JP3436632B2 - ノイズ耐性低電圧バッファ - Google Patents
ノイズ耐性低電圧バッファInfo
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/003—Modifications for increasing the reliability for protection
- H03K19/00346—Modifications for eliminating interference or parasitic voltages or currents
- H03K19/00361—Modifications for eliminating interference or parasitic voltages or currents in field effect transistor circuits
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は集積回路バッファに関す
る。
る。
【０００２】
【従来の技術】集積回路（ＩＣ）は、印刷回路基板、マ
ルチチップモジュール（ＭＣＭ）パッケージ、および様
々な他のタイプのＩＣチップ搭載基板上の外部信号線を
ドライブするために出力バッファを使用する。外部信号
線は、典型的には、大きな容量性負荷であり、出力バッ
ファのドライブ能力は、通常、想定される負荷を適当な
高速度にてドライブできるように設計される。一方、バ
ッファの高スイッチング速度は、しばしば、電源に大き
なノイズを与える原因となり、このノイズは、しばし
ば、“グラウンドバウンス（ground bounce）と称され
る。
ルチチップモジュール（ＭＣＭ）パッケージ、および様
々な他のタイプのＩＣチップ搭載基板上の外部信号線を
ドライブするために出力バッファを使用する。外部信号
線は、典型的には、大きな容量性負荷であり、出力バッ
ファのドライブ能力は、通常、想定される負荷を適当な
高速度にてドライブできるように設計される。一方、バ
ッファの高スイッチング速度は、しばしば、電源に大き
なノイズを与える原因となり、このノイズは、しばし
ば、“グラウンドバウンス（ground bounce）と称され
る。
【０００３】図１には、ＣＭＯＳ技術にて実現された典
型的な出力バッファ１００が示される。この集積回路チ
ップ上のボンドパッド１１５は、端子１１４を介して正
の電源電圧（ＶDD）への接続を提供し、一方、ボンドパ
ッド１１６は、端子１１７を介して負の電源電圧
（ＶSS）への接続を提供する。各電源リード内には、図
示されるように、インダクタンス１０９と１１０が示さ
れる。これは、チップがパッケージ内に搭載される場合
は、ワイヤ導線の固有のインダクタンスを表す。マルチ
チップモジュールの場合は、インダクタンスの大部分
は、典型的には、ＭＣＭ基板上の導線に起因する。各電
源に対して一つのボンドパッドのみが示されるが、しば
しば、電源からバッファおよび集積回路の様々な他の部
分への抵抗およびインダクタンスを低減する目的で、複
数のボンドパッドが使用される。高容量性負荷１１３お
よび与えられたインダクタンスを持つことを前提とし
て、可能なかぎり最も高いスイッチング速度を達成する
ために、出力トランジスタ１０２と１０３のサイズの最
適化が行なわれる。ただし、最適な値を越えてトランジ
スタ１０２と１０３のサイズを増加させても、それに比
例するスイッチング速度の増加は得られない。これは、
インダクタンス１０９と１１０が、トランジスタ１０２
と１０３がスイッチするとのき高電流に起因して、瞬間
的な電圧降下を発生させるためである。この高電流は、
一部は、コンデンサ１１３の充電あるいは放電に起因
し、一部は、プルアップトランジスタ１０２とプルダウ
ントランジスタ１０３の両方が、瞬間的に、同時に導電
する時の重複電流に起因する。
型的な出力バッファ１００が示される。この集積回路チ
ップ上のボンドパッド１１５は、端子１１４を介して正
の電源電圧（ＶDD）への接続を提供し、一方、ボンドパ
ッド１１６は、端子１１７を介して負の電源電圧
（ＶSS）への接続を提供する。各電源リード内には、図
示されるように、インダクタンス１０９と１１０が示さ
れる。これは、チップがパッケージ内に搭載される場合
は、ワイヤ導線の固有のインダクタンスを表す。マルチ
チップモジュールの場合は、インダクタンスの大部分
は、典型的には、ＭＣＭ基板上の導線に起因する。各電
源に対して一つのボンドパッドのみが示されるが、しば
しば、電源からバッファおよび集積回路の様々な他の部
分への抵抗およびインダクタンスを低減する目的で、複
数のボンドパッドが使用される。高容量性負荷１１３お
よび与えられたインダクタンスを持つことを前提とし
て、可能なかぎり最も高いスイッチング速度を達成する
ために、出力トランジスタ１０２と１０３のサイズの最
適化が行なわれる。ただし、最適な値を越えてトランジ
スタ１０２と１０３のサイズを増加させても、それに比
例するスイッチング速度の増加は得られない。これは、
インダクタンス１０９と１１０が、トランジスタ１０２
と１０３がスイッチするとのき高電流に起因して、瞬間
的な電圧降下を発生させるためである。この高電流は、
一部は、コンデンサ１１３の充電あるいは放電に起因
し、一部は、プルアップトランジスタ１０２とプルダウ
ントランジスタ１０３の両方が、瞬間的に、同時に導電
する時の重複電流に起因する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】図２には、インダクタ
ンスを通じての電流に起因する瞬間的な電圧降下につい
て示される。正の電源ボンドパッド１１５の所の電圧は
線２１によって示され、一方、負の電源ボンドパッド１
１６の所の電圧は線２２によって示される。これら電圧
の規模は、異なることも考えられるが、ただし、図に
は、同一の電源ボンドパッドに接続された第一のグルー
プの出力バッファが、これらボンドパッドに接続された
第二のグループの出力バッファが低値にスイッチするの
と同一時間に高値にスイッチする場合のように、同一で
あるものとして示される。電圧ΔＶは、これらバッファ
が時間ｔ1 においてスイッチするときのこれら電源ボン
ドパッド間の電圧の差を表す。この瞬間的な電圧降下
は、電源電圧が電圧降下の規模に対して相対的に低い場
合、大きな問題となる。例えば、３ボルトの電源（ＶDD
＝３ボルト）の場合、インダクタンス１０９間の１．５
ボルトの電圧降下は、出力ノード１０６上の低値から高
値への遷移の際に、ノード１０７に３−１．５＝１．５
ボルトの電圧降下を与えることとなる。
ンスを通じての電流に起因する瞬間的な電圧降下につい
て示される。正の電源ボンドパッド１１５の所の電圧は
線２１によって示され、一方、負の電源ボンドパッド１
１６の所の電圧は線２２によって示される。これら電圧
の規模は、異なることも考えられるが、ただし、図に
は、同一の電源ボンドパッドに接続された第一のグルー
プの出力バッファが、これらボンドパッドに接続された
第二のグループの出力バッファが低値にスイッチするの
と同一時間に高値にスイッチする場合のように、同一で
あるものとして示される。電圧ΔＶは、これらバッファ
が時間ｔ1 においてスイッチするときのこれら電源ボン
ドパッド間の電圧の差を表す。この瞬間的な電圧降下
は、電源電圧が電圧降下の規模に対して相対的に低い場
合、大きな問題となる。例えば、３ボルトの電源（ＶDD
＝３ボルト）の場合、インダクタンス１０９間の１．５
ボルトの電圧降下は、出力ノード１０６上の低値から高
値への遷移の際に、ノード１０７に３−１．５＝１．５
ボルトの電圧降下を与えることとなる。
【０００５】従って、ノード１０５が低値（０ボルト）
のとき、トランジスタ１０２の間にたった１．５ボルト
のゲートソース電圧（Ｖgs）が存在することとなる。こ
のＶgsの値は、典型的なトランジスタの閾値である約１
ボルトをわずかに上回るのみである。従って、このバッ
ファの出力ドライブ能力は大きく制約されることとな
る。さらに、多くのバッファが同時に反対方向にスイッ
チする場合、トランジスタ１０２と１０３との間の電圧
（ΔＶ）が瞬間的に０に低下し、バッファの負荷をドラ
イブする能力が完全に排除される場合もある。
のとき、トランジスタ１０２の間にたった１．５ボルト
のゲートソース電圧（Ｖgs）が存在することとなる。こ
のＶgsの値は、典型的なトランジスタの閾値である約１
ボルトをわずかに上回るのみである。従って、このバッ
ファの出力ドライブ能力は大きく制約されることとな
る。さらに、多くのバッファが同時に反対方向にスイッ
チする場合、トランジスタ１０２と１０３との間の電圧
（ΔＶ）が瞬間的に０に低下し、バッファの負荷をドラ
イブする能力が完全に排除される場合もある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明による集積回路バ
ッファは、バッファ出力ノードをドライブするための第
一の導電タイプのプルアップトランジスタと第二の導電
タイプのプルダウントランジスタから構成される第一の
出力インバータを含む。このバッファは、さらに、これ
もまたバッファ出力ノードをドライブするための第二の
導電タイプのプルアップトランジスタと第一の導電タイ
プのプルダウントランジスタから構成されるソースフォ
ロワバッハァ回路を含む。これら第一の出力インバータ
とソースフォロワバッハァ回路は、実質的に位相のずれ
た信号を提供するドライブ回路によってドライブされ
る。従って、動作において、これらプルアップトランジ
スタは第一の時間期間においてアクティブとなり、これ
らプルダウントランジスタは、第二の時間期間におい
て、アクティブとなる。一つの好ましい実施例において
は、これら第一の出力インバータとソースフォロワバッ
ハァ回路への電源電圧は、ドライブ回路に電源電圧を提
供するそれとは別個のボンドパッドを通じて供給され
る。
ッファは、バッファ出力ノードをドライブするための第
一の導電タイプのプルアップトランジスタと第二の導電
タイプのプルダウントランジスタから構成される第一の
出力インバータを含む。このバッファは、さらに、これ
もまたバッファ出力ノードをドライブするための第二の
導電タイプのプルアップトランジスタと第一の導電タイ
プのプルダウントランジスタから構成されるソースフォ
ロワバッハァ回路を含む。これら第一の出力インバータ
とソースフォロワバッハァ回路は、実質的に位相のずれ
た信号を提供するドライブ回路によってドライブされ
る。従って、動作において、これらプルアップトランジ
スタは第一の時間期間においてアクティブとなり、これ
らプルダウントランジスタは、第二の時間期間におい
て、アクティブとなる。一つの好ましい実施例において
は、これら第一の出力インバータとソースフォロワバッ
ハァ回路への電源電圧は、ドライブ回路に電源電圧を提
供するそれとは別個のボンドパッドを通じて供給され
る。
【０００７】
【実施例】以下の詳細な説明は集積回路バッファ（inte
grated circuit buffer ）に関する。本発明のバッファ
は、これがその上に形成される集積回路に対して外部の
負荷をドライブするために使用することができるが、こ
の場合は、これは、出力バッファと称される。別のアプ
リケーションとして、本発明のバッファは、例えば、ク
ロックドライバの場合のように、これがその上に形成さ
れるのと同一の集積回路上の負荷をドライブするために
使用することもできる。図３には、ＣＭＯＳ技術にて実
現される本発明のバッファの実施例が示される。バッフ
ァ入力信号がノード３０１の所に、第一のドライバイン
バータ３０２に加えられるように供給される。インバー
タ３０２の出力はノード３０３に供給される。ノード３
０３は、また、ｐ−チャネルプルアップトランジスタ３
０７とｎ−チャネルプルダウントランジスタ３０６のゲ
ートにも接続される。これらトランジスタ３０７と３０
６は、この実施例においてはボンドパッドとされるバッ
ファ出力ノード３１０をドライブする第一の出力インバ
ータを形成する。ボンドパッド３１０上の信号は固有の
自己インダクタンス３１７を持つ導線を通じてパッケー
ジ端子３１１に結合され、コンデンサ３１２によって表
される出力負荷がこれによってドライブされる。この第
一の出力インバータは、図１に示される出力インバータ
と類似に動作するものと見ることができる。
grated circuit buffer ）に関する。本発明のバッファ
は、これがその上に形成される集積回路に対して外部の
負荷をドライブするために使用することができるが、こ
の場合は、これは、出力バッファと称される。別のアプ
リケーションとして、本発明のバッファは、例えば、ク
ロックドライバの場合のように、これがその上に形成さ
れるのと同一の集積回路上の負荷をドライブするために
使用することもできる。図３には、ＣＭＯＳ技術にて実
現される本発明のバッファの実施例が示される。バッフ
ァ入力信号がノード３０１の所に、第一のドライバイン
バータ３０２に加えられるように供給される。インバー
タ３０２の出力はノード３０３に供給される。ノード３
０３は、また、ｐ−チャネルプルアップトランジスタ３
０７とｎ−チャネルプルダウントランジスタ３０６のゲ
ートにも接続される。これらトランジスタ３０７と３０
６は、この実施例においてはボンドパッドとされるバッ
ファ出力ノード３１０をドライブする第一の出力インバ
ータを形成する。ボンドパッド３１０上の信号は固有の
自己インダクタンス３１７を持つ導線を通じてパッケー
ジ端子３１１に結合され、コンデンサ３１２によって表
される出力負荷がこれによってドライブされる。この第
一の出力インバータは、図１に示される出力インバータ
と類似に動作するものと見ることができる。
【０００８】第二のドライブインバータ３０４の入力
は、インバータ３０２の出力に接続される。従って、イ
ンバータ３０２の出力の所（例えば、ノード３０９の
所）のドライブ信号は、インバータ３０２の出力の所
（例えば、ノード３０３の所）のドライブ信号と位相が
ずれる。ノード３０９は、ｎ−チャネルプルアップトラ
ンジスタ３０５とｐ−チャネルプルダウントランジスタ
３０８のゲートに接続される。トランジスタ３０５と３
０８は、これもバッファ出力ノード３１０をドライブす
るソースフォロワバッハァ回路を形成する。これら第一
の出力インバータとソースフォロワバッハァ回路へのド
ライブ信号は、位相がずれるために、両方のプルアップ
トランジスタ（３０５、３０７）は、ノード３０１上の
バッファ入力信号が高値であるとき、同時に導通する。
これは、このときノード３０３が低値であり、結果とし
てトランジスタ３０７を導通させ、一方、ノード３０９
は高値であり、結果としてトランジスタ３０５を導通さ
せるためである。同様に、両方のプルダウントランジス
タ（３０６、３０８）は、ノード３０１上のバッファ入
力信号が低値のときに、ノード３０３が高値であり、一
方、ノード３０９が低値であるために、同時に導通す
る。
は、インバータ３０２の出力に接続される。従って、イ
ンバータ３０２の出力の所（例えば、ノード３０９の
所）のドライブ信号は、インバータ３０２の出力の所
（例えば、ノード３０３の所）のドライブ信号と位相が
ずれる。ノード３０９は、ｎ−チャネルプルアップトラ
ンジスタ３０５とｐ−チャネルプルダウントランジスタ
３０８のゲートに接続される。トランジスタ３０５と３
０８は、これもバッファ出力ノード３１０をドライブす
るソースフォロワバッハァ回路を形成する。これら第一
の出力インバータとソースフォロワバッハァ回路へのド
ライブ信号は、位相がずれるために、両方のプルアップ
トランジスタ（３０５、３０７）は、ノード３０１上の
バッファ入力信号が高値であるとき、同時に導通する。
これは、このときノード３０３が低値であり、結果とし
てトランジスタ３０７を導通させ、一方、ノード３０９
は高値であり、結果としてトランジスタ３０５を導通さ
せるためである。同様に、両方のプルダウントランジス
タ（３０６、３０８）は、ノード３０１上のバッファ入
力信号が低値のときに、ノード３０３が高値であり、一
方、ノード３０９が低値であるために、同時に導通す
る。
【０００９】動作において、インダクタンス３１５間の
電圧降下によって電源ボンドパッド３２１の電圧が、ド
ライバノード３０３が低値になるのと同一時間に低下す
ると、ｐ−チャネルプルアップトランジスタ３０７間の
ゲートソース電圧が低下される。従って、従来の技術に
よる出力バッファの場合と同様に、トランジスタ３０７
のプルアップドライブ能力が低減される。ただし、同時
に、ドライバノード３０９上の高値の電圧のために、n-
チャネルプルアップトランジスタ３０５がアクティブと
なる。トランジスタ３０５に対するゲートソース電圧
（Ｖgs）は、ノード３０９の所の電圧から出力ノード３
１０の所の電圧を引いたものである。このケースにおい
ては、出力ノード３１０上の電圧は、最初、低値である
ために、このＶgsの値は、典型的には、トランジスタ３
０５を完全にオンにするのに十分な大きさを持ち、この
ために、これは、出力ノード３１０をプルアップし、こ
れによって負荷をドライブすることを助ける。こうし
て、この追加のプルアップトランジスタ３０５は、イン
ダクタンス３１５間の電圧降下の影響を克服するのを助
ける。
電圧降下によって電源ボンドパッド３２１の電圧が、ド
ライバノード３０３が低値になるのと同一時間に低下す
ると、ｐ−チャネルプルアップトランジスタ３０７間の
ゲートソース電圧が低下される。従って、従来の技術に
よる出力バッファの場合と同様に、トランジスタ３０７
のプルアップドライブ能力が低減される。ただし、同時
に、ドライバノード３０９上の高値の電圧のために、n-
チャネルプルアップトランジスタ３０５がアクティブと
なる。トランジスタ３０５に対するゲートソース電圧
（Ｖgs）は、ノード３０９の所の電圧から出力ノード３
１０の所の電圧を引いたものである。このケースにおい
ては、出力ノード３１０上の電圧は、最初、低値である
ために、このＶgsの値は、典型的には、トランジスタ３
０５を完全にオンにするのに十分な大きさを持ち、この
ために、これは、出力ノード３１０をプルアップし、こ
れによって負荷をドライブすることを助ける。こうし
て、この追加のプルアップトランジスタ３０５は、イン
ダクタンス３１５間の電圧降下の影響を克服するのを助
ける。
【００１０】同様にして、インダクタンス３１６間の電
圧降下によって、電源ボンドパッド３２２の所の電圧
が、ドライブノード３０３が高値となるのと同一時間に
増加すると、ｎ−チャネルプルダウントランジスタ３０
６間のゲートソース電圧が低下される。こうして、従来
の技術による出力バッファと同様に、トランジスタ３０
６のプルダウンドライブ能力が低下される。ただし、同
時に、ドライバノード３０９上の低値の電圧のために、
ｐ−チャネルプルダウントランジスタ３０８がアクティ
ブとなる。トランジスタ３０８に対するゲースソース電
圧は、ノード３０９の所の電圧から出力ノード３１０の
所の電圧を引いたものである。このケースにおいては、
出力ノード３１０上の電圧は、最初、高値であるため
に、このＶgsの値（負の値）は、典型的には、トランジ
スタ３０８を完全にオンにするのに十分な規模であり、
従ってこれは、出力ノード３１０をプルダウンし、負荷
をドライブするのを助ける。従って、この追加のプルダ
ウントランジスタ３０８は、インダクタンス３１６間の
電圧降下の影響を克服することを助ける。
圧降下によって、電源ボンドパッド３２２の所の電圧
が、ドライブノード３０３が高値となるのと同一時間に
増加すると、ｎ−チャネルプルダウントランジスタ３０
６間のゲートソース電圧が低下される。こうして、従来
の技術による出力バッファと同様に、トランジスタ３０
６のプルダウンドライブ能力が低下される。ただし、同
時に、ドライバノード３０９上の低値の電圧のために、
ｐ−チャネルプルダウントランジスタ３０８がアクティ
ブとなる。トランジスタ３０８に対するゲースソース電
圧は、ノード３０９の所の電圧から出力ノード３１０の
所の電圧を引いたものである。このケースにおいては、
出力ノード３１０上の電圧は、最初、高値であるため
に、このＶgsの値（負の値）は、典型的には、トランジ
スタ３０８を完全にオンにするのに十分な規模であり、
従ってこれは、出力ノード３１０をプルダウンし、負荷
をドライブするのを助ける。従って、この追加のプルダ
ウントランジスタ３０８は、インダクタンス３１６間の
電圧降下の影響を克服することを助ける。
【００１１】図３に示される好ましい実施例において
は、さらに、出力インバータへの電源がドライバインバ
ータ３０２と３０４に供給するボンドパッド（３２３、
３２４）とは別個のボンドパッド（３２１、３２２）を
通じて供給されることに注意する。これは、インダクタ
ンス３１３、３１４を通じて流れる電流（および、従っ
て、この間の電圧降下）が、インダクタンス３１５、３
１６を通じて流れる電流よりも小さいために、ドライバ
インバータを電源上のノイズから隔離することを助け
る。さらに、第一の出力インバータとソースフォロワバ
ッハァ回路に、別個のボンドパッド（図示なし）を通じ
て電源を供給することも可能である。本発明の目的以外
で、集積回路の異なる部分に対して別個の電源バスおよ
び別個のボンドパッドを使用することは当分野において
周知である。ただし、これは、本発明のドライブ回路に
対しては、これが、両方のセットの出力インバータへの
完全なドライブ能力を保護することを助けるために、特
に有効である。ただし、この電源分離は、本発明に関す
るかぎりは、オプションである。
は、さらに、出力インバータへの電源がドライバインバ
ータ３０２と３０４に供給するボンドパッド（３２３、
３２４）とは別個のボンドパッド（３２１、３２２）を
通じて供給されることに注意する。これは、インダクタ
ンス３１３、３１４を通じて流れる電流（および、従っ
て、この間の電圧降下）が、インダクタンス３１５、３
１６を通じて流れる電流よりも小さいために、ドライバ
インバータを電源上のノイズから隔離することを助け
る。さらに、第一の出力インバータとソースフォロワバ
ッハァ回路に、別個のボンドパッド（図示なし）を通じ
て電源を供給することも可能である。本発明の目的以外
で、集積回路の異なる部分に対して別個の電源バスおよ
び別個のボンドパッドを使用することは当分野において
周知である。ただし、これは、本発明のドライブ回路に
対しては、これが、両方のセットの出力インバータへの
完全なドライブ能力を保護することを助けるために、特
に有効である。ただし、この電源分離は、本発明に関す
るかぎりは、オプションである。
【００１２】ノード３０３と３０９上のドライブ信号
は、典型的には、位相が、約１８０度ずれるが、他の位
相ずれ値も可能である。例えば、幾つかの状況において
は、例えば、グラウンドバウンスノイズを低減するため
の波形整形の場合のように、出力インバータの一つを他
のインバータの前にオンすることが要求される場合があ
る。この場合は、このインバータへのドライブ信号は、
他のインバータへのドライブ信号よりある与えられた度
数だけ先行される。従って、これらドライブ信号は、重
複する同相部分を持ち、一方で、これらドライブ信号の
位相ずれ部分では、かなりの程度の重複が保持されるよ
うに設計される。典型的なケースにおいては、これらド
ライブ信号が１５０度から２１０度の範囲の位相ずれを
もつことが推奨されるが、ただし、これよりも広い範囲
であっても構わない。上に説明のドライバ段は、二つの
インバータ（３０２、３０４）から構成され、各インバ
ータは、対応する出力インバータ内のプルアップおよび
プルイントランジスタの両方をドライブする。ただし、
他のドライバ構成も可能である。例えば、あるドライバ
段が、３状態バッファを実現する場合のように、ある与
えられた出力インバータ内のプルアップおよびプルダウ
ントランジスタへのドライブ信号を別個に提供するため
のＮＡＮＤあるいはＮＯＲゲートを含むことも考えられ
るが、この構成は当分野において周知である。
は、典型的には、位相が、約１８０度ずれるが、他の位
相ずれ値も可能である。例えば、幾つかの状況において
は、例えば、グラウンドバウンスノイズを低減するため
の波形整形の場合のように、出力インバータの一つを他
のインバータの前にオンすることが要求される場合があ
る。この場合は、このインバータへのドライブ信号は、
他のインバータへのドライブ信号よりある与えられた度
数だけ先行される。従って、これらドライブ信号は、重
複する同相部分を持ち、一方で、これらドライブ信号の
位相ずれ部分では、かなりの程度の重複が保持されるよ
うに設計される。典型的なケースにおいては、これらド
ライブ信号が１５０度から２１０度の範囲の位相ずれを
もつことが推奨されるが、ただし、これよりも広い範囲
であっても構わない。上に説明のドライバ段は、二つの
インバータ（３０２、３０４）から構成され、各インバ
ータは、対応する出力インバータ内のプルアップおよび
プルイントランジスタの両方をドライブする。ただし、
他のドライバ構成も可能である。例えば、あるドライバ
段が、３状態バッファを実現する場合のように、ある与
えられた出力インバータ内のプルアップおよびプルダウ
ントランジスタへのドライブ信号を別個に提供するため
のＮＡＮＤあるいはＮＯＲゲートを含むことも考えられ
るが、この構成は当分野において周知である。
【００１３】上の好ましい実施例は、ＣＭＯＳ技術に対
して説明されたが、ただし、本発明の技法はバイポーラ
技術に対しても同様に使用できるものである。この場合
は、当分野において周知のように、ｐ−チャネルＭＯＳ
トランジスタの代わりにｐｎｐバイポーラトランジスタ
が使用され、一方、ｎ−チャネルＭＯＳトランジスタの
代わりにｎｐｎバイポーラトランジスタが使用される。
実際、一つの出力インバータがバイポーラタイプであ
り、他方の出力インバータがＭＯＳタイプである混合タ
イプの設計も可能である。本発明のバッファを持つ集積
回路は、好ましい実施例との関連で上に説明されたよう
なボンドパッドにワイア接合された端子を持つパッケー
ジの代わりに、マルチチップモジュールあるいは他のタ
イプの相互接続構成内に配置することも可能である。
して説明されたが、ただし、本発明の技法はバイポーラ
技術に対しても同様に使用できるものである。この場合
は、当分野において周知のように、ｐ−チャネルＭＯＳ
トランジスタの代わりにｐｎｐバイポーラトランジスタ
が使用され、一方、ｎ−チャネルＭＯＳトランジスタの
代わりにｎｐｎバイポーラトランジスタが使用される。
実際、一つの出力インバータがバイポーラタイプであ
り、他方の出力インバータがＭＯＳタイプである混合タ
イプの設計も可能である。本発明のバッファを持つ集積
回路は、好ましい実施例との関連で上に説明されたよう
なボンドパッドにワイア接合された端子を持つパッケー
ジの代わりに、マルチチップモジュールあるいは他のタ
イプの相互接続構成内に配置することも可能である。
【図１】典型的な従来の技術による出力バッファを示す
図である。
図である。
【図２】図１の出力バッファの動作と関連する瞬間的な
電圧降下を示す図である。
電圧降下を示す図である。
【図３】本発明のバッファの一つの実施例を示す図であ
る。
る。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平６−152372（ＪＰ，Ａ)
特開 昭63−234623（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03K 19/0175
H03K 17/687
H03K 19/003
H03K 19/0948
Claims (8)
- 【請求項１】 ３ボルト若しくはそれ以下で動作する集
積回路であって、当該集積回路がソースフォロワバッフ
ァ回路を有する出力バッファ（図３）を含むとともに、
当該ソースフォロワバッファ回路が、それぞれバッファ
出力ノード（３１０）を交互に第１と第２の電源電圧
（ＶＤＤ、ＶＳＳ）に向けて引っ張る第１の導電タイプ
のプルアップトランジスタ（３０５）と第２の導電タイ
プのプルダウントランジスタ（３０８）を含み、前記プ
ルアップトランジスタおよび前記プルダウントランジス
タがソースフォロワとして接続され、 前記出力バッファがさらに出力インバータを含み、この
出力インバータが、前記バッファ出力ノードを交互にそ
れぞれ前記第１および第２の電源電圧に向けて引っ張る
ための、ソース共通接続された前記第２の導電タイプの
プルアップトランジスタ（３０７）とソース共通接続さ
れた前記第１のプルダウントランジスタ（３０６）を含
むことを特徴とし； 前記バッファがさらに、それぞれ第１のドライブ信号を
前記ソースフォロワバッファ回路に供給し、第２のドラ
イブ信号を前記出力インバータに供給するためのドライ
バ回路（３０２、３０４）を含み、これら第１および第
２のドライブ信号が実質的な位相のずれを有し、 前記ソースフォロワバッファ回路および出力インバータ
がドライバ回路に電源電圧を供給するボンドパット（３
２３、３２４）とは別個の前記集積回路上のボンドパッ
ド（３２１、３２２）からの電源電圧の供給を受けるこ
とを特徴とする集積回路。 - 【請求項２】 前記ソースフォロワバッファ回路内のプ
ルアップトランジスタがｐ−チャネル電界効果型トラン
ジスタであり、前記ソースフォロワバッファ回路内のプ
ルダウントランジスタがｎ−チャネル電界効果型トラン
ジスタであることを特徴とする請求項１の集積回路。 - 【請求項３】 前記第２の出力インバータ内のプルアッ
プトランジスタがｎ−チャネル電界効果型トランジスタ
であり、前記第２の出力インバータ内のプルダウントラ
ンジスタがｐ−チャネル電界効果型トランジスタである
ことを特徴とする請求項２の集積回路。 - 【請求項４】 前記集積回路の端子を持つパッケージ内
に配置され、前記バッファ出力ノードがパッケージ端子
に接続されることを特徴とする請求項１の集積回路。 - 【請求項５】 前記バッファ出力ノードが前記出力回路
上に配置された負荷に接続されることを特徴とする請求
項１の集積回路。 - 【請求項６】 前記第１と第２の電源電圧が前記バッフ
ァに約３ボルトの動作電圧を供給することを特徴とする
請求項１の集積回路。 - 【請求項７】 端子を有するパッケージ内に設けられた
３ボルト若しくはそれ以下で動作する集積回路であっ
て、当該集積回路がパッケージ端子に接続された出力ノ
ードを有する出力バッファを含むとともに、当該出力バ
ッファが、それぞれバッファ出力ノードを交互に第１と
第２の電源電圧に向けて引っ張るｐチャネルのプルアッ
プトランジスタとｎチャネルの導電タイプのプルダウン
トランジスタを含み、 前記バッファがさらにソースフォロワバッファ回路を有
し、当該ソースフォロワバッファ回路が、前記バッファ
出力ノードを交互にそれぞれ前記第１および第２の電源
電圧に向けて引っ張るためのｎチャネルのプルアップト
ランジスタとｐチャネルのプルダウントランジスタを含
むことを特徴とし； 前記バッファがさらに、それぞれ第１のドライブ信号を
前記ソースフォロワバッファ回路に供給し、第２のドラ
イブ信号を前記出力インバータに供給するためのドライ
バ回路を含み、これら第１および第２のドライブ信号が
実質的な位相のずれを有し、 前記インバータおよび前記ソースフォロワバッファ回路
がドライバ回路に電源電圧を供給するボンドパットとは
別個の前記集積回路上のボンドパッドからの電源電圧の
供給を受けることを特徴とする集積回路。 - 【請求項８】 前記第１及び第２の電源電圧が約３ボル
トの動作電圧を前記バッファに供給することを特徴とす
る請求項７の集積回路。
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-
1996
- 1996-03-22 JP JP06557396A patent/JP3436632B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1996-12-03 US US08/758,312 patent/US5818262A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
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| US5818262A (en) | 1998-10-06 |
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