JP3429751B2 - 弾性表面波フィルタ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は弾性表面波フィルタ
に係り、特に自動車電話及び携帯電話などの小型移動体
無線機器のＲＦ（高周波部）のフィルタに適用しうる梯
子型の弾性表面波フィルタに関する。

【０００２】現在の国内の自動車・携帯電話の仕様の１
例は、９３３．５ＭＨｚを中心として、±８．５ＭＨｚ
の範囲が送信帯域である。比帯域幅にすると、約２％で
ある。

【０００３】弾性表面波フィルタは上記の仕様を満たす
ような特性であることが必要であり、具体的には、通
過帯域幅が比帯域幅にして２％以上と広いこと、損失
が１．５〜２ｄＢ以下と低いこと、抑圧度が２０ｄＢ
〜３０ｄＢ以上と高いことが必要とされる。

【０００４】この要求を満たすため、弾性表面波フィル
タは、従来のトランスバーサル型に代わって、弾性表面
波素子を共振器として用い、これを梯子型に構成した共
振器型が希望視されている。

【０００５】

【従来の技術】図７０は、特開昭５２−１９０４４号に
記載されている弾性表面波フィルタ１の等価回路を示
す。このフィルタ１は、直列腕２に弾性表面波共振器３
を配置し、並列腕４に弾性表面波共振器５を配置し、且
つ並列腕４の共振器５の等価並列容量Ｃ_OBを直列腕２の
共振器３の等価並列容量Ｃ_OAより大とした構成である。
このフィルタ１は、図７１に線６で示す特性を有する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上記のフィルタ１にお
いて、後述するように等価並列容量Ｃ_OBを大とすると、
矢印７で示すように抑圧度を高めることができる。しか
し、この容量Ｃ_OBを増やすと、矢印８で示すように通過
帯域幅が狭くなり、且つ矢印９で示すように損失が増
え、特性は線１０で示す如くになってしまう。

【０００７】抑圧度を２０ｄＢ以上としようとすると、
通過帯域幅は比帯域幅にして１％以下となってしまい、
上記の自動車携帯電話の仕様を満たすことができなくな
ってしまう。

【０００８】そこで、本発明は、通過帯域幅の拡大と通
過帯域外の抑圧度の向上とを同時に達成することができ
る弾性表面波フィルタを提供することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、弾性表面波共振器により構成される複数の並列腕と
直列腕とが梯子型に接続されて一つの圧電基板上に形成
され、バンドパス特性を有し 、 該複数の並列腕の各々に
直列にインダクタンスを接続することを特徴とする弾性
表面波フィルタである。一つの圧電基板上に複数の並列
腕と直列腕を形成するので、弾性表面波共振器の共振周
波数等を正確に制御でき、通過帯域幅の拡大と通過帯域
外の抑圧度の向上とを同時に達成することができる。

【００１０】請求項２に記載の発明は、請求項１記載の
前記各弾性表面波共振器が、それぞれ重ならない伝搬路
を有することを特徴とする弾性表面波フィルタである。

【００１１】

【００１２】

【発明の実施の形態】まず、本発明の基本原理の一つに
ついて説明する。図１は本発明で用いることができる弾
性表面波フィルタ２０の原理構成を示す。２１は第１の
一端子弾性表面波共振器であり、所定の共振周波数ｆrp
を有し、並列腕２２に配してある。２３は第２の一端子
弾性表面波共振器であり、第１の共振器２１の反共振周
波数ｆapに略一致する共振周波数ｆrpを有し、直列腕２
４に配してある。２５はインダクタンスであり、第１の
共振器２１に直列に付加してあり、並列腕２２に配して
ある。

【００１３】一端子対弾性表面波共振器を直列腕と並列
腕とにもつ回路がフィルタ特性を有する原理は次の通り
である。この原理については、本発明の原理説明にも必
要であるため、ここで詳しくのべる。

【００１４】共振回路がフィルタ特性を示すか否かを評
価するには、イメージパラメータによる方法が理解し易
い。この方法は柳沢等による「フィルタの理論と設計」
（産報出版：エレクトロニクス選書，１９７４年発行）
に詳しく述べられている。

【００１５】以下これを基にして原理を述べる。

【００１６】フィルタ特性を示す基本的な梯子型回路を
図２に示す。同図において斜線のブラックボックスが弾
性表面波共振器３０，３１である。

【００１７】今、説明の簡略化のため、弾性表面波共振
器を抵抗分のないリアクタンス回路であると仮定し、直
列腕の共振器３０のインピーダンスをＺ＝ｊｘ、並列腕
の共振器３１のアドミタンスをＹ＝ｊｂとする。

【００１８】イメージパラメータ法によれば、入力側電
圧・電流をそれぞれＶ₁，Ｉ₁、出力側をＶ₂，Ｉ₂とする
と（図２参照）、

【００１９】

【数１】 で定義されるイメージ伝送量γ（複素数）が、重要な意
味を持つ。即ち、

【００２０】

【数２】 の式において、この式で表される値が虚数であれば図２
の二端子対回路全体は通過特性を示し、実数であれば減
衰特性を示す。ここに、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの記号は図２の
回路全体をＦ行列で表した時の四端子定数であり、それ
ぞれを前述のｘ，ｂで表すと以下のようになる。

【００２１】 Ａ＝１ Ｂ＝ｊｘ Ｃ＝ｊｂ Ｄ＝１−ｂｘ …（３） 従って、（２）式は、次式になる。

【００２２】

【数３】 （４）式より、０＜ｂｘ＜１、即ちｂとｘが同符号で小
さな値の時、図２の回路全体は通過特性を示し、ｂｘ＜
０またはｂｘ＞１の時、即ちｂとｘが異符号またはｂｘ
積が大きな値の時、減衰特性を示すことが分かる。

【００２３】ここで、さらにｂとｘの周波数特性を定性
的に知るために、弾性表面波共振器のインピーダンス及
びアドミタンスの周波数特性を調べる。

【００２４】一端子対弾性表面波共振器は図３（Ａ）に
示されるような櫛形電極４０で構成される（日経エレク
トロニクス誌１９７６年１１月２９日号のＰ．７６〜
Ｐ．９８に記載）。

【００２５】４１は電極対で、４２は開口長（交差
幅）、４３は櫛形電極周期である。この櫛形電極は抵抗
分を無視すると一般に図３（Ｂ）に示されるような等価
回路４５で表される。ここにＣ_Oは櫛形電極の静電容
量、Ｃ₁，Ｌ₁は等価定数である。

【００２６】この等価回路４５を、以下、図３（Ｃ）に
示す記号４６で表わす。

【００２７】図４（Ａ）（Ｂ）は夫々櫛形電極を図３
（ｂ）のような等価回路で表した時のインピーダンス及
びアドミタンスの周波数依存性を定性的に示す。

【００２８】同図の特性は水晶による共振器と同様に２
つの共振周波数ｆｒ，ｆａをもつ２重共振特性となる。
ここでｆｒを共振周波数、ｆａを反共振周波数と呼ぶ。
このような２重共振特性をもつ共振器をそれぞれ直列腕
及び並列腕に配置し、さらに並列腕の反共振周波数ｆａ
ｐを直列腕の共振周波数ｆｒｓに略一致させると、それ
を中心周波数とするバンドパス型のフィルタ特性を示す
回路を構成できる。その理由は、図５（Ａ）のインミタ
ンスの周波数特性の図にも示したように、ｆａｐ≒ｆｒ
ｓである中心周波数近傍では、０＜ｂｘ＜１が満たされ
前述の条件から通過域となり、中心周波数から少し離れ
た周波数領域ではｂｘ＞１、大きく離れた領域ではｂｘ
＜０となり共に減衰域となるからである。

【００２９】従って、図１に示す構成の弾性表面波フィ
ルタ１は、図５（Ｂ）中線４７で示すフィルタ特性を定
性的に有する。

【００３０】〔通過帯域幅決定要因〕次に、このような
共振器型弾性表面波フィルタにおけるバンド幅決定要因
を考察する。

【００３１】図５からも分かるようにバンド幅は主にそ
れぞれの共振器における共振周波数ｆｒと反共振周波数
ｆａとの差で決定されている。この差が大きくとれれば
バンド幅は広く広帯域となり、小さければ狭帯域とな
る。ここでｆｒ，ｆａは図３（Ｂ）の等価回路定数を使
って次式から決定できる。

【００３２】

【数４】 比帯域幅（Δｆ／ｆ₀は）は主にｆｒ，ｆａの差から決
まってしまうため、（６），（７）式を使い次式のよう
に表される。

【００３３】 Δｆ／ｆ₀ ＝２（ｆａ−ｆｒ）／（ｆａ＋ｆｒ） ≒２／（４γ＋１） …（８） 上式から明らかなようにγ（容量比）が比帯域幅を決め
る重要な因子となる。しかし、この値は特開昭５２−１
９０４４号公報にも記載されているように、櫛形電極を
形成する基板材料の種類によりほぼ決まってしまう。例
えば材料の電気機械結合係数が小さなＳＴカット水晶で
は、γは１３００以上となるのに対し、電気機械結合係
数が大きな３６°Ｙｃｕｔ−ｘ伝搬ＬｉＴａＯ₃では、
γは１５位の値になる。比帯域幅は（８）式より、ＳＴ
カット水晶では０．０４％、３６°Ｙｃｕｔ−Ｘ伝搬Ｌ
ｉＴａＯ₃では３．３％となる。従って、基板材料が決
まれば帯域幅はほぼ決定してしまう。

【００３４】そして、帯域外抑圧度を高めるため、特開
昭５２−１９０４４号に記載されているように、等価並
列容量Ｃ_OBを大とすると、帯域幅はどんどん狭くなって
しまう。

【００３５】これを図６を使って詳しく説明する。前述
の原理説明からも明らかなように並列共振器のｆｒとｆ
ａを固定したまま、アドミタンス値を大きくしていくと
（アドミタンス値を増加するにはγを一定にしたまま櫛
形電極の開口長または対数を増やして静電容量Ｃ₀を大
きくしていく）、図６（Ａ）に示すように帯域外ではｂ
ｘ積が負で増加するため減衰量は増え特性は良くなる
が、中心周波数の近傍ではｂｘ積が正で増加するためｂ
ｘ＞１の領域が拡がり、結果として０＜ｂｘ＜１なる通
過域が狭まって帯域が十分取れなくなる。この様子を図
６（Ｂ）中の矢印で表す。

【００３６】〔通過帯域幅の改善〕以上の点を解決する
一つの手段として、直列腕の共振器か若しくは並列腕
の共振器かどちらかすくなくとも一方の共振器のｆｒと
ｆａとの差を広げ、かつそのインピーダンス値若しく
はアドミタンス値を大きくするという２つの条件を満た
すことが必要である。インピーダンス値やアドミタンス
値を大きくする理由は、帯域外減衰量を大きくするため
である。これが実現できれば、通過帯域を広げつつ若し
くは狭くすることなく、帯域外減衰量を改善できること
になる。

【００３７】まず、の条件である共振器のｆｒ，ｆａ
の差を広げる方法としては、一端子対弾性表面波共振器
に直列にインダクタンスＬを付加する方法が有効であ
る。図７（Ａ），（Ｂ）に一端子対弾性表面波共振器に
直列にＬとして８ｎＨを接続した時のインピーダンス及
びアドミタンスの周波数変化を示す。計算に用いた弾性
表面波共振器の等価回路の各定数は同図に示す。

【００３８】図７（Ａ）中、線５０は、Ｌを付加する前
のインピーダンス特性を示す。線５１は、Ｌを付加した
後のインピーダンス特性を示す。

【００３９】図７（Ｂ）、線５２はＬを付加する前のア
ドミタンス特性を示す。線５３は、Ｌを付加した後のア
ドミタンス特性を示す。

【００４０】図７（Ａ）より、Ｌを付加することによっ
てｆｒとｆａの間隔は広がっていることが分かる。この
場合では約３０ＭＨｚ拡大した。この理由は、同図
（Ａ）のインピーダンスの周波数特性から明らかなよう
に、直列にＬが加わることにより元の共振器だけのイン
ピーダンスが＋側へ、ωＬ分だけ引上げられる結果、ｆ
ｒがｆｒ’へと変化したためである。この時ｆａはほと
んど動かない。インピーダンスの逆数であるアドミタン
スも同じ理由から同図（Ａ）に示すように変化する。こ
の場合も、ｆｒがｆｒ’へと変化していることが明確に
わかる。

【００４１】次にの条件であるが、アドミタンス値は
図７（Ｂ）からも明らかのようにＬを付加することで大
きくなっている。しかし、インピーダンス値は図７
（Ａ）に示すように帯域外では逆に小さくなっている。
従って、直列腕の共振回路にこの方法を適用する場合に
はインピーダンス値を大きくする方法が更に必要とす
る。それには直列に複数個の同じ弾性表面波共振器を接
続することにより解決できる。

【００４２】図８中、線５５は、一つの共振器のインピ
ーダンス特性を示す。線５６は、ｎ個の共振器を直列に
接続した場合の共振部分のインピーダンス特性を示す。

【００４３】図８に示すように、ｎ個の共振器を接続す
ることにより共振器部のインピーダンス値はｎ倍にな
る。一方ｆａとｆｒの差については、Ｌを繋いだ時の共
振周波数の拡がりはｆｒ”と、１個の共振器の場合のｆ
ｒ’よりやや狭くなるものの、Ｌを繋がない時よりもｆ
ａとｆｒの差は大きくとれる。もし必要であればＬの値
を増やすことによりｆａとｆｒの差はさらに大きくな
る。

【００４４】通過帯域幅を拡大する２つ目の手段とし
て、図４４に示すように並列腕共振器の反共振周波数ｆ
ａｐと直列腕共振周波数ｆｒｓを略一致させるのではな
く、ｆｒｓ＞ｆａｐとする方法が考えられる。

【００４５】但し、ｆｒｓ＞ｆａｐとした場合、図４４
にも示すように中心周波数近傍でｂｘ＜０となって、前
述の通過域条件を満たさなくなり、損失とリップルが増
加する危険がある。

【００４６】しかし、ｆｒｓ−ｆａｐ＝ΔｆとしてΔｆ
の大きさを制御することで、実質上、損失増加、並びに
リップル増加を防いで通過帯域の拡大を実現することが
可能である。また、Δｆの拡大により、帯域外抑圧度の
改善も同時に実現することができる。詳細は実施例１１
で後述する。

【００４７】以下、本発明の内容を具体的な実施例によ
り説明する。実施例はほとんどシミュレーションにより
行った。そこで、まず本発明に用いたシミュレーション
について簡単に述べるとともに、シミュレーションの正
当性を証明するために、実験との比較を示す。

【００４８】図３（Ｂ）に示した等価回路は一端子対弾
性表面波共振器の特性を簡略にシミュレーションできる
が、共振器を構成する櫛形電極の対数、開口長、電極膜
厚などの変化並びに反射器の効果等を正確にシミュレー
ションすることが難しい。そこで発明者等が既に開発し
たところのスミスの等価回路を基本にこれを転送行列で
表す方法を用い、共振器へ応用した（O.Ikata et al.:1
990 ULTRASONIC SYMPOSIUM Proceedings,vol.1, pp83-8
6, (1990).を参照、これを文献（１）とする。）。

【００４９】図９（Ａ）は並列腕に一端子対弾性表面波
共振器を配した場合の、シミュレーションの結果を示
す。

【００５０】図９（Ｂ）は、並列腕に、材料がＡｌ−２
％Ｃｕ、膜厚が１６００Åの櫛形電極よりなる一端子対
弾性表面波共振器を配し、更にこの共振器に長さ３ｍｍ
のボンディングワイヤ（Ｌ＝１．５ｎＨ）を接続した場
合の、実験の結果を示す。

【００５１】図９（Ａ），（Ｂ）を比較するに、開口長
変化による共振点（図中ｆｒ₁，ｆｒ₂，ｆｒ₃で示し
た）の動きや共振点近傍での減衰量について、実験値と
計算値が良く一致していることが分かる。

【００５２】図１０（Ａ）は、直列腕に共振器を配した
場合の、シミュレーションの結果を示す。後述する実験
で用いたボンディングパッドがやや大きかったため、シ
ミュレーションでは、その浮遊容量として、０．５ｐＦ
のコンデンサを考慮している。

【００５３】図１０（Ｂ）は、直列腕に共振器を接続し
た場合の実験の結果を示す。

【００５４】図１０（Ａ），（Ｂ）を比較するに、反共
振周波数ｆａ₁，ｆａ₂，ｆａ₃が開口長に依存しない点
や、反共振周波数近傍での減衰量の変化などが実験と良
く一致していることがわかる。

【００５５】従って、これらを組み合わせた時のフィル
タ特性も実験と良く一致することは明らかであり、以降
の実施例はシミュレーションで行った。

【００５６】〔実施例１〕図１１は、本発明の第１実施
例になる弾性表面波フィルタ６０を示す。

【００５７】現在、国内の自動車・携帯電話の仕様のな
かで１つの例をあげると、９３３．５ＭＨｚを中心周波
数として、±８．５ＭＨｚの範囲が移動機器の送信帯域
で、そこから−５５ＭＨｚ離れた８７８．５ＭＨｚを中
心周波数として、±８．５ＭＨｚの範囲が受信帯域とい
う仕様がある。

【００５８】本実施例は、上記の移動機器の送信側フィ
ルタに適するように設計してある。後述する他の実施例
も同様である。

【００５９】直列腕６１に一端子対弾性表面波共振器Ｒ
₂及びＲ₄が配してある。

【００６０】並列腕６２，６３，６４に夫々一端子対弾
性表面波共振器Ｒ₁，Ｒ₃，Ｒ₅が配してある。Ｌ₁，
Ｌ₂，Ｌ₃はインダクタンスであり、夫々共振器Ｒ₁，
Ｒ₃，Ｒ₅と接続して並列腕６２，６３，６４に配してあ
る。共振器Ｒ₁〜Ｒ₅は、図３（Ａ）に示す櫛形電極構造
を有する。対数は１００、開口長は８０μｍである。材
料は、Ａｌ−２％Ｃｕであり、膜厚は３，０００オング
ストロームである。

【００６１】また、櫛形電極の周期が適宜定めてあり、
並列腕６２，６３，６４中の各共振器Ｒ₁，Ｒ₃，Ｒ₅の
共振周波数は、９１２ＭＨｚ、反共振周波数は９３４Ｍ
Ｈｚとしてある。直列腕６１中の各共振器Ｒ₂，Ｒ₄の共
振周波数は９３４ＭＨｚ、反共振周波数は９６２ＭＨｚ
としてある。インダクタンスＬ₁，Ｌ₂，Ｌ₃は共に４ｎ
Ｈである。

【００６２】上記構成の弾性表面波フィルタ６０は、図
１２中、線６５で示す通過特性を有する。インダクタン
スＬが２ｎＨ、６ｎＨの場合、図１１のフィルタ６０の
通過特性は、夫々図１２中、線６６，６７で示す如くに
なる。

【００６３】図１２に基づいて、通過帯域幅に対するＬ
依存性を表わすと、図１３（Ａ）の線７０で示す如くに
なる。ここで、最小挿入損失から−３ｄＢ下がった減衰
量のレベルにおける周波数幅を、通過帯域幅とした。

【００６４】同様に、図１２に基づいて、通常帯域外抑
圧度に対するＬ依存性を表わすと、図１３（Ｂ）の線７
１で示す如くになる。

【００６５】図１２より分かるように、Ｌをあまり大き
くすると、中心周波数から５５ＭＨｚ低周波数側の抑圧
領域が充分とれなくなってしまう。そこで、Ｌは上記の
ように４ｎＨとしてある。なお、Ｌの値は、フィルタの
仕様に応じて適当に選択されるものである。

【００６６】図７０に示す従来構成のフィルタ１の通過
特性は、図１２中線６８で示す如くになる。

【００６７】図１２中、本実施例のフィルタ６０の通過
特性（線６５）を従来のフィルタの通過特性（線６８）
と比較するに、本実施例のフィルタ６０は、従来のフィ
ルタに比べて、矢印７５で示すように通過帯域幅が広
く、矢印７６で示すように通過帯域外の抑圧度が高く、
しかも矢印７７で示すように損失が低いことが分かる。

【００６８】図１４及び図１５は、図１１の弾性表面波
フィルタ６０を実現した弾性表面波フィルタ装置８０を
示す。

【００６９】８１はセラミックパッケージ、８２はフィ
ルタチップ、８３はアースとして機能する蓋である。セ
ラミックパッケージ８１はアルミナセラミック製であ
り、サイズは５．５×４ｍｍ² の高さが１．５ｍｍと小
さい。このセラミックパッケージ８１にはＡｕ製の電極
端子８４_-1〜８４_-6が形成してある。フィルタチップ８
２は、ＬｉＴａＯ₃製であり、サイズは２×１．５ｍｍ
² の厚さが０．５ｍｍである。

【００７０】このフィルタチップ８２の表面に、対数が
１００、開口長が８０μｍ、材料がＡｌ−２％Ｃｕ、膜
厚が３，０００Åの櫛形電極構造を有する共振器Ｒ₁〜
Ｒ₅が、互いに弾性表面波の伝播路を共有しないよう
に、ずらして配置してある。

【００７１】またフィルタチップ８２の表面には、ボン
ディング用端子としての、二つの信号線用端子８５_-1，
８５_-2及び三つのアース用端子８５_-3，８５_-4，８５_-5
が形成してある。８６_-1〜８６_-5はボンディングワイヤ
であり、Ａｌ又はＡｕ製であり、径が２５μｍφであ
り、夫々端子８４_-1〜８４_-5と端子８５_-1〜８５_-5とに
ボンディングされて接続してある。このうち、ワイヤ８
６_-1，８６_-2は夫々図１１中の直列腕６１の一部６１ａ
及び６１ｂを構成する。ワイヤ８６_-3はアース用電極端
子８４_-3と８５_-3との間に接続してあり、ワイヤ８６_-4
は別のアース用電極端子８４_-4と８５_-4との間に接続し
てあり、ワイヤ８６_-5は別のアース用電極端子８４_-5と
８５_-5との間に接続してある。このワイヤ８６_-3〜８６
_-5は長さが共に２．０ｍｍと長い。

【００７２】このように、細くて長いワイヤは高周波の
理論によれば、インダクタンス分を持つ。

【００７３】空中リボンインダクタの理論式（倉石：理
工学講座、「例題円周マイクロ波回路」東京電機大学出
版局のＰ１９９に記載）によれば、上記のワイヤ８
６_-3，８６_-4，８６_-5のインダクタンスは約１ｎＨとな
る。

【００７４】４ｎＨのインダクタンスを得るためにはこ
れでは不充分であり、後述する図４０及び図４１に図示
するようなセラミックパッケージとフィルタチップ上の
Ｌを利用した。

【００７５】このようにして、図１１中のインダクタン
スＬ₁，Ｌ₂，Ｌ₃を構成する。

【００７６】〔実施例２〕図１６は本発明の第２実施例
になる弾性表面波フィルタ９０を示す。

【００７７】図中、図１１に示す構成部分と対応する部
分に同一符号を付す。

【００７８】直列腕６１内の共振器Ｒ₂の開口長Ａ_Sは、
８０μｍである。

【００７９】並列腕６２には、共振器Ｒ1Aとインダクタ
ンスＬ₁とが直列に接続されて配してある。

【００８０】共振器Ｒ1Aは開口長Ａ_Pが１２０μｍであ
る。開口長Ａ_Pは、開口長Ａ_Sより長く、開口長Ａ_Sの
１．５倍である。なお、共振器Ｒ₂及びＲ1Aの対数Ｎ_P，
Ｎ_Sは共に１００であり、等しい。

【００８１】このフィルタ９０は、図１７中、線９１で
示す通過特性を有する。

【００８２】この通過特性を線６５で示す図１１のフィ
ルタ６０の通過特性と比較すると、通過帯域幅を変えず
に、矢印９２で示すように、通過帯域外抑圧度が改善さ
れていることが分かる。

【００８３】図１８は、図１６の構成のフィルタの通過
特性の開口長依存性を示す。

【００８４】同図（Ａ）は、図１６に示すようにＬが付
加されている場合、図４２に示すようにＬが付加されて
いない場合において、夫々の直列腕共振器の開口長（Ａ
_S）に対する並列腕共振器の開口長（Ａ_P）の比Ａ_P／Ａ_S
と、帯域外抑圧度の関係を示す。帯域外抑圧度は、４ｎ
ＨのインダクタンスＬが付加されている場合には、線９
２で示す如くになり、インダクタンスＬが付加されてい
ない場合には、線９３で示す如くになる。

【００８５】また、図１８（Ｂ）は、Ａ_P／Ａ_Sと通過帯
域幅との関係を示す。通過帯域幅は、４ｎＨのインダク
タンスＬが付加されている場合には、線９５で示す如く
になり、インダクタンスＬが付加されていない場合に
は、線９６で示す如くになる。

【００８６】図１８（Ａ），（Ｂ）より、以下のことが
分かる。

【００８７】並列腕６２内の共振器Ｒ1Aの開口長Ａ_P
を直列腕６１内の共振器Ｒ₂の開口長Ａ_Sより長くするこ
とにより、帯域外抑圧度が増える。

【００８８】並列腕６２にインダクタンスＬ₁を付加
することにより、インダクタンスを有しない場合に比べ
て、共振器Ｒ1Aの開口長Ａ_Pの増大の効果が大きくな
り、しかも帯域幅の劣化も殆ど無い。

【００８９】以上のことからも、上記実施例のフィルタ
９０は、図１１のフィルタ６０に比べて、通過帯域幅は
何ら狭くせずに、通過帯域外抑圧度が増えた通過特性を
有することが分かる。

【００９０】〔実施例３〕図１９は本発明の第３実施例
による弾性表面波フィルタ１００を示す。

【００９１】図中、図１１及び図１６に示す構成部分と
対応する部分には同一符号を付す。

【００９２】直列腕６１の共振器Ｒ₂の対数Ｎ_Sは１００
である。並列腕６２には、共振器Ｒ1Bとインダクタンス
Ｌ₁とが直列に接続されて配してある。共振器Ｒ1Bは、
対数Ｎ_Pが１５０であり、上記の共振器Ｒ₂の対数Ｎ_Sよ
りも多く、その１．５倍である。なお、共振器Ｒ₂及び
Ｒ1Aの開口長Ａ_S，Ａ_Pは共に８０μｍであり、等しい。

【００９３】このフィルタ１００は、図２０中、線１０
１で示す通過特性を有する。この通過特性を、線６５で
示す図１１のフィルタ６０の通過特性と比較すると、通
過帯域幅を狭めることなく、矢印１０２で示すように、
通過帯域外抑圧度が改善されていることが分かる。

【００９４】また、図１７中線９１で示す図１６のフィ
ルタ９０の通過特性と比較すると、損失劣化が少ないこ
とが分かる。

【００９５】従って、本実施例のフィルタ１００は、図
１１のフィルタ１１に比べて、通過帯域幅を狭くせず
に、通過帯域外抑圧度が増し、且つ図１６のフィルタ９
０に比べて、損失劣化が少ない通過特性を有する。

【００９６】〔実施例４〕図２１は本発明の第４実施例
になる弾性表面波フィルタ１１０を示す。本実施例は、
直列腕の共振回路の反共振周波数ｆ_aと共振周波数ｆ_rと
の差を拡大することによって通過特性を改善したもので
ある。

【００９７】図中、図１１に示す構成部分と対応する部
分には同一符号を付す。直列腕６１のうち、並列腕６
２，６３の間の部分に同じ共振器Ｒ₂が二つ直列に接続
され、更にこれに直列に３ｎＨのインダクタンスＬ_Sが
付加してある。同じく、直列腕６１のうち、並列腕６
３，６４の間の部分に、同じ共振器Ｒ₄が二つ直列に接
続され、更に、これに直列に３ｎＨのインダクタンスＬ
_Sが付加してある。並列腕６２には、一つの共振器Ｒ位
置だけが配してある。同じく、並列腕６３には、一の共
振器Ｒ₃だけが配してある。同様に、並列腕６４には、
一の共振器Ｒ₄だけが配してある。

【００９８】このフィルタ１１０は、図２２中、線１１
１で示す通過特性を有する。

【００９９】ここで、インダクタンスＬ_S及び一の共振
器Ｒ₂，Ｒ₄の付加の効果について説明する。

【０１００】図２１のフィルタ１１０より、インダクタ
ンスＬ_Sと一の共振器Ｒ₂，Ｒ₄とを削除した場合の通過
特性は、線６８（図１２参照）で示す如くである。上記
インダクタンスＬ_Sを追加すると、矢印１１２で示すよ
うに通過帯域幅が拡大すると共に、矢印１１３で示すよ
うに帯域外抑圧度が増えた。特に通過帯域幅についてみ
ると、特に高周波数側への拡大が大きく、高周波数側に
約１５ＭＨｚ帯域幅が拡大した。通過特性は、線１１４
で示すごとくになった。この状態では、帯域外抑圧度は
十分でない。そこで一の共振器Ｒ₂，Ｒ₄を追加した。

【０１０１】この一の共振器Ｒ₂，Ｒ₄を追加すると、通
過帯域幅を狭めることなく、矢印１１５で示すように、
帯域外抑圧度が約５ｄＢ改善され、線１１１で示す通過
特性となった。線１１１を線６８と比較するに、矢印１
１６で示すように損失も線６８に比べて改善されてい
る。

【０１０２】なお、直列腕６１の共振器Ｒ₂，Ｒ₄は夫々
三個以上でもよい。

【０１０３】また、図２１中二点鎖線で示すように、並
列腕６２〜６４に、インダクタンスを挿入してもよい。

【０１０４】〔実施例５〕図２１は本発明の第５実施例
になる弾性表面波フィルタ１２０を示す。

【０１０５】図中、図１１に示す構成部分と同一部分に
は同一符号を付し、その説明は省略する。

【０１０６】並列腕６２のインダクタンスＬ₁のインダ
クタンス値は４ｎＨである。別の並列腕６３のインダク
タンスＬ₂のインダクタンス値は５．５ｎＨである。更
に別の並列腕６４のインダクタンスＬ₃のインダクタン
ス値は７ｎＨである。

【０１０７】このように、各並列腕６２〜６４のインダ
クタンスＬ₁〜Ｌ₃のインダクタンス値を異ならしめるこ
とによって、フィルタ１２０は、図２４中、線１２１で
示す通過特性となる。

【０１０８】ここで、インダンタクスＬ₁〜Ｌ₃のインダ
クタンス値が全て４ｎＨと等しい図１１のフィルタ６０
の通過特性と比較してみる。

【０１０９】このフィルタ６０は、図２４中、線６５で
示す通過特性（図１２参照）を有する。

【０１１０】本実施例のフィルタ１２０の通過特性は、
上記フィルタ６０の通過特性に比べて、通過帯域幅を何
ら狭めることなく、矢印１２２で示すように通過帯域外
抑圧度が高められる。通過帯域より低周波数側について
みると、フィルタ６０にあっては９０２ＭＨｚ付近に一
の減衰極１２３しかなかったものに対して、８７５ＭＨ
ｚと８９２ＭＨｚの二個所に減衰極１２４，１２５が発
生している。これにより、二つの減衰極１２４，１２５
との間の周波数帯域１２６が阻止域１２７となる。

【０１１１】〔実施例６〕図２５は本発明の第６実施例
になる弾性表面波フィルタ１３０を示す。本実施例は、
損失の低下を図ったものである。

【０１１２】図中、図１１に示す構成部分と対応する部
分には同一符号を付し、その説明は省略する。

【０１１３】並列腕６２の第１の弾性表面波共振器Ｒ１
Ｂは、図２６に示すように励振電極１３１と、この両側
に反射器１３２，１３３を配した構成である。反射器１
３２，１３３は励振電極１３１と反射器１３２，１３３
との中心間距離ｄを次式 ｄ＝（ｎ＋β）・λ … （ここで、ｎは適当な整数、βは１以下の実数、λは共
振周波数に対応した櫛形電極の周期である）で表わすと
き、β＝０．４としたときの位置に配してある。

【０１１４】上記反射器１３２，１３３の対数は、５０
である。反射器を備えた共振器Ｒ1Bは、図２５に示すよ
うに「＊」を追加した記号で表わす。他の並列腕６３，
６４の共振器Ｒ3B，Ｒ5Bも、上記の共振器Ｒ1Bと同様
に、反射器を備えた構成である。

【０１１５】上記構成のフィルタ１３０は、図２７中線
１３４で示す通過特性を有する。この通過特性は、図１
１のフィルタ６０の通過特性（線６５で示す）に比べ
て、矢印１３５で示すように、通常帯域の挿入損失が低
減されている。

【０１１６】ここで、リップルｒ_Pは、図２６に示すよ
うに並列腕の励振電極１３１の両側に反射器１３２，１
３３を配置したことによって発生したものである。

【０１１７】ここで、反射器１３２，１３３の配設位置
を上記のように定めた理由について説明する。

【０１１８】上記式において、βを０から０．５まで
変化させてリップルｒ_Pの幅への影響は、図２８中線１
４０で示す如くになる。同図中、点１４１がリップル幅
が最小の点であり、このときのβが０．４である。この
ことから、βを０．４に定めてある。

【０１１９】図２９は、図２５のフィルタ１３０を実現
した弾性表面波フィルタ装置１５０を示す。図中、図１
４に示す構成部分と対応する部分には同一符号を付し、
その説明は省略する。１３２，１３３，１５１，１５
２，１５３，１５４は夫々反射器である。

【０１２０】次に、第１の一端子対弾性表面波共振器の
変形例について説明する。

【０１２１】図３０は一の変形例を示す。この共振器Ｒ
₁Ｂａは、励振電極１３１の両側に、反射器として、電
気的負荷が短絡型の櫛形電極１６０，１６１を配した構
成である。

【０１２２】図３１は、別の変形例を示す。この共振器
Ｒ₁Ｂ_bは、励振電極１３１の両側に反射器として、スト
リップアレイ型電極１６５，１６６を配した構成であ
る。

【０１２３】〔実施例７〕図３２は本発明の第７実施例
になる弾性表面波フィルタ１７０を示す。本実施例は、
実施例６と同様に損失の低下を図ったもので、図中、図
２１に示す構成部分と対応する部分には同一符号を付
し、その説明は省略する。

【０１２４】フィルタ１７０は、図２１のフィタル１１
０のうち、各並列腕６２，６３，６４の第１の弾性表面
波共振器Ｒ1B，Ｒ3B，Ｒ5Bを夫々図２６に示すように励
振電極１３１の両側のβが０．４で定まる位置に反射器
１３２，１３３を配した構成である。このフィルタ１７
０によれば、図２２中線１１１で示す特性よりも、通過
帯域の損失が少なく、且つリップルも抑えられた通過特
性が得られる。

【０１２５】〔実施例８〕本実施例は、図２７中のリッ
プルｒ_Pを取り除くことを目的としたものである。

【０１２６】まず、前記反射器付加時に現れるリップル
を効果的に取り除く手段について述べる。

【０１２７】発明者等は、リップルの現れ周波数位置と
電極膜厚との関係をシミュレーションにより調べた。シ
ミュレーションでは膜厚増加の効果を電極下の音響イン
ピーダンス（Ｚｍ）と自由表面の音響インピーダンス
（Ｚｏ）との比を大きくしていくことで置き換えた。そ
れは文献（１）でも述べているように、電極膜厚の増加
は質量が増加することであり、これはそのまま音響イン
ピーダンスの不連続量の増加に比例すると考えられるた
めである従って、 Ｑ＝Ｚｏ／Ｚｍ＝Ｖｏ／Ｖｍ＝１＋ｋ² ／２＋α（ｔ）…（９） （Ｖｏ，Ｖｍ：自由表面及び電極下での音速、ｋ² ：電
気機械結合係数）とし、α（ｔ）を膜厚ｔに比例するパ
ラメータとしてこれを変化させた。

【０１２８】こう置くとフィルタの中心周波数ｆｏは、 ｆｏ＝２ｆｏ’／（１＋Ｑ） …（１０） となり、膜厚を増加するにつれ、音響インピーダンスの
不連続がない時の中心周波数ｆｏ’から低周波数側へ移
動していくという良く知られた実験事実とも一致する。
シミュレーションの結果、α（ｔ）を大きくすると、即
ち電極膜厚を厚くしていくと、リップルｒ_Pの現れる周
波数位置が図３３中、矢印１８０で示すように、通過帯
域の高周波側へ移動してゆき、ついには高周波側の減衰
極の中に落ちてしまうことが分かった。これを模式的に
図３３に示す。

【０１２９】なお、図３３中、別のリップルｒ_Sは、直
列腕共振器の反射器が原因で発生するものである。

【０１３０】図３４はα（ｔ）＝０．０８の時で、並列
腕の共振器の反射器から生じるリップルが、丁度高周波
側の減衰極の中に落ちている場合の通過特性を示す。従
って、同図では通過帯域からリップルが消え、しかも挿
入損失がかなり低減している。なお、この図では、通過
帯域の中心が（１０）式に従って低周波側へ移動したた
め、これを補正すべく、中心周波数を９３２ＭＨｚにな
るように、直列腕及び並列腕の共振器の共振周波数を１
５ＭＨｚだけ高周波側へシフトしている。

【０１３１】これを実際の膜厚との対応でみるため、チ
ップを試作し、その通過特性を調べた。

【０１３２】図３５（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）の線１８
５，１８６，１８７は、夫々膜厚が２０００Å，３００
０Å，４０００Åの時の通過特性を対応させて示す。

【０１３３】尚、膜厚を変えることにより中心周波数が
変わるが、同図のデータはこれを補正するべく、櫛形電
極の周期を変え、中心周波数があまり変動しないように
調整している。

【０１３４】図３５から明らかなように、２０００Åの
時に帯域内に現れていた並列腕の共振器のリップル
ｒ_P、及び帯域外の直列腕のリップルｒ_Sが、３０００Å
の時には高周波側へ移動してｒ_P’，ｒ_S’となり、
ｒ_P’は高周波側の減衰極に埋もれてしまった結果、帯
域内にリップルのない良好な特性となった。この結果は
シミュレーションの結果と定性的に良く一致している。

【０１３５】しかし、膜厚を増加させた時にはシミュレ
ーションでは計算できないバルク波による損失劣化（江
畑他：「ＬｉＴａＯ₃基板上の弾性表面波共振子とその
ＶＴＲ用発振器への応用」，電子通信学会論文誌，vol.
J66-C,No.1, pp23-30,1988)と抵抗損による損失改善が
あり、その兼ね合いも重要な因子となる。

【０１３６】そこで図３６（Ａ）に膜厚を変えた時の最
小挿入損の変化をプロットした。

【０１３７】同図中、線１９０はバルク波による損失、
線１９１は抵抗損による損失を示す。線１９２が実験値
である。同図より分かるように、挿入損は２５００Å位
で両者の効果が均衡し、約３５００Åくらいからバルク
波による損失増加が支配的になり劣化し始める。

【０１３８】図３６（Ｂ）の線１９３は、図２６中の励
振電極１３１と反射器１３２，１３３の膜厚を変えた場
合の、リップルｒ_Pの周波数位置の、通過帯域中心周波
数ｆ₀に対する変化を示す。

【０１３９】図３６（Ａ），（Ｂ）を総合的に判断する
と、膜厚としては、２６００Å〜４０００Åが帯域内に
もリップルを作らず、かつ損失劣化も少ないことから適
当である。これを、フィルタの中心周波数からほぼ決ま
る並列腕共振器の電極周期λ _P（９３２ＭＨｚで４．４
μｍであり、図２６参照）で規格化すると、０．０６〜
０．０９となる。

【０１４０】本実施例は、上記の検討結果に基づくもの
である。

【０１４１】図３７は本発明の弾性表面波フィルタの第
１の一端子対弾性表面波共振器２００を示す。

【０１４２】同図中、２０１励振電極２０２，２０３は
反射器であり、夫々Ａｌ製又は重量比で数％異種金属を
混ぜたＡｌ混合製であり、膜厚ｔ₁は、電極周期λｐの
０．０６〜０．０９倍の厚さである。

【０１４３】この共振器２００を図２５及び図３２中の
共振器Ｒ1B，Ｒ3B，Ｒ5Bに適用した弾性表面波フィルタ
の通過特性は、図３８中、線２０５で示す如くになり、
通過帯域内にリップルは現われていない。

【０１４４】なお、上記のＡｌ合金製とした場合には、
Ａｌ製とした場合に比べて耐電力特性が向上する。混合
させる異種金属はＣｕ，Ｔｉなどである。

【０１４５】図３９は、上記共振器の変形例である共振
器２１０を示す。２１１は励振電極、２１２，２１３は
反射器である。これらは、Ａｕ製である。

【０１４６】質量付加効果の影響でこの現象が生じてい
ることから、最適な膜厚値の範囲Ａｌの密度との比だけ
上記値より小さくなる。Ａｌの密度／Ａｕの密度＝２．
７／１８．９＝０．１４３であるため、最適膜厚ｔ
₂は、０．１４３倍して、電極周期λ_Pの０．００８６〜
０．０１３倍の厚さとしてある。

【０１４７】この共振器２１０を図２５及び図３２中の
共振器Ｒ1B，Ｒ3B，Ｒ5Bに適用した弾性表面波フィルタ
の通過特性も、図３８に示す如くになり、通過帯域にリ
ップルは現われない。

【０１４８】〔実施例９〕本実施例は、図１１中のイン
ダクタンスＬ₁，Ｌ₂，Ｌ₃を実現する別の例である。

【０１４９】図４０中、図１４に示す構成部分と対応す
る部分には同一符号を付し、その説明は省略する。

【０１５０】２２０，２２１はジグザグ状のマイクロス
トリップラインであり、夫々端子８４_-3及び８４_-5より
延出してセラミックパッケージ８１上に形成してある。
各マイクロストリップライン２２０，２２１の先端がア
ースと接続してある。各マイクロストリップライン２２
０，２２１のパターン幅は１００μｍ、マイクロストリ
ップラインとアース間の長さは０．５ｍｍである。セラ
ミックパッケージ８１の比誘電率を９とすると、リボン
インダクタの理論式から、上記のマイクロストリップラ
イン２２０，２２１のインダクタンス値は２ｎＨとな
る。

【０１５１】〔実施例１０〕本実施例は、図１１中のイ
ンダクタンスＬ₁，Ｌ₂，Ｌ₃を実現する更に別の例であ
る。

【０１５２】図４１中、図１４に示す構成部分と対応す
る部分には同一符号を付し、その説明は省略する。

【０１５３】２３０，２３１はジグザグ状のマイクロス
トリップラインであり、夫々共振器Ｒ₁，Ｒ₂より延出し
て、フィルタチップ８２上に形成してある。各マイクロ
ストリップライン２３０，２３１の先端に、端子８
５_-3，８５_-5が形成してある。各マイクロストリップラ
イン２３０，２３１は、厚さが３０００Å、幅が６０μ
ｍ、全長が約２ｍｍである。フィルタチップ（ＬｉＴａ
Ｏ₃）８２の比誘電率を４４とすると、マイクロストリ
ップライン２３０，２３１のインダクタンス値は、理論
式より、２．２ｎＨとなる。

【０１５４】なお、インダクタンスを、ボンディングワ
イヤ８６_-3、セラミックパッケージ８１上のマイクロス
トリップライン２２０，フィルタチップ８２上のマイク
ロストリップライン２３０を適宜組合わせることによっ
て形成することもできる。

【０１５５】〔実施例１１〕図４２は本発明の第１１実
施例による弾性表面波フィルタ２４０を示す。図４３は
これを具体化した構成を示す。

【０１５６】説明の便宜上、まず本実施例の概要及び本
実施例の基本構成についての説明する。

【０１５７】本実施例の概要 本実施例は、直列腕の共振器の共振周波数ｆｒｓを並列
腕の共振器の反共振周波数ｆａｐより適宜高く定めて、
通過帯域幅を拡大するものであり、また、Δｆ≡ｆｒｓ
−ｆａｐを、通過帯域内の損失を著しく劣化させない範
囲に定めた構成である。

【０１５８】本実施例の基本構成 前記各実施例においては、ｆａｐ＝ｆｒｓはフィルタの
通過帯域を形成するためには必須な条件とされている。
しかし、この条件を守る限り、通過帯域には上限が生じ
てしまう。そこで通過帯域幅を拡大するために、図４４
に示すようにｆａｐ＜ｆｒｓとすることを考えた。

【０１５９】こうすると、同図から明らかなように、ｆ
ａｐ＜ｆ＜ｆｒｓの範囲ではｂｘ＜０となり、前述の理
論から減衰域となる恐れがある。しかし、現実には以下
に述べるようにΔｆ（＝ｆｒｓ−ｆａｐ）の大きさを制
限してやれば、ｂｘ積の値は非常に小さい値に留まるた
め、減衰は起こらず、実質上通過帯域として何ら問題が
ないことがわかった。

【０１６０】図４５は、Δｆ＝ｆｒｓ−ｆａｐを零から
増加していった時の梯子型フィルタの通過特性を示す。

【０１６１】実験条件としては、圧電基板は電気機械結
合係数が０．０５のＬｉＴａＯ₃を、櫛形電極用のＡｌ
電極は膜厚３０００Åの条件を用いた。

【０１６２】電極構成は、図４２に示すような並列共振
器と直列共振器を梯子型に接続したものを基本構成とし
てこれを２段に縦続接続し、それに入力側及び出力側を
対称とするための並列共振器を最後段に接続したもので
ある。梯子型回路を多段化するのは、帯域外抑圧度を実
用的な値にまで高めるためである。

【０１６３】しかし、多段化により通過帯域内の損失も
増加するため、多段化の段数は具体的なフィルタの仕様
により調整する。本例は損失２ｄＢ以下、帯域外抑圧度
２０ｄＢ以上を実現する１つの構成例として挙げたもの
である。櫛形電極の設計条件としては、直並列腕の共振
器共に開口長が１８０μｍで対数が５０対である。直並
列共振器の対数、開口長条件が等しいのでそれぞれの静
電容量の比Ｐ＝Ｃｐ／Ｃｓは１である。

【０１６４】図４５において、（Ａ）はΔｆ＝０の場
合、即ち前記の実施例の場合である。

【０１６５】同図（Ｂ）はΔｆ＝１０ＭＨｚの場合であ
る。同図（Ａ）と比べると、通過帯域の最小挿入損はほ
とんど劣化せずに、通過帯域幅（損失２．５ｄＢ以下を
保証する帯域幅とする）が２２ＭＨｚから４０ＭＨｚへ
改善されている。Δｆの増加以上に帯域幅が改善されて
いるのは、通過帯域の低周波側の損失回復が見られるた
めである。

【０１６６】また、帯域外抑圧度も改善される。図４５
（Ａ），（Ｂ）において高周波側の帯域外抑圧度（図中
に示した）が１９ｄＢから２０ｄＢに改善されている。
このように、Δｆの拡大は、単に帯域幅拡大に効果があ
るのみでなく、同時に帯域外抑圧の改善も図れる技術で
ある。

【０１６７】このようにΔｆを増加させると特性の改善
がみられるがその増加量には制限がある。

【０１６８】図４５（Ｃ）はΔｆ＝１９ＭＨｚとした時
の通過特性図である。通過帯域内のやや高周波側に損失
劣化が見られ始める。この場合で約２．５ｄＢである。
これは帯域内リップルを増加させる原因ともなり、この
例ではリップル仕様限度の約１．０ｄＢとなった。これ
以上のΔｆの増加は損失劣化と帯域内リップルの増加と
なった。従って、Δｆ＝１９ＭＨｚが、Δｆを増加させ
る場合の限度となる。また、この時の帯域外抑圧度は図
４５（Ｃ）で示すように約２１ｄＢとなり、前述の図４
５（Ａ）に比べ２ｄＢの改善が得られる。

【０１６９】この時に前述のｂｘ積はどのような値にな
っているのかを図４５（Ｃ）のΔｆ＝１９ＭＨｚの場合
を例に調べた。

【０１７０】まず、図４２の並列腕を構成する弾性表面
波共振器と直列腕を構成する弾性表面波共振器を個別に
作製し、図４６（Ａ），（Ｂ）で示すような回路構成
で、並列腕の共振器はアドミタンスを、直列腕の共振器
はインピーダンスをそれぞれ測定した。測定はネットワ
ークアナライザを使用して行ない、各々のＳ21を測定し
た。そして、その値を図４６（Ａ），（Ｂ）に示す式に
代入し、インピーダンスＺp及びアドミタンスＹpを求め
た。

【０１７１】その結果、図４７に示すような周波数特性
を得た。この特性はアドミタンス、インピーダンスの虚
数部のみの値、即ちｂまたはｘの値である。

【０１７２】これらよりｂｘ積の値を計算するとその周
波数特性は図４８のようになる。

【０１７３】同図からｆａｐ＜ｆ＜ｆｒｓの範囲ではｂ
ｘ積が負で小さな値をとっていることがわかる。

【０１７４】ｂｘ積の絶対値の最大値｜ｂｘ_max｜は後
述するように

【０１７５】

【数５】 の時に与えられ、本実施例では０．０６であった。即ち
｜ｂｘ_max｜値がこの値以下であれば、前述した挿入損
の劣化及び帯域内リップルが共に１ｄＢ以下と小さく抑
ええられることがわかる。

【０１７６】Δｆ＞１９ＭＨｚとすると、｜ｂｘ_max｜
値も増加し、損失劣化、帯域内リップルが共に１ｄＢ以
上となり実用的ではない。

【０１７７】従って、｜ｂｘ_max｜値が特性劣化の上限
の指標となり、Δｆの許容値を定める。

【０１７８】以下に更に一般化して詳述する。

【０１７９】図４９に図３と同じように弾性表面波共振
器をＬＣの２重共振回路で近似して図２のように梯子型
フィルタに組んだ時の等価回路図を示す。

【０１８０】直列腕の弾性表面波共振器のインピーダン
スをＺｓ、並列腕の弾性表面波共振器のアドミタンスを
Ｙｐとすると、

【０１８１】

【数６】 となる。ここで、

【０１８２】

【数７】 である。

【０１８３】（１１），（１２）式よりｂｘ積を求める
と

【０１８４】

【数８】 となる。

【０１８５】（１３）式のｂｘに極値を与える角周波数
ωは∂（ｂｘ）／∂ω＝０から求まり、それは、

【０１８６】

【数９】 となる。

【０１８７】これを（１３）式に代入した値が通過帯域
内のｂｘ積の絶対値の最大値となる。これを求めると

【０１８８】

【数１０】 となる。

【０１８９】ここで、 Δω＝ωrs−ωap＝２π・Δｆ …（１６） である。

【０１９０】（１５）式をｂｘｍａｘとΔｆ／ｆｒｓの
関係としてＰ＝Ｃop／Ｃosをパラメータとしてプロット
すると図５０のようになる。

【０１９１】同図において、先に実験的に求めたｂｘの
積の許容値０．０６以下という条件を図示すると斜線の
ような領域になる。

【０１９２】従って、Ｐ＝Ｃop／Ｃosによって異なるΔ
ｆ／ｆｒｓの許容値αが決定でき、それは（１５）式の
｜ｂｘ_max｜＝０．０６として、次式となる。

【０１９３】

【数１１】 容量比γは基板材料できまり、実験によれば、３６°Ｙ
カット伝搬ＬｉＴａＯ ₃で約１５であった。

【０１９４】このため、（１７）式は、

【０１９５】

【数１２】 となる。

【０１９６】Ｐ＝１の時、α＝０．０２となり、ｆｒｓ
＝９４８ＭＨｚの図４５の実施例の場合でΔｆ＝１９Ｍ
Ｈｚとなり、（１８）式が成り立っていることが確認で
きる。

【０１９７】Δｆを増大させる効果は、容量比γが小さ
い圧電基板材料、即ち電気機械結合係数の大きな基板材
料に有効であり、そのような圧電基板材料に対して（１
７）式を求めた。

【０１９８】γ値は電気機械結合係数ｋ² の逆数に比例
するため、３６°ＹカットＸ伝搬のＬｉＴａＯ₃のγ値
と、ｋ² ＝０．０５の値とを用いて、他の高い電気機械
結合係数をもつ材料６４°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ₃
（ｋ² ＝０．１１）と、４１°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂ
Ｏ₃（ｋ² ＝０．１７）のγ値を求めると、前者が６．
８、後者が４．４である。尚これらのｋ² の値は文献
（“Applications for Piezoelectric Leaky Surface W
ave":K.Yamanouchi and M.Takeuchi,1990 ULTRASONICS
SYMPOSIUM Proceedings, pp11-18, 1990) を参照した。

【０１９９】なお、図５１は容量比γと電気機械結合係
数ｋ² との関係を示す。

【０２００】同図の関係は３６°Ｙカット伝搬ＬｉＴａ
Ｏ₃のｋ² とγ値との値を使い、

【０２０１】

【数１３】 として求めたものである。

【０２０２】図５１の関係から、６４Ｙ°カットと４１
°ＹカットのＸ伝搬ＬｉＴａＯ₃のγ値を求めることが
でき、前記と同じくそれぞれγ＝６．８、と４．４とな
る。

【０２０３】実施例１１の構成 こゝで、図４２及び図４３に示す実施例の構成について
説明する。

【０２０４】２４１は３６°Ｙ−ＬｉＴａＯ₃の圧電基
板であり、１．５×２×０．５ｍｍの大きさである。

【０２０５】入力側から順番に並列腕共振器（Ｒ
ｐ₁）、直列腕共振器（Ｒｓ₁）、並列腕共振器（Ｒ
ｐ₂）、直列腕共振器（Ｒｓ₂）、並列腕共振器（Ｒ
ｐ₃）の順で並んでいる。個々の共振器は両サイドに反
射器２４２（短絡型）をもった構造である。個々の共振
器はいづれも開口長が１８０μｍ、電極指の対数が５０
対、反射器も５０対である。

【０２０６】櫛形電極指の周期のみ並列腕共振器と直列
腕共振器とで変えてある。並列腕共振器の周期はλｐ＝
４．３９μｍ（パターン幅とギャップは１：１であるた
め、パターン幅はλｐ／４≒１．１μｍ）、直列共振器
の周期はλｓ＝４．１６μｍ（同様にパターン幅はλｓ
／４＝１．０４μｍ）である。

【０２０７】それぞれの周期はそれぞれの共振器の共振
周波数（ｆｒｐ，ｆｒｓ)が所定の値（ｆｒｐ＝８９３
ＭＨｚ、ｆｒｓ＝９４２ＭＨｚ）となるように λｓ＝Ｖ_m／ｆｒｓ、及び λｐ＝Ｖ_m／ｆｒｐ より決定したものである。ここで、Ｖ_mは電極膜厚３０
００Åの時の３６°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ₃結晶の
表面波の音速であり、実験的にＶ_m＝３９２０ｍ／ｓと
求められた。

【０２０８】上記構成の弾性表面波フィルタ２４０は、
図４５（Ｃ）に示す広帯域で且つ低損失の通過特性を有
する。なお、Δｆ＝１９ＭＨｚである。

【０２０９】図４３中、λｐだけを変えて４．３５μｍ
とすると、Δｆが１０ＭＨｚとなり、図４５（Ｂ）の特
性が得られる。尚、電極材料はＡｌ−Ｃｕ合金であり、
膜厚は３０００Åで、表面波が圧電基板２４１のＸ軸方
向に伝搬するように配置してある。

【０２１０】次に、他の圧電基板を用いた場合の例につ
いて説明する。

【０２１１】６４°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ₃の場合
には、γ＝６．８であり（１７）式は、

【０２１２】

【数１４】 となる。

【０２１３】４１°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ₃の場合
には、γ＝４．４であり、

【０２１４】

【数１５】 となる。

【０２１５】γ値が小さくなる程、即ち電気機械結合係
数が大きな基板になる程、αは大きくなり、Δｆを大き
く広げても特性劣化は起りにくい。

【０２１６】〔実施例１２〕図５２は本発明の第１２実
施例になる表面波フィルタ２５０の回路構成図を示す。

【０２１７】図５３は、図５２の回路構成の弾性表面波
フィルタを具体化した構造を示す。

【０２１８】図５４及び図５５は、図５２，５３の弾性
表面波フィルタの特性を示す。

【０２１９】実施例の概要 説明の便宜上、まず本実施例の概要について説明する。

【０２２０】本実施例の弾性表面波フィルタは、直並列
に弾性表面波共振器を接続し、これを複数個多段化した
梯子型の弾性表面波フィルタにおいて、直並列共振器１
つずつからなる単位区間の間のイメージインピーダンス
の整合を図り、各接続点での損失を減らす構成としたも
のである。

【０２２１】これにより、通過帯域における挿入損失を
低減することが可能となる。

【０２２２】発明の完成までの思考過程 次に、本発明の完成までの思考過程について説明する。

【０２２３】図５６（Ａ），（Ｂ）に示すように少なく
とも１個づつの直列腕共振器と並列腕共振器の梯子型接
続により、バンドパス特性を得ることができる。なお、
この一個づつの直列腕共振器と並列腕共振器の梯子型接
続が、フィルタの単位区間となる。

【０２２４】この際、直列腕共振器の共振周波数と並列
共振器の反共振周波数は一致若しくは、通過帯域幅拡大
の上から前者が後者より高い周波数を持つことが望まし
い。図５６（Ａ），（Ｂ）の単位区間は互いに入出力端
が直列腕であるかで、二つのタイプがあり、これらを多
段に接続したものは、図５７（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）に
示すように３つのタイプに分類される。

【０２２５】図５７（Ａ）は入出力側の一方が直列腕で
他方が並列腕である場合、（非対称型）、（Ｂ）は入出
力端共に並列腕である場合（対称型）、同図（Ｃ）は入
出力端共に直列腕である場合（対称型）である。

【０２２６】このように多段化した場合、挿入損失、帯
域外抑圧度ともに単位区間のｎ倍となり、一般に挿入損
失は悪くなるものの、帯域外抑圧度は改善する。とくに
単位区間の損失が０に近い場合はこの多段化は有効であ
る。

【０２２７】しかしながら、単位区間同士の通過帯域に
おけるインピーダンス整合が適切でないと、挿入損失が
理論的なｎ倍よりもさらに悪化する。

【０２２８】インピーダンス整合が適切でないと、単位
区間の境界（図５７中の線１−１’からｎ−ｎ’までの
各境界）で電力の反射が起こり、損失増加となるからで
ある。

【０２２９】単位区間同士の電力反射をГとすると損失
もｎ１０ｌｏｇ（Г）となる。従って単位区間同士のイ
ンピーダンス整合をはかり、境界での電力反射を押さえ
ることにより、挿入損失の増加を極力押さえることが重
要である。

【０２３０】次に、単位区間同士のインピーダンス整合
を図る方法について説明する。

【０２３１】図５８に示すように、一般に２つの異なる
４端子定数（Ｆ行列の４つの定数Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）をも
つ回路同士を、インピーダンス整合を図って接続する場
合、境界ｂ−ｂ’からそれぞれの回路側を見たイメージ
インピーダンスが互いに等しいと置けば良い。

【０２３２】図５８に示すように回路１側をみたイメー
ジインピーダンスＺi1は、回路１の４端子定数Ａ₁，
Ｂ₁，Ｃ₁，Ｄ₁を使って次式のように表される。

【０２３３】

【数１６】 同様に回路２側をみたイメージインピーダンスＺi2は、
次式のように表される。

【０２３４】

【数１７】 これらのイメージインピーダンスは負荷抵抗（純抵抗）
Ｒ₀とは無関係に決まる。

【０２３５】（２１）式と（２２）式を等しいと置く
と、次式のようなインピーダンス整合条件が求まる。

【０２３６】 Ｄ₁Ｂ₁／Ｃ₁Ａ₁＝Ａ₂Ｂ₂／Ｃ₂Ｄ₂ …（２３） 図５９は、前述のインピーダンス整合条件を梯子型回路
の単位区間に適用した場合を示す。

【０２３７】図５９（Ａ）は、インピーダンス整合が悪
い接続方法で、（２３）式の条件を満たさない。

【０２３８】境界ｂ−ｂ’から右側をみた反射係数Г
は、

【０２３９】

【数１８】 となる。Ｚ_sＹ_pは実際の素子では通過帯域でも完全に０
とはならないためГも０にはならない。

【０２４０】これに比べ、図５９（Ｂ）、または図５９
（Ｃ）は境界ｂ−ｂ’で（２３）式の条件を満たすため
反射は０となり、損失は生じない。

【０２４１】例えば、図５９（Ｂ）の場合、境界ｂ−
ｂ’から左側みたイメージインピーダンスは、（２１）
式から、

【０２４２】

【数１９】 となる。境界ｂ−ｂ’から右側をみたイメージインピー
ダンスＺi2も（２２）式から求めると、Ｚi1と等しくな
ることが分かる。

【０２４３】従ってインピーダンス整合がとれ、境界で
の反射係数は０となる。

【０２４４】図ぶ５９（Ｃ）も同様にインピーダンス整
合がとれていることが証明される。

【０２４５】次に図５９（Ｂ），（Ｃ）のような接続法
を利用して単位区間を多段接続する方法を考察する。

【０２４６】図６０（Ａ）は、図５９（Ｂ），（Ｃ）の
接続法を交互に繰り返して単位区間をｎ（＞２）段接続
した回路を示す。このような接続方法をつかえば、前述
の理由から何段接続しても各単位区間の電力反射は起こ
らない。

【０２４７】図６０（Ａ）の構成で、互いに隣接しあう
並列腕の共振器同士、または直列腕の共振器同士を加え
てひとまとめにすると図６０（Ｂ）と等価になる。

【０２４８】この結果、最も入出力端に近い腕のみがそ
れより内側の腕に対して半分の大きさのインピーダンス
あるいはアドミタンス値をもつようになることがわか
る。

【０２４９】図５７で示した３種類の多段化の仕方に対
してこの原理を適用すると、インピーダンス整合を図っ
た接続法として、それぞれ図６１（Ａ），（Ｂ），
（Ｃ）の方法が得られる。

【０２５０】図６１（Ａ）は図５７（Ａ）に対応する整
合化接続法で、入出力端のどちらか一方が直列腕で、他
方が並列腕の場合である。この場合は、端部の直列腕共
振器のインピーダンス値は、内側直列腕共振器のインピ
ーダンス値の半分であり、また、他方の端部の並列腕共
振器のアドミタンス値も、内側の並列腕共振器のアドミ
タンス値の半分である。

【０２５１】同様に図６１（Ｂ）は図５７（Ｂ）の、ま
た図６１（Ｃ）は図５７（Ｃ）の整合化接続法である。

【０２５２】図６１（Ｂ）の場合は両端部が並列腕の場
合で、両端部の並列腕共振器のアドミタンス値は、それ
より内側の並列腕共振器のアドミタンス値の半分となっ
ている。

【０２５３】図６１（Ｃ）の場合は両端部が直列腕の場
合で、両端部の直列腕共振器のインピーダンス値は、そ
れより内側の直列腕共振器のインピーダンス値の半分と
なっている。

【０２５４】実施例１２の構成 次に、上記の考え方に基づく、本発明の第１２実施例に
ついて説明する。

【０２５５】図５２は本発明の第１２実施例になる弾性
表面波フィルタ２５０の基本的構成を示す。

【０２５６】この弾性表面波フィルタを具体化すると、
図５３に示す如くになる。

【０２５７】３つの直列腕共振器（Ｒｓ₁，Ｒｓ₂，Ｒｓ
₃）と３つの並列腕共振器（Ｒｐ₁，Ｒｐ₂，Ｒｐ₃）とか
ら成り、それぞれ図５２に示す等価回路のように接続さ
れている。これらの６つの共振器は共に開口長（９０μ
ｍ）が同じであり、且つ電極指対数（１００対）も同じ
である。また、各共振器は同図に示すような短絡型の反
射器を両側に有し、Ｑを高めている。反射器の対数は１
００対程度である。

【０２５８】直列腕共振器（Ｒｓ₁〜Ｒｓ₃）はすべて同
じ長さの電極指周期（λｓ）であり、λｓ＝４．１９μ
ｍである。又、並列腕共振器（Ｒｐ₁〜Ｒｐ₃）の周期
は、これと異なる周期λｐ＝４．３８μｍとしてある。

【０２５９】比較の対象として、この構成に対する比較
例を図６２に示す。

【０２６０】図５２及び図６２の両方について、インピ
ーダンスＺ_sで示される直列腕の一端子弾性表面波共振
器の設計条件は、開口長９０μｍ、対数１００対であ
る。アドミタンスＹ_pで示される並列腕の一端子対弾性
表面波共振器も同じ条件である。

【０２６１】圧電基板結晶は、３６°ＹカットＸ伝搬Ｌ
ｉＴａＯ₃を用い、その上に弾性表面波共振器として３
０００ÅのＡｌ合金膜の櫛形パターンが形成してある。

【０２６２】図５４中、実線２５１は図５３のフィルタ
２５０の特性を示す。破線２５２は図６２の比較例のフ
ィルタの特性を示す。両者より本実施例のフィルタ２５
０の方が、低損失化されていることがわかる。特に通過
帯域の両端での改善が大きい。

【０２６３】次に図６２の比較例のフィルタにおいて、
単位区間（３）のアドミタンスＹ_pで表される並列共振
器のみ、対数を１００対から８０対に減らしてアドミタ
ンスＹ_pの値を小さくした時の通過特性を図５５中、線
２５３で示す。同様に挿入損失が改善されていることが
分かる。従って、端部のアドミタンス値は１／２としな
くとも、内側のアドミタンス値より減らすだけでも、十
分ではないが効果があると言える。インピーダンス値に
対しても同様である。

【０２６４】以上、図６１（Ａ）の基本形に対する実施
例を示したが、これは中央部に多数の単位区間が増えて
も同様な効果を有する。

【０２６５】〔実施例１３〕図６３は、本発明の第１３
実施例になる弾性表面波フィルタ２６０である。

【０２６６】この弾性表面波フィルタは、図６１（Ｂ）
に示す構成方法に基づいたものである。この弾性表面波
フィルタ２６０は、図５４の線２５１で示したものと同
様な損失低減効果をもたらす。

【０２６７】〔実施例１４〕図６４は、本発明の第１４
実施例になる弾性表面波フィルタ２７０である。

【０２６８】この弾性表面波フィルタは、図６１（Ｃ）
に示す構成方法に基づいたものである。 この弾性表面
波フィルタ２７０も、図５４の線２５１で示したものと
同様な損失低減効果をもたらす。

【０２６９】〔実施例１５〕次に本発明の第１５実施例
になる弾性表面波フィルタについて図６５及び図６６等
を参照して説明する。

【０２７０】実施例の概要 説明の便宜上、まず本実施例の概要について説明する。

【０２７１】本実施例は、通過帯域における挿入損失を
決定している原因として、櫛形電極の抵抗分とコンダク
タンス分に着目し、直列配列の共振器に対しては抵抗分
を減少させ、並列腕の共振器に対しては、コンダクタン
ス分を減少させることによりこれらを梯子型に組んだ時
のフィルタ特性の挿入損失を低減させるものである。

【０２７２】次に、本発明の背景等について説明する。

【０２７３】本発明の背景 図６５に直列腕と並列腕にそれぞれ共振周波数（ｆｒ
ｓ，ｆｒｐ)の異なる２つの弾性表面波共振器を配置し
た梯子型フィルタ回路の基本構成を示す。

【０２７４】ここで、並列腕共振器のアドミタンスを、 Ｙ_p＝ ｇ ＋ ｊ・ｂ …（２６） ｇ：コンダクタンス分 ｂ：サセプタンス分 とする。

【０２７５】また直列腕共振器のインピーダンスを、 Ｚ_s＝ ｒ ＋ ｊ・ｘ …（２７） ｒ：抵抗分 ｘ：リアクタンス分 とする。

【０２７６】このように仮定すると、ｇ，ｂ，ｒ，ｘの
周波数特性は図６９のようになる。

【０２７７】並列腕共振器のアドミタンスＹ_pのサセプ
タンス分ｂ（図６９中の点線）は、共振周波数ｆｒｐで
最大値をとり、そこで符号を＋から−へ変え、反共振周
波数ｆａｐで０（零）となり、ｆａｐ以上で符号が再び
＋になり、少しづつ増大してゆく。

【０２７８】一方、Ｙ_pのコンダクタンス分ｇ（図６９
中の一点鎖線）は、同様にｆａｐで最大値をとり、ｆａ
ｐを越えると急激に減少し、除々に０に近づいていく。

【０２７９】尚コンダクタンス分ｇは＋の値しかとらな
い。

【０２８０】直列腕共振器のインピーダンス分Ｚ_sのリ
アクタンス分ｘ（図６９中の実線）は、アドミタンスと
は逆で共振周波数ｆｒｓで０となり、反共振周波数ｆａ
ｓで最大値をとり、さらに＋から−へ符号を変え、ｆａ
ｓ以上では一側から０へ近づいていく。

【０２８１】また、抵抗分ｒは０から徐々に増加してゆ
き、反共振周波数ｆａｓで最大値をとり、それ以上で徐
々に減少していく。ｒもｇと同様に＋の値しかとらな
い。

【０２８２】ここで、フィルタ特性を作るためには、前
記並列共振器の反共振周波数ｆａｐと直列共振器の共振
周波数ｆｒｓとは略一致もしくは後者がやや大きいこと
が条件である。

【０２８３】図６９の下部に上のインピーダンス、アド
ミタンスの周波数特性に合わせて、フィルタ回路として
の通過特性を示す。ｆａｐ≒ｆｒｓ近傍で通過帯域をと
り、それ以外では減衰領域となる。同図からも明らかな
ように、通過帯域の特に中心周波数近傍ではｂ及びｘは
０になる。

【０２８４】従って、フィルタとしての通過特性はＳ21
は、ｒとｇのみで決まり、

【０２８５】

【数２０】 となる。

【０２８６】こゝで、ｒ＞０，ｇ＞０であるので、（２
８）式はｒ，ｇ共に増加するほどＳ21は１より小さくな
り、２０ｌｏｇ｜Ｓ21｜で表される挿入損失も増大して
いく。

【０２８７】従って、ｒ，ｇは共に０に近い程、挿入損
失は小さいことになる。

【０２８８】次に、ｒ，ｇは弾性表面波共振器を形成す
る櫛形電極のどのような部分から生じているのかを説明
する。

【０２８９】こゝでは、図３（Ｂ）中、ｒ₁をも考慮に
入れて考える。

【０２９０】ｒ₁は櫛形電極の電気抵抗分及び櫛形電極
指の各端部から基板内部へバルク波となっと漏れていく
エネルギー損失分を音響抵抗分として表したものを合計
したものである。

【０２９１】今、バルク波放射による抵抗分は櫛形電極
の形状に殆ど依存しないため、櫛形電極の電気抵抗ｒ₁
に比例する。特にｘ＝０の中心周波数近傍ではｒ＝ｒ₁
となる。また、並列腕共振器のアドミタンスのコンダク
タンス分ｇは、櫛形電極の電気抵抗のコンダクタンス１
／ｒ₁に比例する。

【０２９２】今、櫛形電極の電極指の抵抗率をρ_o、電
極指の幅をＷ、膜厚をｔとし、直列腕共振器の開口長を
ｌ_s、対数をＮ_sとすると、 ｒ＝ｌ_s・ρ_o／（Ｎ_s・Ｗ・ｔ） …（２９） となる。

【０２９３】また、並列腕共振器の開口長をｌ_p、対数
をＮ_pとすると、同一基板、同一金属膜を使う場合はρo
，Ｗ，ｔはほぼ等しいから、 ｇ＝Ｎ_p・Ｗ・ｔ／（ｌ_p・ρ_o） …（３０） となる。

【０２９４】従って、（２８）式における挿入損失にお
ける増加分は、 ｒ＋５０ｒ・ｇ＋２５００ｇ ＝ｌ_s・ρ_o／（Ｎ_s・Ｗ・ｔ）＋５０・（ｌ_s／ｌ_p）・（Ｎ_p／Ｎ_s） ＋２５００・Ｎ_p・Ｗ・ｔ／（ｌ_p・ρ_o）…（３１） となる。

【０２９５】（３１）式より、直列腕共振器は開口長ｌ
_sが短く、対数Ｎ_sが多い程、また、並列共振器は開口長
ｌ_pが長く、対数Ｎ_pが少ない程、損失低減に効果がある
ことが分かる。特に、ｌ_s／ｌ_p＜１，Ｎ_p／Ｎ_s＜１であ
る程、言い換えれば開口長は、直列腕共振器の方が並列
腕共振器より短い方が、対数は、直列腕共振器の方が並
列腕共振器より多い方が一層効果がある。

【０２９６】ここで、この理由について述べる。

【０２９７】上記（３１）式において、ｒ＝ｒ_s（ｒ_s：
直列腕共振器の電気抵抗）及びｇ＝１／ｒ_p（ｒ_p：並列
腕の電気抵抗）であるから ｒ＋５０ｒ・ｇ＋２５００ｇ＝ｒ_s＋５０（ｒ_s／ｒ_p）
＋２５００（１／ｒ_p） となる。従って、（ｒ_s／ｒ_p）＜１、即ちｒ_s＜ｒ_pであ
れば挿入損失の増大は抑制できる。

【０２９８】なお、この場合ｌ_sをあまり狭め過ぎると
表面波の回折による損失が現れ、逆にｌ_pを長くしすぎ
ると抵抗増大による並列共振器のＱ低下を招き、低周波
側の帯域外抑圧度が悪くなるため、その大きさには限度
がある。

【０２９９】さらに櫛形電極を形成している金属膜の膜
厚を直列腕の方をｔ_s、並列腕の方をｔ_pとすると（３
１）式は次のようになる。

【０３００】 ｒ＋５０ｒ・ｇ＋２５００ｇ ＝ｌ_s・ρ_o／（Ｎ_s・Ｗ・ｔ）＋５０・（ｌ_s／ｌ_p）・（Ｎ_p／Ｎ_s） （ ｔ_p／ｔ_s）＋２５００・Ｎ_p・Ｗ・ｔ_p／（ｌ_p・ρ_o）…（３２） 従って、ｔ_p／ｔ_sとすることで同様に損失を低減でき
る。

【０３０１】この他にも抵抗率の異なる（ρos，ρop）
２種類の金属膜からなる共振器を、直列腕と並列腕に配
置してフィルタを作り、ρos／ρop＜１とすることも可
能であるが、実際に素子をつくる場合、量産性等を考慮
すると実際的ではない。

【０３０２】実施例１５の構成 次に、上記考え方を採用した実施例について説明する。

【０３０３】図６５は本発明の第１５実施例の弾性表面
波フィルタ２８０の回路構成を示す。

【０３０４】図６６は図６５の回路構成を具体化した構
造を示す。用いた圧電基板２４１は３６°ＹカットＸＬ
ｉＴａＯ₃であり、電極材料は３０００ÅのＡｌ膜であ
る。

【０３０５】比較例は、直列腕、並列腕共に、櫛形電極
の開口長ｌ_s＝ｌ_p＝９０μｍ、対数Ｎ_p＝Ｎ_s＝１００対
であるのに対し、本実施例では、直列腕を、ｌ_s＝４５
μｍ、Ｎ_s＝２００対、並列腕をｌ_p＝１８０μｍ、Ｎ_p
＝５０対とした。ｌ_p＞ｌ_sであり、Ｎ_s＞Ｎ_pである。ま
た、ｌ_s／ｌ_p＝０．２５及びＮ_p／Ｎ_s＝０．２５であ
る。

【０３０６】この時、対数と開口長の積で形状的に決ま
る櫛形電極の静電容量Ｃ_Oは変わらないようにした。

【０３０７】図６６の実線２８１が本実施例の特性、破
線２８２が比較例の特性である。従来では損失が２．５
ｄＢであったものが本実施例により２．０ｄＢとなり、
本実施例により０．５ｄＢ以上改善した。即ち、フィル
タの挿入損失がｄＢ換算で２５％も改善された。

【０３０８】また、本実施例の場合、直列腕共振器の対
数を増加したことにより、耐電力性も向上し、印加可能
な最大電力が２０％向上した。

【０３０９】以上の実施例の場合、ｌ_s＝３０μｍ以下
で回折損が現れ始め、ｌ_p＝３００μｍ以上で低周波側
の帯域外劣化が起こり始めたことから、これらの値が限
度であった。

【０３１０】以上、直列腕の電気抵抗を下げ、並列腕の
電気抵抗を上げる（コンダクトタンスを下げる）ことに
より、通過帯域の挿入損が改善されることは明らかであ
る。

【０３１１】また、並列腕共振器の膜厚を直列腕共振器
の膜厚より薄くした構成とすることもできる。この構成
によっても、上記実施例の場合と同様に、通過帯域の損
失を少なくできる。

【０３１２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
一つの圧電基板上に複数の並列腕と直列腕を形成するの
で、弾性表面波共振器の共振周波数を正確に制御でき、
広帯域化のためのフィルタの周波数制御が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の弾性表面波フィルタの原理図である。

【図２】共振器を用いたフィルタ回路の基本構成を示す
図である。

【図３】一端子対弾性表面波共振器の構造とその等価回
路及びその記号を示す図である。

【図４】一端子対弾性表面波共振器のインピーダンス及
びアドミタンスの周波数特性を示す図である。

【図５】共振周波数近傍における弾性表面波共振器のイ
ンミタンス特性及びそれらを接続してなる図１のフィル
タのフィルタ特性を示す図である。

【図６】従来の弾性表面波フィルタを説明する図であ
る。

【図７】共振器にインダクタンスを直列に付加した場合
の効果を示す図である。

【図８】一端子対弾性表面波共振器を直列にｎ個接続し
た場合の効果を示す図である。

【図９】並列腕共振器の通過特性の開口長依存性を示す
図である。

【図１０】直列腕共振器の通過特性の開口長依存性を示
す図である。

【図１１】本発明の弾性表面波フィルタの第１実施例の
回路図である。

【図１２】図１１のフィルタの通過特性を示す図であ
る。

【図１３】並列腕共振器へのインダクタンス付加の効果
を示す図である。

【図１４】図１１の弾性表面波フィルタの構造をその蓋
を取り外した状態で示す平面図である。

【図１５】図４１中、XV−XV線に沿う断面図である。

【図１６】本発明の弾性表面波フィルタの第２実施例を
示す図である。

【図１７】図１６のフィルタの通過特性を示す図であ
る。

【図１８】並列腕共振器の開口長（Ａ_P）と直列腕共振
器の開口長（Ａ_S）の比（Ａ_P／Ａ_S）の増大効果を示す
図である。

【図１９】本発明の弾性表面波フィルタの第３実施例を
示す図である。

【図２０】図１９のフィルタの通過特性を示す図であ
る。

【図２１】本発明の弾性表面波フィルタの第４実施例を
示す図である。

【図２２】図２１のフィルタの通過特性を示す図であ
る。

【図２３】本発明の弾性表面波フィルタの第５実施例を
示す図である。

【図２４】図２３のフィルタの通過特性を示す図であ
る。

【図２５】本発明の弾性表面波フィルタの第６実施例の
回路図である。

【図２６】図２５中、第１の一端子対弾性表面共振器を
示す図である。

【図２７】図２５のフィルタの通過特性を示す図であ
る。

【図２８】反射器設置位置ｄ＝（ｎ＋β）・λのβによ
るリップル幅への影響を示す図である。

【図２９】図２５の弾性表面波フィルタの構造をその蓋
を取り外した状態で示す平面図である。

【図３０】図２５中の第１の一端子対弾性表面波共振器
の一の変形例を示す図である。

【図３１】図２５中の第１の一端子対弾性表面波共振器
の別の変形例を示す図である。

【図３２】本発明の弾性表面波フィルタの第７実施例を
示す図である。

【図３３】電極膜厚（ｔ）のリップル発生位置への効果
を示す図である。

【図３４】並列腕共振器の反射器によるリップル
（ｒ_P）が高周波減衰極へ落ちたときの状態を示す図で
ある。

【図３５】共振器型フィルタの通過特性の膜厚依存性を
示す図である。

【図３６】挿入損失及びリップル発生位置の膜厚依存性
の実験の結果を示す図である。

【図３７】本発明の弾性表面波フィルタの第８実施例の
第１の一端子対弾性表面波共振器を示す図である。

【図３８】図３７の共振器を適用した弾性表面波フィル
タの通過特性を示す図である。

【図３９】本発明の弾性表面波フィルタの第８実施例の
第１の一端子対弾性表面波共振器の変形例を示す図であ
る。

【図４０】図１１の弾性表面波フィルタのインダクタン
スを実現する別の例を示す図である。

【図４１】図１１の弾性表面波フィルタのインダクタン
スを実現する更に別の例を示す図である。

【図４２】本発明の弾性表面波フィルタの第１１実施例
の回路図である。

【図４３】図４２の回路を具体化した構成を示す図であ
る。

【図４４】fａｐ＜ｆｒｐとしたときの弾性表面波共振
器のインミタンス特性を示す図である。

【図４５】Δｆ≡ｆｒｓ−ｆａｐを零から増加させたと
きの梯子型フィルタの通過特性の変化を説明する図であ
る。

【図４６】弾性表面波共振器の特性測定法を説明する図
である。

【図４７】並列腕及び直列腕の各弾性表面波共振器のア
ドミタンス及びインピーダンスの特性を示す図である。

【図４８】ｂｘ積の周波数依存性を示す図である。

【図４９】図４２の回路の一部をＬとＣの等価回路で表
した図である。

【図５０】｜ｂｘ_max｜とΔｆ／ｆｒｓとの関係を示す
図である。

【図５１】ｋ² とγとの関係を示す図である。

【図５２】本発明の弾性表面波フィルタの第１２実施例
の回路図である。

【図５３】図５２の回路を具体化した構成を示す図であ
る。

【図５４】図５３の弾性表面波フィルタの特性を示す図
である。

【図５５】図６３のフィルタ中、出力側Ｙ_pを減少させ
た場合の特性を示す図である。

【図５６】１個づつの弾性表面波共振器を梯子型にした
単位区間の回路図である。

【図５７】図５６の単位区間を多段（ｎ段）に接続して
なる回路の回路図である。

【図５８】二つの４端子回路の接続とその境界を示す図
である。

【図５９】単位区間同士の接合を示す図である。

【図６０】ｎ（＞２）段に単位区間を接続する方法を説
明する図である。

【図６１】本実施例の梯子型回路の構成方法を説明する
図である。

【図６２】従来の弾性表面波フィルタの回路図である。

【図６３】本発明の弾性表面波フィルタの第１３実施例
の回路図である。

【図６４】本発明の弾性表面波フィルタの第１４実施例
の回路図である。

【図６５】本発明の弾性表面波フィルタの第１５実施例
の回路図である。

【図６６】図６５の回路を具体化した構成を示す図であ
る。

【図６７】図６６のフィルタの特性を示す図である。

【図６８】並列腕と直列腕に共振周波数の異なる弾性表
面波共振器を配置した梯子型フィルタ回路を示す図であ
る。

【図６９】並列腕共振器のアドミタンス（Ｙ_p）の周波
数特性及び直列腕共振器のインピーダンス（Ｚ_s）の周
波数特性を対応させて示す図である。

【図７０】従来の弾性表面波フィルタの１例を示す図で
ある。

【図７１】図７０のフィルタの通過特性を示す図であ
る。

【符号の説明】

６０，９０，１００，１１０，１２０，１３０，２４
０，２５０，２６０，２７０，２８０ 弾性表面波フィ
ルタ ８０，１５０ 弾性表面波フィルタ装置 ８１ セラミックパッケージ ８２ フィルタチップ ８３ 蓋 ８４_-1〜８５_-6 電極端子 ８５_-1〜８５_-5 端子 ８６_-1〜８６_-5 ボンディングワイヤ １２４，１２５ 減衰極 １２７ 阻止域 １３１，２０１，２１１ 励振電極 １３２，１３３，１６０，１６１，１６６，１６７，２
０２，２０３，２１２，２１３，２４２ 反射器 ２２０，２２１，２３０，２３１ マイクロストリップ
ライン ２４１ ３６°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ₃基板（チッ
プ） Ｒｓ₁，Ｒｓ₂ 直列腕共振器 Ｒｐ₁〜Ｒｐ₃ 並列腕共振器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松田 隆志 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 高松 光夫 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (56)参考文献 特開 平３−205908（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−2105（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−132515（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−171120（ＪＰ，Ａ) 特開 昭51−36091（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−19044（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−123051（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−178812（ＪＰ，Ａ) 実開 昭55−133617（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03H 9/64 H03H 9/25

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 弾性表面波共振器により構成される複数
   の並列腕と直列腕とが梯子型に接続されて一つの圧電基
   板上に形成され、バンドパス特性を有し、該複数の並列
   腕の各々に直列にインダクタンスを接続することを特徴
   とする弾性表面波フィルタ。
2. 【請求項２】 前記各弾性表面波共振器は、それぞれ重
   ならない伝搬路を有することを特徴とする請求項１記載
   の弾性表面波フィルタ。
3. 【請求項３】 前記複数の並列腕は 、 前記インダクタン
   スを有する接続手段により前記圧電基板外のアース端子
   にそれぞれ接続されることを特徴とする請求項１記載の
   弾性表面波フィルタ。