的に
接地されていることになり、交流の漏洩電流を生じる。
対処策としてはＤＣ−ＤＣコンバータ１０の内部に絶縁
トランスを挿入している。
ンバータにおける絶縁機能の必要性を説明する図であ
る。１０はＤＣ−ＤＣコンバータ、Ｅは直流電源、Ｒは
負荷、Ｃはコンデンサである。電話局の直流電源４８Ｖ
は正極が接地されている。これを入力とするＤＣ−ＤＣ
コンバータ１０の負荷Ｒ側で接地されている場合があ
る。また、ほとんどの負荷Ｒは電磁ノイズを抑制するた
めに大地と電極の一方とをコンデンサＣで接続し、ノイ
ズのバイパス回路をつくっている。この場合、交流的に
接地されていることになり、交流の漏洩電流を生じる。
対処策としてはＤＣ−ＤＣコンバータ１０の内部に絶縁
トランスを挿入している。
【０００４】図５は、従来例における高周波絶縁トラン
スをもつＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。回
路の動作を説明する。Ｈｉｎｖは半導体スイッチＱｘ１
〜Ｑｘ４で構成したブリッジインバータであり直流入力
電圧Ｅｉｎを高周波の交流電圧に変換してトランスＴの
１次巻線ｎ１に与える。２次巻線ｎ２に誘起した交流電
圧をダイオードＤで構成したダイオード整流回路Ｈｒｅ
ｃで直流に変換してリアクタＬｘとコンデンサＣのフィ
ルタで平滑し出力の直流電圧Ｅｏｕｔを得る。このコン
バータ回路では高周波の交流を介在させることによって
挿入するトランスＴの小形化、軽量化を図っている。こ
のコンバータはまた、半導体スイッチＱｘ１〜Ｑｘ４の
制御によって（図には示されていない制御装置から制御
信号を与える）出力の直流電圧Ｅｏｕｔの電圧レベルの
制御もおこなう。
スをもつＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。回
路の動作を説明する。Ｈｉｎｖは半導体スイッチＱｘ１
〜Ｑｘ４で構成したブリッジインバータであり直流入力
電圧Ｅｉｎを高周波の交流電圧に変換してトランスＴの
１次巻線ｎ１に与える。２次巻線ｎ２に誘起した交流電
圧をダイオードＤで構成したダイオード整流回路Ｈｒｅ
ｃで直流に変換してリアクタＬｘとコンデンサＣのフィ
ルタで平滑し出力の直流電圧Ｅｏｕｔを得る。このコン
バータ回路では高周波の交流を介在させることによって
挿入するトランスＴの小形化、軽量化を図っている。こ
のコンバータはまた、半導体スイッチＱｘ１〜Ｑｘ４の
制御によって（図には示されていない制御装置から制御
信号を与える）出力の直流電圧Ｅｏｕｔの電圧レベルの
制御もおこなう。
【０００５】半導体スイッチＱｘ１〜Ｑｘ４、ダイオー
ドＤに並列に設けられているコンデンサと抵抗の直列回
路Ｓ１〜Ｓ８はスナバー回路であり、半導体スイッチＱ
ｘ１〜Ｑｘ４、ダイオードＤに印加されるサージ電圧を
回収して過電圧ストレスを抑制している。この従来例に
使われている高周波トランスＴは大電流（大容量）用に
なると巻線径が太くなるため１次と２次巻線間の磁気的
な結合を密にする事が困難になる。結合が密にならない
のは漏洩インダクタンスが大きくなるためである。高周
波回路であるため、漏洩インダクタンスによる電圧降下
が無視できないほど大きくなり電圧制御を難しくする。
また電力変換効率を低下させてしまう。一般に１ｋＷ以
下の小容量の装置に使われる。
ドＤに並列に設けられているコンデンサと抵抗の直列回
路Ｓ１〜Ｓ８はスナバー回路であり、半導体スイッチＱ
ｘ１〜Ｑｘ４、ダイオードＤに印加されるサージ電圧を
回収して過電圧ストレスを抑制している。この従来例に
使われている高周波トランスＴは大電流（大容量）用に
なると巻線径が太くなるため１次と２次巻線間の磁気的
な結合を密にする事が困難になる。結合が密にならない
のは漏洩インダクタンスが大きくなるためである。高周
波回路であるため、漏洩インダクタンスによる電圧降下
が無視できないほど大きくなり電圧制御を難しくする。
また電力変換効率を低下させてしまう。一般に１ｋＷ以
下の小容量の装置に使われる。
【０００６】図６は、従来例におけるチョッパを使用し
たＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図５の高
周波インバータＨｉｎｖを使った回路に代わってチョッ
パが使われている。直流電圧Ｅｉｎを受け、半導体スイ
ッテＱｘをオンさせてリアクタＬに電磁エネルギを蓄え
させる。半導体スイッチＱｘがオフしている期間にリア
クタＬに蓄えられた電磁エネルギを２次巻線ｎ２，ダイ
オードＤｘの回路でコンデンサＣ側に放電させる。コン
デンサＣの電圧Ｅｏｕｔが直流出力となる。このリアク
タＬがエネルギーの蓄積をするのと同時に絶縁トランス
の役割を果たし、入・出力間を絶縁する。
たＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図５の高
周波インバータＨｉｎｖを使った回路に代わってチョッ
パが使われている。直流電圧Ｅｉｎを受け、半導体スイ
ッテＱｘをオンさせてリアクタＬに電磁エネルギを蓄え
させる。半導体スイッチＱｘがオフしている期間にリア
クタＬに蓄えられた電磁エネルギを２次巻線ｎ２，ダイ
オードＤｘの回路でコンデンサＣ側に放電させる。コン
デンサＣの電圧Ｅｏｕｔが直流出力となる。このリアク
タＬがエネルギーの蓄積をするのと同時に絶縁トランス
の役割を果たし、入・出力間を絶縁する。
【０００７】次に電圧調整について説明する。半導体ス
イッチＱｘをオンさせるとリアクタＬの１次巻線ｎ１に
流れる電流が増加する。このリアクタＬに蓄えられる電
磁エネルギーの大きさは１／２×（インダクタンス）×
（電流）2 である。この半導体スイッチＱｘのオン期間
には各巻線には図示の極性の電圧が誘起されている。こ
の期間にはダイオードＤｘにより阻止されコンデンサＣ
側には電流が流れない。半導体スイッチＱｘをオフさせ
るとリアクタ２次巻線ｎ２には図示とは逆の極性の電圧
が誘起してダイオードＤｘが通電してリアクタＬに蓄え
られた電磁エネルギーがコンデンサＣ側に放出される。
半導体スイッチＱｘのスイッチング・デューティ比Ｘ＝
オン期間／（オン期間＋オフ期間）を変化させると出力
電圧Ｅｏｕｔは次のように電圧ゼロから入力電圧Ｅｉｎ
より高いレベルまで変えられる。 Ｅｏｕｔ＝ｘ／（１−ｘ）・ｎ１／ｎ２・Ｅｉｎ （０≦ｘ＜１） （１） 例えばＸ＝０．５，ｎ１／ｎ２＝１の場合にはＥｏｕｔ
＝Ｅｉｎとなる。式（１）の関係は流れる電流の大きさ
に影響されない。Ｓ９，Ｓ１０はスナバー回路である。
イッチＱｘをオンさせるとリアクタＬの１次巻線ｎ１に
流れる電流が増加する。このリアクタＬに蓄えられる電
磁エネルギーの大きさは１／２×（インダクタンス）×
（電流）2 である。この半導体スイッチＱｘのオン期間
には各巻線には図示の極性の電圧が誘起されている。こ
の期間にはダイオードＤｘにより阻止されコンデンサＣ
側には電流が流れない。半導体スイッチＱｘをオフさせ
るとリアクタ２次巻線ｎ２には図示とは逆の極性の電圧
が誘起してダイオードＤｘが通電してリアクタＬに蓄え
られた電磁エネルギーがコンデンサＣ側に放出される。
半導体スイッチＱｘのスイッチング・デューティ比Ｘ＝
オン期間／（オン期間＋オフ期間）を変化させると出力
電圧Ｅｏｕｔは次のように電圧ゼロから入力電圧Ｅｉｎ
より高いレベルまで変えられる。 Ｅｏｕｔ＝ｘ／（１−ｘ）・ｎ１／ｎ２・Ｅｉｎ （０≦ｘ＜１） （１） 例えばＸ＝０．５，ｎ１／ｎ２＝１の場合にはＥｏｕｔ
＝Ｅｉｎとなる。式（１）の関係は流れる電流の大きさ
に影響されない。Ｓ９，Ｓ１０はスナバー回路である。
【０００８】このチョッパコンバータではスイッチング
する周波数を任意に、例えば２０ｋＨｚに高められるの
で絶縁用のリアクタ自体は小さく、また軽量になる。し
かし、リアクタの電力容量が大きくなると巻線径が太く
なり、入力巻線ｎ１と出力巻線ｎ２の電磁気的な結合が
粗になってしまう。これはリアクタの漏洩インダクタン
スが増すことであり、電圧降下を招き制御性を低下させ
る。また効率も低下させる。さらに電磁気的な放射ある
いは伝導ノイズを増し、強力な抑制策を打つ必要が出で
コストアップをもたらす。一般に１００Ｗ以下の装置に
使われている。
する周波数を任意に、例えば２０ｋＨｚに高められるの
で絶縁用のリアクタ自体は小さく、また軽量になる。し
かし、リアクタの電力容量が大きくなると巻線径が太く
なり、入力巻線ｎ１と出力巻線ｎ２の電磁気的な結合が
粗になってしまう。これはリアクタの漏洩インダクタン
スが増すことであり、電圧降下を招き制御性を低下させ
る。また効率も低下させる。さらに電磁気的な放射ある
いは伝導ノイズを増し、強力な抑制策を打つ必要が出で
コストアップをもたらす。一般に１００Ｗ以下の装置に
使われている。
【０００９】これらＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、半導
体スイッチ用の制御装置を付加してＤＣ−ＤＣコンバー
タ装置になり、単独でも使われるし、また、整流装置や
ＵＰＳの直流部に挿入して入・出力間の絶縁用にも使わ
れる。なお、図５，６の半導体スイッチとしては図示の
バイポーラ・トランジスタの他にパワー・ＭＯＳＦＥＴ
やＩＧＢＴも使われている。
体スイッチ用の制御装置を付加してＤＣ−ＤＣコンバー
タ装置になり、単独でも使われるし、また、整流装置や
ＵＰＳの直流部に挿入して入・出力間の絶縁用にも使わ
れる。なお、図５，６の半導体スイッチとしては図示の
バイポーラ・トランジスタの他にパワー・ＭＯＳＦＥＴ
やＩＧＢＴも使われている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来は入・出
力間に絶縁手段を設けたＤＣ−ＤＣコンバータの大容量
化は難しいという問題があった。
力間に絶縁手段を設けたＤＣ−ＤＣコンバータの大容量
化は難しいという問題があった。
【００１１】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、小形で軽量であって制御性低下のない大容量
でも実用性のある絶縁手段を入・出力間に設けたＤＣ−
ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
のであり、小形で軽量であって制御性低下のない大容量
でも実用性のある絶縁手段を入・出力間に設けたＤＣ−
ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】ＤＣ−ＤＣコンバータの
大容量化に支障をきたしているトランスの入・出力間の
粗結合の問題を解決するために、入・出力で共通の巻線
をもつリアクタを使い、また共通巻線を使うことによっ
て失われる入・出力間の絶縁の問題は半導体素子を直列
に挿入してこれを不導通とすることによって解決する。
大容量化に支障をきたしているトランスの入・出力間の
粗結合の問題を解決するために、入・出力で共通の巻線
をもつリアクタを使い、また共通巻線を使うことによっ
て失われる入・出力間の絶縁の問題は半導体素子を直列
に挿入してこれを不導通とすることによって解決する。
【００１３】
【発明の実施の形態】本発明は、直流入力電圧Ｅｉｎ
を、それぞれ正極側および負極側に半導体スイッチＱ
１，Ｑ２を直列接続した巻線ｎ１のリアクタＬで受け、
このリアクタＬと並列にコンデンサＣ１の正極および負
極をそれぞれダイオードＤ１，Ｄ２と直列接続した回路
を接続してなり、このコンデンサＣ１の直流電圧を出力
とし、前記半導体スイッチＱ１，Ｑ２を同時にオンさせ
て前記リアクタＬに電磁エネルギーを蓄積し、所要の電
磁エネルギーが蓄積した後、前記半導体スイッチＱ１，
Ｑ２を同時にオフさせて前記ダイオードＤ１，Ｄ２を介
して前記コンデンサＣ１に放電させることにより、入出
力間に絶縁機能を持たせたことを特徴とするＤＣ−ＤＣ
コンバータであり、また、前記リアクタＬに第２の巻線
ｎ２を設け、この第２の巻線ｎ２と並列に第３のダイオ
ードＤ３と第２のコンデンサＣ２の直列回路を接続し、
この第２のコンデンサＣ２の直流電圧も出力とすること
を特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータであり、また、前記
リアクタＬに第２の巻線ｎ２を設け、この第２の巻線ｎ
２と並列に第３のダイオードＤ３と第２のコンデンサＣ
２の直列回路を接続し、この第２のコンデンサＣ２の直
流電圧と第１のコンデンサＣ１の直流電圧を加算して出
力とすることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータであ
り、さらに、前記各リアクタＬの巻線と並列にスナバー
回路Ｓを設けたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ
を主旨とする。
を、それぞれ正極側および負極側に半導体スイッチＱ
１，Ｑ２を直列接続した巻線ｎ１のリアクタＬで受け、
このリアクタＬと並列にコンデンサＣ１の正極および負
極をそれぞれダイオードＤ１，Ｄ２と直列接続した回路
を接続してなり、このコンデンサＣ１の直流電圧を出力
とし、前記半導体スイッチＱ１，Ｑ２を同時にオンさせ
て前記リアクタＬに電磁エネルギーを蓄積し、所要の電
磁エネルギーが蓄積した後、前記半導体スイッチＱ１，
Ｑ２を同時にオフさせて前記ダイオードＤ１，Ｄ２を介
して前記コンデンサＣ１に放電させることにより、入出
力間に絶縁機能を持たせたことを特徴とするＤＣ−ＤＣ
コンバータであり、また、前記リアクタＬに第２の巻線
ｎ２を設け、この第２の巻線ｎ２と並列に第３のダイオ
ードＤ３と第２のコンデンサＣ２の直列回路を接続し、
この第２のコンデンサＣ２の直流電圧も出力とすること
を特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータであり、また、前記
リアクタＬに第２の巻線ｎ２を設け、この第２の巻線ｎ
２と並列に第３のダイオードＤ３と第２のコンデンサＣ
２の直列回路を接続し、この第２のコンデンサＣ２の直
流電圧と第１のコンデンサＣ１の直流電圧を加算して出
力とすることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータであ
り、さらに、前記各リアクタＬの巻線と並列にスナバー
回路Ｓを設けたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ
を主旨とする。
【００１４】
【実施例】図１は本発明の第１の実施例である。図６の
２巻線をもつリアクタＬに代わって１巻線ｎ１のリアク
タＬが使われている。入力の直流電圧Ｅｉｎは半導体ス
イッチ対Ｑ１，Ｑ２を介してリアクタＬに与えられる。
リアクタＬの巻線はまた、両極をダイオード対Ｄ１，Ｄ
２を介してコンデンサＣ１に接続されている。半導体ス
イッチ対Ｑ１，Ｑ２がオンしている期間にリアクタＬに
図示の極性の電圧が印加され電流が増加する。これに伴
いリアクタＬの電磁エネルギーの蓄積量が増加する。こ
の間、ダイオード対Ｄ１，Ｄ２にはリアクタＬとコンデ
ンサＣ１の図示の極性の和の電圧が加わる。この電圧の
極性はダイオード対Ｄ１，Ｄ２にとって逆方向になり電
流は流れない。半導体スイッチ対Ｑ１，Ｑ２をオフにす
るとエネルギー保存則に則ってリアクタＬの巻線には図
示とは逆の極性の電圧が誘起されダイオード対Ｄ１，Ｄ
２が通電しリアクタＬに蓄えられた電磁エネルギーはコ
ンデンサＣ１および負荷側へ放出される。
２巻線をもつリアクタＬに代わって１巻線ｎ１のリアク
タＬが使われている。入力の直流電圧Ｅｉｎは半導体ス
イッチ対Ｑ１，Ｑ２を介してリアクタＬに与えられる。
リアクタＬの巻線はまた、両極をダイオード対Ｄ１，Ｄ
２を介してコンデンサＣ１に接続されている。半導体ス
イッチ対Ｑ１，Ｑ２がオンしている期間にリアクタＬに
図示の極性の電圧が印加され電流が増加する。これに伴
いリアクタＬの電磁エネルギーの蓄積量が増加する。こ
の間、ダイオード対Ｄ１，Ｄ２にはリアクタＬとコンデ
ンサＣ１の図示の極性の和の電圧が加わる。この電圧の
極性はダイオード対Ｄ１，Ｄ２にとって逆方向になり電
流は流れない。半導体スイッチ対Ｑ１，Ｑ２をオフにす
るとエネルギー保存則に則ってリアクタＬの巻線には図
示とは逆の極性の電圧が誘起されダイオード対Ｄ１，Ｄ
２が通電しリアクタＬに蓄えられた電磁エネルギーはコ
ンデンサＣ１および負荷側へ放出される。
【００１５】このように半導体スイッチ対Ｑ１，Ｑ２の
断続によって入力の直流電力が出力側に変換される。出
力電圧Eoutは半導体スイッチ対Ｑ１，Ｑ２のオンとオフ
のデューティ比Ｘを高くすると増加する。これは図６の
従来例のチョッパ回路の制御と同じく式（１）に従う。
半導体スイッチ対Ｑ１，Ｑ２がオンしている期間にはダ
イオード対Ｄ１，Ｄ２によって入力と出力の間は切り離
されている。つまり絶縁されている。一方、ダイオード
対Ｄ１，Ｄ２が通電している期間には半導体スイッチ対
Ｑ１，Ｑ２がオフになっていて、この期間も入力と出力
側は切り離されている。つまり絶縁されている。半導体
スイッチ対Ｑ１，Ｑ２とダイオード対Ｄ１，Ｄ２が通電
する期間は同時には存在しないので常に入力と出力側は
絶縁された状態が保たれる。
断続によって入力の直流電力が出力側に変換される。出
力電圧Eoutは半導体スイッチ対Ｑ１，Ｑ２のオンとオフ
のデューティ比Ｘを高くすると増加する。これは図６の
従来例のチョッパ回路の制御と同じく式（１）に従う。
半導体スイッチ対Ｑ１，Ｑ２がオンしている期間にはダ
イオード対Ｄ１，Ｄ２によって入力と出力の間は切り離
されている。つまり絶縁されている。一方、ダイオード
対Ｄ１，Ｄ２が通電している期間には半導体スイッチ対
Ｑ１，Ｑ２がオフになっていて、この期間も入力と出力
側は切り離されている。つまり絶縁されている。半導体
スイッチ対Ｑ１，Ｑ２とダイオード対Ｄ１，Ｄ２が通電
する期間は同時には存在しないので常に入力と出力側は
絶縁された状態が保たれる。
【００１６】破線部のＳはスナバー回路である。半導体
スイッチ、ダイオードの電流断続にともなって生じるス
パイク状のサージ電圧を整流してスナバーコンデンサＣ
ｓに吸収させる。このコンデンサＣｓに吸収した電荷
（エネルギー）は並列に設けた抵抗Ｒｓに放電させてコ
ンデンサＣｓの電圧が過度に増加するのを防止する。抵
抗Ｒｓ代わってツエナーダイオードＤｓを設けてこれに
放電させても同じ効果が得られる。またスナバー回路Ｓ
に代わって抵抗とコンデンサの直列回路をリアクタＬと
並列に設けても効果はある。図示のスナバー回路Ｓの場
合にはコンデンサとして容量の大きい電解コンデンサも
使えるので充分な効果をあげられる。なお、スナバーと
して従来例（図５，図６）のように半導体素子の端子間
に設けてもサージ電圧抑制の効果はあるが、半導体素子
のオフの期間にこのスナバー回路を介して入出力間に漏
洩電流が流れてしまい、入・出力間を絶縁する効果は弱
められる。
スイッチ、ダイオードの電流断続にともなって生じるス
パイク状のサージ電圧を整流してスナバーコンデンサＣ
ｓに吸収させる。このコンデンサＣｓに吸収した電荷
（エネルギー）は並列に設けた抵抗Ｒｓに放電させてコ
ンデンサＣｓの電圧が過度に増加するのを防止する。抵
抗Ｒｓ代わってツエナーダイオードＤｓを設けてこれに
放電させても同じ効果が得られる。またスナバー回路Ｓ
に代わって抵抗とコンデンサの直列回路をリアクタＬと
並列に設けても効果はある。図示のスナバー回路Ｓの場
合にはコンデンサとして容量の大きい電解コンデンサも
使えるので充分な効果をあげられる。なお、スナバーと
して従来例（図５，図６）のように半導体素子の端子間
に設けてもサージ電圧抑制の効果はあるが、半導体素子
のオフの期間にこのスナバー回路を介して入出力間に漏
洩電流が流れてしまい、入・出力間を絶縁する効果は弱
められる。
【００１７】図２は本発明の第２の実施例で、図１の第
１の実施例のリアクタに第２の巻線を設けている。式
（１）はチョッパＤＣ−ＤＣコンバータにおける入力の
電圧Ｅｉｎと出力電圧Ｅｏｕｔとの関係であるが、ここ
でリアクタの巻線ｎ１，ｎ２（図６）が関係していて巻
線比ｎ１／ｎ２が大きいほど出力電圧は高くなる。とこ
ろが図１の実施例ではリアクタＬの巻線が一つであるた
め出力電圧は式（１）においてｎ２＝ｎ１と置いた場合
に等しく、電圧を高めるにはデューティ比Ｘのみに依存
することになる。これは制御性とも関係するので出力電
圧Ｅｏｕｔを入力電圧Ｅｉｎの２倍以上に高めるのは実
用的でない。そこでより高い出力電圧を得るために図１
の実施例を変形する。
１の実施例のリアクタに第２の巻線を設けている。式
（１）はチョッパＤＣ−ＤＣコンバータにおける入力の
電圧Ｅｉｎと出力電圧Ｅｏｕｔとの関係であるが、ここ
でリアクタの巻線ｎ１，ｎ２（図６）が関係していて巻
線比ｎ１／ｎ２が大きいほど出力電圧は高くなる。とこ
ろが図１の実施例ではリアクタＬの巻線が一つであるた
め出力電圧は式（１）においてｎ２＝ｎ１と置いた場合
に等しく、電圧を高めるにはデューティ比Ｘのみに依存
することになる。これは制御性とも関係するので出力電
圧Ｅｏｕｔを入力電圧Ｅｉｎの２倍以上に高めるのは実
用的でない。そこでより高い出力電圧を得るために図１
の実施例を変形する。
【００１８】リアクタＬに第２の巻線ｎ２を設けダイオ
ードＤ３とコンデンサＣ２と組み合わせて第２の出力電
圧を得る。コンデンサＣ１とＣ２の電圧を加算して出力
電圧Ｅｏｕｔとする。Ｃ１とＣ２の電圧の比はリアクタ
Ｌの巻線の比ｎ２／ｎ１できまる。Ｃ１の電圧は図１の
第１の実施例と同じであるからＣ２の電圧分だけ出力電
圧Ｅｏｕｔは高くなる。また、加算した直流電圧Ｅｏｕ
ｔを図１のＥｏｕｔと同じとした場合は、分圧している
分に対応してコンデンサＣ１の電圧は図１のＣ１の電圧
より低くなっている。半導体スイッチＱ１，Ｑ２がオフ
している期間にはこれらには入力の電圧Ｅｉｎとコンデ
ンサＣ１の電圧の和が印加されるので図２の実施例で使
う半導体スイッチの耐圧は図１の場合より低くてよいこ
とになる。
ードＤ３とコンデンサＣ２と組み合わせて第２の出力電
圧を得る。コンデンサＣ１とＣ２の電圧を加算して出力
電圧Ｅｏｕｔとする。Ｃ１とＣ２の電圧の比はリアクタ
Ｌの巻線の比ｎ２／ｎ１できまる。Ｃ１の電圧は図１の
第１の実施例と同じであるからＣ２の電圧分だけ出力電
圧Ｅｏｕｔは高くなる。また、加算した直流電圧Ｅｏｕ
ｔを図１のＥｏｕｔと同じとした場合は、分圧している
分に対応してコンデンサＣ１の電圧は図１のＣ１の電圧
より低くなっている。半導体スイッチＱ１，Ｑ２がオフ
している期間にはこれらには入力の電圧Ｅｉｎとコンデ
ンサＣ１の電圧の和が印加されるので図２の実施例で使
う半導体スイッチの耐圧は図１の場合より低くてよいこ
とになる。
【００１９】図３は本発明の第３の実施例である。図２
の実施例におけるコンデンサＣ１およびＣ２の直流電圧
をそれぞれＤＣ−ＤＣコンバータの出力とし２系統の負
荷に給電するようにしている。リアクタＬに巻装する巻
線の数を増し、巻線ｎ２の回路と同様に構成すれば高電
圧あるいは多出力のＤＣ−ＤＣコンバータが得られる。
の実施例におけるコンデンサＣ１およびＣ２の直流電圧
をそれぞれＤＣ−ＤＣコンバータの出力とし２系統の負
荷に給電するようにしている。リアクタＬに巻装する巻
線の数を増し、巻線ｎ２の回路と同様に構成すれば高電
圧あるいは多出力のＤＣ−ＤＣコンバータが得られる。
【００２０】なお、図２，３の実施例においても図１の
実施例におけるスナバー回路ＳをリアクタＬの各巻線ｎ
１，ｎ２に付加すると半導体にかかる電圧ストレス緩和
に有効であることは言うまでもない。第１ないし第３の
実施例において半導体スイッチ対Ｑ１，Ｑ２の断続の繰
り返し周波数を高くする、たとえば２０ｋＨｚとすれば
リアクタＬは小形になり、軽くもなる。
実施例におけるスナバー回路ＳをリアクタＬの各巻線ｎ
１，ｎ２に付加すると半導体にかかる電圧ストレス緩和
に有効であることは言うまでもない。第１ないし第３の
実施例において半導体スイッチ対Ｑ１，Ｑ２の断続の繰
り返し周波数を高くする、たとえば２０ｋＨｚとすれば
リアクタＬは小形になり、軽くもなる。
【００２１】図１ないし３のＤＣ−ＤＣコンバータ回路
を制御装置と組み合わせてＤＣ−ＤＣコンバータ（装
置）とする。半導体スイッチＱ１，Ｑ２としてはバイポ
ーラ・トランジスタを例示したが、これに限らず、パワ
ー・ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴでも使えることは言うまで
もない。
を制御装置と組み合わせてＤＣ−ＤＣコンバータ（装
置）とする。半導体スイッチＱ１，Ｑ２としてはバイポ
ーラ・トランジスタを例示したが、これに限らず、パワ
ー・ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴでも使えることは言うまで
もない。
【００２２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば半
導体素子によって入・出力間の絶縁ができるのでリアク
タＬとして図５および図６のような複数巻線を必要とせ
ず、従って巻線間の粗結合のもたらす欠陥がなくなり、
制御性がよくなる。また、大容量のリアクタＬでも実用
に供することができる。半導体スイッチ対Ｑ１，Ｑ２の
スイッチング周波数を容易に高められるのでリアクタＬ
の小形化が図れる。高電圧出力や多出力ＤＣ−ＤＣコン
バータが容易に構成される。これらによりＤＣ−ＤＣコ
ンバータの制御性改善、小形化、軽量化等に大きく寄与
する。特に大容量の装置では顕著な効果がある。また、
整流装置やＵＰＳ（無停電電源装置）等の直流電圧制御
や絶縁部として本発明を適用すると同様の効果が得られ
る。入・出力とは独立したスナバー回路Ｓを設けること
により、入・出力間の絶縁性を損なうことなく半導体に
印加される電圧ストレスを緩和できるので電力変換装置
の寿命ならびに信頼性を高められる。
導体素子によって入・出力間の絶縁ができるのでリアク
タＬとして図５および図６のような複数巻線を必要とせ
ず、従って巻線間の粗結合のもたらす欠陥がなくなり、
制御性がよくなる。また、大容量のリアクタＬでも実用
に供することができる。半導体スイッチ対Ｑ１，Ｑ２の
スイッチング周波数を容易に高められるのでリアクタＬ
の小形化が図れる。高電圧出力や多出力ＤＣ−ＤＣコン
バータが容易に構成される。これらによりＤＣ−ＤＣコ
ンバータの制御性改善、小形化、軽量化等に大きく寄与
する。特に大容量の装置では顕著な効果がある。また、
整流装置やＵＰＳ（無停電電源装置）等の直流電圧制御
や絶縁部として本発明を適用すると同様の効果が得られ
る。入・出力とは独立したスナバー回路Ｓを設けること
により、入・出力間の絶縁性を損なうことなく半導体に
印加される電圧ストレスを緩和できるので電力変換装置
の寿命ならびに信頼性を高められる。
【図１】本発明の第１実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバ
ータの回路構成図である。
ータの回路構成図である。
【図２】本発明の第２実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバ
ータの回路構成図である。
ータの回路構成図である。
【図３】本発明の第３実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバ
ータの回路構成図である。
ータの回路構成図である。
【図４】ＤＣ−ＤＣコンバータにおける絶縁機能の必要
性を説明する図である。
性を説明する図である。
【図５】従来例におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路構
成図である。
成図である。
【図６】従来例におけるチョッパを使用したＤＣ−ＤＣ
コンバータの回路構成図である。
コンバータの回路構成図である。
１０ ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｃ，Ｃ１，Ｃ２，Ｃｓ コンデンサ
Ｄ，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄｘ ダイオード
Ｄｓ ツェナーダイオード
Ｅ 電源
Ｌ，Ｌｘ リアクタ
Ｒ，Ｒｓ 抵抗
Ｑ１，Ｑ２，Ｑｘ，Ｑｘ１〜Ｑｘ４ 半導体スイッチ
Ｓ，Ｓ１〜１０ スナバー回路
Ｔ トランス
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 昭61−191263（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−49556（ＪＰ，Ａ)
特開 昭60−51458（ＪＰ，Ａ)
実開 平７−11892（ＪＰ，Ｕ)
実開 昭61−22148（ＪＰ，Ｕ)
Claims (4)
- 【請求項１】 直流入力電圧（Ｅｉｎ）を、それぞれ正
極側および負極側に半導体スイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を直
列接続した巻線（ｎ１）のリアクタ（Ｌ）で受け、この
リアクタ（Ｌ）と並列にコンデンサ（Ｃ１）の正極およ
び負極をそれぞれダイオード（Ｄ１，Ｄ２）と直列接続
した回路を接続してなり、このコンデンサ（Ｃ１）の直
流電圧を出力とし、 前記半導体スイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を同時にオンさせて
前記リアクタ（Ｌ）に電磁エネルギーを蓄積し、所要の
電磁エネルギーが蓄積した後、前記半導体スイッチ（Ｑ
１，Ｑ２）を同時にオフさせて前記ダイオード（Ｄ１，
Ｄ２）を介して前記コンデンサ（Ｃ１）に放電させるこ
とにより、入出力間に絶縁機能を持たせたことを特徴と
するＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記リアクタ（Ｌ）に第２の巻線（ｎ
２）を設け、この第２の巻線（ｎ２）と並列に第３のダ
イオード（Ｄ３）と第２のコンデンサ（Ｃ２）の直列回
路を接続し、この第２のコンデンサ（Ｃ２）の直流電圧
も出力とすることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−
ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 前記リアクタ（Ｌ）に第２の巻線（ｎ
２）を設け、この第２の巻線（ｎ２）と並列に第３のダ
イオード（Ｄ３）と第２のコンデンサ（Ｃ２）の直列回
路を接続し、この第２のコンデンサ（Ｃ２）の直流電圧
と請求項１のコンデンサ（Ｃ１）の直流電圧を加算して
出力とすることを特徴とする請求項１，２のいずれかに
記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 前記リアクタ（Ｌ）の巻線と並列にスナ
バー回路（Ｓ）を設けたことを特徴とする請求項１〜３
のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33347397A JP3466448B2 (ja) | 1997-11-17 | 1997-11-17 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33347397A JP3466448B2 (ja) | 1997-11-17 | 1997-11-17 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11150946A JPH11150946A (ja) | 1999-06-02 |
| JP3466448B2 true JP3466448B2 (ja) | 2003-11-10 |
Family
ID=18266471
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33347397A Expired - Fee Related JP3466448B2 (ja) | 1997-11-17 | 1997-11-17 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3466448B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2684572A1 (en) * | 2007-03-20 | 2008-09-25 | Enerdel, Inc. | System and method for balancing a state of charge of series connected cells |
| KR102091615B1 (ko) * | 2018-05-25 | 2020-03-20 | 인하대학교 산학협력단 | 작은 누설 전류를 갖는 비절연 컨버터 |
-
1997
- 1997-11-17 JP JP33347397A patent/JP3466448B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11150946A (ja) | 1999-06-02 |
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