JP3397960B2 - ディジタル波形等化器 - Google Patents
ディジタル波形等化器Info
- Publication number
- JP3397960B2 JP3397960B2 JP01446896A JP1446896A JP3397960B2 JP 3397960 B2 JP3397960 B2 JP 3397960B2 JP 01446896 A JP01446896 A JP 01446896A JP 1446896 A JP1446896 A JP 1446896A JP 3397960 B2 JP3397960 B2 JP 3397960B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transversal filter
- data
- waveform equalizer
- transversal
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はディジタル波形等化器
に関し、特にたとえば、ディジタル回路を有するＶＴＲ
において、再生時の低周波部および高周波部の特性劣化
によって生じる符号間干渉を抑制する、ディジタル波形
等化器に関する。
に関し、特にたとえば、ディジタル回路を有するＶＴＲ
において、再生時の低周波部および高周波部の特性劣化
によって生じる符号間干渉を抑制する、ディジタル波形
等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のアナログ回路で構成される波形等
化器１は、図３に示すように、遅延回路２および（Ｍタ
ップ）トランスバーサルフィルタ３を含み、これにより
再生信号の波形歪みが等化される。等化された信号は、
記録符号（パーシャルレスポンス符号）による検出を行
うため、遅延加算手段４において、１ビット遅延および
加算処理される。したがって、遅延加算手段４からは、
パーシャルレスポンス（１，０，−１）の信号が出力さ
れる。この信号は検出回路５に与えられるとともに、検
出レベル算出回路６においてその信号の信号レベルが算
出される。そして、検出回路５は、この信号レベルから
３値波形の信号（１，０，−１）を識別するとともに、
その３値波形の“１”および“−１”を“１”に、
“０”を“０”に識別する。よって、検出回路５からは
元の符号（１，０）が出力される。
化器１は、図３に示すように、遅延回路２および（Ｍタ
ップ）トランスバーサルフィルタ３を含み、これにより
再生信号の波形歪みが等化される。等化された信号は、
記録符号（パーシャルレスポンス符号）による検出を行
うため、遅延加算手段４において、１ビット遅延および
加算処理される。したがって、遅延加算手段４からは、
パーシャルレスポンス（１，０，−１）の信号が出力さ
れる。この信号は検出回路５に与えられるとともに、検
出レベル算出回路６においてその信号の信号レベルが算
出される。そして、検出回路５は、この信号レベルから
３値波形の信号（１，０，−１）を識別するとともに、
その３値波形の“１”および“−１”を“１”に、
“０”を“０”に識別する。よって、検出回路５からは
元の符号（１，０）が出力される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、波形等化器を
図３に示すようなアナログ回路で実現する場合には、回
路が大規模かつ高価となる欠点があった。また、波形等
化器を構成するトランスバーサルフィルタは多くの遅延
線を要するため、ＩＣ化が困難であった。それゆえに、
この発明の主たる目的は、ＩＣ化に適したディジタル回
路で構成される、ディジタル波形等化器を提供すること
である。
図３に示すようなアナログ回路で実現する場合には、回
路が大規模かつ高価となる欠点があった。また、波形等
化器を構成するトランスバーサルフィルタは多くの遅延
線を要するため、ＩＣ化が困難であった。それゆえに、
この発明の主たる目的は、ＩＣ化に適したディジタル回
路で構成される、ディジタル波形等化器を提供すること
である。
【０００４】
【課題を解決するための手段】この発明は、入力信号を
受ける第１トランスバーサルフィルタと、第１トランス
バーサルフィルタによって等化されたデータを受ける第
２トランスバーサルフィルタとを含むディジタル波形等
化器において、入力信号として再生信号をＡ／Ｄ変換器
によって量子化した再生信号データを第１トランスバー
サルフィルタに与えるようにし、さらに第１トランスバ
ーサルフィルタおよび第２トランスバーサルフィルタを
ともに非巡回型トランバーサルフィルタとしたことを特
徴とする、ディジタル波形等化器である。
受ける第１トランスバーサルフィルタと、第１トランス
バーサルフィルタによって等化されたデータを受ける第
２トランスバーサルフィルタとを含むディジタル波形等
化器において、入力信号として再生信号をＡ／Ｄ変換器
によって量子化した再生信号データを第１トランスバー
サルフィルタに与えるようにし、さらに第１トランスバ
ーサルフィルタおよび第２トランスバーサルフィルタを
ともに非巡回型トランバーサルフィルタとしたことを特
徴とする、ディジタル波形等化器である。
【０００５】
【作用】Ａ／Ｄ変換器によってディジタル変換された再
生データは、第１トランスバーサルフィルタに入力さ
れ、そこにおいて波形等化される。等化された再生デー
タは、さらに後段の第２トランスバーサルフィルタにお
いて前段と同様に等化される。等化されたデータは、遅
延加算手段で１ビット遅延および加算処理される。した
がって、遅延加算手段からは、パーシャルレスポンス符
号の特性を有する３値波形のデータ（１，０，−１）が
出力される。そして、このデータはデータ検出回路およ
びレベル検出回路に与えられ、レベル検出回路におい
て、再生データの信号レベルが検出される。検出した信
号レベルおよび３値波形データとから、データ検出回路
において、データ“１”，“０”および“−１”を検出
し、そして、データ“１”および“−１”を“１”に、
“０”を“０”に識別する。よって、データ検出回路か
らは、元の符号つまりデータ（１，０）の信号が出力さ
れる。
生データは、第１トランスバーサルフィルタに入力さ
れ、そこにおいて波形等化される。等化された再生デー
タは、さらに後段の第２トランスバーサルフィルタにお
いて前段と同様に等化される。等化されたデータは、遅
延加算手段で１ビット遅延および加算処理される。した
がって、遅延加算手段からは、パーシャルレスポンス符
号の特性を有する３値波形のデータ（１，０，−１）が
出力される。そして、このデータはデータ検出回路およ
びレベル検出回路に与えられ、レベル検出回路におい
て、再生データの信号レベルが検出される。検出した信
号レベルおよび３値波形データとから、データ検出回路
において、データ“１”，“０”および“−１”を検出
し、そして、データ“１”および“−１”を“１”に、
“０”を“０”に識別する。よって、データ検出回路か
らは、元の符号つまりデータ（１，０）の信号が出力さ
れる。
【０００６】
【発明の効果】この発明によれば、ディジタル回路で構
成するため、回路規模の縮小化が図れる。また、トラン
スバーサルフィルタを２段構成とすることによって、タ
ップ調整数の少ない波形等化器が実現できる。この発明
の上述の目的，その他の目的，特徴および利点は、図面
を参照して行う以下の実施例の詳細な説明から一層明ら
かとなろう。
成するため、回路規模の縮小化が図れる。また、トラン
スバーサルフィルタを２段構成とすることによって、タ
ップ調整数の少ない波形等化器が実現できる。この発明
の上述の目的，その他の目的，特徴および利点は、図面
を参照して行う以下の実施例の詳細な説明から一層明ら
かとなろう。
【０００７】
【実施例】図１を参照して、この実施例のディジタル波
形等化器１０は、図２に詳細に示す非巡回型の２つのト
ランスバーサルフィルタ１４ａおよび１４ｂを含む。図
示しない再生ヘッドによって再生されたビデオ信号は、
Ａ／Ｄ変換器１２においてディジタル変換された後、前
段のトランスバーサルフィルタ１４ａに与えられる。そ
こにおいて再生データの波形歪みが等化される。等化さ
れたデータは、さらに後段のトランスバーサルフィルタ
１４ｂに与えられ、前段のトランスバーサルフィルタ１
４ａで除去されなかった波形歪みが等化される。
形等化器１０は、図２に詳細に示す非巡回型の２つのト
ランスバーサルフィルタ１４ａおよび１４ｂを含む。図
示しない再生ヘッドによって再生されたビデオ信号は、
Ａ／Ｄ変換器１２においてディジタル変換された後、前
段のトランスバーサルフィルタ１４ａに与えられる。そ
こにおいて再生データの波形歪みが等化される。等化さ
れたデータは、さらに後段のトランスバーサルフィルタ
１４ｂに与えられ、前段のトランスバーサルフィルタ１
４ａで除去されなかった波形歪みが等化される。
【０００８】２段に構成されるトランスバーサルフィル
タ１４によって等化された再生データは、遅延加算手段
１６において、１ビット遅延および加算よりなる処理が
行われる。したがって、遅延加算手段１６からは、イン
タリーブドＮＲＺＩ符号に対応するパーシャルレスポン
ス（１，０，−１）のデータが出力される。すなわち、
この実施例の波形等化器１０は、パーシャルレスポンス
（ＰＲ）クラスIVを適用した、たとえばディジタルＶＣ
Ｒに用いられ、遅延加算手段１６において、１ビット遅
延および加算処理を行うことでＰＲ（１，０，−１）の
周波数特性は実現できる。
タ１４によって等化された再生データは、遅延加算手段
１６において、１ビット遅延および加算よりなる処理が
行われる。したがって、遅延加算手段１６からは、イン
タリーブドＮＲＺＩ符号に対応するパーシャルレスポン
ス（１，０，−１）のデータが出力される。すなわち、
この実施例の波形等化器１０は、パーシャルレスポンス
（ＰＲ）クラスIVを適用した、たとえばディジタルＶＣ
Ｒに用いられ、遅延加算手段１６において、１ビット遅
延および加算処理を行うことでＰＲ（１，０，−１）の
周波数特性は実現できる。
【０００９】ＰＲ（１，０，−１）の特性を有する再生
データは、データ検出回路１８に与えられるともに、レ
ベル検出回路２０において再生データのデータ検出点に
おける信号レベルが検出される。この検出結果に基づい
て、データ検出回路１８は、データ“１”，“０”およ
び“−１”を検出し、データ“１”および“−１”を
“１”に、データ“０”を“０”に識別する。よって、
データ検出回路１８からは、元の符号つまりデータ
（１，０）が出力される。
データは、データ検出回路１８に与えられるともに、レ
ベル検出回路２０において再生データのデータ検出点に
おける信号レベルが検出される。この検出結果に基づい
て、データ検出回路１８は、データ“１”，“０”およ
び“−１”を検出し、データ“１”および“−１”を
“１”に、データ“０”を“０”に識別する。よって、
データ検出回路１８からは、元の符号つまりデータ
（１，０）が出力される。
【００１０】トランスバーサルフィルタ１４ａは、その
タップ数を“Ｍ”と仮定すると、Ｍ−１段の遅延回路を
含む。すなわち、図２を参照して、Ａ／Ｄ変換器１２に
おいてディジタル変換された再生データは、クロック周
期で遅延する１クロックの遅延回路２２によって遅延さ
れる。遅延されたデータは、利得調整器２４に与えら
れ、そこにおいて、波形歪みを補正するデータが生成さ
れる。すなわち、利得調整器２４において、入力された
再生データ（主信号）からの遅延時間によって、どの利
得調整器２４を選択するかが決定される。そして、加算
器２６において、主信号と利得調整器２４からの出力信
号つまり主信号と逆極性の信号とが加算される。このよ
うに加算器２６から波形歪みが検出されなくなるまで上
述の動作が繰り返される。
タップ数を“Ｍ”と仮定すると、Ｍ−１段の遅延回路を
含む。すなわち、図２を参照して、Ａ／Ｄ変換器１２に
おいてディジタル変換された再生データは、クロック周
期で遅延する１クロックの遅延回路２２によって遅延さ
れる。遅延されたデータは、利得調整器２４に与えら
れ、そこにおいて、波形歪みを補正するデータが生成さ
れる。すなわち、利得調整器２４において、入力された
再生データ（主信号）からの遅延時間によって、どの利
得調整器２４を選択するかが決定される。そして、加算
器２６において、主信号と利得調整器２４からの出力信
号つまり主信号と逆極性の信号とが加算される。このよ
うに加算器２６から波形歪みが検出されなくなるまで上
述の動作が繰り返される。
【００１１】ここで前段のトランスバーサルフィルタ１
４ａのタップ数を“Ｍ”、後段のトランスバーサルフィ
ルタ１４ｂのタップ数を“Ｎ”とすると、タップ数とエ
ラーレートの関係は表１のように示すことができる。
４ａのタップ数を“Ｍ”、後段のトランスバーサルフィ
ルタ１４ｂのタップ数を“Ｎ”とすると、タップ数とエ
ラーレートの関係は表１のように示すことができる。
【００１２】
【表１】
【００１３】このタップ数“Ｍ”，“Ｎ”は大きくなる
ほど調整個所が多くなるため、できるだけ小さい値に設
定することが望ましい。また、表１においてエラーレー
トは、タップ数“Ｍ”＝５，“Ｎ”＝５のときのエラー
レートを“１．０”としたときの比率を表す。表１から
わかるように、たとえば前段のトランスバーサルフィル
タ１４ａのタップ数“Ｍ”＝９，後段のトランスバーサ
ルフィルタ１４ｂのタップ数“Ｎ”＝０であるとき、つ
まり、図３に示す、Ｍタップトランスバーサルフィルタ
３のみを有する従来例の波形等化器１では、調整個所を
多く設定しても、よいエラーレート（＝７．９）は得る
ことができない。
ほど調整個所が多くなるため、できるだけ小さい値に設
定することが望ましい。また、表１においてエラーレー
トは、タップ数“Ｍ”＝５，“Ｎ”＝５のときのエラー
レートを“１．０”としたときの比率を表す。表１から
わかるように、たとえば前段のトランスバーサルフィル
タ１４ａのタップ数“Ｍ”＝９，後段のトランスバーサ
ルフィルタ１４ｂのタップ数“Ｎ”＝０であるとき、つ
まり、図３に示す、Ｍタップトランスバーサルフィルタ
３のみを有する従来例の波形等化器１では、調整個所を
多く設定しても、よいエラーレート（＝７．９）は得る
ことができない。
【００１４】そこで、前段のトランスバーサルフィルタ
１４ａを対称型５タップ、後段のトランスバーサルフィ
ルタ１４ｂを４タップとすることにより、少ない調整数
（＝５）で劣化のほとんどないエラーレート（＝１．
１）を得ることができる。また、タップ数“Ｍ”＝４，
“Ｎ”＝３とするトランスバーサルフィルタ１４を構成
することにより、調整個所を少なくして、よいエラーレ
ートを得ることができる。
１４ａを対称型５タップ、後段のトランスバーサルフィ
ルタ１４ｂを４タップとすることにより、少ない調整数
（＝５）で劣化のほとんどないエラーレート（＝１．
１）を得ることができる。また、タップ数“Ｍ”＝４，
“Ｎ”＝３とするトランスバーサルフィルタ１４を構成
することにより、調整個所を少なくして、よいエラーレ
ートを得ることができる。
【００１５】なお、利得調整器２４のタップ係数２８を
所望の値に設定することにより、トランスバーサルフィ
ルタ１４の等化特性は任意に変更できる。また、表１に
おける対称型タップ数においては、２つのタップ係数で
１つの調整数となる。以上のようにトランスバーサルフ
ィルタ１４を２段構成とすることにより、エラーレート
を劣化を抑えつつ、しかも調整個所の少ない波形等化器
が実現できる。さらに、ディジタル回路で構成するた
め、従来のような回路規模の大きい等化器と同等の性能
を確保しつつ、回路の小規模化が図れる。
所望の値に設定することにより、トランスバーサルフィ
ルタ１４の等化特性は任意に変更できる。また、表１に
おける対称型タップ数においては、２つのタップ係数で
１つの調整数となる。以上のようにトランスバーサルフ
ィルタ１４を２段構成とすることにより、エラーレート
を劣化を抑えつつ、しかも調整個所の少ない波形等化器
が実現できる。さらに、ディジタル回路で構成するた
め、従来のような回路規模の大きい等化器と同等の性能
を確保しつつ、回路の小規模化が図れる。
【図１】この発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】図１実施例のトランスバーサルフィルタの一例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図３】従来例を示すブロック図である。
１０ …波形等化器
１２ …Ａ／Ｄ変換器
１４ａ，１４ｂ …トランスバーサルフィルタ
１６ …遅延加算手段
１８ …データ検出回路
２０ …レベル検出回路
２２ …遅延回路
２４ …利得調整器
２６ …加算器
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G11B 5/00 - 5/035
H03H 17/02 - 17/08
H04B 3/06
Claims (3)
- 【請求項１】入力信号を受ける第１トランスバーサルフ
ィルタと、前記第１トランスバーサルフィルタによって
等化されたデータを受ける第２トランスバーサルフィル
タとを含むディジタル波形等化器において、前記入力信
号として再生信号をＡ／Ｄ変換器によって量子化した再
生信号データを前記第１トランスバーサルフィルタに与
えるようにし、さらに 前記第１トランスバーサルフィルタおよび前記第２トラ
ンスバーサルフィルタをともに非巡回型トランバーサル
フィルタとしたことを特徴とする、ディジタル波形等化
器。 - 【請求項２】前記第１および第２トランスバーサルフィ
ルタは互いに異なるタップ数で構成される、請求項１記
載のディジタル波形等化器。 - 【請求項３】前記第１トランスバーサルフィルタのタッ
プ数は４タップであり、前記第２トランスバーサルフィ
ルタのタップ数は３タップである、請求項１または２記
載のディジタル波形等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01446896A JP3397960B2 (ja) | 1996-01-30 | 1996-01-30 | ディジタル波形等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01446896A JP3397960B2 (ja) | 1996-01-30 | 1996-01-30 | ディジタル波形等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09204603A JPH09204603A (ja) | 1997-08-05 |
| JP3397960B2 true JP3397960B2 (ja) | 2003-04-21 |
Family
ID=11861899
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01446896A Expired - Fee Related JP3397960B2 (ja) | 1996-01-30 | 1996-01-30 | ディジタル波形等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3397960B2 (ja) |
-
1996
- 1996-01-30 JP JP01446896A patent/JP3397960B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09204603A (ja) | 1997-08-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0234757A1 (en) | Noise reduction circuit for video signal | |
| US5303264A (en) | Adaptive equalizer using recursive least-squares algorithm and method therefor | |
| US5687101A (en) | Digital filter circuit and signal processing method for the same | |
| US5657261A (en) | Interpolation of digital signals using signal sample replication | |
| JP4251137B2 (ja) | 信号処理装置及び方法、並びにデジタルデータ再生装置 | |
| JP3397960B2 (ja) | ディジタル波形等化器 | |
| JPH06216714A (ja) | 係数更新用２段階アキュムレータ | |
| KR950007310B1 (ko) | 디지탈 비선형 프리-엠퍼시스/디-엠퍼시스 | |
| JPH06231406A (ja) | 磁気記録再生方法および磁気記録再生装置 | |
| JP3087314B2 (ja) | 適応型フィルタ | |
| JP3104333B2 (ja) | 磁気再生装置 | |
| JP3146609B2 (ja) | 自動等化回路 | |
| JP3382639B2 (ja) | 適応フィルタ制御回路 | |
| JPH10312641A (ja) | ディジタルビデオディスク用イコライザ | |
| JP3168729B2 (ja) | 自動等化回路 | |
| JPS607278A (ja) | 信号処理装置 | |
| JP3109164B2 (ja) | 磁気再生装置 | |
| KR0185908B1 (ko) | 재생신호 보정방법 및 그 장치 | |
| JPH0614626B2 (ja) | 自動波形等化器 | |
| JP3063268B2 (ja) | 音声信号増幅回路 | |
| JPH11330909A (ja) | ディジタル・フィルタ | |
| JP3081127B2 (ja) | 等化回路 | |
| KR0121622Y1 (ko) | 디지탈비선형프리엠퍼시스회로의 노이즈감소장치 | |
| JPH05235674A (ja) | ディジタル増幅器 | |
| JPH04271510A (ja) | 波形等化器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20030121 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |