JP3460017B2 - Ｒ／ｄコンバータ - Google Patents
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- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/48—Servo-type converters
- H03M1/485—Servo-type converters for position encoding, e.g. using resolvers or synchros
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- Theoretical Computer Science (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、レゾルバの出力を
デジタル化するコンバータ（以下、Ｒ／Ｄコンバータと
いう。）に関するものである。
デジタル化するコンバータ（以下、Ｒ／Ｄコンバータと
いう。）に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】レゾルバは、回転トランスの一種であ
り、２個のステータ巻線と１個のロータ巻線を備えてい
る。２個のステータ巻線は、機械的に９０度の角度で配
置されている。ステータ巻線との結合により得られる信
号の振幅は、ロータ（軸）の位置とステータとの相対位
置の関数になる。このため、レゾルバからは、軸角度の
サイン（正弦波）及びコサイン（余弦波）で変調され
た、次式（１）及び（２）で示される２種類の出力電圧
（S3−S1，S4−S2）が得られる。式（５）にレゾルバ形
式の信号を示すが、このレゾルバ形式の信号は、レゾル
バ出力から得られる信号〔出力電圧（S3−S1）及び（S4
−S2）〕を基準にしている。 S3−S1＝Ｅ0 sin ωｔsin θ … （１） S4−S2＝Ｅ0 sin ωｔcos θ … （２） ただし、θ：軸角度、ω：ロータ励起周波数（ｆ）に対
応する角速度、Ｅ0 ：ロータ励起振幅である。
り、２個のステータ巻線と１個のロータ巻線を備えてい
る。２個のステータ巻線は、機械的に９０度の角度で配
置されている。ステータ巻線との結合により得られる信
号の振幅は、ロータ（軸）の位置とステータとの相対位
置の関数になる。このため、レゾルバからは、軸角度の
サイン（正弦波）及びコサイン（余弦波）で変調され
た、次式（１）及び（２）で示される２種類の出力電圧
（S3−S1，S4−S2）が得られる。式（５）にレゾルバ形
式の信号を示すが、このレゾルバ形式の信号は、レゾル
バ出力から得られる信号〔出力電圧（S3−S1）及び（S4
−S2）〕を基準にしている。 S3−S1＝Ｅ0 sin ωｔsin θ … （１） S4−S2＝Ｅ0 sin ωｔcos θ … （２） ただし、θ：軸角度、ω：ロータ励起周波数（ｆ）に対
応する角速度、Ｅ0 ：ロータ励起振幅である。
【０００３】ここで、アナログデバイス社のAD2S90を例
にして従来のトラッキング方式のレゾルバデジタルコン
バータ（Ｒ／Ｄコンバータ１）を説明する。AD2S90の機
能ブロック図を図１３に示す。図１３において、トラン
スジューサが、最下位ビットに等しい位置を通過すると
出力が１LSB だけ更新される。CLKOUTの更新は、１LSB
の増加に対応する。アップダウンカウンタ２の現在のワ
ード状態をφとすると出力電圧（S3−S1）はサインコサ
イン掛算器３によりcos φで乗算され、出力電圧（S4−
S2）はsinφで乗算され、これにより次式（３）、
（４）で示される信号が得られる。 Ｅ0 sin ωｔsin θcos φ … （３） Ｅ0 sin ωｔcos θsin φ … （４）
にして従来のトラッキング方式のレゾルバデジタルコン
バータ（Ｒ／Ｄコンバータ１）を説明する。AD2S90の機
能ブロック図を図１３に示す。図１３において、トラン
スジューサが、最下位ビットに等しい位置を通過すると
出力が１LSB だけ更新される。CLKOUTの更新は、１LSB
の増加に対応する。アップダウンカウンタ２の現在のワ
ード状態をφとすると出力電圧（S3−S1）はサインコサ
イン掛算器３によりcos φで乗算され、出力電圧（S4−
S2）はsinφで乗算され、これにより次式（３）、
（４）で示される信号が得られる。 Ｅ0 sin ωｔsin θcos φ … （３） Ｅ0 sin ωｔcos θsin φ … （４）
【０００４】この式（３）、（４）で示される信号が誤
差アンプ４で減算され、これにより次式（５）で示され
る信号が得られる。 ただし、（θ−φ）：角度誤差
差アンプ４で減算され、これにより次式（５）で示され
る信号が得られる。 ただし、（θ−φ）：角度誤差
【０００５】誤差アンプ４の出力側には復調回路５及び
積分器６が接続され、復調回路５及び積分器６には電圧
制御発振器（VCO ）７が接続されている。そして、復調
回路５、積分器６及びVCO ７によりクローズループが形
成され、sin （θ−φ）〔式（５）参照〕をゼロにする
ように動作する。この動作が成り立つと、サインコサイ
ン掛算器３に接続したアップダウンカウンタ２のワード
状態φが、レゾルバ軸角度θと等しくなる。
積分器６が接続され、復調回路５及び積分器６には電圧
制御発振器（VCO ）７が接続されている。そして、復調
回路５、積分器６及びVCO ７によりクローズループが形
成され、sin （θ−φ）〔式（５）参照〕をゼロにする
ように動作する。この動作が成り立つと、サインコサイ
ン掛算器３に接続したアップダウンカウンタ２のワード
状態φが、レゾルバ軸角度θと等しくなる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した図
１３に示すトラッキング方式のＲ／Ｄコンバータ１は、
以下の点で配慮されていなかった。 （ａ）一種のＰＬＬ制御であるため、応答速度が遅い。
特に高分解能になるほど応答速度が遅くなる。 （ｂ）アナログ演算回路（サインコサイン掛算器３及び
復調回路５等）の温度ドリフトを補償する必要があり、
ＩＣ回路が複雑で高価になる。 （ｃ）レゾルバ（図示省略）とＲ／Ｄコンバータ１間の
インターフェイスケーブルが長くなると励磁正弦波とレ
ゾルバの正弦波出力及び余弦波出力との遅延が原因で位
相が大きくなり、角度誤差が大きくなる。
１３に示すトラッキング方式のＲ／Ｄコンバータ１は、
以下の点で配慮されていなかった。 （ａ）一種のＰＬＬ制御であるため、応答速度が遅い。
特に高分解能になるほど応答速度が遅くなる。 （ｂ）アナログ演算回路（サインコサイン掛算器３及び
復調回路５等）の温度ドリフトを補償する必要があり、
ＩＣ回路が複雑で高価になる。 （ｃ）レゾルバ（図示省略）とＲ／Ｄコンバータ１間の
インターフェイスケーブルが長くなると励磁正弦波とレ
ゾルバの正弦波出力及び余弦波出力との遅延が原因で位
相が大きくなり、角度誤差が大きくなる。
【０００７】本発明は、上記事情に鑑みてなされたもの
で、高速応答を図ることができるＲ／Ｄコンバータを提
供することを目的とする。また、本発明の他の目的は、
温度ドリフト補償を不要として装置の低廉化を図ること
にある。
で、高速応答を図ることができるＲ／Ｄコンバータを提
供することを目的とする。また、本発明の他の目的は、
温度ドリフト補償を不要として装置の低廉化を図ること
にある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
レゾルバの正弦波出力及び余弦波出力をＡＤ変換したデ
ータが入力されるデジタル信号処理プロセッサを有し、
該デジタル信号処理プロセッサは前記デジタル入力デー
タに基づいて前記レゾルバのロータ軸角度をデジタル演
算して求めるＲ／Ｄコンバータであって、前記レゾルバ
の角度空間を４等分して形成される象限を得、前記レゾ
ルバの正弦波出力及び余弦波出力の極性に基づいて前記
象限における前記レゾルバのロータ軸角度を求め、かつ
ロータ軸角度計算用ＶＣＯの初期角度を前記４等分され
た各象限の中央に設定することを特徴とする。請求項２
記載の発明は、請求項１記載の構成において、前記デジ
タル信号処理プロセッサは、前記レゾルバの励磁正弦波
用のデジタルデータをＤＡコンバータに入力し、該ＤＡ
コンバータは前記デジタル信号処理プロセッサからの入
力データに基づいて前記レゾルバの励磁正弦波を得るこ
とを特徴とする。請求項３記載の発明は、請求項２記載
の構成において、前記レゾルバの励磁正弦波の特定位相
時に、前記レゾルバの正弦波出力信号及び余弦波出力信
号をＡＤ変換し、前記レゾルバのロータ軸角度を計算す
ることを特徴とする。
レゾルバの正弦波出力及び余弦波出力をＡＤ変換したデ
ータが入力されるデジタル信号処理プロセッサを有し、
該デジタル信号処理プロセッサは前記デジタル入力デー
タに基づいて前記レゾルバのロータ軸角度をデジタル演
算して求めるＲ／Ｄコンバータであって、前記レゾルバ
の角度空間を４等分して形成される象限を得、前記レゾ
ルバの正弦波出力及び余弦波出力の極性に基づいて前記
象限における前記レゾルバのロータ軸角度を求め、かつ
ロータ軸角度計算用ＶＣＯの初期角度を前記４等分され
た各象限の中央に設定することを特徴とする。請求項２
記載の発明は、請求項１記載の構成において、前記デジ
タル信号処理プロセッサは、前記レゾルバの励磁正弦波
用のデジタルデータをＤＡコンバータに入力し、該ＤＡ
コンバータは前記デジタル信号処理プロセッサからの入
力データに基づいて前記レゾルバの励磁正弦波を得るこ
とを特徴とする。請求項３記載の発明は、請求項２記載
の構成において、前記レゾルバの励磁正弦波の特定位相
時に、前記レゾルバの正弦波出力信号及び余弦波出力信
号をＡＤ変換し、前記レゾルバのロータ軸角度を計算す
ることを特徴とする。
【０００９】請求項４記載の発明は、請求項１、２また
は３に記載の構成において、前記レゾルバのロータ軸角
度と正弦波テーブルのアドレスに対応する角度の差に応
じたsin 値を計算し、前記レゾルバのロータ軸角度及び
前記ＶＣＯの角度の大小に基づいて前記ＶＣＯの角度を
増減することを特徴とする。請求項５記載の発明は、請
求項４記載の構成において、前記象限は角度空間が左か
ら右方になるに従って値が大きくなるように設定され、
前記象限において前記レゾルバのロータ軸角度が前記Ｖ
ＣＯの角度に比して右方にあれば前記ＶＣＯの角度をイ
ンクリメントすることを特徴とする。
は３に記載の構成において、前記レゾルバのロータ軸角
度と正弦波テーブルのアドレスに対応する角度の差に応
じたsin 値を計算し、前記レゾルバのロータ軸角度及び
前記ＶＣＯの角度の大小に基づいて前記ＶＣＯの角度を
増減することを特徴とする。請求項５記載の発明は、請
求項４記載の構成において、前記象限は角度空間が左か
ら右方になるに従って値が大きくなるように設定され、
前記象限において前記レゾルバのロータ軸角度が前記Ｖ
ＣＯの角度に比して右方にあれば前記ＶＣＯの角度をイ
ンクリメントすることを特徴とする。
【００１０】請求項６記載の発明は、請求項４記載の構
成において、前記象限は角度空間が左方から右方になる
に従って値が大きくなるように設定され、前記象限にお
いて前記レゾルバのロータ軸角度が前記ＶＣＯの角度に
比して左方にあれば前記ＶＣＯの角度をデクリメントす
ることを特徴とする。請求項７記載の発明は、請求項
４、５または６に記載の構成において、前記レゾルバの
正弦波出力のＡＤ変換値と前記ＶＣＯの角度のsin 値を
比較し、前記象限におけるロータ軸角度に応じて前記正
弦波テーブルの角度に対応するアドレスを１ビットずつ
増減し、該アドレスに対応する角度をロータ軸角度に近
づけることを特徴とする。請求項８記載の発明は、請求
項４、５または６に記載の構成において、前記レゾルバ
の正弦波出力及び余弦波出力のＡＤ変換値と前記ＶＣＯ
の角度のsin 値、cos 値よりロータ角度変位Δθを計算
し、Δθ／Ｋで示されるジャンプ量だけ前記ＶＣＯの角
度に対応するアドレスをジャンプすることを特徴とす
る。
成において、前記象限は角度空間が左方から右方になる
に従って値が大きくなるように設定され、前記象限にお
いて前記レゾルバのロータ軸角度が前記ＶＣＯの角度に
比して左方にあれば前記ＶＣＯの角度をデクリメントす
ることを特徴とする。請求項７記載の発明は、請求項
４、５または６に記載の構成において、前記レゾルバの
正弦波出力のＡＤ変換値と前記ＶＣＯの角度のsin 値を
比較し、前記象限におけるロータ軸角度に応じて前記正
弦波テーブルの角度に対応するアドレスを１ビットずつ
増減し、該アドレスに対応する角度をロータ軸角度に近
づけることを特徴とする。請求項８記載の発明は、請求
項４、５または６に記載の構成において、前記レゾルバ
の正弦波出力及び余弦波出力のＡＤ変換値と前記ＶＣＯ
の角度のsin 値、cos 値よりロータ角度変位Δθを計算
し、Δθ／Ｋで示されるジャンプ量だけ前記ＶＣＯの角
度に対応するアドレスをジャンプすることを特徴とす
る。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の第１の実施の形態
のＲ／Ｄコンバータを図１〜図５に基づいて説明する。
図１において、Ｒ／Ｄコンバータ１は、レゾルバ（図示
省略）の正弦波出力及び余弦波出力を入力するADコンバ
ータ１０と、レゾルバの励磁用正弦波を出力するDAコン
バータ１１と、レゾルバとDAコンバータ１１との間に介
装されて、DAコンバータ１１からの出力信号を増幅する
増幅器１２と、ADコンバータ１０とDAコンバータ１１と
の間に介装されたDSP （デジタル信号処理プロセッサ）
１３と、DSP １３に接続されロータ軸角度計算用の正弦
波、余弦波テーブルを格納するデータROM １４と、プロ
グラムを格納するプログラムROM １５と、から大略構成
されており、DSP １３にはロータ軸角度を示すデータを
出力するシリアルポート１３Ａが接続されている。図１
中、１６はDSP １３に接続されてＲ／Ｄコンバータ１に
電力供給をする電源である。
のＲ／Ｄコンバータを図１〜図５に基づいて説明する。
図１において、Ｒ／Ｄコンバータ１は、レゾルバ（図示
省略）の正弦波出力及び余弦波出力を入力するADコンバ
ータ１０と、レゾルバの励磁用正弦波を出力するDAコン
バータ１１と、レゾルバとDAコンバータ１１との間に介
装されて、DAコンバータ１１からの出力信号を増幅する
増幅器１２と、ADコンバータ１０とDAコンバータ１１と
の間に介装されたDSP （デジタル信号処理プロセッサ）
１３と、DSP １３に接続されロータ軸角度計算用の正弦
波、余弦波テーブルを格納するデータROM １４と、プロ
グラムを格納するプログラムROM １５と、から大略構成
されており、DSP １３にはロータ軸角度を示すデータを
出力するシリアルポート１３Ａが接続されている。図１
中、１６はDSP １３に接続されてＲ／Ｄコンバータ１に
電力供給をする電源である。
【００１２】上述したようにレゾルバの出力（正弦波出
力及び余弦波出力）はADコンバータ１０に入力される。
仮にADコンバータ１０の精度（分解能）を１６ビットと
する。DSP １３は、DAコンバータ１１への入力データ
（ワードクロックSDFS、ビットクロックSCLK、シリアル
データSDO ）を出力すると共に、ADコンバータ１０の出
力データ（正弦波出力、余弦波出力のAD変換出力SDO ）
を基にレゾルバのロータ軸角度を計算する。
力及び余弦波出力）はADコンバータ１０に入力される。
仮にADコンバータ１０の精度（分解能）を１６ビットと
する。DSP １３は、DAコンバータ１１への入力データ
（ワードクロックSDFS、ビットクロックSCLK、シリアル
データSDO ）を出力すると共に、ADコンバータ１０の出
力データ（正弦波出力、余弦波出力のAD変換出力SDO ）
を基にレゾルバのロータ軸角度を計算する。
【００１３】次に角度計算方法について、図２、図３及
び図４に基づいて説明する。図２にADコンバータ１０の
動作タイミングを示す。サンプリング周波数を１０KHz
とすると、ワードクロックSDFSの１／４倍の周波数がサ
ンプリング周波数となる。ADコンバータ１０の分解能を
１６ビットとすると、ワードクロックSDFSの１周期にレ
ゾルバの正弦波出力、余弦波出力のAD変換出力SDO が、
シリアル形式でDSP １３のシリアルポート（受信部）に
出力される。ビットクロックSCLKの立上りでシリアルデ
ータがシリアルポートに取り込まれる。
び図４に基づいて説明する。図２にADコンバータ１０の
動作タイミングを示す。サンプリング周波数を１０KHz
とすると、ワードクロックSDFSの１／４倍の周波数がサ
ンプリング周波数となる。ADコンバータ１０の分解能を
１６ビットとすると、ワードクロックSDFSの１周期にレ
ゾルバの正弦波出力、余弦波出力のAD変換出力SDO が、
シリアル形式でDSP １３のシリアルポート（受信部）に
出力される。ビットクロックSCLKの立上りでシリアルデ
ータがシリアルポートに取り込まれる。
【００１４】レゾルバの励磁用正弦波データをDAコンバ
ータ１１に入力するタイミングを図３に示す。サンプリ
ング周波数を４０KHz に設定し、１０KHz の正弦波が得
られるようにDAコンバータ１１にシリアルデータSDI を
入力する。DAコンバータ１１の出力（レゾルバの励磁用
正弦波）は、増幅器１２に入力され、レゾルバの巻線出
力電圧（正弦波出力及び余弦波出力）が適正な値になる
ように増幅され、レゾルバに励磁用正弦波として供給さ
れ、これに応じてレゾルバの正弦波出力及び余弦波出力
が図４に示されるようにDSP １３に取り込まれる。
ータ１１に入力するタイミングを図３に示す。サンプリ
ング周波数を４０KHz に設定し、１０KHz の正弦波が得
られるようにDAコンバータ１１にシリアルデータSDI を
入力する。DAコンバータ１１の出力（レゾルバの励磁用
正弦波）は、増幅器１２に入力され、レゾルバの巻線出
力電圧（正弦波出力及び余弦波出力）が適正な値になる
ように増幅され、レゾルバに励磁用正弦波として供給さ
れ、これに応じてレゾルバの正弦波出力及び余弦波出力
が図４に示されるようにDSP １３に取り込まれる。
【００１５】この際、レゾルバの励磁用正弦波の１サイ
クルの特定位相のときに（すなわち１サイクルで１回）
ADコンバータ１０はレゾルバの正弦波出力及び余弦波出
力をAD変換し、AD変換した値がDSP １３に取り込まれ
る。このようにレゾルバの励磁用正弦波の特定位相のと
きに、AD変換した値をDSP １３に取り込めば、式（５）
のsin ωｔを定数とみなすことができ、式（５）は、si
n（θ−φ）となる。すなわち、AD変換のサンプリング
周波数は１０KHz となる。
クルの特定位相のときに（すなわち１サイクルで１回）
ADコンバータ１０はレゾルバの正弦波出力及び余弦波出
力をAD変換し、AD変換した値がDSP １３に取り込まれ
る。このようにレゾルバの励磁用正弦波の特定位相のと
きに、AD変換した値をDSP １３に取り込めば、式（５）
のsin ωｔを定数とみなすことができ、式（５）は、si
n（θ−φ）となる。すなわち、AD変換のサンプリング
周波数は１０KHz となる。
【００１６】正弦波テーブルは、レゾルバの角度空間36
0 °を例えば4096等分（１２ビット）した角度〔（デー
タROM １４のアドレス（ひいては当該テーブルのアドレ
ス）〕に対するsin の１６ビットの値をデータROM １４
に書き込む。レゾルバの正弦波、余弦波出力のAD変換値
の極性をチェックすることにより、レゾルバのロータの
現在位置（現在軸角度）を判定する。
0 °を例えば4096等分（１２ビット）した角度〔（デー
タROM １４のアドレス（ひいては当該テーブルのアドレ
ス）〕に対するsin の１６ビットの値をデータROM １４
に書き込む。レゾルバの正弦波、余弦波出力のAD変換値
の極性をチェックすることにより、レゾルバのロータの
現在位置（現在軸角度）を判定する。
【００１７】図５に示すように360 °角度空間を４分割
し、０−90°間をPHASE1、90−180°間をPHASE2、180
−270 °間をPHASE3、270 −360 °間をPHASE4とする。
すなわち、図５に示すように左から右方になるに従って
角度値が０°から360 °に大きくなるようにした横軸１
７などにより象限１８が設定されている。それぞれの角
度空間（PHASE1、PHASE2、PHASE3及びPHASE4）の中央
に、ロータ軸角度計算用ＶＣＯ（正弦波テーブル）の初
期角度（正弦波テーブルのアドレス）〔角度＝φ〕を設
定されている。
し、０−90°間をPHASE1、90−180°間をPHASE2、180
−270 °間をPHASE3、270 −360 °間をPHASE4とする。
すなわち、図５に示すように左から右方になるに従って
角度値が０°から360 °に大きくなるようにした横軸１
７などにより象限１８が設定されている。それぞれの角
度空間（PHASE1、PHASE2、PHASE3及びPHASE4）の中央
に、ロータ軸角度計算用ＶＣＯ（正弦波テーブル）の初
期角度（正弦波テーブルのアドレス）〔角度＝φ〕を設
定されている。
【００１８】次に、角度変位ΔθをΔθ＝sin θcos φ
−cos θsin φ＝ sin（θ−φ）〔式（５）参照〕によ
り計算する。なお、cos φは、sin φに対して９０°位
相が進んでいることから、アドレスがφ＋９０°のsin
値をデータROM １４から読み出すことにより求めてい
る。ここで、角度変位Δθの極性をチェックすることに
よりレゾルバのロータ軸角度θとロータ軸角度計算用Ｖ
ＣＯ（正弦波テーブル）〔なお、このロータ軸角度計算
用ＶＣＯ（正弦波テーブル）は前記電圧制御発振器（VC
O ）７と同様に機能するものであり、以下、便宜上、Ｖ
ＣＯという。〕の角度φの大小関係がわかる。すなわ
ち、角度変位Δθ＞０のときは、ＶＣＯの角度φはロー
タ軸角度θより小さい。また、角度変位Δθ＜０のとき
は、ＶＣＯの角度φはロータ軸角度θより大きい。
−cos θsin φ＝ sin（θ−φ）〔式（５）参照〕によ
り計算する。なお、cos φは、sin φに対して９０°位
相が進んでいることから、アドレスがφ＋９０°のsin
値をデータROM １４から読み出すことにより求めてい
る。ここで、角度変位Δθの極性をチェックすることに
よりレゾルバのロータ軸角度θとロータ軸角度計算用Ｖ
ＣＯ（正弦波テーブル）〔なお、このロータ軸角度計算
用ＶＣＯ（正弦波テーブル）は前記電圧制御発振器（VC
O ）７と同様に機能するものであり、以下、便宜上、Ｖ
ＣＯという。〕の角度φの大小関係がわかる。すなわ
ち、角度変位Δθ＞０のときは、ＶＣＯの角度φはロー
タ軸角度θより小さい。また、角度変位Δθ＜０のとき
は、ＶＣＯの角度φはロータ軸角度θより大きい。
【００１９】次にＶＣＯの角度φとロータ軸角度θの差
（角度差）を推定するために、角度変位Δθを定数Ｋで
除算する。ここで、Ｄ＝Δθ／Ｋ（Ｄ：ジャンプ量）と
すると、φ＝φ＋Ｄが新しいアドレスになる。すなわ
ち、Δθ／Ｋ（Ｋ：定数）で示されるジャンプ量だけ前
記ＶＣＯの角度に対応するアドレスをジャンプしてい
る。このため、計算速度を速めることが可能となる。si
n 関数は角度に対してリニアでないので、定数ＫはＶＣ
Ｏの角度φとロータ軸角度θの差（角度差）に対して、
ジャンプした新しいアドレス（角度φ）とロータ軸角度
θの差（角度差）が変化しないように設定する。次にsi
n φとsin θを比較し（図１２ステップS20 参照）、そ
の大小関係（図１２ステップS10 、ステップS11 参照）
によりＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレスを１LSB ず
つ増減（インクリメントまたはデクリメント）する（図
１２ステップS21 参照）。
（角度差）を推定するために、角度変位Δθを定数Ｋで
除算する。ここで、Ｄ＝Δθ／Ｋ（Ｄ：ジャンプ量）と
すると、φ＝φ＋Ｄが新しいアドレスになる。すなわ
ち、Δθ／Ｋ（Ｋ：定数）で示されるジャンプ量だけ前
記ＶＣＯの角度に対応するアドレスをジャンプしてい
る。このため、計算速度を速めることが可能となる。si
n 関数は角度に対してリニアでないので、定数ＫはＶＣ
Ｏの角度φとロータ軸角度θの差（角度差）に対して、
ジャンプした新しいアドレス（角度φ）とロータ軸角度
θの差（角度差）が変化しないように設定する。次にsi
n φとsin θを比較し（図１２ステップS20 参照）、そ
の大小関係（図１２ステップS10 、ステップS11 参照）
によりＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレスを１LSB ず
つ増減（インクリメントまたはデクリメント）する（図
１２ステップS21 参照）。
【００２０】その処理手順は、角度の増加に対してsin
値が増加する領域（PHASE1及びPHASE4）と、減少する領
域（PHASE2及びPHASE3）では反対になる。まず、ロータ
軸角度がPHASE1及びPHASE4にある場合について説明す
る。sin φ＜sin θの場合はＶＣＯの角度φはロータ軸
角度θより小さいので、sin φ≧sin θとなるまでＶＣ
Ｏのアドレスを１LSB ずつインクリメントする。sin φ
＝sin θのとき（図１２ステップS10 でYES ）はＶＣＯ
のアドレス（角度φ）がロータ軸角度θに等しいので、
DSP １３のシリアルポートにＶＣＯのアドレスを出力す
る（図１２ステップS12 ）。
値が増加する領域（PHASE1及びPHASE4）と、減少する領
域（PHASE2及びPHASE3）では反対になる。まず、ロータ
軸角度がPHASE1及びPHASE4にある場合について説明す
る。sin φ＜sin θの場合はＶＣＯの角度φはロータ軸
角度θより小さいので、sin φ≧sin θとなるまでＶＣ
Ｏのアドレスを１LSB ずつインクリメントする。sin φ
＝sin θのとき（図１２ステップS10 でYES ）はＶＣＯ
のアドレス（角度φ）がロータ軸角度θに等しいので、
DSP １３のシリアルポートにＶＣＯのアドレスを出力す
る（図１２ステップS12 ）。
【００２１】sin φ＞sin θの場合はＶＣＯのアドレス
（角度φ）を１LSB 、デクリメントする。この場合、無
限ループになるので、ループカウンタを設定して、トラ
ッキング動作が所定回数に達したら（例えば類似する図
１２ステップS11 でYES ）、シリアルポートにＶＣＯの
アドレスを出力する（図１２ステップS12 参照）。
（角度φ）を１LSB 、デクリメントする。この場合、無
限ループになるので、ループカウンタを設定して、トラ
ッキング動作が所定回数に達したら（例えば類似する図
１２ステップS11 でYES ）、シリアルポートにＶＣＯの
アドレスを出力する（図１２ステップS12 参照）。
【００２２】次に、ロータ軸角度がPHASE2及びPHASE3に
ある場合について説明する。sin φ＜sin θの場合はＶ
ＣＯの角度φはロータ軸角度θより大きいので、sin φ
≧sin θとなるまでＶＣＯのアドレスを１LSB ずつデク
リメントする（図１２ステップS21 ）。sin φ＝sin θ
のとき（図１２ステップS10 でYES ）はＶＣＯのアドレ
ス（角度φ）がロータ軸角度θに等しいので、DSP のシ
リアルポートにＶＣＯのアドレスを出力する（図１２ス
テップS12 ）。
ある場合について説明する。sin φ＜sin θの場合はＶ
ＣＯの角度φはロータ軸角度θより大きいので、sin φ
≧sin θとなるまでＶＣＯのアドレスを１LSB ずつデク
リメントする（図１２ステップS21 ）。sin φ＝sin θ
のとき（図１２ステップS10 でYES ）はＶＣＯのアドレ
ス（角度φ）がロータ軸角度θに等しいので、DSP のシ
リアルポートにＶＣＯのアドレスを出力する（図１２ス
テップS12 ）。
【００２３】上述した計算をAD変換の１サンプリング周
期で行うようにしている。このため、高速応答が可能と
なる。上述したようにＶＣＯの角度φ及びロータ軸角度
θの大小関係によりＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレ
スを１LSB ずつ増減（インクリメントまたはデクリメン
ト）するので、精度高い位置検出（位置判定）を行うこ
とができる。
期で行うようにしている。このため、高速応答が可能と
なる。上述したようにＶＣＯの角度φ及びロータ軸角度
θの大小関係によりＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレ
スを１LSB ずつ増減（インクリメントまたはデクリメン
ト）するので、精度高い位置検出（位置判定）を行うこ
とができる。
【００２４】上述したように、本実施の形態では、DSP
１３によりレゾルバのロータ軸角度を計算しており、復
調回路５及び電圧制御発振器（VCO ７）などからなるク
ローズループを含む一種のＰＬＬ制御を行う前記従来技
術（トラッキング方式のＲ／Ｄコンバータ１）に比し
て、ロータ軸角度計算をより高速に行うことが可能とな
り、これにより応答速度を向上することができる。例え
ば、前記従来のトラッキング方式のＲ／Ｄコンバータ１
ではＰＬＬ制御のためトラッキングレートは400Hz程度
であったが、本実施の形態によればトラッキングレート
の向上が図れ、例えば10 KHz程度にできる。また、仮に
高分解能とする場合でも、高速応答を維持することがで
きる。
１３によりレゾルバのロータ軸角度を計算しており、復
調回路５及び電圧制御発振器（VCO ７）などからなるク
ローズループを含む一種のＰＬＬ制御を行う前記従来技
術（トラッキング方式のＲ／Ｄコンバータ１）に比し
て、ロータ軸角度計算をより高速に行うことが可能とな
り、これにより応答速度を向上することができる。例え
ば、前記従来のトラッキング方式のＲ／Ｄコンバータ１
ではＰＬＬ制御のためトラッキングレートは400Hz程度
であったが、本実施の形態によればトラッキングレート
の向上が図れ、例えば10 KHz程度にできる。また、仮に
高分解能とする場合でも、高速応答を維持することがで
きる。
【００２５】また、レゾルバの励磁用正弦波が正（また
は負）の最大値のときに（１サイクルに１回）ADコンバ
ータ１０はレゾルバの正弦波出力及び余弦波出力をAD変
換するので、上述した従来技術で必要とされた復調回路
５が不要になり、従来技術に比して復調回路の演算が省
略される分、さらに応答速度を向上できる。レゾルバの
励磁用正弦波の特定位相時に（１サイクルに１回）ADコ
ンバータ１０はレゾルバの正弦波出力及び余弦波出力を
AD変換することにより、励磁用正弦波を定数とみなせる
ので、励磁正弦波とレゾルバの正弦波出力及び余弦波出
力の位置ずれによる角度誤差の増大をなくすことがで
き、仮に、レゾルバとＲ／Ｄコンバータ１間のインター
フェイスケーブルが長くなったとしても、角度誤差を小
さくすることができる。
は負）の最大値のときに（１サイクルに１回）ADコンバ
ータ１０はレゾルバの正弦波出力及び余弦波出力をAD変
換するので、上述した従来技術で必要とされた復調回路
５が不要になり、従来技術に比して復調回路の演算が省
略される分、さらに応答速度を向上できる。レゾルバの
励磁用正弦波の特定位相時に（１サイクルに１回）ADコ
ンバータ１０はレゾルバの正弦波出力及び余弦波出力を
AD変換することにより、励磁用正弦波を定数とみなせる
ので、励磁正弦波とレゾルバの正弦波出力及び余弦波出
力の位置ずれによる角度誤差の増大をなくすことがで
き、仮に、レゾルバとＲ／Ｄコンバータ１間のインター
フェイスケーブルが長くなったとしても、角度誤差を小
さくすることができる。
【００２６】また、DSP １３は、ADコンバータ１０及び
DAコンバータ１１の間に介装され、ADコンバータ１０を
介して入力するレゾルバの正弦波出力及び余弦波出力の
デジタル値に基づいて計算し、得られたロータ軸角度の
デジタル値をシリアルポートに出力しており、ロータ軸
角度計算をデジタル演算するので、従来技術で必要とさ
れた温度ドリフトの補償回路が不要となり、その分、全
体構成が簡易になり、ひいては低廉化を図ることができ
る。また、DSP １３に比較的低廉なデジタルＩＣの使用
が可能になり、これによりさらに装置全体の低廉化を図
ることができる。なお、ロータ軸角度の分解能は１２ビ
ットなのでADコンバータ１０、正弦波、余弦波テーブル
のsin ，cos 値の精度は、１２ビット以上あれば十分で
ある。
DAコンバータ１１の間に介装され、ADコンバータ１０を
介して入力するレゾルバの正弦波出力及び余弦波出力の
デジタル値に基づいて計算し、得られたロータ軸角度の
デジタル値をシリアルポートに出力しており、ロータ軸
角度計算をデジタル演算するので、従来技術で必要とさ
れた温度ドリフトの補償回路が不要となり、その分、全
体構成が簡易になり、ひいては低廉化を図ることができ
る。また、DSP １３に比較的低廉なデジタルＩＣの使用
が可能になり、これによりさらに装置全体の低廉化を図
ることができる。なお、ロータ軸角度の分解能は１２ビ
ットなのでADコンバータ１０、正弦波、余弦波テーブル
のsin ，cos 値の精度は、１２ビット以上あれば十分で
ある。
【００２７】以下に、上述したDSP １３の構成及びその
演算内容等を、図６〜図１２を参照して更に詳細に説明
する。まず、DSP １３のソフトウェアについて、アナロ
グデバイス社の１６ビット固定小数点型DSP であるADSP
2181を例にしてその動作を説明する。図６にDSP １３の
算術／論理ユニット（ALU ２０）のブロック図を示す。
演算内容等を、図６〜図１２を参照して更に詳細に説明
する。まず、DSP １３のソフトウェアについて、アナロ
グデバイス社の１６ビット固定小数点型DSP であるADSP
2181を例にしてその動作を説明する。図６にDSP １３の
算術／論理ユニット（ALU ２０）のブロック図を示す。
【００２８】ALU ２０は２つの１６ビット入力ポート
Ｘ，Ｙと、１つの１６ビット出力ポートＲを持つ１６ビ
ット幅ユニットである。ALU ２０の入力ポートＸはＡＸ
レジスタ・ファイル又はリザルト（Ｒ）バスからデータ
を受け付ける。Ｒバスは全ての演算ユニットの出力レジ
スタと接続しており、これらの出力レジスタを入力オペ
ランドとして直接使用できる。
Ｘ，Ｙと、１つの１６ビット出力ポートＲを持つ１６ビ
ット幅ユニットである。ALU ２０の入力ポートＸはＡＸ
レジスタ・ファイル又はリザルト（Ｒ）バスからデータ
を受け付ける。Ｒバスは全ての演算ユニットの出力レジ
スタと接続しており、これらの出力レジスタを入力オペ
ランドとして直接使用できる。
【００２９】ＡＸレジスタ・ファイルは入力ポートＸ専
用で、２つのレジスタＡＸ0 ，ＡＸ 1 で構成されてい
る。これらのＡＸレジスタ２１はＤＭＤ（データメモリ
データ）バスから読み書き可能である。ALU ２０の入力
ポートＹは、ＡＹレジスタ・ファイルとALU フィードバ
ック（ＡＦ）レジスタ〔ＡＦレジスタ２２〕からデータ
を受け付ける。ＡＹレジスタ２３は入力ポートＹ専用
で、２つのレジスタＡＹ0，ＡＹ1 で構成されている。
これらのレジスタはＤＭＤバスから読み書き可能であ
る。ALU ２０の出力は、ＡＦレジスタ２２またはALU リ
ザルト（ＡＲ）レジスタ〔ＡＲレジスタ２４〕にロード
される。
用で、２つのレジスタＡＸ0 ，ＡＸ 1 で構成されてい
る。これらのＡＸレジスタ２１はＤＭＤ（データメモリ
データ）バスから読み書き可能である。ALU ２０の入力
ポートＹは、ＡＹレジスタ・ファイルとALU フィードバ
ック（ＡＦ）レジスタ〔ＡＦレジスタ２２〕からデータ
を受け付ける。ＡＹレジスタ２３は入力ポートＹ専用
で、２つのレジスタＡＹ0，ＡＹ1 で構成されている。
これらのレジスタはＤＭＤバスから読み書き可能であ
る。ALU ２０の出力は、ＡＦレジスタ２２またはALU リ
ザルト（ＡＲ）レジスタ〔ＡＲレジスタ２４〕にロード
される。
【００３０】ＡＦレジスタ２２は、ALU ２０の内部レジ
スタでALU ２０の演算結果をALU ２０のＹ入力とするこ
とができる。ＡＲレジスタ２４の内容はＤＭＤバスとＲ
バスに出力できる。ＡＲレジスタ２４はＤＭＤバスから
直接ロードすることができる。次に、メモリについて説
明する。ADSP2181はデータメモリにデータをストアー
し、プログラムメモリにインストラクションとデータ両
方をストアーする改良型ハーバード構造を採用してい
る。また、プログラムメモリ空間の一部とデータメモリ
空間の一部に配置されたＲＡＭを持つ。
スタでALU ２０の演算結果をALU ２０のＹ入力とするこ
とができる。ＡＲレジスタ２４の内容はＤＭＤバスとＲ
バスに出力できる。ＡＲレジスタ２４はＤＭＤバスから
直接ロードすることができる。次に、メモリについて説
明する。ADSP2181はデータメモリにデータをストアー
し、プログラムメモリにインストラクションとデータ両
方をストアーする改良型ハーバード構造を採用してい
る。また、プログラムメモリ空間の一部とデータメモリ
空間の一部に配置されたＲＡＭを持つ。
【００３１】次に、シリアルポートについて説明する。
このポートは、ADコンバータ１０及びDAコンバータ１１
と直接インタフェースできる。またロータ軸角度を外部
に出力することができる。またこのポートは外部クロッ
クを受け入れることができる。図７にＲ／Ｄコンバータ
１のブロック図を示す。図８にDSP １３を構成するMAC
２５のブロック図、図９にDSP １３を構成するシフター
２６のブロック図、図１０にDSP １３を構成するプログ
ラムシークェンサ２７のブロック図を示す。MAC ２５は
乗算、加減付き乗算、減算付き乗算を行う。シフター２
６は１６ビット入力に対して３２ビット出力を発生する
シフト操作を実行する。プログラムシークェンサ２７は
インストラクションアドレスを発生し、また、プログラ
ムフローを柔軟に制御する。
このポートは、ADコンバータ１０及びDAコンバータ１１
と直接インタフェースできる。またロータ軸角度を外部
に出力することができる。またこのポートは外部クロッ
クを受け入れることができる。図７にＲ／Ｄコンバータ
１のブロック図を示す。図８にDSP １３を構成するMAC
２５のブロック図、図９にDSP １３を構成するシフター
２６のブロック図、図１０にDSP １３を構成するプログ
ラムシークェンサ２７のブロック図を示す。MAC ２５は
乗算、加減付き乗算、減算付き乗算を行う。シフター２
６は１６ビット入力に対して３２ビット出力を発生する
シフト操作を実行する。プログラムシークェンサ２７は
インストラクションアドレスを発生し、また、プログラ
ムフローを柔軟に制御する。
【００３２】次に、Ｒ／Ｄコンバータ１の制御方法を図
１１に基づいて説明する。まず、シリアルポート（SPOR
T ）割込み（ステップS1）を行う。ステップS1では、レ
ゾルバの励磁正弦波用のデータをSPORT を介してDAコン
バータ１１に入力するために、まずSPORT のＴＸレジス
タにデータを書き込む。SDFS信号でシリアルデータの転
送を開始する。送信（転送）が開始されると、ＴＸレジ
スタに書き込まれたデータは、送信シフトレジスタに転
送される。そして、各ビットはSCLKの立上りエッジでＭ
ＳＢを先にしてシフトされる。ワードの最初のビット
（MSB ）の転送後、SPORT は割込を発生する。
１１に基づいて説明する。まず、シリアルポート（SPOR
T ）割込み（ステップS1）を行う。ステップS1では、レ
ゾルバの励磁正弦波用のデータをSPORT を介してDAコン
バータ１１に入力するために、まずSPORT のＴＸレジス
タにデータを書き込む。SDFS信号でシリアルデータの転
送を開始する。送信（転送）が開始されると、ＴＸレジ
スタに書き込まれたデータは、送信シフトレジスタに転
送される。そして、各ビットはSCLKの立上りエッジでＭ
ＳＢを先にしてシフトされる。ワードの最初のビット
（MSB ）の転送後、SPORT は割込を発生する。
【００３３】割込処理プログラムへのジャンプインスト
ラクションを、割込ベクトルの位置に書くことにより割
込み処理を行う。DAコンバータ１１のサンプリング周波
数（SDFS）を４０KHz とする。DAコンバータ１１の入力
データは、２‘コンプリメント１６進で、0000，7FFF，
0000，8000、のデータをサーキュラーアドレシングに
て、サイクリックに送信することにより４０／４＝１０
KHz の励磁正弦波が得られる（ステップS2）。電源投入
後、レゾルバの励磁状態が安定するまで上記動作を行
う。この初期安定化のための時間はタイマーで設定す
る。
ラクションを、割込ベクトルの位置に書くことにより割
込み処理を行う。DAコンバータ１１のサンプリング周波
数（SDFS）を４０KHz とする。DAコンバータ１１の入力
データは、２‘コンプリメント１６進で、0000，7FFF，
0000，8000、のデータをサーキュラーアドレシングに
て、サイクリックに送信することにより４０／４＝１０
KHz の励磁正弦波が得られる（ステップS2）。電源投入
後、レゾルバの励磁状態が安定するまで上記動作を行
う。この初期安定化のための時間はタイマーで設定す
る。
【００３４】ステップS2に続くステップS3でレゾルバ出
力のＡＤ変換を行う。ここで、AD変換及びDA変換のサン
プリングクロックは同一信号を用い、レゾルバ励磁正弦
波を出力すると同時に、レゾルバ正弦波出力及び余弦波
出力をAD変換し、そのデジタル出力をDSP １３のシリア
ルポート（受信部）に取込む。受信部では、受信シリア
ルポートに受信ビットを蓄積する。ワードデータを全て
受信した時、このデータは受信データレジスタに書き込
まれ、SPORT の受信割込が発生する。
力のＡＤ変換を行う。ここで、AD変換及びDA変換のサン
プリングクロックは同一信号を用い、レゾルバ励磁正弦
波を出力すると同時に、レゾルバ正弦波出力及び余弦波
出力をAD変換し、そのデジタル出力をDSP １３のシリア
ルポート（受信部）に取込む。受信部では、受信シリア
ルポートに受信ビットを蓄積する。ワードデータを全て
受信した時、このデータは受信データレジスタに書き込
まれ、SPORT の受信割込が発生する。
【００３５】レゾルバの正弦波出力のAD変換値は、デー
タメモリの（SININ ）番地に、余弦波出力は（COSIN ）
番地にストアーされる。ロータ軸角度計算のためのAD変
換出力データの取込みタイミングは、励磁正弦波の特定
位相（例えば正の最大値又は負の最大値とする。なお、
これに限るものではなく、 … ２３°、７５°、１３
８° … などの特定位相でよい。）時とする。すなわ
ち、サンプリング周波数は１０KHz となる。具体的に
は、ADSP2181はプログラムメモリとデータメモリに同時
にアクセスできるように２つの独立したデータアドレス
ジェネレータ（DAG ）を備えている。DAG は間接アドレ
ッシング機能を実行する。両方のDAG は、自動的なアド
レス更新操作を行う。DAコンバータ１１の入力データ
は、メモリデータの連続した４アドレスに格納されてい
る。DAG により、サーキュラーアドレッシングを行い、
正弦波の特定位相時（例えば正の最大値）のアドレスを
出力した時のAD変換出力（すなわちレゾルバの正弦波出
力及び余弦波出力）を、それぞれ（SININ ）番地及び
（COSIN ）番地に書き込み、角度計算に使用する。
タメモリの（SININ ）番地に、余弦波出力は（COSIN ）
番地にストアーされる。ロータ軸角度計算のためのAD変
換出力データの取込みタイミングは、励磁正弦波の特定
位相（例えば正の最大値又は負の最大値とする。なお、
これに限るものではなく、 … ２３°、７５°、１３
８° … などの特定位相でよい。）時とする。すなわ
ち、サンプリング周波数は１０KHz となる。具体的に
は、ADSP2181はプログラムメモリとデータメモリに同時
にアクセスできるように２つの独立したデータアドレス
ジェネレータ（DAG ）を備えている。DAG は間接アドレ
ッシング機能を実行する。両方のDAG は、自動的なアド
レス更新操作を行う。DAコンバータ１１の入力データ
は、メモリデータの連続した４アドレスに格納されてい
る。DAG により、サーキュラーアドレッシングを行い、
正弦波の特定位相時（例えば正の最大値）のアドレスを
出力した時のAD変換出力（すなわちレゾルバの正弦波出
力及び余弦波出力）を、それぞれ（SININ ）番地及び
（COSIN ）番地に書き込み、角度計算に使用する。
【００３６】ステップS3に続くステップS4でロータ軸象
限判定を行う。ステップS4では、（SININ ）番地及び
（COSIN ）番地のデータの極性によりロータ軸角度の象
限を判定する。すなわち、 （１）第１象限（PHASE1）：（SININ ）番地のデータ≧
０かつ（COSIN ）番地のデータ≧０ （２）第２象限（PHASE2）：（SININ ）番地のデータ≧
０かつ（COSIN ）番地のデータ＜０ （３）第３象限（PHASE3）：（SININ ）番地のデータ＜
０かつ（COSIN ）番地のデータ＜０ （４）第４象限（PHASE4）：（SININ ）番地のデータ＜
０かつ（COSIN ）番地のデータ≧０ に分類する。
限判定を行う。ステップS4では、（SININ ）番地及び
（COSIN ）番地のデータの極性によりロータ軸角度の象
限を判定する。すなわち、 （１）第１象限（PHASE1）：（SININ ）番地のデータ≧
０かつ（COSIN ）番地のデータ≧０ （２）第２象限（PHASE2）：（SININ ）番地のデータ≧
０かつ（COSIN ）番地のデータ＜０ （３）第３象限（PHASE3）：（SININ ）番地のデータ＜
０かつ（COSIN ）番地のデータ＜０ （４）第４象限（PHASE4）：（SININ ）番地のデータ＜
０かつ（COSIN ）番地のデータ≧０ に分類する。
【００３７】次に、ＶＣＯの初期角度決定を行う（ステ
ップS5）。象限１８（PHASE1、PHASE2、PHASE3、PHASE
4）に応じてＶＣＯのsin 値アドレスを設定する。アド
レスは各象限（PHASE1、PHASE2、PHASE3、PHASE4）の中
央に設定する。なお、ＶＣＯ正弦波テーブルのプログラ
ムメモリでのアドレスは、2000−2FFF番地としている。 「１」第１象限：2000−23FF番地 ＶＣＯのsin 値設定アドレス 2200番地 「２」第２象限：2000−23FF番地 ＶＣＯのsin 値設定アドレス 2600番地 「３」第３象限：2000−23FF番地 ＶＣＯのsin 値設定アドレス 2A00番地 「４」第４象限：2000−23FF番地 ＶＣＯのsin 値設定アドレス 2E00番地 に設定する。
ップS5）。象限１８（PHASE1、PHASE2、PHASE3、PHASE
4）に応じてＶＣＯのsin 値アドレスを設定する。アド
レスは各象限（PHASE1、PHASE2、PHASE3、PHASE4）の中
央に設定する。なお、ＶＣＯ正弦波テーブルのプログラ
ムメモリでのアドレスは、2000−2FFF番地としている。 「１」第１象限：2000−23FF番地 ＶＣＯのsin 値設定アドレス 2200番地 「２」第２象限：2000−23FF番地 ＶＣＯのsin 値設定アドレス 2600番地 「３」第３象限：2000−23FF番地 ＶＣＯのsin 値設定アドレス 2A00番地 「４」第４象限：2000−23FF番地 ＶＣＯのsin 値設定アドレス 2E00番地 に設定する。
【００３８】続くステップS6で角度誤差計算を行う。レ
ゾルバの正弦波出力及び余弦波出力をＡＤ変換した値
を、それぞれ「SININ」「COSIN 」とし、ＶＣＯの初期
設定アドレスに対応するsin 値を「VCOSIN」とし、ＶＣ
Ｏの初期設定アドレスに対応するcos 値を「VCOSCOS 」
とする。ＶＣＯの初期設定アドレスに対応するcos 値
「VCOSCOS 」は、sin 値とcos 値の位相差が９０°であ
ることから、ＶＣＯの初期設定アドレスに512 （１０
進）を加えたアドレス内容となる。次に、以下の式を計
算する。 Δθ＝「SININ 」×「VCOSCOS 」−「COSIN 」×「VCOS
COS 」
ゾルバの正弦波出力及び余弦波出力をＡＤ変換した値
を、それぞれ「SININ」「COSIN 」とし、ＶＣＯの初期
設定アドレスに対応するsin 値を「VCOSIN」とし、ＶＣ
Ｏの初期設定アドレスに対応するcos 値を「VCOSCOS 」
とする。ＶＣＯの初期設定アドレスに対応するcos 値
「VCOSCOS 」は、sin 値とcos 値の位相差が９０°であ
ることから、ＶＣＯの初期設定アドレスに512 （１０
進）を加えたアドレス内容となる。次に、以下の式を計
算する。 Δθ＝「SININ 」×「VCOSCOS 」−「COSIN 」×「VCOS
COS 」
【００３９】次に、ＶＣＯのアドレスジャンプを行う
（ステップS7）。ＶＣＯのアドレスがロータ軸角度より
大きいときは、角度変位Δθ＜０となる。逆に、ＶＣＯ
のアドレスがロータ軸角度より小さいときは、角度変位
Δθ＞０となる。したがって、角度変位Δθの極性を判
定することによりＶＣＯとロータ軸角度の相対位置が分
かる。角度変位Δθを定数Ｋで除して得た値Ｄを、アド
レスジャンプ量とし、ＶＣＯのアドレス（角度）をφと
すると、ＶＣＯのアドレス（角度）φがロータ軸角度よ
り大きい場合、はφ−Ｄが新しいアドレスとなる。ＶＣ
Ｏのアドレス（角度φ）がロータ軸角度より小さいとき
は、φ＋Ｄが新しいアドレスとなる。sin 関数は角度に
対してリニアな関数でないのでＶＣＯとロータ軸角度の
差の大小により、ＶＣＯのジャンプ先アドレスとロータ
軸角度の差がばらつかないように、定数Ｋの値を決める
必要がある。本実施の形態ではＫ＝４９（１０進）とし
ている。
（ステップS7）。ＶＣＯのアドレスがロータ軸角度より
大きいときは、角度変位Δθ＜０となる。逆に、ＶＣＯ
のアドレスがロータ軸角度より小さいときは、角度変位
Δθ＞０となる。したがって、角度変位Δθの極性を判
定することによりＶＣＯとロータ軸角度の相対位置が分
かる。角度変位Δθを定数Ｋで除して得た値Ｄを、アド
レスジャンプ量とし、ＶＣＯのアドレス（角度）をφと
すると、ＶＣＯのアドレス（角度）φがロータ軸角度よ
り大きい場合、はφ−Ｄが新しいアドレスとなる。ＶＣ
Ｏのアドレス（角度φ）がロータ軸角度より小さいとき
は、φ＋Ｄが新しいアドレスとなる。sin 関数は角度に
対してリニアな関数でないのでＶＣＯとロータ軸角度の
差の大小により、ＶＣＯのジャンプ先アドレスとロータ
軸角度の差がばらつかないように、定数Ｋの値を決める
必要がある。本実施の形態ではＫ＝４９（１０進）とし
ている。
【００４０】ステップS7に続いて、角度誤差計算、ロー
タ軸−ＶＣＯ相対位置判定を行う（ステップS8）。ＶＣ
Ｏの新しいアドレスに対応するＤ＝｛sin （θ−φ）｝
／Ｋを計算し、アドレスジャンプ量Ｄを計算する。Ｄの
極性に応じて、ＶＣＯのアドレスにＤを加減算して該ア
ドレスを増減する。すなわち、Ｄが負の場合は、ＶＣＯ
の角度がロータ軸角度より大きい（右にある）のでＶＣ
ＯのアドレスにＤを加算する。Ｄが正の場合は、ＶＣＯ
の角度がロータ軸角度より小さい（左にある）のでＶＣ
ＯのアドレスからＤを減算する。レゾルバ正弦波出力と
ＶＣＯのsin 値を比較し、（cos IN）−（sin IN）＝０
の時はシリアルポートにロータ軸角度を出力する（ステ
ップS10 ）。この動作は無限ループになるので、極性反
転の回数カウンタを設定し、極性反転の回数が回数カウ
ンタのカウント値に等しくなったとき（ステップS11 ）
角度誤差計算を終了し（ステップS9）、シリアルポート
にＶＣＯのアドレス（ロータ軸角度）を出力する（ステ
ップS12 ）。その後、割込処理プログラムを抜け出し、
DSP １３は割込待ちの状態になる（ステップS13 ）。
タ軸−ＶＣＯ相対位置判定を行う（ステップS8）。ＶＣ
Ｏの新しいアドレスに対応するＤ＝｛sin （θ−φ）｝
／Ｋを計算し、アドレスジャンプ量Ｄを計算する。Ｄの
極性に応じて、ＶＣＯのアドレスにＤを加減算して該ア
ドレスを増減する。すなわち、Ｄが負の場合は、ＶＣＯ
の角度がロータ軸角度より大きい（右にある）のでＶＣ
ＯのアドレスにＤを加算する。Ｄが正の場合は、ＶＣＯ
の角度がロータ軸角度より小さい（左にある）のでＶＣ
ＯのアドレスからＤを減算する。レゾルバ正弦波出力と
ＶＣＯのsin 値を比較し、（cos IN）−（sin IN）＝０
の時はシリアルポートにロータ軸角度を出力する（ステ
ップS10 ）。この動作は無限ループになるので、極性反
転の回数カウンタを設定し、極性反転の回数が回数カウ
ンタのカウント値に等しくなったとき（ステップS11 ）
角度誤差計算を終了し（ステップS9）、シリアルポート
にＶＣＯのアドレス（ロータ軸角度）を出力する（ステ
ップS12 ）。その後、割込処理プログラムを抜け出し、
DSP １３は割込待ちの状態になる（ステップS13 ）。
【００４１】なお、上記図１１のステップS8およびステ
ップS9に代えて、図１２に示すようにステップS20 およ
びステップS21 を設けるようにしてもよい。ステップS2
0 では、レゾルバ正弦波出力（sin 出力）とＶＣＯのsi
n 値を比較する。そして、ＶＣＯの新しいアドレスに対
応するsin 値「VCOSIN」とレゾルバのsin 出力「SININ
」を比較し象限〔下記の（１）第１、第４象限、
（２）第２、第３象限〕に応じてＶＣＯのアドレスを１
ビット増減する。 （１）第１、第４象限（PHASE1、PHASE4）：角度の増加
に対して、sin 値が増加する領域なので、「VCOSIN」−
「SININ」が負の場合は、ＶＣＯのアドレスを１ビッ
ト、インクリメントする。「VCOSIN」−「SININ 」が正
の場合は、ＶＣＯのアドレスを１ビット、デクリメント
する。 （２）第２、第３象限（PHASE2、PHASE3）：角度の増加
に対して、sin 値が減少する領域なので、「VCOSIN」−
「SININ」が負の場合は、ＶＣＯのアドレスを１ビッ
ト、デクリメントする。「VCOSIN」−「SININ 」が正の
場合は、ＶＣＯのアドレスを１ビット、インクリメント
する。
ップS9に代えて、図１２に示すようにステップS20 およ
びステップS21 を設けるようにしてもよい。ステップS2
0 では、レゾルバ正弦波出力（sin 出力）とＶＣＯのsi
n 値を比較する。そして、ＶＣＯの新しいアドレスに対
応するsin 値「VCOSIN」とレゾルバのsin 出力「SININ
」を比較し象限〔下記の（１）第１、第４象限、
（２）第２、第３象限〕に応じてＶＣＯのアドレスを１
ビット増減する。 （１）第１、第４象限（PHASE1、PHASE4）：角度の増加
に対して、sin 値が増加する領域なので、「VCOSIN」−
「SININ」が負の場合は、ＶＣＯのアドレスを１ビッ
ト、インクリメントする。「VCOSIN」−「SININ 」が正
の場合は、ＶＣＯのアドレスを１ビット、デクリメント
する。 （２）第２、第３象限（PHASE2、PHASE3）：角度の増加
に対して、sin 値が減少する領域なので、「VCOSIN」−
「SININ」が負の場合は、ＶＣＯのアドレスを１ビッ
ト、デクリメントする。「VCOSIN」−「SININ 」が正の
場合は、ＶＣＯのアドレスを１ビット、インクリメント
する。
【００４２】「VCOSIN」−「SININ 」を計算し、その極
性が反転しないときは、上記動作を行う。さらに「VCOS
IN」−「SININ 」を計算し、その値がゼロになったとき
は、データメモリの送信バッファアドレスにＶＣＯのア
ドレスを書き込む。「VCOSIN」−「SININ 」の極性が反
転したときは、ＶＣＯのアドレスを上記動作と反対の動
作を行う。この動作は無限ループになるので、極性反転
の回数カウンタを設定し、極性反転の回数が回数カウン
タのカウント値に等しくなったとき（ステップS11 でYE
S ）角度誤差計算を終了し、シリアルポートにＶＣＯの
アドレス（ロータ軸角度）を出力する（ステップS12
）。その後、割込処理プログラムを抜け出し、DSP １
３は割込待ちの状態になる（ステップS13 ）。
性が反転しないときは、上記動作を行う。さらに「VCOS
IN」−「SININ 」を計算し、その値がゼロになったとき
は、データメモリの送信バッファアドレスにＶＣＯのア
ドレスを書き込む。「VCOSIN」−「SININ 」の極性が反
転したときは、ＶＣＯのアドレスを上記動作と反対の動
作を行う。この動作は無限ループになるので、極性反転
の回数カウンタを設定し、極性反転の回数が回数カウン
タのカウント値に等しくなったとき（ステップS11 でYE
S ）角度誤差計算を終了し、シリアルポートにＶＣＯの
アドレス（ロータ軸角度）を出力する（ステップS12
）。その後、割込処理プログラムを抜け出し、DSP １
３は割込待ちの状態になる（ステップS13 ）。
【００４３】
【発明の効果】請求項１記載の発明によれば、デジタル
信号処理プロセッサがレゾルバのロータ軸角度を計算し
ており、復調回路及び電圧制御発振器（VCO ）などから
なるクローズループを含む一種のＰＬＬ制御を行う従来
技術（トラッキング方式のＲ／Ｄコンバータ）に比し
て、ロータ軸角度計算をより高速に行うことが可能とな
り、これにより高速応答を図ることができる。また、デ
ジタル信号処理プロセッサはロータ軸角度をデジタル演
算して求めるので、従来技術で必要とされた温度ドリフ
トの補償回路が不要となり、その分、全体構成が簡易に
なり、ひいては低廉化を図ることができる。また、デジ
タル信号処理プロセッサに比較的低廉なデジタルＩＣの
使用が可能になり、これによりさらに装置全体の低廉化
を図ることができる。さらに、ＶＣＯの角度をロータ軸
角度に対応させて両者の大小関係を把握することが可能
となり、両者の対応関係に応じて例えばＶＣＯ（正弦波
テーブル）のアドレスを１ビットずつ増減することによ
り精度高い位置設定（位置判定）を行うことができる。
信号処理プロセッサがレゾルバのロータ軸角度を計算し
ており、復調回路及び電圧制御発振器（VCO ）などから
なるクローズループを含む一種のＰＬＬ制御を行う従来
技術（トラッキング方式のＲ／Ｄコンバータ）に比し
て、ロータ軸角度計算をより高速に行うことが可能とな
り、これにより高速応答を図ることができる。また、デ
ジタル信号処理プロセッサはロータ軸角度をデジタル演
算して求めるので、従来技術で必要とされた温度ドリフ
トの補償回路が不要となり、その分、全体構成が簡易に
なり、ひいては低廉化を図ることができる。また、デジ
タル信号処理プロセッサに比較的低廉なデジタルＩＣの
使用が可能になり、これによりさらに装置全体の低廉化
を図ることができる。さらに、ＶＣＯの角度をロータ軸
角度に対応させて両者の大小関係を把握することが可能
となり、両者の対応関係に応じて例えばＶＣＯ（正弦波
テーブル）のアドレスを１ビットずつ増減することによ
り精度高い位置設定（位置判定）を行うことができる。
【００４４】請求項２記載の発明によれば、レゾルバの
励磁用正弦波の特定位相時に、レゾルバの正弦波出力及
び余弦波出力のAD変換を行ってゲートアレイに入力する
ように構成することが可能であり、これにより、上述し
た従来技術で必要とされた復調回路が不要になり、従来
技術に比して復調回路の演算が省略される分、さらに応
答速度を向上できる。請求項３記載の発明によれば、前
記レゾルバの励磁正弦波の特定位相時に、前記レゾルバ
の正弦波出力信号及び余弦波出力信号のAD変換を行える
ので、上述した従来技術で必要とされた復調回路が不要
になり、従来技術に比して復調回路の演算が省略される
分、さらに応答速度を向上できる。さらに、レゾルバの
励磁用正弦波の特定位相時にレゾルバの正弦波出力及び
余弦波出力をAD変換しており、励磁用正弦波を定数とみ
なせるので、励磁正弦波とレゾルバの正弦波出力及び余
弦波出力の位置ずれによる角度誤差の増大をなくすこと
ができ、仮に、レゾルバとＲ／Ｄコンバータ間のインタ
ーフェイスケーブルが長くなったとしても、角度誤差を
小さくすることができる。請求項４記載の発明によれ
ば、ＶＣＯの角度及びロータ軸角度の大小関係によりＶ
ＣＯ（正弦波テーブル）のアドレスをビットずつ増減す
ることが可能になり、これにより精度高い位置設定（位
置判定）を行うことができる。
励磁用正弦波の特定位相時に、レゾルバの正弦波出力及
び余弦波出力のAD変換を行ってゲートアレイに入力する
ように構成することが可能であり、これにより、上述し
た従来技術で必要とされた復調回路が不要になり、従来
技術に比して復調回路の演算が省略される分、さらに応
答速度を向上できる。請求項３記載の発明によれば、前
記レゾルバの励磁正弦波の特定位相時に、前記レゾルバ
の正弦波出力信号及び余弦波出力信号のAD変換を行える
ので、上述した従来技術で必要とされた復調回路が不要
になり、従来技術に比して復調回路の演算が省略される
分、さらに応答速度を向上できる。さらに、レゾルバの
励磁用正弦波の特定位相時にレゾルバの正弦波出力及び
余弦波出力をAD変換しており、励磁用正弦波を定数とみ
なせるので、励磁正弦波とレゾルバの正弦波出力及び余
弦波出力の位置ずれによる角度誤差の増大をなくすこと
ができ、仮に、レゾルバとＲ／Ｄコンバータ間のインタ
ーフェイスケーブルが長くなったとしても、角度誤差を
小さくすることができる。請求項４記載の発明によれ
ば、ＶＣＯの角度及びロータ軸角度の大小関係によりＶ
ＣＯ（正弦波テーブル）のアドレスをビットずつ増減す
ることが可能になり、これにより精度高い位置設定（位
置判定）を行うことができる。
【００４５】請求項５記載の発明によれば、象限におい
てレゾルバのロータ軸角度がＶＣＯの角度に比して右方
にあればＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレス値をイン
クリメントするので、位置設定（位置判定）の精度向上
を図ることができる。請求項６ 記載の発明によれば、象限においてレゾルバの
ロータ軸角度がＶＣＯの角度に比して左方にあればＶＣ
Ｏ（正弦波テーブル）のアドレス値をデクリメントする
ので、位置設定（位置判定）の精度向上を図ることがで
きる。請求項７ 記載の発明によれば、レゾルバの正弦波出力の
AD変換値とＶＣＯの角度のsin 値を比較し、ロータ軸角
度の象限に応じてＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレス
を１ビットずつ増減し、ＶＣＯ（正弦波テーブル）のア
ドレスに対応する角度をロータ軸角度に対応した値に近
づけるので、位置設定（位置判定）の精度向上を図るこ
とができる。請求項８ 記載の発明によれば、レゾルバの正弦波出力及
び余弦波出力のＡＤ変換値とＶＣＯの角度のsin 値、co
s 値よりロータ角度変位Δθを計算し、Δθ／Ｋで示さ
れるジャンプ量だけ前記ＶＣＯの角度に対応するアドレ
スをジャンプするので、計算速度を速めることができ
る。
てレゾルバのロータ軸角度がＶＣＯの角度に比して右方
にあればＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレス値をイン
クリメントするので、位置設定（位置判定）の精度向上
を図ることができる。請求項６ 記載の発明によれば、象限においてレゾルバの
ロータ軸角度がＶＣＯの角度に比して左方にあればＶＣ
Ｏ（正弦波テーブル）のアドレス値をデクリメントする
ので、位置設定（位置判定）の精度向上を図ることがで
きる。請求項７ 記載の発明によれば、レゾルバの正弦波出力の
AD変換値とＶＣＯの角度のsin 値を比較し、ロータ軸角
度の象限に応じてＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレス
を１ビットずつ増減し、ＶＣＯ（正弦波テーブル）のア
ドレスに対応する角度をロータ軸角度に対応した値に近
づけるので、位置設定（位置判定）の精度向上を図るこ
とができる。請求項８ 記載の発明によれば、レゾルバの正弦波出力及
び余弦波出力のＡＤ変換値とＶＣＯの角度のsin 値、co
s 値よりロータ角度変位Δθを計算し、Δθ／Ｋで示さ
れるジャンプ量だけ前記ＶＣＯの角度に対応するアドレ
スをジャンプするので、計算速度を速めることができ
る。
【図１】本発明の一実施の形態のＲ／Ｄコンバータを示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図２】図１のADコンバータの動作タイミングを示す図
である。
である。
【図３】図１のDAコンバータの動作タイミングを示す図
である。
である。
【図４】AD変換データのDSP への入力タイミングを示す
図である。
図である。
【図５】レゾルバの角度とＶＣＯ（正弦波テーブル）の
初期値を示す図である。
初期値を示す図である。
【図６】DSP を構成するALU を示すブロック図である。
【図７】Ｒ／Ｄコンバータを示すブロック図である。
【図８】DSP を構成するMAC を示すブロック図である。
【図９】DSP を構成するシフターを示すブロック図であ
る。
る。
【図１０】DSP を構成するプログラムシークェンサを示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図１１】本実施の形態のＲ／Ｄコンバータの制御方法
を示すフローチャートである。
を示すフローチャートである。
【図１２】Ｒ／Ｄコンバータの制御方法の他の例を示す
フローチャートである。
フローチャートである。
【図１３】従来のＲ／Ｄコンバータの一例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
１ Ｒ／Ｄコンバータ
１０ ADコンバータ
１１ DAコンバータ
１３ DSP
１４ データROM
Claims (8)
- 【請求項１】 レゾルバの正弦波出力及び余弦波出力を
ＡＤ変換したデータが入力されるデジタル信号処理プロ
セッサを有し、該デジタル信号処理プロセッサは前記デ
ジタル入力データに基づいて前記レゾルバのロータ軸角
度をデジタル演算して求めるＲ／Ｄコンバータであっ
て、 前記レゾルバの角度空間を４等分して形成される象限を
得、前記レゾルバの正弦波出力及び余弦波出力の極性に
基づいて前記象限における前記レゾルバのロータ軸角度
を求め、かつロータ軸角度計算用ＶＣＯの初期角度を前
記４等分された各象限の中央に設定する ことを特徴とす
るＲ／Ｄコンバータ。 - 【請求項２】 前記デジタル信号処理プロセッサは、前
記レゾルバの励磁正弦波用のデジタルデータをＤＡコン
バータに入力し、該ＤＡコンバータは前記デジタル信号
処理プロセッサからの入力データに基づいて前記レゾル
バの励磁正弦波を得ることを特徴とする請求項１記載の
Ｒ／Ｄコンバータ。 - 【請求項３】 前記レゾルバの励磁正弦波の特定位相時
に、前記レゾルバの正弦波出力信号及び余弦波出力信号
をＡＤ変換し、前記レゾルバのロータ軸角度を計算する
ことを特徴とする請求項２記載のＲ／Ｄコンバータ。 - 【請求項４】 前記レゾルバのロータ軸角度と正弦波テ
ーブルのアドレスに対応する角度の差に応じたsin 値を
計算し、前記レゾルバのロータ軸角度及び前記ＶＣＯの
角度の大小に基づいて前記ＶＣＯの角度を増減すること
を特徴とする請求項１、２または３に記載のＲ／Ｄコン
バータ。 - 【請求項５】 前記象限は角度空間が左から右方になる
に従って値が大きくなるように設定され、前記象限にお
いて前記レゾルバのロータ軸角度が前記ＶＣＯの角度に
比して右方にあれば前記ＶＣＯの角度をインクリメント
することを特徴とする請求項４記載のＲ／Ｄコンバー
タ。 - 【請求項６】 前記象限は角度空間が左方から右方にな
るに従って値が大きくなるように設定され、前記象限に
おいて前記レゾルバのロータ軸角度が前記ＶＣＯの角度
に比して左方にあれば前記ＶＣＯの角度をデクリメント
することを特徴とする請求項４記載のＲ／Ｄコンバー
タ。 - 【請求項７】 前記レゾルバの正弦波出力のＡＤ変換値
と前記ＶＣＯの角度のsin 値を比較し、前記象限におけ
るロータ軸角度に応じて前記正弦波テーブルの角度に対
応するアドレスを１ビットずつ増減し、該アドレスに対
応する角度をロータ軸角度に近づけることを特徴とする
請求項４、５または６に記載のＲ／Ｄコンバータ。 - 【請求項８】 前記レゾルバの正弦波出力及び余弦波出
力のＡＤ変換値と前記ＶＣＯの角度のsin 値、cos 値よ
りロータ角度変位Δθを計算し、Δθ／Ｋで示されるジ
ャンプ量だけ前記ＶＣＯの角度に対応するアドレスをジ
ャンプすることを特徴とする請求項４、５または６に記
載のＲ／Ｄコンバータ。
Priority Applications (5)
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|---|---|---|---|
| JP15098799A JP3460017B2 (ja) | 1999-05-31 | 1999-05-31 | Ｒ／ｄコンバータ |
| US09/471,389 US6323790B1 (en) | 1999-05-31 | 1999-12-23 | R/D converter |
| AT00100465T ATE335307T1 (de) | 1999-05-31 | 2000-01-11 | R/d-wandler |
| DE60029682T DE60029682T2 (de) | 1999-05-31 | 2000-01-11 | R/D-Wandler |
| EP00100465A EP1058390B1 (en) | 1999-05-31 | 2000-01-11 | R/D converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15098799A JP3460017B2 (ja) | 1999-05-31 | 1999-05-31 | Ｒ／ｄコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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ID=15508817
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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| EP (1) | EP1058390B1 (ja) |
| JP (1) | JP3460017B2 (ja) |
| AT (1) | ATE335307T1 (ja) |
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| DE60223898T2 (de) * | 2002-01-30 | 2008-11-27 | Continental Automotive Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Ermittlung der Läuferstellung eines Motors durch das Einspeisen eines Resolversignals, das aus der Läuferstellung abgeleitet wird, in ein einziges Steuerungssystem, das sowohl zum Auslösen als auch zum Bestimmen des Resolversignals dient, und ein motorisiertes Fahrzeug, das mit einer solchen Vorrichtung ausgestattet ist |
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| EP1859226A1 (en) * | 2005-03-04 | 2007-11-28 | Rabit Joint Venture Limited | Signal processing and position determining apparatus and methods |
| US7248994B1 (en) | 2006-01-27 | 2007-07-24 | Alliant Techsystems Inc. | Digital method and apparatus for sensing position with a linear variable differential transformer |
| US7205916B1 (en) * | 2006-01-27 | 2007-04-17 | Alliant Techsystems Inc. | Digital method and apparatus for resolving shaft position |
| US7268710B1 (en) * | 2006-07-11 | 2007-09-11 | Hiwin Mikrosystems Corp. | Logic device for the transformation of the output of the RDC into series A-B pulses |
| JP5610541B2 (ja) * | 2010-08-30 | 2014-10-22 | 株式会社リガク | 定量移動装置及びｘ線測定装置 |
| US9059732B2 (en) * | 2013-03-21 | 2015-06-16 | Hamilton Sundstrand Corporation | Resolver-to-digital converter |
| CN104949605B (zh) | 2014-03-31 | 2019-11-15 | 通用电气公司 | 位置检测模块，位置检测系统及方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4486845A (en) * | 1982-07-23 | 1984-12-04 | The Singer Company | Resolver to incremental shaft encoder converter |
| US4933674A (en) * | 1984-06-11 | 1990-06-12 | Allen-Bradley Company, Inc. | Method and apparatus for correcting resolver errors |
| JPS62171229A (ja) * | 1986-01-23 | 1987-07-28 | Mitsubishi Electric Corp | デジタル演算型シンクロ・デジタル変換器 |
| US4857926A (en) * | 1987-08-25 | 1989-08-15 | Honeywell Inc. | Phase-responsive angular tracking device |
| US4989001A (en) * | 1989-04-20 | 1991-01-29 | Advanced Micro Controls, Inc. | Microcontroller based resolver-to-digital converter |
| JPH03261820A (ja) * | 1990-03-12 | 1991-11-21 | Tamagawa Seiki Co Ltd | ディジタルｒ／ｄ変換器 |
| US5455498A (en) * | 1990-05-09 | 1995-10-03 | Omron Corporation | Angle of rotation detector |
| JPH04183021A (ja) * | 1990-11-16 | 1992-06-30 | Mitsubishi Electric Corp | アナログ・デイジタル変換装置 |
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| JPH1198876A (ja) * | 1997-09-22 | 1999-04-09 | Hitachi Ltd | 位置・速度検出装置 |
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1999
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-
2000
- 2000-01-11 DE DE60029682T patent/DE60029682T2/de not_active Expired - Fee Related
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