JP3434773B2 - クロック入力回路 - Google Patents
クロック入力回路Info
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- JP3434773B2 JP3434773B2 JP2000078510A JP2000078510A JP3434773B2 JP 3434773 B2 JP3434773 B2 JP 3434773B2 JP 2000078510 A JP2000078510 A JP 2000078510A JP 2000078510 A JP2000078510 A JP 2000078510A JP 3434773 B2 JP3434773 B2 JP 3434773B2
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- clock
- differential
- transistors
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明はクロック入力回路に
関し、特に出力デューティと共に、出力波形のエッジ位
置を容易に調整できるようにしたクロック入力回路に関
する。
関し、特に出力デューティと共に、出力波形のエッジ位
置を容易に調整できるようにしたクロック入力回路に関
する。
【0002】
【従来の技術】一般に高速LSIでは、クロック入力回
路として、CMOS差動入力回路が用いられているが、
特に低スキュー(skew)で、小振幅を実現できるP
ECL(pseudo−ECL)レベルの差動クロック
入力回路が広く用いられている。図4は、このような差
動クロック入力を入力する差動アンプ(入力回路)11
を示すブロック図である。
路として、CMOS差動入力回路が用いられているが、
特に低スキュー(skew)で、小振幅を実現できるP
ECL(pseudo−ECL)レベルの差動クロック
入力回路が広く用いられている。図4は、このような差
動クロック入力を入力する差動アンプ(入力回路)11
を示すブロック図である。
【0003】また、外部バスが、200MHz以上で動
作するように、高速化が進む事により、入力信号のセッ
トアップ・ホールドタイムの規格が1ns以下となり、
実力値とスペックの差が100ps程度と小さく、LS
Iテスタでの測定においてもより高精度なエッジ位置が
要求されている。
作するように、高速化が進む事により、入力信号のセッ
トアップ・ホールドタイムの規格が1ns以下となり、
実力値とスペックの差が100ps程度と小さく、LS
Iテスタでの測定においてもより高精度なエッジ位置が
要求されている。
【0004】ところが、この様な高速LSIのセットア
ップ・ホールドタイムを異なるLSIテスタで測定した
ところ、タイミング基準点が50ps近くずれる場合が
あった。調査の結果、主な原因は差動クロック入力のデ
ューティ(duty)比の違いによる、立ち下がりエッ
ジ位置の違いである事が判明した。
ップ・ホールドタイムを異なるLSIテスタで測定した
ところ、タイミング基準点が50ps近くずれる場合が
あった。調査の結果、主な原因は差動クロック入力のデ
ューティ(duty)比の違いによる、立ち下がりエッ
ジ位置の違いである事が判明した。
【0005】図5は図4の差動クロック入力回路の動作
波形図で、差動クロック入力CLK,CLKBによる差
動アンプ(入力回路)11のPLL(Phase―Lo
ckLoop)への出力波形図を示している。この差動
クロック入力回路11に、差動クロック入力CLK,C
LKBを入力してある程度のデューティを調整すること
が出来るPLLへの出力を得ることが出来る。
波形図で、差動クロック入力CLK,CLKBによる差
動アンプ(入力回路)11のPLL(Phase―Lo
ckLoop)への出力波形図を示している。この差動
クロック入力回路11に、差動クロック入力CLK,C
LKBを入力してある程度のデューティを調整すること
が出来るPLLへの出力を得ることが出来る。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】このように、従来のP
ECLレベルの差動クロック入力回路11では、差動ク
ロック入力CLK,CLKBにより、互いに逆相のクロ
ックを入力することにより、ある程度のデューティを調
整することが出来るが、出力クロックの立ち上り、立ち
下がりエッジ位置の違いにより、デューティ比の異なる
出力が出力される問題がある。
ECLレベルの差動クロック入力回路11では、差動ク
ロック入力CLK,CLKBにより、互いに逆相のクロ
ックを入力することにより、ある程度のデューティを調
整することが出来るが、出力クロックの立ち上り、立ち
下がりエッジ位置の違いにより、デューティ比の異なる
出力が出力される問題がある。
【0007】本発明の目的は、このような問題を解決
し、低skewであっても、出力波形のエッジ位置を容
易に調整でき、タイミング基準点の微調整が可能なクロ
ック入力回路を提供することにある。
し、低skewであっても、出力波形のエッジ位置を容
易に調整でき、タイミング基準点の微調整が可能なクロ
ック入力回路を提供することにある。
【0008】
【課題を解決するための手段】本発明のクロック入力回
路の構成は、正相クロックと第1のリファレンス電圧と
を入力しこの第1のリファレンス電圧に応じた第1の出
力クロックを出力する第1の差動入力回路と、逆相クロ
ックと第2のリファレンス電圧とを入力しこの第2のリ
ファレンス電圧に応じた第2の出力クロックを出力する
第2の差動入力回路と、これら差動入力回路の第1の出
力クロックで立ち上り第2の出力クロックで立ち下るフ
リップフロップとを備え、前記第1、第2のリファレン
ス電圧をそれぞれ調整することにより出力デューティを
可変できるようにしたことを特徴とする。
路の構成は、正相クロックと第1のリファレンス電圧と
を入力しこの第1のリファレンス電圧に応じた第1の出
力クロックを出力する第1の差動入力回路と、逆相クロ
ックと第2のリファレンス電圧とを入力しこの第2のリ
ファレンス電圧に応じた第2の出力クロックを出力する
第2の差動入力回路と、これら差動入力回路の第1の出
力クロックで立ち上り第2の出力クロックで立ち下るフ
リップフロップとを備え、前記第1、第2のリファレン
ス電圧をそれぞれ調整することにより出力デューティを
可変できるようにしたことを特徴とする。
【0009】本発明において、第1、第2の差動入力回
路が、差動回路となる一方のトランジスタのゲートにク
ロックが入力され、他方のトランジスタのゲートにリフ
ァレンス電圧が入力されたCMOS回路による差動増幅
回路からなり、前記差動入力回路の動作レベルがバイア
ス回路により設定されることでき、また、本発明におい
て、CMOS回路による差動増幅回路が、差動回路とな
る第1,第2のトランジスタのソースを共通接続して第
3のトランジスタのドレインに接続し、この第3のトラ
ンジスタのソースに第2電源を接続し、前記第1,第2
のトランジスタのドレインにこれらトランジスタと逆導
電型の第4,第5のトランジスタのドレインをそれぞれ
接続し、これら第4,第5のトランジスタのソースを第
1の電源に接続し、これら第4,第5のトランジスタの
ゲートを共通接続して一方のドレインに接続し、前記第
3のトランジスタのゲートにバイアス電圧を接続し、前
記第1,第4のトランジスタのドレイン接続点または前
記第2,第5のトランジスタのドレイン接続点から出力
を得るようにでき、バイアス回路が、ソースをそれぞれ
第1,第2の電源に接続した互に逆導電型の第6,第7
のトランジスタのトレイン、ソースを共通接続すること
もできる。
路が、差動回路となる一方のトランジスタのゲートにク
ロックが入力され、他方のトランジスタのゲートにリフ
ァレンス電圧が入力されたCMOS回路による差動増幅
回路からなり、前記差動入力回路の動作レベルがバイア
ス回路により設定されることでき、また、本発明におい
て、CMOS回路による差動増幅回路が、差動回路とな
る第1,第2のトランジスタのソースを共通接続して第
3のトランジスタのドレインに接続し、この第3のトラ
ンジスタのソースに第2電源を接続し、前記第1,第2
のトランジスタのドレインにこれらトランジスタと逆導
電型の第4,第5のトランジスタのドレインをそれぞれ
接続し、これら第4,第5のトランジスタのソースを第
1の電源に接続し、これら第4,第5のトランジスタの
ゲートを共通接続して一方のドレインに接続し、前記第
3のトランジスタのゲートにバイアス電圧を接続し、前
記第1,第4のトランジスタのドレイン接続点または前
記第2,第5のトランジスタのドレイン接続点から出力
を得るようにでき、バイアス回路が、ソースをそれぞれ
第1,第2の電源に接続した互に逆導電型の第6,第7
のトランジスタのトレイン、ソースを共通接続すること
もできる。
【0010】
【0011】
【発明の実施の形態】次に図面により本発明を詳細に説
明する。図1は本発明の一実施形態のブロック図であ
り、図2は図1の動作を説明する波形図である。本実施
形態は、図1の様に、差動クロック入力A、Bにそれぞ
れ正相クロックCLKとリファレンス電圧VrefA、
逆相クロックCLKBとリファレンス電圧VrefBを
入力する第1、第2の差動クロック入力回路11,12
と、これら第1、第2の差動クロック入力(差動アン
プ)回路11,12の出力をそれぞれ入力するフリップ
フロップ13とから構成され、このフリップフロップ1
3は、2つの2入力NOR回路14,15から構成され
る。
明する。図1は本発明の一実施形態のブロック図であ
り、図2は図1の動作を説明する波形図である。本実施
形態は、図1の様に、差動クロック入力A、Bにそれぞ
れ正相クロックCLKとリファレンス電圧VrefA、
逆相クロックCLKBとリファレンス電圧VrefBを
入力する第1、第2の差動クロック入力回路11,12
と、これら第1、第2の差動クロック入力(差動アン
プ)回路11,12の出力をそれぞれ入力するフリップ
フロップ13とから構成され、このフリップフロップ1
3は、2つの2入力NOR回路14,15から構成され
る。
【0012】2つの差動クロック入力回路11,12の
出力A、Bは、出力Aの立ち上がりで出力が立ち上が
り、出力Bの立ち上がりで出力が立ち下がるフリップフ
ロップ13に接続され、フリップフロップ13の出力C
はPLL(phase−locked loop)等の
入力へと接続される。
出力A、Bは、出力Aの立ち上がりで出力が立ち上が
り、出力Bの立ち上がりで出力が立ち下がるフリップフ
ロップ13に接続され、フリップフロップ13の出力C
はPLL(phase−locked loop)等の
入力へと接続される。
【0013】図1の様に、差動クロック入力回路11,
12は、差動クロック入力A、Bにそれぞれ正相クロッ
クCLKとリファレンス電圧VrefA、逆相クロック
CLKBとリファレンス電圧VrefBを入力すると、
それぞれのリファレンス電圧とクロック入力の交差点を
基準としたクロック信号A、Bが生成される。従って、
フリップフロップ13により、出力Aの立ち上がりエッ
ジで立ち上がり、出力Bの立ち上がりエッジで立ち下が
る信号Cが生成される。
12は、差動クロック入力A、Bにそれぞれ正相クロッ
クCLKとリファレンス電圧VrefA、逆相クロック
CLKBとリファレンス電圧VrefBを入力すると、
それぞれのリファレンス電圧とクロック入力の交差点を
基準としたクロック信号A、Bが生成される。従って、
フリップフロップ13により、出力Aの立ち上がりエッ
ジで立ち上がり、出力Bの立ち上がりエッジで立ち下が
る信号Cが生成される。
【0014】本実施形態の回路によれば、図2に示すよ
うなクロック入力CLK、CLKBの様に、ハイレベ
ル,ロウレベルのデューティ比が異なる等の理想的でな
いPECL(pseudo−ECL)レベルの差動クロ
ック入力信号に対して、タイミング基準点T0を、差動
クロック入力信号が1個の差動入力回路に入力した場合
に出力される差動クロック入力信号の交差する交差点で
はなく、差動クロック入力信号が2個の差動入力回路に
それぞれ入力した場合に、調整可能な各ファレンス電圧
Vrefに従って出力タイミングを自由に調整される出
力信号とする事により、理想的なクロック入力信号があ
る場合と同等な様に調整できる。
うなクロック入力CLK、CLKBの様に、ハイレベ
ル,ロウレベルのデューティ比が異なる等の理想的でな
いPECL(pseudo−ECL)レベルの差動クロ
ック入力信号に対して、タイミング基準点T0を、差動
クロック入力信号が1個の差動入力回路に入力した場合
に出力される差動クロック入力信号の交差する交差点で
はなく、差動クロック入力信号が2個の差動入力回路に
それぞれ入力した場合に、調整可能な各ファレンス電圧
Vrefに従って出力タイミングを自由に調整される出
力信号とする事により、理想的なクロック入力信号があ
る場合と同等な様に調整できる。
【0015】なお、フリップフロップ13等を挿入する
事による、信号遅延増大分はフィードバッククロックと
の位相合わせ回路部分などで補償可能である。
事による、信号遅延増大分はフィードバッククロックと
の位相合わせ回路部分などで補償可能である。
【0016】図3は本実施形態の具体例の差動入力回路
の回路図である。この回路は、トランジスタQ1〜Q9
から構成され、CMOS回路による差動増幅回路がトラ
ンジスタQ1〜Q5からなり、バイアス回路がトランジ
スタQ6,Q7からなり、出力回路がトランジスタQ
8,Q9からなる。
の回路図である。この回路は、トランジスタQ1〜Q9
から構成され、CMOS回路による差動増幅回路がトラ
ンジスタQ1〜Q5からなり、バイアス回路がトランジ
スタQ6,Q7からなり、出力回路がトランジスタQ
8,Q9からなる。
【0017】また差動増幅回路は、差動回路となる第
1,第2のNMOSトランジスタQ1,Q2のゲートに
ロックCLKとリファレンス電圧Vrefがそれぞれ入
力され、これらNMOSトランジスタQ1,Q2のソー
スを共通接続して第3のトランジスタNMOSQ3のド
レインに接続し、このNMOSトランジスタQ3のソー
スに第2電源VSSを接続している。
1,第2のNMOSトランジスタQ1,Q2のゲートに
ロックCLKとリファレンス電圧Vrefがそれぞれ入
力され、これらNMOSトランジスタQ1,Q2のソー
スを共通接続して第3のトランジスタNMOSQ3のド
レインに接続し、このNMOSトランジスタQ3のソー
スに第2電源VSSを接続している。
【0018】また、第1,第2のNMOSトランジスタ
Q1,Q2のドレインにこれらトランジスタと逆導電型
の第4,第5のPMOSトランジスタQ4,Q5のドレ
インをそれぞれ接続し、これらPMOSトランジスタQ
4,Q5のソースを第1の電源VCCに接続し、これら
PMOSトランジスタQ4,Q5のゲートを共通接続し
て一方のPMOSトランジスタQ4のドレインに接続
し、第3のNMOSトランジスタQ3のゲートにバイア
ス電圧を接続し、第1,第4のトランジスタQ1,Q4
のドレイン接続点または第2,第5のトランジスタQ
2,Q5のドレイン接続点から出力を得るようにしてい
る。
Q1,Q2のドレインにこれらトランジスタと逆導電型
の第4,第5のPMOSトランジスタQ4,Q5のドレ
インをそれぞれ接続し、これらPMOSトランジスタQ
4,Q5のソースを第1の電源VCCに接続し、これら
PMOSトランジスタQ4,Q5のゲートを共通接続し
て一方のPMOSトランジスタQ4のドレインに接続
し、第3のNMOSトランジスタQ3のゲートにバイア
ス電圧を接続し、第1,第4のトランジスタQ1,Q4
のドレイン接続点または第2,第5のトランジスタQ
2,Q5のドレイン接続点から出力を得るようにしてい
る。
【0019】またバイアス回路は、ソースをそれぞれ第
1の電源VCC、第2の電源VSSに接続した互に逆導
電型のPMOSトランジスタQ6,NMOSトランジス
タQ7のドレイン、ソースを共通接続して、接地レベル
近傍で動作するバイアス電圧を取り出すことができる。
さらに出力回路は、両電源VCC,VSSにそれぞれソ
ースを接続した第8のPMOSトランジスタQ8,第9
のNMOSトランジスタQ9のドレインが共通接続され
出力端となり、また共通接続されたゲートが入力端とな
る。
1の電源VCC、第2の電源VSSに接続した互に逆導
電型のPMOSトランジスタQ6,NMOSトランジス
タQ7のドレイン、ソースを共通接続して、接地レベル
近傍で動作するバイアス電圧を取り出すことができる。
さらに出力回路は、両電源VCC,VSSにそれぞれソ
ースを接続した第8のPMOSトランジスタQ8,第9
のNMOSトランジスタQ9のドレインが共通接続され
出力端となり、また共通接続されたゲートが入力端とな
る。
【0020】本実施形態によれば、装置のPECLレベ
ルの差動クロック入力信号が理想的で無い場合でも、リ
ファレンス電圧Vrefの調整によって、タイミング基
準点を微調整する事が可能となる。また入力信号のセッ
トアップ・ホールドタイムが厳しい場合でも、より柔軟
にシステム設計が可能となる。さらに、通常のCMOS
レベル単相クロック入力に比べて低スキューで理想的な
デューティの信号をPLLに対して入力する事ができ
る。
ルの差動クロック入力信号が理想的で無い場合でも、リ
ファレンス電圧Vrefの調整によって、タイミング基
準点を微調整する事が可能となる。また入力信号のセッ
トアップ・ホールドタイムが厳しい場合でも、より柔軟
にシステム設計が可能となる。さらに、通常のCMOS
レベル単相クロック入力に比べて低スキューで理想的な
デューティの信号をPLLに対して入力する事ができ
る。
【0021】なお、PECLレベルの差動クロック入力
信号のduty比等が十分理想的であり、タイミング基
準点のずれが問題にならない場合は、それぞれの差動ク
ロック入力にリファレンス電圧ではなく、従来のPEC
Lレベル差動クロック入力回路の様に逆相クロックを入
力する事もできる。こうする事によって、従来の差動ク
ロック入力回路と同様な200mV以下の小振幅入力も
可能となる。
信号のduty比等が十分理想的であり、タイミング基
準点のずれが問題にならない場合は、それぞれの差動ク
ロック入力にリファレンス電圧ではなく、従来のPEC
Lレベル差動クロック入力回路の様に逆相クロックを入
力する事もできる。こうする事によって、従来の差動ク
ロック入力回路と同様な200mV以下の小振幅入力も
可能となる。
【0022】
【発明の効果】以上説明したように本発明により、装置
のPECLレベルの差動クロック入力信号が理想的で無
い場合でも、リファレンス電圧Vrefの調整によっ
て、出力波形のエッジ位置を容易に調整して、タイミン
グ基準点を微調整する事が可能となり、入力信号のセッ
トアップ・ホールドタイムが厳しい場合でも、より柔軟
にシステム設計が可能となる。しかも、通常のCMOS
レベル単相クロック入力に比べて低スキューで理想的な
デューティの信号をPLLに対して入力する事ができ
る。
のPECLレベルの差動クロック入力信号が理想的で無
い場合でも、リファレンス電圧Vrefの調整によっ
て、出力波形のエッジ位置を容易に調整して、タイミン
グ基準点を微調整する事が可能となり、入力信号のセッ
トアップ・ホールドタイムが厳しい場合でも、より柔軟
にシステム設計が可能となる。しかも、通常のCMOS
レベル単相クロック入力に比べて低スキューで理想的な
デューティの信号をPLLに対して入力する事ができ
る。
【0023】また、LSIテスタの信号は、通常立ち上
がりエッジ位置に関してはキャリブレーションにより補
正を実施しているが、Hi/Loのデューティ比が異な
る場合は立ち下がりエッジ位置が微妙にずれてしまう
が、本発明の構成では、2つの差動クロック入力の、一
方の立ち上がりエッジで立ち上がり、もう一方の立ち上
がりエッジで立ち下がる様なクロックを生成することが
でき、LSIテスタにおいて理想的なタイミング基準点
からのセットアップ・ホールドタイムの測定が可能とな
る。
がりエッジ位置に関してはキャリブレーションにより補
正を実施しているが、Hi/Loのデューティ比が異な
る場合は立ち下がりエッジ位置が微妙にずれてしまう
が、本発明の構成では、2つの差動クロック入力の、一
方の立ち上がりエッジで立ち上がり、もう一方の立ち上
がりエッジで立ち下がる様なクロックを生成することが
でき、LSIテスタにおいて理想的なタイミング基準点
からのセットアップ・ホールドタイムの測定が可能とな
る。
【図1】本発明の第1の実施形態のクロック入力回路の
回路図。
回路図。
【図2】図1の動作を説明する動作波形図。
【図3】図1の具体例の回路を示す回路図。
【図4】従来のクロック入力回路の一例を示す回路図。
【図5】図4の動作を説明する動作波形図。
11,12 差動アンプ
13 フリップフロップ
14,15 NOR回路
Q1〜Q3,Q7,Q9 NMOSトランジスタ
Q4〜Q6,Q8 PMOSトランジスタ
Claims (3)
- 【請求項1】 正相クロックと第1のリファレンス電圧
とを入力しこの第1のリファレンス電圧に応じた第1の
出力クロックを出力する第1の差動入力回路と、逆相ク
ロックと第2のリファレンス電圧とを入力しこの第2の
リファレンス電圧に応じた第2の出力クロックを出力す
る第2の差動入力回路と、これら差動入力回路の第1の
出力クロックで立ち上り第2の出力クロックで立ち下る
フリップフロップとを備え、前記第1、第2のリファレ
ンス電圧をそれぞれ調整することにより出力デューティ
を可変できるようにしたことを特徴とするクロック入力
回路。 - 【請求項2】 第1、第2の差動入力回路が、差動回路
となる一方のトランジスタのゲートにクロックが入力さ
れ、他方のトランジスタのゲートにリファレンス電圧が
入力されたCMOS回路による差動増幅回路からなり、
前記差動入力回路の動作レベルがバイアス回路により設
定された請求項1記載のクロック入力回路。 - 【請求項3】 CMOS回路による差動増幅回路が、差
動回路となる第1,第2のトランジスタのソースを共通
接続して第3のトランジスタのドレインに接続し、この
第3のトランジスタのソースに第2電源を接続し、前記
第1,第2のトランジスタのドレインにこれらトランジ
スタと逆導電型の第4,第5のトランジスタのドレイン
をそれぞれ接続し、これら第4,第5のトランジスタの
ソースを第1の電源に接続し、これら第4,第5のトラ
ンジスタのゲートを共通接続して一方のドレインに接続
し、前記第3のトランジスタのゲートにバイアス回路か
らのバイアス電圧を接続し、前記第1,第4のトランジ
スタのドレイン接続点または前記第2,第5のトランジ
スタのドレイン接続点から出力を得るようにし、前記バ
イアス回路が、ソースをそれぞれ第1,第2の電源に接
続した互に逆導電型の第6,第7のトランジスタのトレ
イン、ソースを共通接続した請求項2記載のクロック入
力回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000078510A JP3434773B2 (ja) | 2000-03-21 | 2000-03-21 | クロック入力回路 |
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000078510A JP3434773B2 (ja) | 2000-03-21 | 2000-03-21 | クロック入力回路 |
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001267892A JP2001267892A (ja) | 2001-09-28 |
JP3434773B2 true JP3434773B2 (ja) | 2003-08-11 |
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---|---|---|---|---|
JP2007142873A (ja) * | 2005-11-18 | 2007-06-07 | Toshiba Microelectronics Corp | キャリア抽出回路、rfタグ、及び非接触icカード |
KR100812602B1 (ko) * | 2006-09-29 | 2008-03-13 | 주식회사 하이닉스반도체 | 반도체 메모리 장치 및 그 구동방법 |
-
2000
- 2000-03-21 JP JP2000078510A patent/JP3434773B2/ja not_active Expired - Fee Related
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