JP3455683B2 - 負荷電流検出回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ソレノイドなどの
誘導性負荷に流す電流を精度よく検出するための負荷電
流検出回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来から、検出すべき電流が流れる回路
に抵抗を挿入し、抵抗の両端に発生する電圧から流れる
電流を求める方法が広く行われている。たとえば、特開
平９−３０５２４５には、電源装置に電流検出回路を設
ける先行技術が開示されている。また特開平９−２２４
３９７には、ソレノイドコイルに流れる電流を検出する
先行技術が開示されている。これらの先行技術に示すよ
うに、電流検出は、電源回路関係や、ソレノイドなどの
誘導性負荷に流れる電流の検出の際に多く用いられてい
る。

【０００３】近年自動車のエンジンやトランスミッショ
ン関係などにも、多くの点で電子制御化が進められてい
る。自動車関係などの電子制御化のためには、図７
（ａ）に示すようなリニアソレノイドバルブを用いて、
図７（ｂ）に示すように電気的出力を油圧などの機械的
出力に変換する必要がある。図７（ａ）のリニアソレノ
イドバルブ１は、コイル２に流れる制御電流に応じてプ
ランジャ３の位置を制御し、プランジャ３によって油圧
バルブ４のスプール５を変位させて、図７（ｂ）に示す
ような油圧の制御を行う。油圧制御を精度よく行うため
には、制御電流を精度よく検出する必要がある。

【０００４】図８は、従来からのリニアソレノイドの駆
動回路を示す。コイル２は、図７（ａ）に示すリニアソ
レノイドバルブ１の駆動コイルである。コイル２の一端
は直流電源の正出力電圧＋Ｂに接続され、コイル２の他
端は、ローサイドスイッチ６を介して直流電源の他方出
力である接地ＧＮＤに接続される。ローサイドスイッチ
６がＯＮ状態のときには、直流電源の正出力電圧＋Ｂか
らＩ１として示すように制御電流が流れる。ローサイド
スイッチ６をＯＦＦ状態にすると、コイル２に蓄えられ
ている電磁エネルギが解放され、Ｉ２として示すような
誘導電流が流れようとする。Ｉ２に示す誘導電流が、ロ
ーサイドスイッチ６をＯＦＦ状態にしたときに流れるよ
うに、コイル２の両端間にはダイオード７が接続され
る。ダイオード７はカソードが正出力電圧＋Ｂ側に、ア
ノードがローサイドスイッチ６を介して負出力電圧であ
る接地ＧＮＤ側にそれぞれ接続される。ローサイドスイ
ッチ６がＯＮ状態のときには、ダイオード７には逆方向
のバイアス電圧が印加されるので、電源の正出力電圧＋
Ｂ側からダイオード７を介してローサイドスイッチ６に
はほとんど電流が流れない。ローサイドスイッチ６をＯ
ＦＦ状態にして、誘導電流Ｉ２が流れる際には、ダイオ
ード７は順方向となるので、コイル２から発生する誘導
電流を流すことができる。この誘導電流Ｉ２は、抵抗８
によって検出され、差動増幅器９によって増幅される。
ローサイドスイッチ６がＯＮ状態となっているときに流
れる制御電流Ｉ１は、抵抗１０の両端の電位差として検
出され、差動増幅回路１１によって増幅される。差動増
幅回路９および差動増幅回路１１の出力は、定電流回路
１２，１３を介して出力抵抗１４で合成される。

【０００５】図９は、図８に示すような差動増幅回路
９，１１の入力回路を、車載用という苛酷な使用環境を
考慮してバイポーラトランジスタで構成するときの入力
電圧と出力電圧との関係を示す。図９（ａ）は、差動増
幅回路９，１１の入力端をＮＰＮトランジスタによって
構成しているときの特性を示す。図９（ｂ）は、入力端
をＰＮＰトランジスタによって構成している場合の入出
力特性を示す。図９（ａ）に示すようなＮＰＮ構成で
は、入力電圧が接地電位に近い側で不感帯が生じる。図
９（ｂ）に示すようなＰＮＰ構成では、入力電圧が電源
の正出力電圧＋Ｂに近い側で不感帯が生じる。図８に示
す構成では、誘導電流Ｉ２を検出する差動増幅回路９
は、直流電源の正の出力電圧＋Ｂに近い電位で動作する
ので、図９（ａ）に示すＮＰＮ構成を用いる。制御電流
Ｉ１を検出する差動増幅回路１１は、接地ＧＮＤ電位に
近い電位で差動増幅を行うので、図９（ｂ）に示すよう
なＰＮＰ構成の差動増幅回路を用いる。

【０００６】図１０は、コイル２の正電圧側にハイサイ
ドスイッチ１５を設ける構成を示す。本構成で、図８に
示すローサイド駆動の構成と対応する部分には同一の参
照符を付し、重複する説明は省略する。ハイサイドスイ
ッチ１５がＯＮ状態のときには、電源の正出力電圧＋Ｂ
からの制御電流Ｉ１はハイサイドスイッチ１５からコイ
ル２を通って抵抗８から接地ＧＮＤに流れる。ハイサイ
ドスイッチ１５がＯＦＦ状態のときには、コイル２に蓄
えられていた電磁エネルギに基づく誘導電流Ｉ２が、抵
抗８を介してＧＮＤに流れ、さらにダイオード７を介し
てコイル２に戻る経路を流れる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】自動車用などに用いる
リニアソレノイドバルブでは、必要に応じて図８に示す
ようなローサイド駆動と、図１０に示すようなハイサイ
ド駆動とを選択して用いたり、あるいはローサイド駆動
およびハイサイド駆動を併用して信頼性を高める駆動を
行う必要がある。図１０に示すような単純なハイサイド
駆動では、１つの電流検出用の抵抗８でコイル２に流れ
る電流の検出を行うことができるけれども、図８に示す
ようなローサイド駆動、さらにはハイサイドとローサイ
ドとを組合わせた方式の駆動では、２つの抵抗８，１０
と２つの差動増幅回路９，１１とで電流検出を行う必要
がある。

【０００８】本発明の目的は、リニアソレノイドバルブ
用の駆動コイルなどの誘導性負荷に流れる電流を１つの
電流検出用抵抗で精度よく検出することができる負荷電
流検出回路を提供することである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は、電源の正出力
および負出力にハイサイドスイッチおよびローサイドス
イッチをそれぞれ介して一端および他端がそれぞれ接続
される誘導性負荷に流れる電流を検出する負荷電流検出
回路であって、該ハイサイドスイッチおよびローサイド
スイッチが共にオン状態であるときにおける該誘導性負
荷に流れる制御電流の経路に設けた電流検出用抵抗と、
該ハイサイドスイッチ、または該ローサイドスイッチの
いずれか一方がオフ状態であるときにおける前記誘導性
負荷に流れる誘導電流の経路に設けた電流検出用抵抗と
が同一で構成されてなり、該誘導電流の経路が該誘導性
負荷および該電流検出用抵抗とダイオードとを介して環
流する閉経路からなることを特徴とする負荷電流検出回
路である。

【００１０】本発明に従えば、誘導性負荷は電源の正出
力および負出力にハイサイドスイッチおよびローサイド
スイッチを介してそれぞれ接続される。ハイサイドスイ
ッチおよびローサイドスイッチが共にオン状態にあると
きに誘導性負荷に流れる制御電流と、ハイサイドスイッ
チまたはローサイドスイッチのいずれか一方がオフ状態
であるときに誘導性負荷に流れる誘導電流とは、同一の
電流検出用抵抗の両端間に発生する電位差から検出する
ことができる。

【００１１】また本発明は、電源の正出力および負出力
にハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチをそれ
ぞれ介して一端および他端がそれぞれ接続される誘導性
負荷に、カソードが該一端側でアノードが該他端側とな
るようにダイオードが逆方向でかつ並列に接続されてい
る状態で、該誘導性負荷に流れる電流を検出する負荷電
流検出回路であって、該誘導性負荷の一端と該ハイサイ
ドスイッチおよび該ダイオードのカソードの接続点との
間、または該誘導性負荷の他端および該ダイオードのア
ノードの接続点と該ローサイドスイッチとの間のうちの
一方に挿入される電流検出用抵抗と、該電流検出用抵抗
の両端間に発生する電位差を増幅して該誘導性負荷に流
れる電流を検出する電流検出用増幅回路とを含み、該ハ
イサイドスイッチまたは該ローサイドのいずれか一方が
オフしたときの誘導電流の経路が該誘導性負荷、該電流
検出用抵抗および該ダイオードを介して環流する閉回路
からなることを特徴とする負荷電流検出回路である。

【００１２】本発明に従えば、誘導性負荷は直流電源の
正出力および負出力にハイサイドスイッチおよびローサ
イドスイッチをそれぞれ介して接続される。誘導性負荷
には並列にダイオードが接続され、ダイオードのカソー
ド側はハイサイドスイッチ側に、ダイオードのアノード
側はローサイドスイッチ側にそれぞれ接続される。誘導
性負荷の一端とハイサイドスイッチおよびダイオードの
カソードの接続点との間、または誘導性負荷の他端およ
びダイオードのアノードの接続点とローサイドスイッチ
との間のうちの一方には、電流検出用抵抗が挿入され
る。電流検出用抵抗の両端間に発生する電位差は、電流
検出用増幅回路によって増幅される。ハイサイドスイッ
チおよびローサイドスイッチがいずれもＯＮ状態である
ときには、制御電流の経路として、直流電源の正出力側
からハイサイドスイッチを介して誘導性負荷に電流が供
給され、さらにローサイドスイッチを介して直流電源の
負出力側に流れる。ハイサイドスイッチまたはローサイ
ドスイッチのうちの少なくとも一方がＯＦＦになれば、
誘導電流の経路として、誘導性負荷に蓄えられる電磁エ
ネルギに基づく誘導電流がダイオードを通って流れる。
いずれの電流も、同一の電流検出用抵抗を通って流れる
ので、抵抗の両端間の電位差から流れる電流を検出する
ことができる。

【００１３】

【００１４】

【００１５】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の一形態と
しての負荷電流検出回路の概略的な構成を示す。誘導性
負荷であるコイル２１は、たとえば図７に示すようなリ
ニアソレノイドバルブ１の駆動コイルや、あるいは電磁
リレーなどの駆動コイル、さらにはモータなどの励磁コ
イルなどに相当する。コイル２１の一端と、直流電源の
ハイレベル側である正出力電圧＋Ｂ側には、ハイサイド
スイッチ２２が設けられる。コイル２１の他端と、直流
電源のローレベルの負出力電圧側である接地ＧＮＤ側に
は、ローサイドスイッチ２３が設けられる。ハイサイド
スイッチ２２およびローサイドスイッチ２３は、半導体
スイッチング素子などによって実現される。コイル２１
の一端と他端との間には、並列にダイオード２４が接続
される。ダイオード２４は、カソード側が直流電源の正
出力電圧＋Ｂ側に、アノード側が直流電源の負出力電圧
である接地ＧＮＤ側に接続される。ダイオード２４のア
ノードとローサイドスイッチ２４との接続点と、コイル
２１の他端との間には、電流検出用の抵抗２５が接続さ
れる。抵抗２５の両端間の電圧は、電流検出用増幅回路
２６によって増幅され、抵抗２５に流れる電流に対応す
る出力が出力抵抗２７の両端間に得られる。

【００１６】図１に示す構成では、電流検出用の抵抗２
５を１個だけ挿入し、電流検出用増幅回路２６も１個だ
け用いる。図１の構成を用いて、ハイサイド駆動を行う
ことができる。ハイサイド駆動時にはローサイドスイッ
チ２３を常時ＯＮ状態とし、ハイサイドスイッチ２２を
パルス幅（ＰＷＭ）制御する。検出される電流は、ハイ
サイドスイッチ２２がＯＮ状態のときには制御電流Ｉ１
として、ハイサイドスイッチ２２がＯＦＦ状態のときに
は誘導電流Ｉ２としてそれぞれ流れる。また、ローサイ
ド駆動として、ハイサイドスイッチ２２を常時ＯＮ状態
とし、ローサイドスイッチ２３をＰＷＭ制御する駆動も
可能である。ローサイドスイッチ２３のＯＮ時には制御
電流Ｉ１が流れ、ローサイドスイッチ２３のＯＦＦ時は
誘導電流Ｉ２が流れる。いずれの場合でも、抵抗２５に
電流が流れ、電流検出用増幅回路２６で検出することが
できる。

【００１７】図２は本発明の実施の他の形態として、図
７に示すようなリニアソレノイドバルブ１を半導体集積
回路（以下「ＩＣ」と略称する）駆動回路で駆動する構
成を（ａ）で示す。駆動ＩＣ３０は、マイコン３１から
設定される設定値となるように、出力電流を制御する。
駆動ＩＣ３０内には、図１のハイサイドスイッチ２２お
よびローサイドスイッチ２３に対応するスイッチングト
ランジスタ３２，３３がそれぞれ内蔵される。スイッチ
ングトランジスタ３２，３３は高電圧側の出力駆動回路
３４および低電圧側の出力駆動回路３５によってそれぞ
れ駆動される。コイル２１に流れる電流は、図１の実施
形態と同様に抵抗２５の両端の電位差として、図１の電
流検出用増幅回路２６と同等な高精度電流検出回路３６
によって検出される。ハイサイド側のスイッチングトラ
ンジスタ３２およびローサイド側のスイッチングトラン
ジスタ３３の駆動の切換えは、選択回路（ＳＥＬ）３７
によって行われる。ハイサイド側のスイッチングトラン
ジスタ３２のバイアス電圧は、チャージポンプ回路３８
によって発生される。

【００１８】マイコン３１から与えられる設定値は入出
力回路であるＩ／Ｏ３９から１２ｂｉｔＤ／Ａコンバー
タ４０で直流電圧レベルに変換される。１２ｂｉｔＤ／
Ａコンバータ４０が導出する直流電圧は、高精度電流検
出回路３６の出力電圧と比較器４１によって比較され
る。比較器４１の比較出力は、比較器４２で発振器４３
からの三角波と比較される。高精度電流検出回路３６に
よって検出される電流値が１２ｂｉｔＤ／Ａコンバータ
４０によって出力される電圧レベルよりも低いときに、
ハイサイド駆動ではハイサイド側のスイッチングトラン
ジスタ３２がＯＮ状態となる。コイル２１を流れる電流
値は時間とともに増加し、１２ｂｉｔＤ／Ａコンバータ
４０の出力電圧よりも高くなると、比較器４１の出力が
ローレベルとなる。比較器４２は、比較器４１の出力が
ハイレベルで、かつ発振器４３の出力する三角波のレベ
ルよりも高いときに、駆動するハイサイド側のスイッチ
ングトランジスタ３２をＯＮ状態とするＰＷＭ制御を行
う。ローサイド駆動では、ローサイド側のスイッチング
トランジスタ３３でＰＷＭ制御を行う。いずれの駆動方
式でも、ＰＷＭ制御を行わないスイッチングトランジス
タは、常時ＯＮ状態とする。このようなスイッチングト
ランジスタ３２，３３の選択回路３７による切換えで、
図２（ｂ）に示すように、０〜１Ａの出力電流設定値全
域において、不感帯なしでリニアな出力電流制御を行う
ことができる。

【００１９】図３は図２（ａ）の高精度電流検出回路３
６の内部構成を示す。切換回路５０は、電流検出用の抵
抗２５の両端の電圧を増幅する第１の差動増幅回路であ
るＰＮＰ構成差動増幅回路５１と第２の差動増幅回路で
あるＮＰＮ構成差動増幅回路５２とを切換える。ＰＮＰ
構成差動増幅回路５１は、図９（ｂ）に示すような入出
力電圧特性を有し、電源電圧の正出力電圧＋Ｂ側に不感
帯を有する。ＮＰＮ構成差動増幅回路５２は、図９
（ａ）に示すような入出力増幅特性を有し、直流電源の
負出力電圧である接地ＧＮＤ側に不感帯を有する。切換
回路５０の切換動作は、基準電位設定回路５３によって
設定される基準電位に基づいて行われる。

【００２０】本実施形態の基準電位設定回路５３は、分
圧抵抗５４，５５で構成され、直流電源の正出力電圧＋
Ｂと負出力電圧であるＧＮＤとの中間の＋Ｂ／２の電位
を導出する。基準電位設定回路５３が設定する基準電位
は、ＰＮＰ構成差動増幅回路５１およびＮＰＮ構成差動
増幅回路５２のいずれの不感帯にも属さない電位であれ
ば、正確に＋Ｂ／２でなくてもよい。

【００２１】なお、高精度電流検出回路５１の入力側に
バイポーラドランジスタによる差動増幅回路を使用する
のは、温度や電源電圧の変動にも安定に動作することが
期待されるからである。特に車載用として使用するとき
は、周囲温度が−４０〜１０５℃で、＋Ｂが１０〜１６
Ｖ程度変動しても、信頼性の高い動作が可能である必要
がある。

【００２２】切換回路５０には、ＰＮＰ構成差動増幅回
路５１の動作と非動作とを切換えるためのＮＰＮスイッ
チングトランジスタ５６と、ＮＰＮ構成差動増幅回路５
２の動作と非動作とを切換えるＰＮＰスイッチングトラ
ンジスタ５７とが含まれる。電流検出用の抵抗２５の電
位が＋Ｂ／２よりも高くなると、ＮＰＮスイッチングト
ランジスタ５６はＯＦＦ状態となり、ＰＮＰ構成差動増
幅回路５１の動作は停止する。ＰＮＰスイッチングトラ
ンジスタ５７はＯＮ状態となり、ＮＰＮ構成差動増幅回
路５２は動作して、抵抗２５の両端間の電圧を増幅す
る。抵抗２５の電位が接地ＧＮＤ付近にあると、ＮＰＮ
スイッチングトランジスタ５６はＯＮ状態となり、ＰＮ
Ｐスイッチングトランジスタ５７はＯＦＦ状態となる。
これに応じて、ＰＮＰ構成差動増幅回路５１が動作し、
ＮＰＮ差動増幅回路５２は非動作となる。

【００２３】ＰＮＰ構成差動増幅回路５１の出力側には
ＮＰＮ出力トランジスタ５８のベースが接続される。Ｎ
ＰＮ構成差動増幅回路５２の出力側にはＰＮＰ出力トラ
ンジスタ５９のベースが接続される。ＰＮＰ出力トラン
ジスタ５９のコレクタは、カレントミラー回路６０を構
成するＮＰＮトランジスタ６１のコレクタに接続され
る。カレントミラー回路６０は、一対のＮＰＮトランジ
スタ６１，６２によって構成され、エミツタおよびベー
スは共通接続される。ＮＰＮトランジスタ６２のコレク
タには、ＮＰＮトランジスタ６１のコレクタと同等の電
流が流れる。したがってＮＰＮ構成差動増幅回路５２が
動作しているときのＮＰＮ出力トランジスタ５８のコレ
クタ出力電流と同一の電流が、ＮＰＮトランジスタ６２
のコレクタから出力抵抗２７に流れる。また、ＮＰＮ構
成差動増幅回路５２が動作しているときにＰＮＰ出力ト
ランジスタ５９のコレクタに流れる電流は、出力抵抗２
７に流れる。このようにして、出力抵抗２７には、ＰＮ
Ｐ構成差動増幅回路５１またはＮＰＮ構成差動増幅回路
５２の出力に対応する電流が流れ、出力を合成して取出
すことができる。

【００２４】図４は、図３に示すように切換えを行わな
いで単に出力を合成する場合を（ａ）に、図３に示すよ
うに切換えを行う場合を（ｂ）に示す。図４（ａ）に示
すように、ＰＮＰ構成差動増幅回路５１およびＮＰＮ構
成差動増幅回路５２には、入力電圧のローレベル側ある
いはハイレベル側の一方にそれぞれ不感帯が生じる。Ｐ
ＮＰ構成差動増幅回路５１およびＮＰＮ構成差動増幅回
路５２を常時ＯＮ状態にしておくと、両方の出力が足し
合わされ、実際にコイル２１に流れている電流よりも多
めの電流が検出されることになる。本実施形態では、図
４（ｂ）に示すように、ＰＮＰ構成差動増幅回路５１と
ＮＰＮ構成差動増幅回路５２とを、入力電位が＋Ｂ／２
となるときを基準にして切換えている。入力電位ＶＳＥ
ＮＳＥ−が＋Ｂ／２よりも低い範囲ではＰＮＰ構成差動
増幅回路５１を動作させ、ＶＳＥＮＳＥ−が＋Ｂ／２よ
りも高い範囲ではＮＰＮ構成差動増幅回路５２を動作さ
せるように切換え、平坦な出力電圧特性を得ることがで
きる。なお、抵抗２５の抵抗値は、たとえば０．３３Ω
であり、１Ａの電流が流れると３３０ｍＶの電位差が発
生する。直流電源電圧＋Ｂは、自動車のバッテリの出力
電圧である１２Ｖ程度である。

【００２５】図５は、図２の駆動ＩＣ３０を用いて、ロ
ーサイド駆動を行う状態を（ａ）に示し、（ｂ）では駆
動に対応する電流波形を示し、（ｃ）では出力電圧波形
を示す。出力電圧波形は、基準電位である＋Ｂ／２より
も低い範囲がＰＮＰ構成差動増幅回路５１で増幅され、
高い範囲がＮＰＮ構成差動増幅回路５２で増幅される。

【００２６】図６は、本発明の実施のさらに他の形態と
して、図２に示す駆動ＩＣ３０を３個用いて電子制御ユ
ニット（ＥＣＵ）７０を構成する例を示す。３個の駆動
ＩＣ３０ａ，３０ｂ，３０ｃは、ソレノイドのコイル２
１ａ，２１ｂ，２１ｃを、ハイサイド駆動、ハイサイド
駆動およびローサイド駆動でそれぞれ制御する。各駆動
ＩＣ３０ａ，３０ｂ，３０ｃには、ＣＰＵ７１から設定
値が与えられる。ＣＰＵ７１および駆動ＩＣ３０ａ，３
０ｂ，３０ｃには、動作用の直流電源電圧として、定電
圧回路（ＲＥＧ）７２から５Ｖの直流電圧が与えられ
る。また、パワーオンリセットなどの際に発生されるリ
セット信号が、リセット回路７３から与えられる。駆動
ＩＣ３０ａ，３０ｂ，３０ｃは、同一構成で、ハイサイ
ド駆動もローサイド駆動も可能であるので、高精度の電
流制御を容易に行うことができる。なお、各駆動Ｉｃ３
０ａ，３０ｂ，３０ｃは、異なる識別番号（ＩＤ）を付
して区別する。

【００２７】以上説明した各実施形態では、電流検出用
の抵抗２５をローサイド側に挿入しているけれども、同
様にハイサイド側にも接続することができる。また、電
流検出用増幅回路２６または高精度電流検出回路３６
は、リニアソレノイドバルブなどのコイル２１に流れる
制御電流や誘導電流の検出を行っているけれども、図２
（ｂ）に示すようないわゆるＲａｉｌ ｔｏ Ｒａｉｌ
の入出力特性を有するので、一般に電源回路などから負
荷に供給される電流の検出を行うこともできる。電源の
出力電圧の一方に近い電位でも精度よく電流を検出する
ことができる。

【００２８】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、ハイサイ
ドスイッチおよびローサイドスイッチが共にＯＮ状態で
電源から誘導性負荷に供給される制御電流や、ハイサイ
ドスイッチまたはローサイドスイッチのうちの一方がＯ
ＦＦになって流れる誘導電流を、同一の電流検出用抵抗
で検出することができる。

【００２９】また本発明によれば、ハイサイドスイッチ
およびローサイドスイッチが共にＯＮ状態で直流電源か
ら誘導性負荷に供給される制御電流や、ハイサイドスイ
ッチまたはローサイドスイッチのうちの少なくとも一方
がＯＦＦになって流れる誘導電流を、１つの電流検出用
抵抗で検出することができる。

【００３０】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態の負荷電流検出回路２０
の概略的な電気的構成を示すブロック図である。

【図２】本発明の実施の他の形態の駆動ＩＣ３０の概略
的な電気的構成を示すブロック図とその出力電流制御特
性を示すグラフである。

【図３】図２の駆動ＩＣ３０内の高精度電流検出回路３
６の概略的な電気的構成を示すブロック図である。

【図４】図３の高精度電流検出回路３６による差動増幅
回路の切換えの効果を示すグラフである。

【図５】図２の駆動ＩＣ３０を用いてローサイド駆動を
行う例を示すブロック図およびその電流検出波形と出力
波形とを示す波形図である。

【図６】図２の駆動ＩＣ３０を３個含むＥＣＵ７０の概
略的な電気的構成を示すブロック図である。

【図７】リニアソレノイドバルブの断面図および出力特
性を示すグラフである。

【図８】従来からのソレノイドのローサイド駆動の構成
を示すブロック図である。

【図９】差動増幅回路の動作限界を示すグラフである。

【図１０】従来からのハイサイド駆動の構成を示すブロ
ック図である。

【符号の説明】

２０ 負荷電流検出回路 ２１ コイル ２２ ハイサイドスイッチ ２３ ローサイドスイッチ ２４ ダイオード ２５ 抵抗 ２６ 電流検出用増幅回路 ３０ 駆動ＩＣ ３１ マイコン ３２，３３ スイッチングトランジスタ ３６ 高精度電流検出回路 ４０ １２ｂｉｔＤ／Ａコンバータ ４１，４２ 比較器 ４３ 発振器 ５０ 切換回路 ５１ ＰＮＰ構成差動増幅回路 ５２ ＮＰＮ構成差動増幅回路 ５３ 基準電位設定回路 ７０ ＥＣＵ ７１ ＣＰＵ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平９−126030（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−98341（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−104014（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−133115（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−229143（ＪＰ，Ａ) 実開 昭63−16272（ＪＰ，Ｕ) 実開 平４−46230（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G05F 1/445,1/56,1/613,1/618 F16K 31/06 - 31/11 G01R 19/00 - 19/32 H01F 7/18 H03F 3/45

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電源の正出力および負出力にハイサイド
   スイッチおよびローサイドスイッチをそれぞれ介して一
   端および他端がそれぞれ接続される誘導性負荷に流れる
   電流を検出する負荷電流検出回路であって、 該ハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチが共に
   オン状態であるときにおける該誘導性負荷に流れる制御
   電流の経路に設けた電流検出用抵抗と、該ハイサイドス
   イッチ、または該ローサイドスイッチのいずれか一方が
   オフ状態であるときにおける前記誘導性負荷に流れる誘
   導電流の経路に設けた電流検出用抵抗とが同一で構成さ
   れてなり、 該誘導電流の経路が該誘導性負荷および該電流検出用抵
   抗とダイオードとを介して環流する閉経路からなること
   を特徴とする負荷電流検出回路。
2. 【請求項２】 電源の正出力および負出力にハイサイド
   スイッチおよびローサイドスイッチをそれぞれ介して一
   端および他端がそれぞれ接続される誘導性負荷に、カソ
   ードが該一端側でアノードが該他端側となるようにダイ
   オードが逆方向でかつ並列に接続されている状態で、該
   誘導性負荷に流れる電流を検出する負荷電流検出回路で
   あって、 該誘導性負荷の一端と該ハイサイドスイッチおよび該ダ
   イオードのカソードの接続点との間、または該誘導性負
   荷の他端および該ダイオードのアノードの接続点と該ロ
   ーサイドスイッチとの間のうちの一方に挿入される電流
   検出用抵抗と、 該電流検出用抵抗の両端間に発生する電位差を増幅して
   該誘導性負荷に流れる電流を検出する電流検出用増幅回
   路とを含み、 該ハイサイドスイッチまたは該ローサイドのいずれか一
   方がオフしたときの誘導電流の経路が該誘導性負荷、該
   電流検出用抵抗および該ダイオードを介して環流する閉
   回路からなることを特徴とする負荷電流検出回路。