JP3349889B2 - 電源回路 - Google Patents
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- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
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- H02J7/345—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering using capacitors as storage or buffering devices
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
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- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、バーコードスキャ
ナ等の携帯型光学的符号読取り装置に駆動電力を供給す
るのに好適な電源回路に係わり、特に、直流電源の電圧
を変換して負荷に供給する際に、負荷が大きく変動した
場合においても、負荷供給電圧の変動を最低限に抑える
ようにした電源回路に関する。
ナ等の携帯型光学的符号読取り装置に駆動電力を供給す
るのに好適な電源回路に係わり、特に、直流電源の電圧
を変換して負荷に供給する際に、負荷が大きく変動した
場合においても、負荷供給電圧の変動を最低限に抑える
ようにした電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、バーコードスキャナ等の携帯型光
学的符号読取り装置においては、携帯型装置としての操
作性を良好にするため、電源に小型２次電池や乾電池等
の内蔵電池を用いており、また、携帯型装置の構造の大
型化を避けるため、内蔵する小型２次電池や乾電池等の
本数をできるだけ少なくし、その代わりに電源回路に直
流−直流コンバータ（ＤＣ−ＤＣコンバータ）等を配置
し、負荷の駆動に必要な電圧を発生するようにしてい
る。
学的符号読取り装置においては、携帯型装置としての操
作性を良好にするため、電源に小型２次電池や乾電池等
の内蔵電池を用いており、また、携帯型装置の構造の大
型化を避けるため、内蔵する小型２次電池や乾電池等の
本数をできるだけ少なくし、その代わりに電源回路に直
流−直流コンバータ（ＤＣ−ＤＣコンバータ）等を配置
し、負荷の駆動に必要な電圧を発生するようにしてい
る。
【０００３】ここで、図４は、バーコードスキャナ等の
携帯型光学的符号読取り装置に電力供給する既知の電源
回路の構成の一例を示す回路図である。
携帯型光学的符号読取り装置に電力供給する既知の電源
回路の構成の一例を示す回路図である。
【０００４】図４に示されるように、電源回路は、小型
２次電池や乾電池等の内蔵電源４１の出力電圧を電圧変
換して負荷４５に駆動電力を供給するもので、内蔵電源
４１の出力電圧を昇圧する昇圧型直流−直流コンバータ
４２と、大容量の分路コンデンサ４３と、リップル成分
を除去するリップルフィルタ４４とを備えている。この
場合、昇圧型直流−直流コンバータ４２は、直列インダ
クタ４６と、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）４７と、
ショットキバリアダイオード（ＳＢＤ）４８と、自励発
振回路４９と、オペアンプ（ＯＰ）５０と、基準電圧源
５１と、分圧抵抗５２、５３とを備える。リップルフィ
ルタ４４は、直列インダクタ５４と、分路コンデンサ５
５とを備える。また、昇圧型直流−直流コンバータ４２
の出力端及びリップルフィルタ４４の入力端、それに分
路コンデンサ４３の一端は、それぞれ出力ライン５６に
接続される。
２次電池や乾電池等の内蔵電源４１の出力電圧を電圧変
換して負荷４５に駆動電力を供給するもので、内蔵電源
４１の出力電圧を昇圧する昇圧型直流−直流コンバータ
４２と、大容量の分路コンデンサ４３と、リップル成分
を除去するリップルフィルタ４４とを備えている。この
場合、昇圧型直流−直流コンバータ４２は、直列インダ
クタ４６と、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）４７と、
ショットキバリアダイオード（ＳＢＤ）４８と、自励発
振回路４９と、オペアンプ（ＯＰ）５０と、基準電圧源
５１と、分圧抵抗５２、５３とを備える。リップルフィ
ルタ４４は、直列インダクタ５４と、分路コンデンサ５
５とを備える。また、昇圧型直流−直流コンバータ４２
の出力端及びリップルフィルタ４４の入力端、それに分
路コンデンサ４３の一端は、それぞれ出力ライン５６に
接続される。
【０００５】この電源回路で駆動されるバーコードスキ
ャナ等の携帯型光学的符号読取り装置は、符号を読取っ
ている符号読取り状態及び読取った符号を光信号等のリ
モコン信号に載せて送信しているリモコン信号送信状態
のとき、電源から見て抵抗値が小さい状態、いわゆる重
負荷状態になり、一方、符号の読取りやリモコン信号の
送信が行われていない待機状態のとき、電源から見て抵
抗値が大きい状態、いわゆる軽負荷状態になる。
ャナ等の携帯型光学的符号読取り装置は、符号を読取っ
ている符号読取り状態及び読取った符号を光信号等のリ
モコン信号に載せて送信しているリモコン信号送信状態
のとき、電源から見て抵抗値が小さい状態、いわゆる重
負荷状態になり、一方、符号の読取りやリモコン信号の
送信が行われていない待機状態のとき、電源から見て抵
抗値が大きい状態、いわゆる軽負荷状態になる。
【０００６】図５は、図４に図示された既知の電源回路
において、負荷４５が大幅に変動した際の各部の状態の
一例を示す動作説明図であって、（ａ）は負荷４５の抵
抗（インピーダンス）値の変化状態、（ｂ）は負荷４５
を流れる負荷電流の変化状態、（ｃ）は負荷４５に加わ
る負荷電圧の変化状態、（ｄ）は昇圧型直流−直流コン
バータ４２の出力電流の変化状態をそれぞれ示すもので
ある。
において、負荷４５が大幅に変動した際の各部の状態の
一例を示す動作説明図であって、（ａ）は負荷４５の抵
抗（インピーダンス）値の変化状態、（ｂ）は負荷４５
を流れる負荷電流の変化状態、（ｃ）は負荷４５に加わ
る負荷電圧の変化状態、（ｄ）は昇圧型直流−直流コン
バータ４２の出力電流の変化状態をそれぞれ示すもので
ある。
【０００７】既知の電源回路は、負荷４５の抵抗値が大
きい場合（軽負荷状態のとき）に次のように動作する。
きい場合（軽負荷状態のとき）に次のように動作する。
【０００８】昇圧型直流−直流コンバータ４２は、自励
発振回路４９が所定のデューテイ比の方形波信号を発生
し、ＦＥＴ４７のゲートに加える。この方形波信号が正
レベルのときにＦＥＴ４７がオンし、内蔵電源４１から
直列インダクタ４６及びＦＥＴ４７を通してインダクタ
電流ＩL が流れ、直列インダクタ４６にインダクタ電流
ＩL の値に比例したエネルギを充電させる。方形波信号
が負レベルになると、ＦＥＴ４７がオフし、インダクタ
電流ＩL の通流が止まり、代わりに直列インダクタ４６
の充電エネルギがＳＢＤ４８を介して出力ライン５６に
送出され、出力ライン５６に充電エネルギに対応した昇
圧電圧を発生する。
発振回路４９が所定のデューテイ比の方形波信号を発生
し、ＦＥＴ４７のゲートに加える。この方形波信号が正
レベルのときにＦＥＴ４７がオンし、内蔵電源４１から
直列インダクタ４６及びＦＥＴ４７を通してインダクタ
電流ＩL が流れ、直列インダクタ４６にインダクタ電流
ＩL の値に比例したエネルギを充電させる。方形波信号
が負レベルになると、ＦＥＴ４７がオフし、インダクタ
電流ＩL の通流が止まり、代わりに直列インダクタ４６
の充電エネルギがＳＢＤ４８を介して出力ライン５６に
送出され、出力ライン５６に充電エネルギに対応した昇
圧電圧を発生する。
【０００９】出力ライン５６の昇圧電圧は、分圧抵抗５
２、５３で分圧されてオペアンプ５０の反転入力端子に
供給され、オペアンプ５０において、基準電圧源５１が
発生する基準電圧と電圧比較される。
２、５３で分圧されてオペアンプ５０の反転入力端子に
供給され、オペアンプ５０において、基準電圧源５１が
発生する基準電圧と電圧比較される。
【００１０】いま、昇圧電圧が規定電圧許容範囲内にあ
れば、オペアンプ５０に供給される分圧電圧と基準電圧
とがほぼ等しくなり、オペアンプ５０の出力は２つの入
力端子の供給電圧に差がないことを表す第１の電圧にな
る。自励発振回路４９は、第１の電圧が供給されている
間中、出力方形波信号のデューテイ比を前述の所定の値
に維持している。
れば、オペアンプ５０に供給される分圧電圧と基準電圧
とがほぼ等しくなり、オペアンプ５０の出力は２つの入
力端子の供給電圧に差がないことを表す第１の電圧にな
る。自励発振回路４９は、第１の電圧が供給されている
間中、出力方形波信号のデューテイ比を前述の所定の値
に維持している。
【００１１】ここで、昇圧電圧が規定電圧許容範囲内よ
りも低下すると、オペアンプ５０に供給される分圧電圧
が低下し、基準電圧との間に差が生じる。オペアンプ５
０は、第１の電圧に、分圧電圧と基準電圧との差に対応
した正電圧を加えた第２の電圧を発生し、自励発振回路
４９は、第２の電圧の供給によって出力方形波信号のデ
ューテイ比を所定の値よりも大きくする。それにより、
ＦＥＴ４７は、オン時間が増え、オフ時間が減少するの
で、直列インダクタ４６に充電されるエネルギが増え、
直列インダクタ４６から送出されるエネルギも大きくな
り、昇圧電圧が規定電圧許容範囲内に復帰するように制
御される。
りも低下すると、オペアンプ５０に供給される分圧電圧
が低下し、基準電圧との間に差が生じる。オペアンプ５
０は、第１の電圧に、分圧電圧と基準電圧との差に対応
した正電圧を加えた第２の電圧を発生し、自励発振回路
４９は、第２の電圧の供給によって出力方形波信号のデ
ューテイ比を所定の値よりも大きくする。それにより、
ＦＥＴ４７は、オン時間が増え、オフ時間が減少するの
で、直列インダクタ４６に充電されるエネルギが増え、
直列インダクタ４６から送出されるエネルギも大きくな
り、昇圧電圧が規定電圧許容範囲内に復帰するように制
御される。
【００１２】一方、昇圧電圧が規定電圧許容範囲内より
も増大すると、オペアンプ５０に供給される分圧電圧が
増大し、基準電圧との間に同様に差が生じる。オペアン
プ５０は、第１の電圧に、分圧電圧と基準電圧との差に
対応した負電圧を加えた第３の電圧を発生し、自励発振
回路４９は、第３の電圧の供給によって出力方形波信号
のデューテイ比を所定の値よりも小さくする。それによ
り、ＦＥＴ４７は、オン時間が減少し、オフ時間が増え
るので、直列インダクタ４６に充電されるエネルギが減
少し、直列インダクタ４６から送出されるエネルギも小
さくなり、前の場合と同様に、昇圧電圧が規定電圧許容
範囲内に復帰するように制御される。
も増大すると、オペアンプ５０に供給される分圧電圧が
増大し、基準電圧との間に同様に差が生じる。オペアン
プ５０は、第１の電圧に、分圧電圧と基準電圧との差に
対応した負電圧を加えた第３の電圧を発生し、自励発振
回路４９は、第３の電圧の供給によって出力方形波信号
のデューテイ比を所定の値よりも小さくする。それによ
り、ＦＥＴ４７は、オン時間が減少し、オフ時間が増え
るので、直列インダクタ４６に充電されるエネルギが減
少し、直列インダクタ４６から送出されるエネルギも小
さくなり、前の場合と同様に、昇圧電圧が規定電圧許容
範囲内に復帰するように制御される。
【００１３】前記動作が行われる際に、出力ライン５６
の昇圧電圧は、大容量の分路コンデンサ４３に充電され
て電圧値が略平均化され、続いて、リップルフィルタ４
４により昇圧電圧中のリップル成分等が除去され、負荷
４５に供給される。
の昇圧電圧は、大容量の分路コンデンサ４３に充電され
て電圧値が略平均化され、続いて、リップルフィルタ４
４により昇圧電圧中のリップル成分等が除去され、負荷
４５に供給される。
【００１４】次に、既知の電源回路において、負荷４５
の抵抗値が小さくなった場合（重負荷状態のとき）の動
作を図５を用いて説明する。
の抵抗値が小さくなった場合（重負荷状態のとき）の動
作を図５を用いて説明する。
【００１５】時間ｔ0 乃至時間ｔ1 の第１期間は、バー
コードスキャナ等の携帯型光学的符号読取り装置が待機
状態にある場合で、図５（ａ）に示されるように、負荷
４５の抵抗値が大きく、軽負荷状態になっている。この
状態のとき、図５（ｂ）に示されるように、負荷電流は
小さい値（最小値）であり、図５（ｃ）に示されるよう
に、負荷電圧は高い値（最大値）であり、図５（ｄ）に
示されるように、昇圧型直流−直流コンバータ４２の出
力電流は小さい値（最小値）である。
コードスキャナ等の携帯型光学的符号読取り装置が待機
状態にある場合で、図５（ａ）に示されるように、負荷
４５の抵抗値が大きく、軽負荷状態になっている。この
状態のとき、図５（ｂ）に示されるように、負荷電流は
小さい値（最小値）であり、図５（ｃ）に示されるよう
に、負荷電圧は高い値（最大値）であり、図５（ｄ）に
示されるように、昇圧型直流−直流コンバータ４２の出
力電流は小さい値（最小値）である。
【００１６】時間ｔ1 は、携帯型光学的符号読取り装置
がそれまでの待機状態から符号読取り状態またはリモコ
ン信号送信状態に移行した場合で、図５（ａ）に示され
るように、負荷４５の抵抗値が激減し、重負荷状態に急
変する。この状態になると、図５（ｂ）に示されるよう
に、負荷電流は最小値から大きな値（最大値）に急増
し、図５（ｃ）に示されるように、負荷電圧は最大値か
ら減少傾向に向い、図５（ｄ）に示されるように、昇圧
型直流−直流コンバータ４２の出力電流は最小値から増
大傾向に向かう。なお、時間ｔ1 の時点で、負荷電流の
大部分は大容量の分路コンデンサ４３の放電電流であ
る。
がそれまでの待機状態から符号読取り状態またはリモコ
ン信号送信状態に移行した場合で、図５（ａ）に示され
るように、負荷４５の抵抗値が激減し、重負荷状態に急
変する。この状態になると、図５（ｂ）に示されるよう
に、負荷電流は最小値から大きな値（最大値）に急増
し、図５（ｃ）に示されるように、負荷電圧は最大値か
ら減少傾向に向い、図５（ｄ）に示されるように、昇圧
型直流−直流コンバータ４２の出力電流は最小値から増
大傾向に向かう。なお、時間ｔ1 の時点で、負荷電流の
大部分は大容量の分路コンデンサ４３の放電電流であ
る。
【００１７】時間ｔ1 乃至時間ｔ2 の第２期間は、携帯
型光学的符号読取り装置が符号読取り状態またはリモコ
ン信号の送信状態に設定されている場合で、図５（ａ）
に示されるように、負荷４５は抵抗値が小さく、重負荷
状態になっている。この状態のとき、図５（ｂ）に示さ
れるように、負荷電流は大きな値（最大値）から順次減
少し、図５（ｃ）に示されるように、負荷電圧も順次減
少し、図５（ｄ）に示されるように、昇圧型直流−直流
コンバータ４２の出力電流は僅かながら順次増大する。
なお、この第２期間内の負荷電流は、最初、大部分が分
路コンデンサ４３の放電電流で、比較的大きな値を保っ
ているが、分路コンデンサ４３からの放電電流が次第に
減少したとき、その減少分を昇圧型直流−直流コンバー
タ４２から出力される僅かな電流増加分によって完全に
補充できないため、このように順次減少するようにな
る。
型光学的符号読取り装置が符号読取り状態またはリモコ
ン信号の送信状態に設定されている場合で、図５（ａ）
に示されるように、負荷４５は抵抗値が小さく、重負荷
状態になっている。この状態のとき、図５（ｂ）に示さ
れるように、負荷電流は大きな値（最大値）から順次減
少し、図５（ｃ）に示されるように、負荷電圧も順次減
少し、図５（ｄ）に示されるように、昇圧型直流−直流
コンバータ４２の出力電流は僅かながら順次増大する。
なお、この第２期間内の負荷電流は、最初、大部分が分
路コンデンサ４３の放電電流で、比較的大きな値を保っ
ているが、分路コンデンサ４３からの放電電流が次第に
減少したとき、その減少分を昇圧型直流−直流コンバー
タ４２から出力される僅かな電流増加分によって完全に
補充できないため、このように順次減少するようにな
る。
【００１８】時間ｔ2 は、携帯型光学的符号読取り装置
がそれまでの符号読取り状態またはリモコン信号の送信
状態から待機状態に戻った場合で、図５（ａ）に示され
るように、負荷４５は抵抗値が大きい軽負荷状態に急変
する。この状態になると、図５（ｂ）に示されるよう
に、負荷電流は、小さい値（最小値）にまで低下し、図
５（ｃ）に示されるように、負荷電圧は、減少傾向から
増加傾向に移行し、図５（ｄ）に示されるように、昇圧
型直流−直流コンバータ４２の出力電流は、それまでの
増大傾向から減少傾向に移行する。なお、時間ｔ2 の時
点における負荷電流は、分路コンデンサ４３からの放電
が終了したので、昇圧型直流−直流コンバータ４２の出
力電流の一部になる。
がそれまでの符号読取り状態またはリモコン信号の送信
状態から待機状態に戻った場合で、図５（ａ）に示され
るように、負荷４５は抵抗値が大きい軽負荷状態に急変
する。この状態になると、図５（ｂ）に示されるよう
に、負荷電流は、小さい値（最小値）にまで低下し、図
５（ｃ）に示されるように、負荷電圧は、減少傾向から
増加傾向に移行し、図５（ｄ）に示されるように、昇圧
型直流−直流コンバータ４２の出力電流は、それまでの
増大傾向から減少傾向に移行する。なお、時間ｔ2 の時
点における負荷電流は、分路コンデンサ４３からの放電
が終了したので、昇圧型直流−直流コンバータ４２の出
力電流の一部になる。
【００１９】時間ｔ2 乃至時間ｔ3 の第３期間は、携帯
型光学的符号読取り装置が待機状態に維持されている場
合で、図５（ａ）に示されるように、負荷４５は抵抗値
が大きく、軽負荷状態になる。この状態のとき、図５
（ｂ）に示されるように、負荷電流は小さい値（最小
値）を保持し、図５（ｃ）に示されるように、負荷電圧
は順次増大し、最終的にもとの大きい値（最大値）にま
で増大し、図５（ｄ）に示されるように、昇圧型直流−
直流コンバータ４２の出力電流は僅かながら順次減少
し、最終的にもとの小さい値（最小値）にまで減少す
る。
型光学的符号読取り装置が待機状態に維持されている場
合で、図５（ａ）に示されるように、負荷４５は抵抗値
が大きく、軽負荷状態になる。この状態のとき、図５
（ｂ）に示されるように、負荷電流は小さい値（最小
値）を保持し、図５（ｃ）に示されるように、負荷電圧
は順次増大し、最終的にもとの大きい値（最大値）にま
で増大し、図５（ｄ）に示されるように、昇圧型直流−
直流コンバータ４２の出力電流は僅かながら順次減少
し、最終的にもとの小さい値（最小値）にまで減少す
る。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】前記携帯型光学的符号
読取り装置に用いられる既知の電源回路は、電源に小型
２次電池や乾電池を用いているので、昇圧型直流−直流
コンバータ４２の電流供給能力が小さく、約１５０ｍＡ
程度である。これに対し、負荷電流は、重負荷状態と軽
負荷状態との切替えにより、極端に値が変化する間歇的
な流れ（例えば、デューテイ比が１／２０以下）になる
ので、平均電流値は昇圧型直流−直流コンバータ４２の
電流供給能力よりも少ない１５０ｍＡ以下である。とこ
ろが、短時間（例えば、１ｍｓｅｃ乃至１００ｍｓｅ
ｃ）に流れるピーク負荷電流値は、昇圧型直流−直流コ
ンバータ４２の電流供給能力よりもはるかに大きい約１
Ａ程度になるもので、携帯型光学的符号読取り装置を負
荷とする電源回路は、このような動作が普通の動作状態
である。そして、前記既知の電源回路においては、前述
のように、負荷４５の抵抗値が大幅に変動したとき、負
荷電圧が著しく低下し、誤動作が生じるようになる。
読取り装置に用いられる既知の電源回路は、電源に小型
２次電池や乾電池を用いているので、昇圧型直流−直流
コンバータ４２の電流供給能力が小さく、約１５０ｍＡ
程度である。これに対し、負荷電流は、重負荷状態と軽
負荷状態との切替えにより、極端に値が変化する間歇的
な流れ（例えば、デューテイ比が１／２０以下）になる
ので、平均電流値は昇圧型直流−直流コンバータ４２の
電流供給能力よりも少ない１５０ｍＡ以下である。とこ
ろが、短時間（例えば、１ｍｓｅｃ乃至１００ｍｓｅ
ｃ）に流れるピーク負荷電流値は、昇圧型直流−直流コ
ンバータ４２の電流供給能力よりもはるかに大きい約１
Ａ程度になるもので、携帯型光学的符号読取り装置を負
荷とする電源回路は、このような動作が普通の動作状態
である。そして、前記既知の電源回路においては、前述
のように、負荷４５の抵抗値が大幅に変動したとき、負
荷電圧が著しく低下し、誤動作が生じるようになる。
【００２１】電源回路における誤動作の発生を避けるた
めに、負荷４５の抵抗値が大幅に変動したとき、負荷電
圧の低下を抑える手段を設けることが知られている。か
かる手段の中で、最も簡易なものは、大容量の分路コン
デンサ４３の容量値を大きくする、例えば、８００００
μＦ程度の容量値に設定する手段であるが、分路コンデ
ンサ４３の容量値を大きくした場合、負荷電流の平均値
に比べて電源回路の容積が大きくなってしまい、電源回
路を内蔵した携帯型装置の全体容積が大きくなる他に、
重量が増大し、かつ、製造コストが上昇してしまうとい
う問題がある。
めに、負荷４５の抵抗値が大幅に変動したとき、負荷電
圧の低下を抑える手段を設けることが知られている。か
かる手段の中で、最も簡易なものは、大容量の分路コン
デンサ４３の容量値を大きくする、例えば、８００００
μＦ程度の容量値に設定する手段であるが、分路コンデ
ンサ４３の容量値を大きくした場合、負荷電流の平均値
に比べて電源回路の容積が大きくなってしまい、電源回
路を内蔵した携帯型装置の全体容積が大きくなる他に、
重量が増大し、かつ、製造コストが上昇してしまうとい
う問題がある。
【００２２】また、他の負荷電圧の低下を抑える手段と
して、軽負荷時にコンデンサを充電し、重負荷時にその
コンデンサを放電させ、重負荷時の負荷電圧の低下をコ
ンデンサの放電電流によって補うようにした手段があ
り、その一例として、特開平４−２５１５２２号に開示
を挙げることができる。
して、軽負荷時にコンデンサを充電し、重負荷時にその
コンデンサを放電させ、重負荷時の負荷電圧の低下をコ
ンデンサの放電電流によって補うようにした手段があ
り、その一例として、特開平４−２５１５２２号に開示
を挙げることができる。
【００２３】前記特開平４−２５１５２２号に開示の手
段は、一応、重負荷時の負荷電圧の低下を補うことがで
きるものの、重負荷時の負荷電圧を専らコンデンサの充
電電流で補うようにしているため、重負荷時の負荷電圧
を補充するにはかなり大きな容量のコンデンサが必要と
なり、電源回路の容積が大きくなるだけでなく、電源回
路を内蔵した携帯型装置の全体容積が大きくなって、重
量が増大し、かつ、製造コストが上昇してしまうという
問題を十分に解決することができないものである。
段は、一応、重負荷時の負荷電圧の低下を補うことがで
きるものの、重負荷時の負荷電圧を専らコンデンサの充
電電流で補うようにしているため、重負荷時の負荷電圧
を補充するにはかなり大きな容量のコンデンサが必要と
なり、電源回路の容積が大きくなるだけでなく、電源回
路を内蔵した携帯型装置の全体容積が大きくなって、重
量が増大し、かつ、製造コストが上昇してしまうという
問題を十分に解決することができないものである。
【００２４】本発明は、かかる問題点を完全に解決する
もので、その目的は、電源回路の容積や重量の増加及び
製造コストの上昇を最小限に抑え、しかも、負荷の変動
状態に依存することなく、負荷電圧の変動を有効的に抑
える電源回路を提供することにある。
もので、その目的は、電源回路の容積や重量の増加及び
製造コストの上昇を最小限に抑え、しかも、負荷の変動
状態に依存することなく、負荷電圧の変動を有効的に抑
える電源回路を提供することにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明の電源回路は、電源の電圧を変換し、発生し
た変換電圧を平滑フィルタを介して負荷に供給する第１
の直流−直流コンバータと、重負荷状態に移行して変換
電圧が規定電圧許容範囲以下に低下したときに限って、
コンデンサの充電電流を変換電圧に加算する電力供給部
とを備えるもので、規定電圧許容範囲の最下限電圧を第
１の直流−直流コンバータの内部制御電圧よりも低く設
定した手段を具備している。
に、本発明の電源回路は、電源の電圧を変換し、発生し
た変換電圧を平滑フィルタを介して負荷に供給する第１
の直流−直流コンバータと、重負荷状態に移行して変換
電圧が規定電圧許容範囲以下に低下したときに限って、
コンデンサの充電電流を変換電圧に加算する電力供給部
とを備えるもので、規定電圧許容範囲の最下限電圧を第
１の直流−直流コンバータの内部制御電圧よりも低く設
定した手段を具備している。
【００２６】そして、前記手段において、軽負荷時に
は、第１の直流−直流コンバータのみを動作させ、電力
供給部のコンデンサを変換電圧によって充電しているの
に対して、重負荷に移行した場合には、第１の直流−直
流コンバータをフル稼動させ、変換電圧を最大限出力さ
せるとともに、その変換電圧で賄切れない部分を電力供
給部のコンデンサの放電電流で補うようにしている。
は、第１の直流−直流コンバータのみを動作させ、電力
供給部のコンデンサを変換電圧によって充電しているの
に対して、重負荷に移行した場合には、第１の直流−直
流コンバータをフル稼動させ、変換電圧を最大限出力さ
せるとともに、その変換電圧で賄切れない部分を電力供
給部のコンデンサの放電電流で補うようにしている。
【００２７】このように、前記手段によれば、電力供給
部から補充される放電電流は、前記既知の電源回路、例
えば、特開平４−２５１５３２号に開示の手段に比べて
かなり少なくすることが可能になり、その分、電力供給
部のコンデンサの容量値を小さくすることができる。
部から補充される放電電流は、前記既知の電源回路、例
えば、特開平４−２５１５３２号に開示の手段に比べて
かなり少なくすることが可能になり、その分、電力供給
部のコンデンサの容量値を小さくすることができる。
【００２８】
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態において、電
源回路は、直流電源と、直流電源の電圧を変換する第１
の直流−直流コンバータと、第１の直流−直流コンバー
タの変換電圧を平滑し、負荷に出力する平滑フィルタ
と、電力供給部とを備えるもので、電力供給部は、変換
電圧の電圧低下を検出して電圧低下検出信号を出力する
電圧検出部と、容量素子を有し、変換電圧または直流電
源の電圧によって容量素子を充電し、電圧低下検出信号
の出力時に容量素子を放電する電力保持部と、電圧低下
検出信号の出力時に電力保持部の放電出力を電圧変換
し、第１の直流−直流コンバータの変換電圧と合成する
第２の直流−直流コンバータとからなり、第１の直流−
直流コンバータの内部制御電圧よりも電圧検出部の電圧
低下検出信号の発生開始電圧を低く設定している。
源回路は、直流電源と、直流電源の電圧を変換する第１
の直流−直流コンバータと、第１の直流−直流コンバー
タの変換電圧を平滑し、負荷に出力する平滑フィルタ
と、電力供給部とを備えるもので、電力供給部は、変換
電圧の電圧低下を検出して電圧低下検出信号を出力する
電圧検出部と、容量素子を有し、変換電圧または直流電
源の電圧によって容量素子を充電し、電圧低下検出信号
の出力時に容量素子を放電する電力保持部と、電圧低下
検出信号の出力時に電力保持部の放電出力を電圧変換
し、第１の直流−直流コンバータの変換電圧と合成する
第２の直流−直流コンバータとからなり、第１の直流−
直流コンバータの内部制御電圧よりも電圧検出部の電圧
低下検出信号の発生開始電圧を低く設定している。
【００２９】また、本発明の実施の形態は、電力供給部
の入力側に容量素子の充電電流を制限する電流リミッタ
部を設けてもよく、直流電源に電池を用いてもよい。
の入力側に容量素子の充電電流を制限する電流リミッタ
部を設けてもよく、直流電源に電池を用いてもよい。
【００３０】さらに、本発明の実施の形態は、負荷をバ
ーコードスキャナ等の携帯型光学的符号読取り装置とし
た場合に好適である。
ーコードスキャナ等の携帯型光学的符号読取り装置とし
た場合に好適である。
【００３１】本発明の電源回路の実施の形態の機能は、
次のとおりである。
次のとおりである。
【００３２】軽負荷時に、第１の直流−直流コンバータ
の出力変換電圧が常時規定電圧許容範囲にあるので、電
圧検出部が電圧低下検出信号を発生せず、容量素子が放
電されない。この時点に、第１の直流−直流コンバータ
だけが動作して変換電圧を出力し、電力供給部は容量素
子を充電するだけで、放電電流を出力しない。
の出力変換電圧が常時規定電圧許容範囲にあるので、電
圧検出部が電圧低下検出信号を発生せず、容量素子が放
電されない。この時点に、第１の直流−直流コンバータ
だけが動作して変換電圧を出力し、電力供給部は容量素
子を充電するだけで、放電電流を出力しない。
【００３３】重負荷時になると、第１の直流−直流コン
バータの出力変換電圧が規定電圧許容範囲よりも低下す
るので、電圧検出部が電圧低下検出信号を発生し、容量
素子が放電されて、容量素子の放電電流が変換電圧に加
算される。この時点に、第１の直流−直流コンバータが
動作して変換電圧を出力するとともに、電力供給部も容
量素子の充電電流を出力し、第１の直流−直流コンバー
タの出力変換電圧に加算する。
バータの出力変換電圧が規定電圧許容範囲よりも低下す
るので、電圧検出部が電圧低下検出信号を発生し、容量
素子が放電されて、容量素子の放電電流が変換電圧に加
算される。この時点に、第１の直流−直流コンバータが
動作して変換電圧を出力するとともに、電力供給部も容
量素子の充電電流を出力し、第１の直流−直流コンバー
タの出力変換電圧に加算する。
【００３４】この場合、第１の直流−直流コンバータの
内部制御電圧に比べて電圧検出部における電圧低下検出
信号の発生開始電圧を低く選んでいるので、電力供給部
が容量素子の充電電流を出力し、変換電圧に加算してい
る期間、第１の直流−直流コンバータがフル稼働するよ
うになり、電力供給部の容量素子が出力する放電電流を
少なくすることができる。その結果、電力供給部の容量
素子は、容量値の小さいものを選ぶことができ、電源回
路全体の容積や重量を増加させることがなく、しかも、
製造コストが増大することもない。
内部制御電圧に比べて電圧検出部における電圧低下検出
信号の発生開始電圧を低く選んでいるので、電力供給部
が容量素子の充電電流を出力し、変換電圧に加算してい
る期間、第１の直流−直流コンバータがフル稼働するよ
うになり、電力供給部の容量素子が出力する放電電流を
少なくすることができる。その結果、電力供給部の容量
素子は、容量値の小さいものを選ぶことができ、電源回
路全体の容積や重量を増加させることがなく、しかも、
製造コストが増大することもない。
【００３５】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。
する。
【００３６】図１は、本発明による電源回路の一実施例
の構成を示す回路図であって、携帯型光学的符号読取り
装置として代表的なバーコードスキャナの電源回路を構
成している例を示すものである。
の構成を示す回路図であって、携帯型光学的符号読取り
装置として代表的なバーコードスキャナの電源回路を構
成している例を示すものである。
【００３７】図１に示されるように、電源回路は、内蔵
電源１と、昇圧型直流−直流コンバータ（第１の直流−
直流コンバータ）２と、電流リミッタ回路（電流リミッ
タ部）３と、倍電圧電源回路（電力保持部）４と、降圧
型直流−直流コンバータ（第２の直流−直流コンバー
タ）５と、電圧検出回路（電圧検出部）６と、第１の分
路コンデンサ７と、リップルフィルタ（平滑フィルタ）
８と、バーコードスキャナ（負荷）９と、出力ライン１
０とからなっている。
電源１と、昇圧型直流−直流コンバータ（第１の直流−
直流コンバータ）２と、電流リミッタ回路（電流リミッ
タ部）３と、倍電圧電源回路（電力保持部）４と、降圧
型直流−直流コンバータ（第２の直流−直流コンバー
タ）５と、電圧検出回路（電圧検出部）６と、第１の分
路コンデンサ７と、リップルフィルタ（平滑フィルタ）
８と、バーコードスキャナ（負荷）９と、出力ライン１
０とからなっている。
【００３８】この場合、内蔵電源１は、１本または少な
い本数の小型２次電池や乾電池からなる。昇圧型直流−
直流コンバータ２は、第１の直列インダクタ２（１）
と、第１の電界効果トランジスタ（第１のＦＥＴ）２
（２）と、第１のショットキバリアダイオード（第１の
ＳＢＤ）２（３）と、自励発振回路２（４）と、オペア
ンプ２（５）と、基準電圧源２（６）と、２つの分圧抵
抗２（７）、２（８）とを備える。電流リミッタ回路３
は、直列抵抗３（１）、３（２）と、第２の電界効果ト
ランジスタ（第２のＦＥＴ）３（３）と、ＰＮＰトラン
ジスタ３（４）と、バイアス抵抗３（５）とを備える。
倍電圧電源回路４は、比較的大きな容量、例えば１００
０μＦを有する第１のコンデンサ４（１）と、同じく比
較的大きな容量、例えば１０００μＦを有する第２のコ
ンデンサ４（２）と、Ｐチャネル電界効果トランジスタ
（ＰＦＥＴ）４（３）と、第１のＮチャネル電界効果ト
ランジスタ（第１のＮＦＥＴ）４（４）と、リトリガブ
ルワンショット回路４（５）と、第２のショットキバリ
アダイオード（第２のＳＢＤ）４（６）とを備える。降
圧型直流−直流コンバータ５は、第２のＮチャネル電界
効果トランジスタ（第２のＮＦＥＴ）５（１）と、倍電
圧パルスドライブ回路５（２）と、第２の直列インダク
タ５（３）とを備える。電圧検出回路６は、比較器６
（１）と、第１組の２つの分圧抵抗６（２）、６（３）
と、第２組の３つの分圧抵抗６（４）、６（５）、６
（６）と、コンデンサ６（７）と、ヒステリシス形成用
抵抗６（８）、６（９）とを備える。また、リップルフ
ィルタ８は、第３の直列インダクタ８（１）と、第２の
分路コンデンサ８（２）とを備えている。
い本数の小型２次電池や乾電池からなる。昇圧型直流−
直流コンバータ２は、第１の直列インダクタ２（１）
と、第１の電界効果トランジスタ（第１のＦＥＴ）２
（２）と、第１のショットキバリアダイオード（第１の
ＳＢＤ）２（３）と、自励発振回路２（４）と、オペア
ンプ２（５）と、基準電圧源２（６）と、２つの分圧抵
抗２（７）、２（８）とを備える。電流リミッタ回路３
は、直列抵抗３（１）、３（２）と、第２の電界効果ト
ランジスタ（第２のＦＥＴ）３（３）と、ＰＮＰトラン
ジスタ３（４）と、バイアス抵抗３（５）とを備える。
倍電圧電源回路４は、比較的大きな容量、例えば１００
０μＦを有する第１のコンデンサ４（１）と、同じく比
較的大きな容量、例えば１０００μＦを有する第２のコ
ンデンサ４（２）と、Ｐチャネル電界効果トランジスタ
（ＰＦＥＴ）４（３）と、第１のＮチャネル電界効果ト
ランジスタ（第１のＮＦＥＴ）４（４）と、リトリガブ
ルワンショット回路４（５）と、第２のショットキバリ
アダイオード（第２のＳＢＤ）４（６）とを備える。降
圧型直流−直流コンバータ５は、第２のＮチャネル電界
効果トランジスタ（第２のＮＦＥＴ）５（１）と、倍電
圧パルスドライブ回路５（２）と、第２の直列インダク
タ５（３）とを備える。電圧検出回路６は、比較器６
（１）と、第１組の２つの分圧抵抗６（２）、６（３）
と、第２組の３つの分圧抵抗６（４）、６（５）、６
（６）と、コンデンサ６（７）と、ヒステリシス形成用
抵抗６（８）、６（９）とを備える。また、リップルフ
ィルタ８は、第３の直列インダクタ８（１）と、第２の
分路コンデンサ８（２）とを備えている。
【００３９】そして、昇圧型直流−直流コンバータ２
は、入力端が内蔵電源１に、出力端が出力ライン１０と
電流リミッタ回路３の入力端にそれぞれ接続される。倍
電圧電源回路４は、入力端が電流リミッタ回路３の出力
端に、出力端が降圧型直流−直流コンバータ５の入力端
に、制御端が電圧検出回路６の出力端にそれぞれ接続さ
れる。降圧型直流−直流コンバータ５の出力端、電圧検
出回路６の入力端、リップルフィルタ８の入力端は、い
ずれも出力ライン１０に接続され、リップルフィルタ８
の出力端は、負荷９に接続される。
は、入力端が内蔵電源１に、出力端が出力ライン１０と
電流リミッタ回路３の入力端にそれぞれ接続される。倍
電圧電源回路４は、入力端が電流リミッタ回路３の出力
端に、出力端が降圧型直流−直流コンバータ５の入力端
に、制御端が電圧検出回路６の出力端にそれぞれ接続さ
れる。降圧型直流−直流コンバータ５の出力端、電圧検
出回路６の入力端、リップルフィルタ８の入力端は、い
ずれも出力ライン１０に接続され、リップルフィルタ８
の出力端は、負荷９に接続される。
【００４０】また、図２（ａ）乃至（ｆ）は、図１に図
示された実施例の電源回路における各部の状態の一例を
示す動作説明図であって、図２（ａ）は負荷９の抵抗変
化、図２（ｂ）は昇圧型直流−直流コンバータ２から出
力される変換電圧、図２（ｃ）は昇圧型直流−直流コン
バータ２における第１のＦＥＴ２（２）のスイッチング
波形、図２（ｄ）は電圧検出回路６における比較器６
（１）の入力電圧、図２（ｅ）は比較器６（１）から出
力される電圧低下検出信号、図２（ｆ）は倍電圧電源回
路４の出力電圧をそれぞれ示すものである。また、図３
は、図２に図示の特性の一部の拡大図であって、図３
（ａ）は昇圧型直流−直流コンバータ２から出力される
変換電圧、図３（ｂ）は比較器６（１）の入力電圧をそ
れぞれ示すものである。
示された実施例の電源回路における各部の状態の一例を
示す動作説明図であって、図２（ａ）は負荷９の抵抗変
化、図２（ｂ）は昇圧型直流−直流コンバータ２から出
力される変換電圧、図２（ｃ）は昇圧型直流−直流コン
バータ２における第１のＦＥＴ２（２）のスイッチング
波形、図２（ｄ）は電圧検出回路６における比較器６
（１）の入力電圧、図２（ｅ）は比較器６（１）から出
力される電圧低下検出信号、図２（ｆ）は倍電圧電源回
路４の出力電圧をそれぞれ示すものである。また、図３
は、図２に図示の特性の一部の拡大図であって、図３
（ａ）は昇圧型直流−直流コンバータ２から出力される
変換電圧、図３（ｂ）は比較器６（１）の入力電圧をそ
れぞれ示すものである。
【００４１】ここで、本実施例の電源回路の動作を、図
２（ａ）乃至（ｆ）、図３（ａ）、（ｂ）を用いて説明
する。
２（ａ）乃至（ｆ）、図３（ａ）、（ｂ）を用いて説明
する。
【００４２】ただし、この動作説明に関し、昇圧型直流
−直流コンバータ２は、内蔵電池１の電圧を昇圧し、出
力ライン１０に変換電圧を出力するとともに、出力ライ
ン１０の変換電圧が昇圧型直流−直流コンバータ２の規
定電圧許容範囲Ｌ1 以下に低下したとき、規定電圧許容
範囲Ｌ1 内に復帰させる制御動作を行っているが、かか
る制御動作は、既に述べた既知の電源回路における昇圧
型直流−直流コンバータ４２（図４参照）の制御動作と
殆んど同じであるので、昇圧型直流−直流コンバータ２
におけるこれらの動作については、その説明を省略す
る。
−直流コンバータ２は、内蔵電池１の電圧を昇圧し、出
力ライン１０に変換電圧を出力するとともに、出力ライ
ン１０の変換電圧が昇圧型直流−直流コンバータ２の規
定電圧許容範囲Ｌ1 以下に低下したとき、規定電圧許容
範囲Ｌ1 内に復帰させる制御動作を行っているが、かか
る制御動作は、既に述べた既知の電源回路における昇圧
型直流−直流コンバータ４２（図４参照）の制御動作と
殆んど同じであるので、昇圧型直流−直流コンバータ２
におけるこれらの動作については、その説明を省略す
る。
【００４３】また、かかる動作説明に関し、第１の分路
コンデンサ７は、出力ライン１０の変換電圧を略平均化
するように働き、リップルフィルタ８は、出力ライン１
０から負荷９に供給される変換電圧に対してリップルや
変動分等の不要成分を除去するように働くものである
が、これらの動作も、既に述べた既知の電源回路におけ
る分路コンデンサ４３やリップルフィルタ４４（図４参
照）の動作とそれぞれ同じであるので、分路コンデンサ
７やリップルフィルタ８の動作についても、その説明を
省略する。
コンデンサ７は、出力ライン１０の変換電圧を略平均化
するように働き、リップルフィルタ８は、出力ライン１
０から負荷９に供給される変換電圧に対してリップルや
変動分等の不要成分を除去するように働くものである
が、これらの動作も、既に述べた既知の電源回路におけ
る分路コンデンサ４３やリップルフィルタ４４（図４参
照）の動作とそれぞれ同じであるので、分路コンデンサ
７やリップルフィルタ８の動作についても、その説明を
省略する。
【００４４】図２（ａ）乃至（ｆ）及び図２（ａ）、
（ｂ）において、時間ｔ1 以前の第１期間は、負荷９を
構成するバーコードスキャナが待機状態にある場合で、
図２（ａ）に示されるように、負荷９の抵抗値が大きい
状態（軽負荷状態）にあり、また、時間ｔ1 以後の第２
期間は、負荷９を構成するバーコードスキャナが符号の
読み取りを行う符号読取り状態または読み取った符号を
光信号等のリモコン信号に載せて送信するリモコン信号
送信状態に入った場合で、図２（ａ）に示されるよう
に、負荷９の抵抗値が小さい状態（重負荷状態）にあ
る。
（ｂ）において、時間ｔ1 以前の第１期間は、負荷９を
構成するバーコードスキャナが待機状態にある場合で、
図２（ａ）に示されるように、負荷９の抵抗値が大きい
状態（軽負荷状態）にあり、また、時間ｔ1 以後の第２
期間は、負荷９を構成するバーコードスキャナが符号の
読み取りを行う符号読取り状態または読み取った符号を
光信号等のリモコン信号に載せて送信するリモコン信号
送信状態に入った場合で、図２（ａ）に示されるよう
に、負荷９の抵抗値が小さい状態（重負荷状態）にあ
る。
【００４５】まず、第１期間において、昇圧型直流−直
流コンバータ２は、負荷９の軽負荷状態に基づいて少な
いエネルギの変換電圧を出力しているもので、図２
（ｂ）または図３（ａ）に示されるように、第１の直列
インダクタ２（１）の充放電動作に対応して変動範囲
（昇圧型直流−直流コンバータ２の制御範囲）Ｌ1 内で
振動するものになる。このとき、昇圧型直流−直流コン
バータ２における第１のＦＥＴ２（２）は、図２（ｃ）
に示されるように、スイッチングオン期間がスイッチン
グオフ期間に比べてかなり小さくなっている。そして、
電圧検出回路６の比較器６（１）は、図２（ｄ）または
図３（ｂ）に示されるように、非反転入力端子に第１組
の分圧抵抗６（２）、６（３）で分圧された変換電圧Ｖ
1 が、反転入力端子に第２組の分圧抵抗６（４）乃至６
（６）で分圧され、コンデンサ６（７）で電圧安定化さ
れた変換電圧Ｖ2 がそれぞれ供給され、第１期間を通し
て変換電圧Ｖ1 が変換電圧Ｖ2 よりも大きいことから、
比較器６（１）は、図２（ｅ）に示されるように電圧低
下検出信号を出力しない。また、倍電圧電源回路４にお
いては、電圧低下検出信号が発生されないことから、リ
トリガブルワンショット回路４（５）のトリガが行われ
ず、リトリガブルワンショット回路４（５）が出力信号
を発生しないので、ＰＦＥＴ４（３）がオフ、第１のＮ
ＦＥＴ４（４）がオンになっており、第１及び第２のコ
ンデンサ４（１）、４（２）は電流リミッタ回路３を通
して供給される昇圧型直流−直流コンバータ２からの変
換電圧によって充電されている。このため、倍電圧電源
回路４は、図２（ｆ）に示されるように、出力電圧を発
生しない。
流コンバータ２は、負荷９の軽負荷状態に基づいて少な
いエネルギの変換電圧を出力しているもので、図２
（ｂ）または図３（ａ）に示されるように、第１の直列
インダクタ２（１）の充放電動作に対応して変動範囲
（昇圧型直流−直流コンバータ２の制御範囲）Ｌ1 内で
振動するものになる。このとき、昇圧型直流−直流コン
バータ２における第１のＦＥＴ２（２）は、図２（ｃ）
に示されるように、スイッチングオン期間がスイッチン
グオフ期間に比べてかなり小さくなっている。そして、
電圧検出回路６の比較器６（１）は、図２（ｄ）または
図３（ｂ）に示されるように、非反転入力端子に第１組
の分圧抵抗６（２）、６（３）で分圧された変換電圧Ｖ
1 が、反転入力端子に第２組の分圧抵抗６（４）乃至６
（６）で分圧され、コンデンサ６（７）で電圧安定化さ
れた変換電圧Ｖ2 がそれぞれ供給され、第１期間を通し
て変換電圧Ｖ1 が変換電圧Ｖ2 よりも大きいことから、
比較器６（１）は、図２（ｅ）に示されるように電圧低
下検出信号を出力しない。また、倍電圧電源回路４にお
いては、電圧低下検出信号が発生されないことから、リ
トリガブルワンショット回路４（５）のトリガが行われ
ず、リトリガブルワンショット回路４（５）が出力信号
を発生しないので、ＰＦＥＴ４（３）がオフ、第１のＮ
ＦＥＴ４（４）がオンになっており、第１及び第２のコ
ンデンサ４（１）、４（２）は電流リミッタ回路３を通
して供給される昇圧型直流−直流コンバータ２からの変
換電圧によって充電されている。このため、倍電圧電源
回路４は、図２（ｆ）に示されるように、出力電圧を発
生しない。
【００４６】次に、第１期間から第２期間に入ると、昇
圧型直流−直流コンバータ２は、負荷９の重負荷状態へ
の移行に基づいて少ないエネルギの変換電圧の出力から
大きなエネルギの変換電圧の出力に順次移行するもの
で、図２（ｂ）または図３（ａ）に示されるように、昇
圧型直流−直流コンバータ２から出力される変換電圧
は、図３（ｂ）または図４（ａ）に示されるように、変
動範囲（昇圧型直流−直流コンバータ２の制御範囲）Ｌ
1 内の振動状態から急激にレベル低下し、その後に、後
述するように倍電圧電源回路４や降圧型直流−直流コン
バータ５の動作によって、低レベルの変動範囲（降圧型
直流−直流コンバータ５の制御範囲）Ｌ2 内で振動する
ようになる。このとき、昇圧型直流−直流コンバータ２
における第１のＦＥＴ２（２）は、図２（ｃ）に示され
るように、スイッチングオン期間が順次大きく、スイッ
チングオフ期間が順次小さくなって行き、最終的にスイ
ッチングオン期間がスイッチングオフ期間に比べてかな
り大きくなる。そして、電圧検出回路６の比較器６
（１）は、図２（ｄ）または図３（ｂ）に示されるよう
に、非反転入力端子に変換電圧Ｖ1 が、反転入力端子に
変換電圧Ｖ2 がそれぞれ供給される点において変わりは
ないが、後述するように、降圧型直流−直流コンバータ
５における間歇的な変換電圧への電圧加算によって、第
１期間を通して変換電圧Ｖ1 と変換電圧Ｖ2 との大きさ
が順次反転し、比較器６（１）は、図２（ｅ）に示され
るように、変換電圧Ｖ2 が変換電圧Ｖ1 よりも大きくな
る期間に電圧低下検出信号を出力する。倍電圧電源回路
４は、電圧低下検出信号の発生により、リトリガブルワ
ンショット回路４（５）のトリガが行われ、リトリガブ
ルワンショット回路４（５）が出力信号を発生し、ＰＦ
ＥＴ４（３）をオン、第１のＮＦＥＴ４（４）をオフに
するので、第１及び第２のコンデンサ４（１）、４
（２）の充電電圧は、第１期間から第２期間に変わった
時点から一定時間の経過後に、直列的に加算された状態
で出力される。このため、倍電圧電源回路４は、図２
（ｆ）に示されるような出力電圧を発生する。また、降
圧型直流−直流コンバータ５においては、電圧低下検出
信号の発生により、倍電圧パルスドライブ回路５（２）
が駆動され、倍電圧パルスドライブ回路５（２）の出力
信号が第２のＮＦＥＴ５（１）をオンにするので、電圧
低下検出信号の発生時点に、倍電圧電源回路４の出力電
圧が調整されて出力ライン１０の変換電圧に加算供給さ
れ、変換電圧を変動範囲（降圧型直流−直流コンバータ
５の制御範囲）Ｌ2 内で振動させるように働く。なお、
倍電圧パルスドライブ回路５（２）の回路例としては、
本出願人による特願平７−４７３１８号を参照された
い。
圧型直流−直流コンバータ２は、負荷９の重負荷状態へ
の移行に基づいて少ないエネルギの変換電圧の出力から
大きなエネルギの変換電圧の出力に順次移行するもの
で、図２（ｂ）または図３（ａ）に示されるように、昇
圧型直流−直流コンバータ２から出力される変換電圧
は、図３（ｂ）または図４（ａ）に示されるように、変
動範囲（昇圧型直流−直流コンバータ２の制御範囲）Ｌ
1 内の振動状態から急激にレベル低下し、その後に、後
述するように倍電圧電源回路４や降圧型直流−直流コン
バータ５の動作によって、低レベルの変動範囲（降圧型
直流−直流コンバータ５の制御範囲）Ｌ2 内で振動する
ようになる。このとき、昇圧型直流−直流コンバータ２
における第１のＦＥＴ２（２）は、図２（ｃ）に示され
るように、スイッチングオン期間が順次大きく、スイッ
チングオフ期間が順次小さくなって行き、最終的にスイ
ッチングオン期間がスイッチングオフ期間に比べてかな
り大きくなる。そして、電圧検出回路６の比較器６
（１）は、図２（ｄ）または図３（ｂ）に示されるよう
に、非反転入力端子に変換電圧Ｖ1 が、反転入力端子に
変換電圧Ｖ2 がそれぞれ供給される点において変わりは
ないが、後述するように、降圧型直流−直流コンバータ
５における間歇的な変換電圧への電圧加算によって、第
１期間を通して変換電圧Ｖ1 と変換電圧Ｖ2 との大きさ
が順次反転し、比較器６（１）は、図２（ｅ）に示され
るように、変換電圧Ｖ2 が変換電圧Ｖ1 よりも大きくな
る期間に電圧低下検出信号を出力する。倍電圧電源回路
４は、電圧低下検出信号の発生により、リトリガブルワ
ンショット回路４（５）のトリガが行われ、リトリガブ
ルワンショット回路４（５）が出力信号を発生し、ＰＦ
ＥＴ４（３）をオン、第１のＮＦＥＴ４（４）をオフに
するので、第１及び第２のコンデンサ４（１）、４
（２）の充電電圧は、第１期間から第２期間に変わった
時点から一定時間の経過後に、直列的に加算された状態
で出力される。このため、倍電圧電源回路４は、図２
（ｆ）に示されるような出力電圧を発生する。また、降
圧型直流−直流コンバータ５においては、電圧低下検出
信号の発生により、倍電圧パルスドライブ回路５（２）
が駆動され、倍電圧パルスドライブ回路５（２）の出力
信号が第２のＮＦＥＴ５（１）をオンにするので、電圧
低下検出信号の発生時点に、倍電圧電源回路４の出力電
圧が調整されて出力ライン１０の変換電圧に加算供給さ
れ、変換電圧を変動範囲（降圧型直流−直流コンバータ
５の制御範囲）Ｌ2 内で振動させるように働く。なお、
倍電圧パルスドライブ回路５（２）の回路例としては、
本出願人による特願平７−４７３１８号を参照された
い。
【００４７】この場合、本実施例の電源回路は、昇圧型
直流−直流コンバータ２から出力される変換電圧の変動
範囲、即ち、昇圧型直流−直流コンバータ２の制御範囲
Ｌ1に比べて、降圧型直流−直流コンバータ５の制御範
囲Ｌ2 が低くなるように設定しているもので、このよう
な設定を行うため、昇圧型直流−直流コンバータ２の内
部制御電圧よりも電圧低下検出信号の発生開始電圧を低
くしている。
直流−直流コンバータ２から出力される変換電圧の変動
範囲、即ち、昇圧型直流−直流コンバータ２の制御範囲
Ｌ1に比べて、降圧型直流−直流コンバータ５の制御範
囲Ｌ2 が低くなるように設定しているもので、このよう
な設定を行うため、昇圧型直流−直流コンバータ２の内
部制御電圧よりも電圧低下検出信号の発生開始電圧を低
くしている。
【００４８】また、電圧検出回路６における２つのヒス
テリシス形成用抵抗６（８）、６（９）は、図２（ｄ）
または図３（ｂ）に示されるように、変換電圧Ｖ1 と変
換電圧Ｖ2 のレベルが一致した際に、変換電圧Ｖ1 のレ
ベルを一定値だけレベルシフトさせるもので、レベル一
致点付近において不安定な比較動作が行われないように
設けているものである。
テリシス形成用抵抗６（８）、６（９）は、図２（ｄ）
または図３（ｂ）に示されるように、変換電圧Ｖ1 と変
換電圧Ｖ2 のレベルが一致した際に、変換電圧Ｖ1 のレ
ベルを一定値だけレベルシフトさせるもので、レベル一
致点付近において不安定な比較動作が行われないように
設けているものである。
【００４９】さらに、電圧検出回路６に２つのヒステリ
シス形成用抵抗６（８）、６（９）を設ける代わり（こ
の場合、抵抗６（８）はショート、抵抗６（９）はオー
プン状態する）に、昇圧型直流−直流コンバータ２の動
作周波数と、降圧型直流−直流コンバータ５における第
２の直列インダクタ５（３）のインダクタンス値及び第
１の分路コンデンサ７のキャパシタンス値とを適宜選択
すれば、恰も、ヒステリシスを持たせた場合と同様の機
能を達成できる。
シス形成用抵抗６（８）、６（９）を設ける代わり（こ
の場合、抵抗６（８）はショート、抵抗６（９）はオー
プン状態する）に、昇圧型直流−直流コンバータ２の動
作周波数と、降圧型直流−直流コンバータ５における第
２の直列インダクタ５（３）のインダクタンス値及び第
１の分路コンデンサ７のキャパシタンス値とを適宜選択
すれば、恰も、ヒステリシスを持たせた場合と同様の機
能を達成できる。
【００５０】このように、本実施例の電源回路によれ
ば、昇圧型直流−直流コンバータ２の内部制御電圧に比
べて電圧検出回路６における電圧低下検出信号の発生開
始電圧が低くなるように選んでいるので、倍電圧電源回
路４の容量素子４（１）、４（２）の充電電圧を放電さ
せ、変換電圧に加算している期間、昇圧型直流−直流コ
ンバータ２がフル稼働するようになり、その分、倍電圧
電源回路４の容量素子４（１）、４（２）から出力され
る放電電流を少なくすることができ、その分、長い時間
にわたって変換電圧への加算電圧を供給し続けることが
可能になる。
ば、昇圧型直流−直流コンバータ２の内部制御電圧に比
べて電圧検出回路６における電圧低下検出信号の発生開
始電圧が低くなるように選んでいるので、倍電圧電源回
路４の容量素子４（１）、４（２）の充電電圧を放電さ
せ、変換電圧に加算している期間、昇圧型直流−直流コ
ンバータ２がフル稼働するようになり、その分、倍電圧
電源回路４の容量素子４（１）、４（２）から出力され
る放電電流を少なくすることができ、その分、長い時間
にわたって変換電圧への加算電圧を供給し続けることが
可能になる。
【００５１】また、本実施例の電源回路によれば、容量
素子４（１）、４（２）は、容量値の比較的小さなもの
を選ぶことができるようになり、電源回路全体の容積や
重量をあまり増加させることがなく、その上、製造コス
トがそれ程増大することもない。
素子４（１）、４（２）は、容量値の比較的小さなもの
を選ぶことができるようになり、電源回路全体の容積や
重量をあまり増加させることがなく、その上、製造コス
トがそれ程増大することもない。
【００５２】なお、本実施例においては、第１の直流−
直流コンバータとして、昇圧型直流−直流コンバータ２
を用いた例を挙げて説明したが、本発明による第１の直
流−直流コンバータは昇圧型のものに限られない。例え
ば、外部とのインターフェイス線からの電力を少しずつ
取って蓄えておき、負荷に電流が必要なときに利用する
という場合が考えられるが、そのようなときにインター
フェイスの電圧の方が高ければ降圧型直流−直流コンバ
ータを用いるようにしてもよい。ただし、降圧型直流−
直流コンバータを用いたときは、倍電圧電源回路４の容
量素子４（１）、４（２）を充電する場合に、降圧型直
流−直流コンバータから出力される変換電圧を用いるの
ではなく、電池電源１の電圧を用いて充電するように変
更した方が効率がさらに良くなる。
直流コンバータとして、昇圧型直流−直流コンバータ２
を用いた例を挙げて説明したが、本発明による第１の直
流−直流コンバータは昇圧型のものに限られない。例え
ば、外部とのインターフェイス線からの電力を少しずつ
取って蓄えておき、負荷に電流が必要なときに利用する
という場合が考えられるが、そのようなときにインター
フェイスの電圧の方が高ければ降圧型直流−直流コンバ
ータを用いるようにしてもよい。ただし、降圧型直流−
直流コンバータを用いたときは、倍電圧電源回路４の容
量素子４（１）、４（２）を充電する場合に、降圧型直
流−直流コンバータから出力される変換電圧を用いるの
ではなく、電池電源１の電圧を用いて充電するように変
更した方が効率がさらに良くなる。
【００５３】また、本実施例においては、倍電圧電源回
路４の入力側に充電電流を制限するリミッタ回路３を接
続した例を挙げて説明したが、本発明においてリミッタ
回路３は必須のものではなく、省略することもできる。
路４の入力側に充電電流を制限するリミッタ回路３を接
続した例を挙げて説明したが、本発明においてリミッタ
回路３は必須のものではなく、省略することもできる。
【００５４】さらに、本実施例においては、負荷９がバ
ーコードスキャナである例を挙げて説明したが、本発明
による電源回路は、バーコードスキャナを負荷９にした
場合に限られるものではなく、バーコードスキャナに類
似の他の携帯型光学的符号読取り装置や、動作時及び非
動作（待機）時における動作インピーダンスが大幅に異
なる携帯型機器を負荷とする場合にも同様に適用できる
ことは勿論である。
ーコードスキャナである例を挙げて説明したが、本発明
による電源回路は、バーコードスキャナを負荷９にした
場合に限られるものではなく、バーコードスキャナに類
似の他の携帯型光学的符号読取り装置や、動作時及び非
動作（待機）時における動作インピーダンスが大幅に異
なる携帯型機器を負荷とする場合にも同様に適用できる
ことは勿論である。
【００５５】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、負荷抵
抗の大幅な低下により、変換電圧が著しく低下しようと
した際に、電圧検出部に得られる電圧低下検出信号によ
り電力保持部と降圧型直流−直流コンバータとを動作さ
せ、電力保持部においては、それまで変換電圧によって
充電されていた容量素子を放電させ、変換電圧よりも高
い電圧を発生し、降圧型直流−直流コンバータにおいて
は、その高い電圧を調整して変換電圧に加算しているの
で、変換電圧の急激な低下を短時間内に抑圧できて、変
動電圧を負荷の軽重状態に係わりなくほぼ一定に維持す
ることができ、変動電圧の大幅な低下に基づく電源回路
の誤動作の発生を未然に防げるという効果がある。
抗の大幅な低下により、変換電圧が著しく低下しようと
した際に、電圧検出部に得られる電圧低下検出信号によ
り電力保持部と降圧型直流−直流コンバータとを動作さ
せ、電力保持部においては、それまで変換電圧によって
充電されていた容量素子を放電させ、変換電圧よりも高
い電圧を発生し、降圧型直流−直流コンバータにおいて
は、その高い電圧を調整して変換電圧に加算しているの
で、変換電圧の急激な低下を短時間内に抑圧できて、変
動電圧を負荷の軽重状態に係わりなくほぼ一定に維持す
ることができ、変動電圧の大幅な低下に基づく電源回路
の誤動作の発生を未然に防げるという効果がある。
【００５６】また、本発明によれば、第１の直流−直流
コンバータの内部制御電圧に比べて電圧検出部における
電圧低下検出信号の発生開始電圧が低くなるように選ん
でいるので、電力保持部の容量素子の充電電圧を放電さ
せ、変換電圧に加算している期間、第１の直流−直流コ
ンバータがフル稼働するようになり、その分、電力保持
部の容量素子から出力される放電電流を少なくすること
ができ、その分、長い時間にわたって変換電圧への加算
電圧を供給し続けることが可能になるだけでなく、容量
素子の容量値を比較的小さなものを選ぶことができるの
で、電源回路全体の容積や重量をあまり増加させること
がなく、その上、製造コストがそれ程増大することもな
いという効果がある。
コンバータの内部制御電圧に比べて電圧検出部における
電圧低下検出信号の発生開始電圧が低くなるように選ん
でいるので、電力保持部の容量素子の充電電圧を放電さ
せ、変換電圧に加算している期間、第１の直流−直流コ
ンバータがフル稼働するようになり、その分、電力保持
部の容量素子から出力される放電電流を少なくすること
ができ、その分、長い時間にわたって変換電圧への加算
電圧を供給し続けることが可能になるだけでなく、容量
素子の容量値を比較的小さなものを選ぶことができるの
で、電源回路全体の容積や重量をあまり増加させること
がなく、その上、製造コストがそれ程増大することもな
いという効果がある。
【図１】本発明による電源回路の一実施例の構成を示す
回路図である。
回路図である。
【図２】図１に図示された実施例の電源回路における各
部の状態の一例を示す動作説明図である。
部の状態の一例を示す動作説明図である。
【図３】図２に図示の特性の一部の拡大図である。
【図４】バーコードスキャナ等の携帯型光学的符号読取
り装置に用いられる既知の電源回路の構成の一例を示す
回路図である。
り装置に用いられる既知の電源回路の構成の一例を示す
回路図である。
【図５】図４に図示された既知の電源回路において、負
荷が大幅に変動した際の各部の状態の一例を示す動作説
明図である。
荷が大幅に変動した際の各部の状態の一例を示す動作説
明図である。
１ 内蔵電源 ２ 昇圧型直流−直流コンバータ（第１の直流−直流コ
ンバータ） ２（１） 第１の直列インダクタ ２（２） 第１の電界効果トランジスタ（第１のＦＥ
Ｔ） ２（３） 第１のショットキバリアダイオード（第１の
ＳＢＤ） ２（４） 自励発振回路 ２（５） オペアンプ ２（６） 基準電圧源 ２（７）、２（８） 分圧抵抗 ３ 電流リミッタ回路（電流リミッタ部） ３（１）、３（２） 直列抵抗 ３（３） 第２の電界効果トランジスタ（第２のＦＥ
Ｔ） ３（４） ＰＮＰトランジスタ ３（５） バイアス抵抗 ４ 倍電圧電源回路（電力保持部） ４（１） 第１のコンデンサ ４（２） 第２のコンデンサ ４（３） Ｐチャネル電界効果トランジスタ（ＰＦＥ
Ｔ） ４（４） 第１のＮチャネル電界効果トランジスタ（第
１のＮＦＥＴ） ４（５） リトリガブルワンショット回路 ４（６） 第２のショットキバリアダイオード（第２の
ＳＢＤ） ５ 降圧型直流−直流コンバータ（第２の直流−直流コ
ンバータ） ５（１） 第２のＮチャネル電界効果トランジスタ（第
２のＮＦＥＴ） ５（２） 倍電圧パルス駆動回路 ５（３） 第２の直列インダクタ ６ 電圧検出回路（電圧検出部） ６（１） 比較器 ６（２）、６（３） 第１組の分圧抵抗 ６（４）、６（５）、６（６） 第２組の分圧抵抗 ６（７） コンデンサ ６（８）、６（９） ヒステリシス形成用抵抗 ７ 第１の分路コンデンサ ８ 平滑フィルタ（リップルフィルタ） ８（１） 第３の直列インダクタ ８（２） 第２の分路コンデンサ ９ 負荷 １０ 出力ライン
ンバータ） ２（１） 第１の直列インダクタ ２（２） 第１の電界効果トランジスタ（第１のＦＥ
Ｔ） ２（３） 第１のショットキバリアダイオード（第１の
ＳＢＤ） ２（４） 自励発振回路 ２（５） オペアンプ ２（６） 基準電圧源 ２（７）、２（８） 分圧抵抗 ３ 電流リミッタ回路（電流リミッタ部） ３（１）、３（２） 直列抵抗 ３（３） 第２の電界効果トランジスタ（第２のＦＥ
Ｔ） ３（４） ＰＮＰトランジスタ ３（５） バイアス抵抗 ４ 倍電圧電源回路（電力保持部） ４（１） 第１のコンデンサ ４（２） 第２のコンデンサ ４（３） Ｐチャネル電界効果トランジスタ（ＰＦＥ
Ｔ） ４（４） 第１のＮチャネル電界効果トランジスタ（第
１のＮＦＥＴ） ４（５） リトリガブルワンショット回路 ４（６） 第２のショットキバリアダイオード（第２の
ＳＢＤ） ５ 降圧型直流−直流コンバータ（第２の直流−直流コ
ンバータ） ５（１） 第２のＮチャネル電界効果トランジスタ（第
２のＮＦＥＴ） ５（２） 倍電圧パルス駆動回路 ５（３） 第２の直列インダクタ ６ 電圧検出回路（電圧検出部） ６（１） 比較器 ６（２）、６（３） 第１組の分圧抵抗 ６（４）、６（５）、６（６） 第２組の分圧抵抗 ６（７） コンデンサ ６（８）、６（９） ヒステリシス形成用抵抗 ７ 第１の分路コンデンサ ８ 平滑フィルタ（リップルフィルタ） ８（１） 第３の直列インダクタ ８（２） 第２の分路コンデンサ ９ 負荷 １０ 出力ライン
Claims (4)
- 【請求項１】 直流電源と、前記直流電源の電圧を変換
する第１の直流−直流コンバータと、前記第１の直流−
直流コンバータの変換電圧を平滑し、負荷に出力する平
滑フィルタと、電力供給部とを備え、前記電力供給部
は、前記変換電圧の電圧低下を検出して電圧低下検出信
号を出力する電圧検出部と、容量素子を有し、前記変換
電圧または前記直流電源の電圧によって前記容量素子を
充電し、前記電圧低下検出信号の出力時に前記容量素子
を放電する電力保持部と、前記電圧低下検出信号の出力
時に前記電力保持部の放電出力を電圧変換し、前記第１
の直流−直流コンバータの変換電圧と合成する第２の直
流−直流コンバータとからなり、前記第１の直流−直流
コンバータの内部制御電圧よりも前記電圧検出部の電圧
低下検出信号の発生開始電圧を低く設定したことを特徴
とする電源回路。 - 【請求項２】 前記電力供給部は、入力側に前記容量素
子の充電電流を制限する電流リミッタ部を設けたことを
特徴とする請求項１に記載の電源回路。 - 【請求項３】 前記直流電源は、電池であることを特徴
とする請求項１または２に記載の電源回路。 - 【請求項４】 前記負荷は、バーコードスキャナ等の携
帯型光学的符号読取り装置であることを特徴とする請求
項１、２、３のいずれかに記載の電源回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14178996A JP3349889B2 (ja) | 1996-06-04 | 1996-06-04 | 電源回路 |
| US08/864,800 US5856741A (en) | 1996-06-04 | 1997-05-29 | Double DC-DC converter having power holding portion |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14178996A JP3349889B2 (ja) | 1996-06-04 | 1996-06-04 | 電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09327170A JPH09327170A (ja) | 1997-12-16 |
| JP3349889B2 true JP3349889B2 (ja) | 2002-11-25 |
Family
ID=15300197
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14178996A Expired - Fee Related JP3349889B2 (ja) | 1996-06-04 | 1996-06-04 | 電源回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5856741A (ja) |
| JP (1) | JP3349889B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| SE9902460D0 (sv) * | 1999-06-23 | 1999-06-23 | Electronique Ind Departement D | Energy source with battery and supercapacitor |
| JP2001350529A (ja) * | 2000-06-08 | 2001-12-21 | Murata Mfg Co Ltd | 電源装置およびそれを用いた電子機器および電源装置の出力短絡保護方法 |
| EP1202427B1 (en) | 2000-10-27 | 2013-08-28 | Invensys Systems, Inc. | Load voltage controller for a field device and related control method |
| DE10303246B3 (de) * | 2003-01-28 | 2004-10-28 | Infineon Technologies Ag | Ansteuerschaltung für einen Schalter in einem Schaltwandler und Verfahren zur Ansteuerung eines Schalters in einem Schaltwandler |
| US7068017B2 (en) * | 2003-09-05 | 2006-06-27 | Daimlerchrysler Corporation | Optimization arrangement for direct electrical energy converters |
| US7432690B2 (en) * | 2005-05-27 | 2008-10-07 | Hubbell Incorporated | Dual circuit wall switch occupancy sensor and method of operating same |
| US7977921B2 (en) * | 2008-08-15 | 2011-07-12 | National Semiconductor Corporation | AC-to-DC voltage conversion and charging circuitry |
| JP2010213559A (ja) * | 2009-02-12 | 2010-09-24 | Mitsumi Electric Co Ltd | 直流電源装置およびｄｃ−ｄｃコンバータ |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3414802A (en) * | 1966-04-18 | 1968-12-03 | Bell Telephone Labor Inc | Stacked series regulator |
| US4868908A (en) * | 1988-10-18 | 1989-09-19 | Ventritex | Power supply down-conversion, regulation and low battery detection system |
| US5532576A (en) * | 1994-04-11 | 1996-07-02 | Rockwell International Corporation | Efficient, well regulated, DC-DC power supply up-converter for CMOS integrated circuits |
| US5710699A (en) * | 1996-05-28 | 1998-01-20 | General Electric Company | Power electronic interface circuits for batteries and ultracapacitors in electric vehicles and battery storage systems |
-
1996
- 1996-06-04 JP JP14178996A patent/JP3349889B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-05-29 US US08/864,800 patent/US5856741A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09327170A (ja) | 1997-12-16 |
| US5856741A (en) | 1999-01-05 |
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